TWI410035B - 電力轉換裝置及三角波產生電路 - Google Patents

電力轉換裝置及三角波產生電路 Download PDF

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Description

電力轉換裝置及三角波產生電路
本發明係關於將自發電機輸出之交流電力轉換為直流電力之電力轉換裝置及方法與三角波產生電路，尤其係關於用以將輸出電壓高精度地控制為目標電壓之技術。
自先前，存有對自發電機輸出之交流電力進行整流並將其轉換為直流電力之電力轉換裝置，例如，用於對車輛之電池進行充電。
圖34表示此種先前之電力轉換裝置200之構成。於同圖中，線圈100為發電機之線圈，且藉由驅動該發電機之旋轉軸而使線圈100感應交流電力。閘流體201、電阻202、二極體203、齊納二極體204、205、以及二極體206，構成本電力轉換裝置200，且基本上可實現半波整流電路。
具體而言，閘流體201之陽極連接於發電機之線圈100之一端，且其陰極連接於電池300之陽極，該電池300作為該電力轉換裝置200之負載。又，於閘流體201之陽極與接地之間，依次串聯連接有電阻202、二極體203、以及齊納二極體204、205。
此處，自閘流體201之陽極朝向接地，使二極體203順向連接，而使齊納二極體204、205反向連接。又，自電阻202與二極體203之間的連接點P朝向閘流體201之閘極電極，使二極體206順向連接。
連接點P之電壓Vref以如下之方式設定，即，當電池300 之端子電壓低於較電池300之額定電壓高出預定電壓之目標電壓VT時，可將閘流體201控制為接通狀態。換言之，將電壓Vref設定為如下適當之值，即，當電池300之端子電壓在目標電壓VT以上時，不使閘流體201成為接通狀態。
參照圖35，對上述先前技術之電力轉換裝置之動作加以說明。
圖35A表示發電機之轉速較低之情形，圖35B表示發電機之轉速較高之情形。再者，為便於說明，電池300之端子電壓之初始值低於目標電壓VT。
首先，於圖35A所示之期間T1，當發電機之線圈100所感應出的交流電壓VA之正相(正電壓)被供給至閘流體201之陽極時，使該交流電壓VA經由電阻202而供給至連接點P。當該連接點P之電壓上升時，電流將經由二極體206而流入閘流體201之閘極電極，且閘流體201接通。其後，連接點P之電壓藉由齊納二極體204、205而被箝位為電壓Vref。當閘流體201為接通狀態時，將經由該閘流體201而供給交流電壓VA之正相，其結果為，閘流體201之輸出電壓VO上升，且藉由該輸出電壓VO而對電池300進行充電。
繼而於期間T2，當交流電壓VA轉變為負相(負電壓)時，連接點P之電壓降低，並且閘流體201成為逆向偏壓狀態而斷開。當閘流體201轉變為斷開狀態時，將不向電池300供給電力，故電池300放電，且其端子電壓逐漸降低。
繼而於期間T3中，當交流電壓VA再次轉變為正相時， 連接點P之電壓上升，但電池300之端子電壓即閘流體201之輸出電壓VO依然處於高於目標電壓VT之狀態，故不會有電流流入閘流體201之閘極電極，閘流體201維持斷開狀態。即便於其後之期間T4~T6中，輸出電壓VO依然處於高於目標電壓VT之狀態，故閘流體201維持斷開狀態。
繼而於期間T7之中途，當輸出電壓VO低於目標電壓VT時，閘流體201成為接通狀態，此時，藉由自發電機輸出之交流電壓VA之正相，而使輸出電壓VO略微上升，並對電池300進行充電。
繼而於期間T8中，當交流電壓VA轉變為負相時，閘流體201成為關閉狀態，且輸出電壓VO降低，但繼而於期間T9中，當輸出電壓VO低於目標電壓VT時，閘流體201接通，此時藉由自發電機輸出之交流電壓VA之正相，而使閘流體201之輸出電壓VO上升。
如此，當輸出電壓VO低於目標電壓VT時，於交流電壓VA之正相之期間中閘流體201成為接通狀態並對電池300進行充電。
再者，如圖35B所示，當發電機之轉速較高時，發電機所輸出之交流電壓VA之振幅變大，並且其頻率亦變高，故輸出電壓VO之上升率變大，但除此以外，與上述之圖35A所示之示例相同。
[專利文獻1]日本專利特開平10-52045號公報
根據上述先前技術，當輸出電壓VO低於目標電壓VT時，於交流電壓VA之正相之週期期間使閘流體201接通。又，若輸出電壓VO不低於目標電壓VT，則於各週期期間使閘流體201維持關閉狀態。
如此，當著眼於交流電壓VA之週期期間時，閘流體201於各週期期間，被控制為是導通狀態或非導通狀態之極端之二值狀態。因此，根據上述先前技術，存在如下問題，即輸出電壓VO之變動幅度變大，難以高精度地將輸出電壓VO控制為目標電壓VT。
又，根據上述圖34所示之先前技術之構成，於代替電池300而將燈作為負載之情形時，存在輸出電壓之有效值Vrms增大，導致燈斷電之問題。
作為解決如此問題之電力轉換裝置，存有圖36所示之裝置。相比於上述之圖34所示之裝置構成，該電力轉換裝置作為用以獲得輸出電壓VO之有效值Vrms之電路系統，進而包括電晶體401、二極體402、齊納二極體403、電阻404、以及電場電容器405。
根據該裝置，輸出電壓VO被供給至電場電容器405且被平流，並且當電場電容器405之端子電壓增大時，使電晶體401導通而強制性地使閘流體201關閉，由此抑制電場電容器405之端子電壓之上升。由此，根據該裝置，可將輸出電壓之有效值Vrms供給至燈301，故不會使燈301斷電，但因不連續地輸出輸出電壓VO，故存在燈明暗閃爍之問題。
又，根據上述圖34、圖36所示之先前技術之構成，輸出電壓VO之峰值電壓增大，故無法將限制額定電源電壓之電子設備作為負載而加以連接。作為解決如此問題之電力轉換裝置，存有圖37所示之裝置。相比於上述圖34所示之構成，該電力轉換裝置作為用以抑制輸出電壓VO之峰值電壓之電路系統，進而包括：閘流體500，其用以使發電機之線圈100短路；用以控制閘流體500之二極體501及齊納二極體502。
根據該先前裝置，當輸出電壓VO超過齊納二極體502所決定之固定電壓時，使閘流體500接通以使發電機之輸出與接地短路，故可抑制交流電壓VA之振幅，由此可抑制閘流體201之輸出電壓VO之峰值。
然而，根據該先前裝置，因有效值Vrms較低，故存在作為負載而連接之電子設備無法動作之問題。又，因使發電機之輸出於接地短路，故存在電力轉換效率降低之問題。
本發明係鑒於上述情形開發而成者，其目的在於提供一種不會導致電力轉換效率降低，且可高精度地將輸出電壓控制為目標電壓之電力轉換裝置及方法與三角波產生電路。
為解決上述課題，本發明之電力轉換裝置係將自發電機輸出之交流電力轉換為直流電力，並供給至負載的裝置，且包括：開關部，其連接於上述發電機之輸出部與上述負載之間；及控制部，其產生與自上述發電機輸出之交流電 力之各週期對應且峰值電壓固定的三角波電壓，並且經由上述開關部而產生供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓的差分電壓，根據上述三角波電壓與上述差分電壓而控制上述開關部之導通狀態。
上述電力轉換裝置之特徵在於，上述控制部包括：差動電路，其經由上述開關部而輸入供給至上述負載之電壓與上述預定之目標電壓且產生該等電壓之差分電壓；及比較電路，其比較上述差動電路所產生之差分電壓與上述三角波電壓，根據該比較結果而產生規定上述開關部之導通時序之脈衝信號並供給至該開關部。
上述電力轉換裝置之特徵在於，上述控制部包括：電壓產生電路，其產生預定電壓；及選擇電路，其根據由上述電壓產生電路所產生之預定電壓與由上述差動電路所產生之差分電壓之大小關係，而選擇上述預定電壓與上述差分電壓之任一者並輸出至上述比較電路；上述比較電路比較自上述選擇電路所輸入之預定電壓或差分電壓與上述三角波電壓，根據該比較結果而產生規定上述開關部之導通時序之脈衝信號且供給至該開關部。
上述電力轉換裝置之特徵在於，上述控制部包括計數電路，其對時脈數進行計數，且當計數結果超過臨限值時，以輸出由上述差動電路所產生之差分電壓之方式控制上述選擇電路之輸出。
上述電力轉換裝置之特徵在於，上述電壓產生電路包括包含電容器與電阻之CR(Capacitance-Resistance，電容電 阻)電路，並藉由儲存於上述電容器中之電荷之放電，而產生上述預定電壓。
上述各電力轉換裝置之特徵在於：上述控制部包括負載偏離檢測電路，其根據自上述發電機輸出之交流電力與上述開關部之輸出而檢測上述負載之偏離，當檢測出上述負載偏離時，以輸出由上述電壓產生電路所產生之預定電壓之方式控制上述選擇電路之輸出。
上述各電力轉換裝置之特徵在於：上述控制部包括負載偏離檢測電路，其根據自上述發電機輸出之交流電力與上述開關部之輸出，而檢測上述負載之偏離，當檢測出負載偏離時，進行用以降低上述預定之目標電壓之電壓值的處理。
上述電力轉換裝置之特徵在於：進而包括放大電路，其將上述差分電壓放大並供給至上述比較電路。
上述電力轉換裝置之特徵在於：當將上述三角波之峰值設為H，將上述放大電路之放大率設為M，將上述目標電壓設為VT，且將經由上述開關部而供給至上述負載之電壓之控制寬度設為W時，W係VT至VT+(H/M)之範圍內之值。
上述電力轉換裝置之特徵在於：上述控制部作為用以產生上述三角波電壓之機構而包括：計數部，其對上述發電機所輸出之第1週期之交流電壓波形之半週期的時間進行計數；除法運算部，其使上述計數部之計數結果除以預定值；及波形產生部，其係於上述第1週期後之第2週期中， 產生每經過上述第1週期中之上述除法運算部之除法運算結果所示的時間，就上升預定電壓量之階梯狀電壓波形；且將上述階梯狀電壓波形作為上述三角波電壓之波形而輸出。
上述電力轉換裝置之特徵在於，上述控制部包含三角波產生電路，該三角波產生電路包括：第1充電部，其於上述發電機所輸出之交流電壓為正週期或者負週期之期間，用預定電流值之恆定電流而對第1電容器進行充電；第2充電部，其用與上述週期結束後之上述第1電容器之端子間電壓對應之電流值的恆定電流，而對第2電容器進行充電；及控制部，其根據上述交流電壓之週期或者上述第2電容器之端子間電壓而使上述第2充電部之充電結束；且該三角波產生電路將上述第2電容器之端子間電壓作為上述三角波電壓之波形而輸出。
又，本發明之一側面之電力轉換裝置，係將自發電機輸出之三相交流電力轉換為直流電力並將該直流電力供給至負載的裝置，其特徵在於包括：複數個開關部，其等分別連接於上述發電機之各相輸出部與上述負載之各端之間；及控制部，其於每個相產生與自上述發電機輸出之各相之交流電力之各週期對應、且峰值電壓固定的三角波電壓，並且產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓的差分電壓，且於每個相根據對於其他相所產生之上述三角波電壓與上述差分電壓，而控制與該相輸出部連接之上述各開關部之導通狀態。
上述電力轉換裝置之特徵在於，上述控制部係產生與自上述發電機輸出之W相之交流電力之各週期對應、且峰值電壓固定的W相三角波電壓，且產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓的差分電壓，根據所產生之上述W相三角波電壓與上述差分電壓，而控制與U相輸出部連接之上述各開關部之導通狀態；產生與自上述發電機輸出之U相之交流電力之各週期對應、且峰值電壓固定的U相三角波電壓，且產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓的差分電壓，根據所產生之上述U相三角波電壓與上述差分電壓，而控制與V相輸出部連接的上述各開關部之導通狀態；產生與自上述發電機輸出之V相之交流電力之各週期對應、且峰值電壓固定的V相三角波電壓，並且產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓的差分電壓，根據所產生之上述V相三角波電壓與上述差分電壓，而控制與W相輸出部連接之上述各開關部的導通狀態。
為解決上述問題，本發明之電力轉換方法包括以下步驟：經由連接於發電機之輸出部與負載之間的開關部，而將自上述發電機輸出之交流電力供給至上述負載的步驟；產生與上述交流電力之各週期對應、且峰值電壓固定之三角波電壓的步驟；產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓之差分電壓的步驟；及根據上述三角波電壓與上述差分電壓而控制上述開關部之導通時序的步驟。
本發明之三角波產生電路，其於電力轉換裝置中產生用以控制開關元件之導通之三角波電壓，上述電力轉換裝置係將自發電機輸出之交流電力轉換為直流電力並供給至負載，且上述三角波產生電路之特徵在於，包括：計數部，其對上述發電機所輸出之第1週期之交流電壓波形之半週期的時間進行計數；除法運算部，其使上述計數部之計數結果除以預定值；及波形產生部，其係於上述第1週期後之第2週期中，產生每經過上述第1週期中所得到之上述除法運算部之除法運算結果所示的時間，就上升預定電壓量之階梯狀電壓波形；且將上述階梯狀電壓波形作為上述三角波電壓之波形而輸出。
本發明之一側面之三角波產生電路，其於電力轉換裝置中產生用以控制開關元件之導通之三角波電壓，上述電力轉換裝置係將自發電機輸出之交流電力轉換為直流電力並供給至負載，且上述三角波產生電路之特徵在於，包括：第1充電部，其於上述發電機所輸出之交流電壓為正週期或者負週期之期間，用預定電流值之恆定電流對第1電容器進行充電；第2充電部，其用與上述週期結束後之上述第1電容器之端子間電壓對應的電流值之恆定電流，對第2電容器進行充電；及控制部，其根據上述交流電壓之週期或者上述第2電容器之端子間電壓而使上述第2充電部之充電結束；且將上述第2電容器之端子間電壓作為上述三角波電壓之波形而輸出。
藉由本發明，可根據輸出電壓與目標電壓之差分電壓而控制閘流體之導通時序，故不會導致電力轉換效率之降低，由此可高精度地將輸出電壓控制為目標電壓。
以下，參照圖式而說明本發明之實施形態。
[實施形態1]
圖1表示本實施形態之電力轉換裝置1000之構成。圖1中，對與上述圖34所示之先前裝置之構成要素共通的要素附上相同符號。
本電力轉換裝置1000將自發電機之線圈100輸出之交流電壓VA轉換為直流之輸出電壓VO，並將該輸出電壓VO供給至作為負載的電池300，上述電力轉換裝置1000包括閘流體201、閘極控制部1100、以及電阻R1、R2。此處，閘流體201連接於發電機之輸出部與電池300之間。具體而言，閘流體201之陽極連接於發電機之線圈100之一端，閘流體201之陰極連接於電池300之陽極。電池300之陰極與接地連接。
又，於閘流體201之陰極與接地之間串聯連接有電阻R1及電阻R2，該等電阻R1及電阻R2用以檢測經由閘流體201而供給至電池300之陽極的輸出電壓VO，於該等電阻R1與電阻R2之間之連接點P上表現電壓VR，該電壓VR係藉由該等電阻而對輸出電壓VO進行分壓所獲得者。閘極控制部1100之輸入部連接於上述連接點P，且該閘極控制部1100之輸出部連接於閘流體201之閘極電極。
圖2表示閘極控制部1100之詳細構成。
閘極控制部1100控制閘流體201之導通，且包括電壓轉換電路1110、基準電壓產生電路1120、差動電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1150、以及比較電路1160。此處，電壓轉換電路1110將於上述連接點P所表現之電壓VR轉換為表示該電壓VR之有效值或者平均值之電壓VR'，且其輸入部連接於上述連接點P，並且其輸出部連接於差動電路1130之其中一方之輸入部。該電壓VR'與供給至上述電池300之輸出電壓VO對應，並用作輸出電壓VO之檢測值。
至於將電壓VR'作為電壓VR之有效值或平均值，可根據本裝置之利用形態而預先適當地設定。即，於本裝置之利用形態中設為如下構成：若為輸出電壓VO之有效值有含義，則電壓轉換電路1110將電壓VR之有效值輸出，又，若為輸出電壓VO之平均值有含義，則電壓轉換電路1110將電壓VR之平均值輸出。當然，既可將電壓VR直接作為電壓VR'而輸出，亦可將電壓VR轉換為有效值及平均值以外的其他量。作為用以產生電壓VR之有效值及平均值之構成，可利用眾所周知之技術。
基準電壓產生電路1120產生用以對電池300進行充電的目標電壓VT，且其輸出部連接於差動電路1130之另一方之輸入部。該目標電壓VT之含義如上所述。差動電路1130產生電壓VR'與目標電壓VT之差分電壓VD(=VR'-VT)，且其輸出部連接於放大電路1140之輸入部。
放大電路1140使上述差分電壓VD乘以倍率係數(放大率)M(>0)，並將差分電壓VD被放大至M倍後之差分電壓VD'輸出，且其輸出部連接於比較電路1160之其中一方之輸入部。三角波產生電路1150產生與自上述發電機之線圈100輸出之交流電壓VA之各週期對應的三角波電壓VB，且其輸出部連接於比較電路1160之另一輸入部。
如下述圖3所示，於本實施形態中，三角波電壓VB具有如下波形，即：對應於交流電壓VA之正相之週期期間，以交流電壓VA自負電壓轉變為正電壓之時間點為起始點，自0 V以固定之傾斜度增加，且於交流電壓VA自正電壓轉變為負電壓之時間點成為0 V。各週期期間之三角波電壓VB之峰值電壓Vp為固定。下述該三角波電壓VB之產生機制。
比較電路1160對上述三角波電壓VB與差分電壓VD'進行比較，並輸出脈衝信號VSCR，該脈衝信號具有與上述電壓之大小關係對應之信號位準。於本實施形態中，於三角波電壓VB高於電壓VD'之區間，使脈衝信號VSCR為高位準，於除此以外之區間，使脈衝信號VSCR為低位準。將脈衝信號VSCR供給至閘流體201之閘極電極。
繼而，參照圖3至圖6，說明本電力轉換裝置1000之動作。
圖3A表示發電機之轉速較低之情形，圖3B表示發電機之轉速較高之情形，此處，發電機之旋轉於初始狀態下處於停止狀態，自該初始狀態依次進行說明。
若發電機之旋轉處於停止狀態，則發電機之線圈100中並未感應電力，故交流電壓VA為0 V，本電力轉換裝置1000為無供電狀態。此時，當負載並非電池時(例如負載為燈時)，連接點P之電壓VR亦為0 V，故差分電壓VD及差分電壓VD'為負值。由此，於初始狀態下，三角波電壓VB成為高於差分電壓VD'之狀態，且比較電路1160將脈衝信號VSCR設為高位準而傳送至閘流體201之閘極。又，當負載為電池時，由於未供給交流電壓VA之正相故連接點P之電壓VR降低，故同樣，三角波電壓VB成為高於差分電壓VD'之狀態，且比較電路1160將脈衝信號VSCR設為高位準而傳送至閘流體201之閘極。
當發電機自該初始狀態開始發電時，自發電機輸出之交流電壓VA將作為輸出電壓VO，經由接通狀態之閘流體201而供給至電池300，開始對該電池300進行充電。又，當自發電機輸出交流電壓VA時，三角波產生電路1150產生與交流電壓VA之各週期對應的三角波電壓VB。
其後，伴隨輸出電壓VO之上升，連接點P之電壓VR亦上升。伴隨該電壓VR之上升，電壓轉換電路1110所輸出之電壓VR'亦上升。差動電路1130輸入於基準電壓產生電路1120中所產生之目標電壓VT、與自電壓轉換電路1110輸出之電壓VR'，產生並輸出該等電壓之差分電壓VD。放大電路1140將差分電壓VD放大至M倍，並將電壓VD'(=M×VD)供給至比較電路1160。
此處，當電壓VR'超過目標電壓VT時，差動電路1130所 輸出之差分電壓VD轉變為正值，且輸入該差分電壓VD之放大電路1140之輸出電壓VD'亦轉變為正值。下述藉由該放大電路1140而將差分電壓VD放大至M倍之含義。如圖3A所示，放大電路1140之輸出電壓VD'轉變為正值之結果為，差分電壓VD'之波形與三角波電壓VB之波形交叉，產生三角波電壓VB高於差分電壓VD'之區間、以及三角波電壓VB低於差分電壓VD'之區間。
比較電路1160對差分電壓VD'與三角波電壓VB進行比較，並根據該比較之結果而產生脈衝信號VSCR，該脈衝信號VSCR規定閘流體201之導通時序。即，比較電路1160於三角波電壓VB高於差分電壓VD'之區間將脈衝信號VSCR設為高位準，於三角波電壓VB低於差分電壓VD'之區間將脈衝信號VSCR設為低位準，並將該脈衝信號VSCR供給至閘流體201之閘極電極。
將脈衝信號VSCR輸入閘極電極之閘流體201，於脈衝信號VSCR為高位準之時間點接通。此後，當脈衝信號VSCR為低位準並且交流電壓VA轉變為負電壓時，使閘流體201為逆向偏壓狀態且關閉。即，閘流體201於三角波電壓VB高於差分電壓VD'之區間為接通狀態，於除此以外之區間為關閉狀態。如此，閘極控制部1100根據於三角波產生電路1150中所產生之三角波電壓VB、與自放大電路1140輸出之差分電壓VD'，而控制閘流體201之導通狀態。
此處，閘流體201之接通狀態之區間、即三角波電壓VB高於差分電壓VD'之期間依賴於差分電壓VD'之位準，且該 差分電壓VD'之位準依賴於與目標電壓VT相對的輸出電壓VO之位準。由此，若輸出電壓VO較高，則電壓VD'之位準亦變高，三角波電壓VB高於差分電壓VD'之期間減少，並且閘流體201成為接通狀態之期間減少。其結果為，輸出電壓VO朝向目標電壓VT而降低。
相反，若輸出電壓VO較低，則差分電壓VD'之位準亦變低，其結果為，三角波電壓VB高於差分電壓VD'之期間將增加，並且閘流體201成為接通狀態之期間增加。其結果為，輸出電壓VO朝向目標電壓VT而上升。如此，於發電機之交流電壓VA之各週期，以使輸出電壓VO穩定於目標電壓VT之方式，控制閘流體201之導通期間。
以上說明了發電機之轉速較低之情形，當發電機之轉速較高時，如圖3B所示，發電機所輸出之交流電壓VA之振幅增大並且其頻率亦增大，故三角波VB之上升率增大，除此以外與上述圖3A所示之發電機之轉速較低之情形相同，以使輸出電壓VO穩定於目標電壓VT之方式實施閘流體201之閘極控制。
其次，參照圖4及圖5，對三角波產生電路1150中之三角波電壓VB之產生機制加以說明。
通常，發電機所輸出之交流電壓之頻率並不急遽變化，故可認為1個週期前之波形與當前週期之波形大致相同。例如，於圖4中，若設波形2為當前週期之波形，則波形2之半週期T2、與其之1個週期前之波形1的半週期T1大致相同。
利用上述特性，藉由以下步驟而產生三角波電壓VB。
(步驟1)如圖4所示，於波形1之週期中，根據發電機所輸出之交流電壓VA而產生方形波S。與該波形1對應之方形波S之半週期，與波形1之週期中之交流電壓VA的半週期T1一致。
(步驟2)繼而，對方形波S之半週期T1之時間進行計數。
(步驟3)繼而，使半週期T1之時間之計數結果除以預定之解析度n，獲得時間t1(=T1/n)。此處，解析度n係規定三角波電壓VB之傾斜之平滑度的量，解析度n愈高，則三角波電壓VB之傾斜愈平滑。
(步驟4)繼而，使三角波電壓VB之峰值電壓Vp除以預定之解析度n，獲得電壓v1(=Vp/n)。
(步驟5)繼而，如圖5所示，於下一週期之波形2上升之時序(開始對T2進行計數之時序)，使三角波電壓VB僅上升上述電壓v1，而使該三角波電壓VB僅於上述時間t1內維持。
(步驟6)於相同波形2之週期中，於經過上述時間t1之時序使三角波電壓VB進而僅上升上述電壓v1，當重複上述動作n次後，可獲得如圖5所示之階梯狀波形，從而可獲得相當於如下三角波電壓之傾斜部分之階梯狀波形，該三角波電壓與波形2之週期對應。若增大解析度n之值，則階梯狀波形將變得平滑，可獲得更好之三角波。
藉由以上步驟，使用1個週期前之交流電壓VA之波形，產生與交流電壓VA之各週期對應、且峰值電壓Vp固定之電壓波形。
利用上述三角波電壓之產生機制之三角波產生電路1150，於本電力轉換裝置中產生用以控制閘流體201之導通時序的三角波電壓，例如可包括計數部、除法運算部、以及波形產生部。此處，計數部對發電機所輸出之第1週期之交流電壓波形之半週期的時間(例如圖4中之波形1之週期的時間T1)進行計數。除法運算部使上述計數部之計數結果除以預定之解析度n(預定值)。波形產生部產生階梯狀電壓波形，該階梯狀電壓波形於第1週期後之第2週期(例如圖4之波形2之週期)中，每經過上述第1週期中之除法運算部之除法運算結果所示的時間t1，就上升預定電壓V1。將該階梯狀電壓波形作為上述三角波電壓之波形而輸出。
其次，參照圖6，說明導入放大電路1140之技術含義。
圖6A表示當放大電路1140之放大率即倍率係數M為「1」時之三角波電壓VB與差分電壓VD'(=VD)之相對關係。於圖6A中，區間W1表示三角波電壓VB高於差分電壓VD'之期間，即閘流體201被控制於接通狀態之期間。又，圖6B表示當倍率係數M設為「2」時之三角波電壓VB與差分電壓VD'(=2×VD)之相對關係。如圖6B所示，當將倍率係數M設為「2」而使差分電壓VD放大至2倍時，相比於圖6A所示之區間W1，與閘流體201之接通狀態對應之區間W2的變動量為2倍，藉此，脈衝信號VSCR之響應量(靈敏度)為輸出電壓VO之變動量的2倍。
上述情形如圖6C所示，與三角波電壓之峰值電壓相對於 倍率係數M為「1」時之差分電壓VD'(=VD)而相對性地減半(VB/2)的情形等效，即意味著控制寬度減半。因此，導入放大電路1140，將差分電壓VD放大至M倍，藉此使輸出電壓VO之控制寬度相對性地減小至M分之1，故可高精度地將輸出電壓VO控制為目標電壓VT。
此處，於三角波電壓VB之高度H(=峰值電壓Vp)、倍率係數M、目標電壓VT、以及輸出電壓VO之控制寬度W之間存在如下關係：W之值在VT至VT+(H/M)之範圍內。由此，於使用本電力轉換裝置之情形時，根據所期望之控制寬度W與目標電壓VT，以滿足上述關係之方式適當地設定三角波電壓VB之高度H與倍率係數M即可。
其次，參照圖7至圖14，說明本電力轉換裝置1000之應用例。任何應用例均以參照上述圖1至圖6所說明之閘極控制機制作為基本原理。
圖7所示之電力轉換裝置2070係將燈L作為負載而進行打開控制之構成，且包括閘流體2071與閘極控制部2072。此處，閘流體2071之陽極連接於燈L，閘流體207之陰極連接於發電機之線圈100。藉此，最終可於發電機所輸出之交流電壓VA之負相的各週期中，控制閘流體2073之導通。
圖8所示之電力轉換裝置2080係將燈L作為負載而進行短路控制之構成。圖9所示之電力轉換裝置2090亦係將燈L作為負載而進行短路控制之構成。於上述圖1所示之例中控制負載之導通期間，但於該例中控制非導通期間(短路控制)。圖10所示之電力轉換裝置2100係將電池301及電阻 302作為負載而進行單相半波打開控制之構成。圖11所示之電力轉換裝置2110係將電池及電阻作為負載而進行單相全波接通控制之構成。圖12所示之電力轉換裝置2120係進行單相全波短路控制之構成。圖13所示之電力轉換裝置2130係進行三相全波接通控制之構成。圖14所示之電力轉換裝置2140係進行三相全波短路控制之構成。
以上說明了本發明之實施形態，但本發明並非限定於上述實施形態，可於不脫離本發明之主旨之範圍內進行變形。
例如，參照圖1至圖6之實施形態中，對如下情形進行了說明，即經由閘流體201而僅將自發電機輸出之交流電力之正相成分供給至負載，且對發電機之輸出進行半波整流，但並非限定於此，亦可對於自發電機輸出之交流電力之負相成分同樣地進行半波整流，藉此以進行全波整流之方式而構成。
又，參照圖1至圖6之實施形態中，對單相之交流電力進行轉換，但亦可適用於多相之交流電力。
又，參照圖1至圖6之實施形態中，構成為如下：對供給至負載之閘流體201之接通之時序進行控制，但亦可構成為如下：對不供給至負載而使發電機短路之閘流體之接通的時序進行控制。
又，參照圖1至圖6之實施形態中，設置放大電路1140且以如上之方式提高閘流體之閘極控制之靈敏度，但若輸出電壓VO之控制寬度充裕，則可省略上述放大電路1140。
進而，參照圖1至圖6之實施形態中，設置有電壓轉換電路1110，但於控制直流時可省略上述電壓變化電路1110。
[實施形態2]
本實施形態係對實施形態1之電力轉換裝置1000之閘極控制部1100之構成進行進一步改良的示例。
即，實施形態1中，存在發電機開始發電之後不久，輸出電壓VO過度上升之情形。圖15係表示如此情形之具體例之圖。同圖所示之示例中，左端為發電機之發電開始時序。如同圖所示，開始發電時差分電壓VD'較小，故脈衝信號VSCR為高位準(ON)之期間變長。其結果為，向電池300供給交流電壓VA之時間(充電時間)變長。藉由向電池300供給交流電壓VA而使輸出電壓VO上升，但因充電時間較長而使該輸出電壓VO一下子上升，如圖15所示變得過大。
再者，於圖15中交流電壓VA之振幅產生變動，此情形表示發電機之輸出波動。通常，起動時之發電機之輸出如圖15所示，波動之情形較多。又，波形變形，表示當閘流體201處於接通狀態時發電機之輸出處於箝位狀態。
本實施形態中，於閘極控制器1100之構成中進而導入有限制電壓VL，以使輸出電壓VO不會一下子上升。該限制電壓VL用以限制充電時間之上限值。以下，進行詳細說明。
圖16係表示本實施形態之閘極控制部1100之詳細構成的圖。於同圖中，對與實施形態1之閘極控制部1100(圖2)之 構成要素共通的要素附上相同符號。
如圖16所示，本實施形態之閘極控制部1100除包括電壓轉換電路1110、基準電壓產生電路1120、差動電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1150、以及比較電路1160以外，亦包括比較電路1210、極限電壓產生電路1220、開關電路1230、起動電路1240、以及計數電路1250。
於本實施形態中，放大電路1140之輸出部與比較電路1210及開關電路1230之各輸入部連接。藉此，可將電壓VD'輸入比較電路1210及開關電路1230。
極限電壓產生電路1220產生預定電壓值之限制電壓VL，且其輸出部與比較電路1210及開關電路1230之各輸入部連接。藉此，亦可限制電壓VL輸入比較電路1210及開關電路1230。
比較電路1210及開關電路1230具有作為選擇電路之功能，即：根據由極限電壓產生電路1220所產生之限制電壓、與由差動電路1130所產生之差分電壓的大小關係，而選擇限制電壓與差分電壓中之任一者，並將所選擇之電壓輸出至比較電路1160。具體而言，開關電路1230具備如下開關，即該開關可將所輸入之電壓VD'與限制電壓VL中之任一者輸出至比較電路1160。比較電路1210對所輸入之電壓VD'與限制電壓VL進行比較。且，根據其結果而控制開關電路1230之開關。具體而言，開關電路1230輸出電壓VD'與限制電壓VL中較大之一方。
起動電路1240之輸出部與極限電壓產生電路1220之輸入 部連接。起動電路1240對輸入至三角波產生電路1150中之交流電壓VA進行監視，且於開始輸入交流電壓VA時，向極限電壓產生電路1220輸出起動信號，該起動信號用以使極限電壓產生電路1220開始產生限制電壓VL。
計數電路1250之輸出部與比較電路1210之輸入部連接。計數電路1250亦與起動電路1240相同，對輸入至三角波產生電路1150中之交流電壓VA進行監視，當開始輸入交流電壓VA時，開始對藉由未圖示之振盪器而產生之時脈之數進行計數。並且，當計數器值高於預定之臨限值時，對比較電路1210進行控制，此後始終自開關電路1230輸出電壓VD'。具體而言，向比較電路1210輸出電壓VD'選擇指示信號。
當輸入起動信號時，極限電壓產生電路1220開始輸出限制電壓VL。又，當輸入電壓VD'選擇指示信號時，比較電路1210於此後始終向開關電路1230輸出電壓VD'。
其次，一面參照圖17所示之示例，一面對本實施形態之閘極控制部1100之動作加以說明。
圖17所示之示例中，左端亦為發電機之發電開始時序。當發電機開始發電時，開始向三角波產生電路1150輸入交流電壓VA。起動電路1240檢測到上述交流電壓VA之輸入，且使極限電壓產生電路1220開始輸出限制電壓VL。
限制電壓VL之電壓值可藉由實驗等而適當地規定，但通常使用三角波電壓VB之最大電壓值之2/3左右的值來作為限制電壓VL之電壓值。若限制電壓VL具有該程度之電 壓值，則於發電機開始發電後不久，限制電壓VL之電壓值大於電壓VD'之電壓值。因此，將三角波電壓VB與限制電壓VL輸入比較電路1160中。比較電路1160於三角波電壓VB大於限制電壓VL之區間將脈衝信號VSCR設為高位準，於除此以外之區間將脈衝信號VSCR設為低位準，因此如圖17所示，相比於將電壓VD'輸入比較電路1160之圖15之情形，脈衝信號VSCR為高位準之時間(充電時間)變短。藉此，可防止輸出電壓VO一下子上升，進而可防止輸出電壓VO過大。
然而，若為如上之情形，則有時電壓VD'難以超過限制電壓VL。該情形例如為因電池300陳舊等而使輸出電壓VO難以增大之情形，但根據計數電路1250而控制比較電路1210，藉此於特時間後始終自開關電路1230輸出電壓VD'，即便為如此之情形亦可適當地使輸出電壓VO上升。
如上所述，根據本實施形態，可防止於發電機開始發電時，輸出電壓VO一下子上升，且於其後使輸出電壓VO適當地上升。
[實施形態3]
本實施形態係實施形態2之閘極控制部1100之變形例。
即，於實施形態2中，利用計數電路1250來控制比較電路1210，藉此於輸出電壓VO難以增大之情形時，使輸出電壓VO適當地上升，但於本實施形態中，藉由控制限制電壓VL之值而實現上述動作。
圖18係表示本實施形態之閘極控制部1100之詳細構成的 圖。於同圖中，對與實施形態2之閘極控制部1100(圖16)之構成要素共通的要素附上相同符號。
如圖18所示，本實施形態之閘極控制部1100包括電壓轉換電路1110、基準電壓產生電路1120、差動電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1150、比較電路1160、比較電路1210、極限電壓產生電路1221、開關電路1230、以及起動電路1240。
極限電壓產生電路1221雖未圖示，但包括：CR電路，其具備電容器與電阻；開關。於該電容器中預先儲存有相當於限制電壓VL量之電荷。又，開關連接於CR電路與極限電壓產生電路1221之輸出部，且於初始狀態下該開關斷開。當輸入起動信號後，開關接通，且電容器開始放電。因該放電而產生之電壓，將作為限制電壓VL而被輸出至比較電路1210及開關電路1230。自極限電壓產生電路1221輸出之限制電壓VL之電壓值，因暫態現象而逐漸降低，最終變為0。
繼而，一面參照圖19所示之示例，一面對本實施形態之閘極控制部1100之動作加以說明。
於圖19所示之示例中，左端亦為發電機之發電開始時序。當發電機開始發電時，開始向三角波產生電路1150輸入交流電壓VA。起動電路1240檢測該交流電壓VA，且使極限電壓產生電路1220開始輸出限制電壓VL。
如上所述，自極限電壓產生電路1220所輸出之限制電壓VL之電壓值逐漸降低。於開始時若將限制電壓VL設計為 充分大之值，則可防止輸出電壓VO一下子上升。另一方面，伴隨限制電壓VL之降低，電壓VD'易於高於限制電壓VL，因此即便為例如因電池300陳舊等之理由而使輸出電壓VO難以增大之情形，亦可使輸出電壓VO適當地上升。
如上所述，根據本實施形態，亦可實現如下者，即防止發電機開始發電時輸出電壓VO一下子上升，且於其後使輸出電壓VO適當地上升。
[實施形態4]
本實施形態係對實施形態2之電力轉換裝置1000中之閘極控制部1100之構成進行進一步改良的示例。
即，於實施形態1中，存在當充電中負載(電池300)偏離時，充電時間變長之問題。圖20係表示如此之情形之具體例的圖。如同圖所示，當電池300偏離時，脈衝信號VSCR為高位準，此時輸出電壓VO直接表現為交流電壓VA。另一方面，當脈衝信號VSCR為高位準時，輸出電壓VO為0。藉此，作為電壓VR之運行值的電壓VR'逐漸變小，伴隨此，電壓VD'亦變小。由此亦如圖20所示，充電時間(脈衝信號VSCR為高位準之時間)逐漸變長。
然而，於電池300偏離之狀態下即便充電亦無意義。因此於本實施形態中，對電池300偏離之情形進行檢測，並於偏離時使限制電壓動作，藉此可防止因電池300偏離而使充電時間變長。
圖21係表示本實施形態之閘極控制部1100之詳細構成的圖。於同圖中，對與實施形態2之閘極控制部1100(圖16)之 構成要素共通的要素附上相同符號。
如圖21所示，本實施形態之閘極控制部1100包括電壓轉換電路、基準電壓產生電路1120、差動電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1150、比較電路1160、極限電壓產生電路1220、開關電路1230、起動電路1240、計數電路1250、以及電池偏離檢測電路1260。
電池偏離檢測電路1260之輸出部與比較電路1210之輸入部連接。電池偏離檢測電路1260係用以檢測電池300之偏離之電路。具體而言，對交流電壓VA與輸出電壓VO進行監視，當交流電壓VA為負值時(交流電壓VA為負週期時)，使輸出電力VO為0，以此檢測出電池300之偏離。而且，當檢測出電池300之偏離時，產生電池偏離檢測信號，並將該信號輸出至比較電路1210。
當輸入電池偏離檢測信號時，即便於此時間點始終向開關電路1230輸出電壓VD'，其後，比較電路1210亦將根據所輸入之電壓VD'與限制電壓VL之比較結果而控制開關電路1230。具體而言，使開關電路1230輸出電壓VD'與限制電壓VL中較大之一方。
其次，一面參照圖22所示之示例，一面對本實施形態之閘極控制部1100之動作加以說明。
如圖22所示，當電池偏離時，於交流電壓VA之負週期中輸出電壓VO為0。電池偏離檢測電路1260檢測該狀態。而且，如上所述，使限制電壓VL動作。限制電壓VL規定充電時間之上限值，且亦如圖22所示，藉由該等處理而可 防止充電時間變長。
如上所述，根據本實施形態，可防止因電池300偏離而導致充電時間變長。
[實施形態5]
本實施形態與實施形態4相同，目的在於防止因電池300偏離而使充電時間變長之情形，但與實施形態4不同之處在於，本實施形態藉由降低目標電壓VT而實現上述目的。以下，進行詳細說明。
圖23係表示本實施形態之閘極控制部1100之詳細構成的圖。於同圖中，對與實施形態1之閘極控制部1100(圖2)之構成要素共通的要素附上相同符號。
如圖23所示，本實施形態之閘極控制部1100包括電壓轉換電路1110、基準電壓產生電路1121、差動電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1150、以及比較電路1160。基準電壓產生電路1121進而於其內部包括電池偏離檢測電路11210、選擇部11211、1 V電壓源11212、以及2.5 V電壓源11223。再者，以下將實施形態1中之目標電壓VT設為2.5 V而進行說明。
電池偏離檢測電路11210之輸出部與選擇部11211之輸入部連接。電池偏離檢測電路11210係用以檢測電池300之偏離的電路。具體而言，對交流電壓VA與輸出電壓VO進行監視，當交流電壓VA為負值時(交流電壓VA為負週期時)，使輸出電力VO為0，藉此檢測出電池300之偏離。而且，當檢測出電池300之偏離時，產生電池偏離檢測信 號，並將該信號輸出至選擇部11211。
選擇部11211與1 V電壓源11212及2.5 V電壓源11223連接，且通常將自2.5 V電壓源11223輸出之2.5 V之電壓作為目標電壓VT而輸出至差動電路1130。另一方面，當輸入電池偏離檢測信號後，選擇部11211將自1 V電壓源11212輸出之1 V之電壓作為目標電壓VT而輸出至差動電路1130。藉此，使目標電壓VT降低，故根據VR'-VT之值而規定之VD'之值變大，且充電時間變短。
如上所述，根據本實施形態，可防止因電池300之偏離而導致充電時間變長。
[實施形態6]
本實施形態係實施形態1之電力轉換裝置1000中之三角波產生電路1150的變形例。
即，實施形態1之三角波產生電路1150係藉由蓄積三角波電壓VB而獲得斜邊為階梯狀之三角波，本實施形態之三角波產生電路1150可獲得斜邊平滑之三角波。再者，本實施形態亦與實施形態1相同，利用以下前提：通常發電機所輸出之交流電壓之頻率並不急遽變化，且可認為1個週期前之週期與當前之週期大致相同。
圖24係表示本實施形態之三角波產生電路1150之內部構成的圖。如同圖所示，三角波產生電路1150包括恆定電流源11500、保持電路11501、恆定電流源11502、控制部11503、開關SW1~SW4、以及電容器C1及C2。
恆定電流源11500、控制部11503、以及開關SW1~ SW2，於發電機所輸出之交流電壓為正週期或者負週期之期間(此處設為正週期)，作為第1充電部而發揮作用，該第1充電部藉由預定電流值之恆定電流而對電容器C1進行充電。又，保持電路11501、恆定電流源11502、控制部11503、以及開關SW3~SW4，作為第2充電部而發揮作用，該第2充電部藉由根據上述週期結束後之電容器C1之端子間電壓之電流值的恆定電流而對電容器C2進行充電。進而，控制部11503亦可作為如下控制部而發揮作用，該控制部根據交流電壓之週期或者電容器C2之端子間電壓而使第2充電部結束充電。三角波產生電路1150將第2充電部之充電中之電容器C2的端子間電壓作為三角波電壓之波形而輸出。以下，對各構成要素之處理加以詳細說明。
恆定電流源11500與開關1之一端連接。開關SW1之另一端與電容器C1之一端及開關SW2之一端連接。電容器C1之另一端接地。開關SW2之另一端與保持電路11501連接。保持電路11501進而亦與恆定電流源11502連接。
恆定電流源11502與開關SW3之一端連接，且開關SW3之另一端與電容器C2之一端及開關SW4之一端連接。電容器C2之另一端接地。又，開關SW3之另一端亦作為三角波產生電路1150之輸出端。
恆定電流源11500產生電流值固定於Ic 之電流，並使該電流流入開關SW1之一端。
此處，控制部11503根據交流電壓VA及該三角波產生電路1150所產生之三角波電壓VB之值，而切換開關SW1~ 4。具體而言，當交流電壓VA為正值時，接通SW1及SW3，而斷開SW2及SW4。另一方面，當交流電壓VA不為正值時，接通SW2及SW4，而斷開SW1及SW3。然而，當三角波電壓VB之峰值達到下述目標值V0 時，控制部11503使SW3斷開，並使SW4接通，而不依賴於交流電壓VA之值。
控制部11503使開關SW1及開關SW2進行動作之結果，當交流電壓VA為正值時，電容器C1藉由電流Ic 而進行充電。
此處，通常於電容器(靜電電容C)之充電電流I、與其端子間電壓V(t)之間，存在式(1)之關係。其中，t為充電時間。
根據式(1)，將交流電壓VA為正值之時間設為T1 ，T1 時間後之電容器C1之端子間電壓V1 ，亦如圖25所示，由式(2)表示。該式(2)表示可將時間T1 轉換為電壓V1 。再者，此處電容器C1及C2之靜電電容均為C。
使開關SW1及開關SW2進行動作之結果，當交流電壓VA不為正值時，電容器C1開始放電。並且，使開關SW2進行 動作之結果，將該放電電流輸入至保持電路11501。保持電路11501係藉由接受電容器C1之放電電流之輸入而獲得並保持1個週期前之電壓V1 的電路。
恆定電流源11502產生由式(3)而得之固定之電流值ID 的電流，並使該電路流入開關SW3之一端。
其中，α係式(4)所表示之常數。再者，V0 係所欲獲得之三角波之峰值電壓值(峰值)的目標值，例如為5 V。
[數4]a =V 0 I C …(4)
圖26表示式(3)及式(4)所示之電流值ID 與電壓V1 之關係。如同圖所示，電流值ID 與電壓V1 為反比例關係。再者，亦如同圖所示，當電壓V1 過大或過小時，根據式(3)而計算出之電流值ID 將超過恆定電流源11502所可能產生之電流的上限IDmax 或下限IDmin ，故較好的是於不超過該等界限之範圍內使用本三角波產生電路1150。
控制部11503使開關SW3及開關SW4進行動作之結果，當將交流電壓VA之值自負切換為正時，用上述電流值ID 開始對電容器C2進行充電。此處，通常當電容器中流動固定電流值之電流時，其端子間電壓以與固定電流值之大小對應的固定增加率增大。此處，利用電容器之該性質，於用 上述電流值ID 對電容器C2進行充電時，將其端子間電壓V2 作為三角波電壓VB輸出。
當設充電時間為T2 時間時，電容器C2之端子間電壓V2可使用式(1)~式(4)且以下式(5)表示。
電容器C2之充電時間T2 係SW3接通且SW4關閉後直至SW3關閉且SW4接通為止之時間。該時間相當於交流電壓VA為正值之時間。如上所述，通常發電機所輸出之交流電壓之頻率並不急遽變化，且可認為1個週期前之週期與當前週期之週期大致相同，故可看作T2 =T1 。其結果為，式(5)進而可變形為式(6)。
[數6]V 2 =V 0 …(6)
即，藉由上述處理，可作成具有目標值V0 之峰值電壓、且斜邊平滑之三角波電壓VB。又，上述三角波電壓VB之週期為T1 。
再者，嚴格說來，亦有時1個週期前之週期與當前週期之週期不同。圖27係用以說明如此之情形之示例的說明圖。於同圖所示之示例中，為便於說明，除了將電池300作為負載外，亦假定燈作為負載。如同圖所示，輸入負載之交流電壓，產生因電池充電而造成的波形變形及延遲、 或因使燈點亮而導致之延遲。
於1個週期前之週期長於當前週期之週期時，即T2 >T1 時，根據式(5)，即使充電時間結束，三角波電壓VB之電壓值亦不會達到目標值V0 。另一方面，於1個週期前之週期短於當前週期之週期時，即T2 <T1 時，根據式(5)，於充電時間結束前，三角波電壓VB之電壓值成為目標值V0 。該情形時，當三角波電壓VB之電壓值達到目標值V0 時，控制部11503進行不依賴於交流電壓VA之值而使SW3斷開且使SW4接通之處理，藉此，於三角波電壓VB之電壓值達到目標值V0 之時間點，中止三角波電壓VB之輸出。
再者，設為如下情形亦有效，即當發電機之輸出大致穩定之後，控制部11503計算出至今為止之數個週期之週期的平均值，且於開始輸出當前週期之三角波後之時間，到達所計算出之平均週期之時間點，中止三角波電壓VB之輸出(關閉SW3，並接通SW4)。如此，可減少發電機之輸出週期之急遽波動對三角波電壓之輸出週期的影響。
其次，一面參照圖28所示之示例，一面對本實施形態之三角波產生電路1150之動作加以說明。
圖28表示發電機開始發電後不久，將6個週期之交流電壓VA施加至電容器C1兩端時之電壓的波形(C1電壓波形)及施加至電容器C2兩端時之電壓的波形(C2電壓波形)。又，同圖所示之矩形波電壓VA'係為便於說明而假設性地導入者，且當交流電壓VA為正值時為高位準、當交流電壓VA為負值時為低位準。
當發電機開始發電時，SW1接通且SW2斷開，並用固定電流值Ic開始對電容器C1進行充電。當正週期之週期為T1 (=t3 -t1 )時，電容器C1之端子間電壓V11 根據式(2)而為V11 =Ic T1 /C。保持電路11501保持該電壓V11 ，且使恆定電流源11502產生以式(3)所示之值之固定電流值ID 。
當為時間t4 時，交流電壓VA開始下一正週期。與此同時，SW3接通且SW4斷開，開始對電容器C2進行充電及開始輸出三角波電壓VB。再者，於圖28中，第2次正週期之週期T2 短於第1次正週期之週期T1 ，維持三角波電壓VB未達到目標值V0 (此處為5 V)之狀態，於時間t5 (=t4 +T2 )，使SW3斷開且使SW4接通，結束三角波之輸出。
再者，於初始狀態(時間t1 之前)保持電路11501所保持之電壓值不穩定。於同圖中，表示該電壓之值非常高之情形，於經過時間t1 後不久之時間t2 ，結束三角波之輸出。
於時間t5 以後亦同樣地輸出三角波電壓VB，如圖28所示，當發電機之輸出穩定之後，三角波之週期及峰值電壓亦穩定。
如上所述，根據本實施形態，可獲得斜邊平滑之三角波，進而可使該三角波之電壓自開始輸出三角波直至經過交流電壓VA之整個週期之週期的時間時，成為目標值V0 。
[實施形態7]
本實施形態係將實施形態1之電力轉換裝置1000應用於進行三相全波整流之電路的示例。
圖29所示之電力轉換裝置2150係將電池300及負載303作為負載而進行三相全波整流控制的構成，且上述電力轉換裝置2150包括功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金氧半場效電晶體)Q1~Q6、反相器I1~I3、以及閘極控制部2152。功率MOSFET Q1~Q6用作本實施形態中之開關部。
功率MOSFET Q1~Q3之源極分別連接於由線圈100而構成之三相交流發電機之U相輸出、V相輸出、以及W相輸出。又，該等功率MOSFET Q1~Q3之汲極連接於閘極控制部2152、電池300之正極側、以及負載303，且上述功率MOSFET Q1~Q3之閘極連接於閘極控制部2152。
又，功率MOSFET Q4~Q6之汲極分別連接於由線圈100構成之三相交流發電機之U相輸出、V相輸出、以及W相輸出。又，該等功率MOSFET Q4~Q6之源極連接於閘極控制部2152、電池300之負極側、以及負載303，且上述功率MOSFET Q4~Q6之閘極連接於閘極控制部2152。
圖30係表示閘極控制部2152之詳細構成的圖。於同圖中，對與實施形態1之閘極控制部1100(圖2)之構成要素共通的要素附上相同符號。
如圖30所示，閘極控制部2152包括電壓轉換電路1110、基準電壓產生電路1120、差動電路1130、放大電路1140、三角波產生電路1151-W、U、V、三角波產生電路1152-W、U、V、以及比較電路1160-U、V、W。
三角波產生電路1151-W、U、V中分別輸入有作為三相 交流發電機之W相輸出的交流電壓VA-W、作為U相輸出之交流電壓VA-U、以及作為V相輸出之交流電壓VA-V。如此輸入至各三角波產生電路1151中之電壓為單相交流電壓，各三角波產生電路1151，以實施形態1或實施形態6中所說明中方式產生三角波。其結果為，當所輸入之單相交流電壓為正週期時產生三角波，且將三角波電壓VB-W1、U1、V1自各三角波產生電路1151輸出。
同樣，三角波產生電路1152-W、U、V中亦分別輸入有交流電壓VA-W、交流電壓VA-U、以及交流電壓VA-V。各三角波產生電路1152，使所輸入之單相交流電壓反相，且以實施形態1或實施形態6中所說明之方式產生三角波。其結果為，當所輸入之單相交流電壓為負週期時產生三角波，且將三角波電壓VB-W2、U2、V2自各三角波產生電路1152輸出。
比較電路1160-U、V、W分別接受所輸入之三角波電壓VB-W1及W2、VB-U1及U2、以及VB-V1及V2。又，自放大電路1140接受所輸入之電壓VD'。並且，對各三角波電壓VB與電壓VD'進行比較，且根據其結果而輸出脈衝信號VSCR-U、V、W，以下一面參照波形圖一面對其詳情加以說明。
圖31係各電壓等之波形圖。同圖之示例為不考慮雜訊等之理想示例，簡單起見使用該示例說明比較電路1160-U之處理。如同圖第1段所示，交流電壓VA-W之相位較交流電壓VA-U延遲了240度。比較電路1160-U對基於該交流電壓 VA-W而產生之三角波電壓VB-W1及W2、與電壓VD'進行比較，並根據其結果而產生脈衝信號VSCR-U。再者，圖31之第2段表示三角波電壓VB-W1及W2、以及電壓VD'。
具體而言，比較電路1160-U首先於三角波電壓VB-W2上升之時序(交流電壓VA-W進入負週期之時序)判斷電壓VD'是否為正值。其結果為，當電壓VD'並非正值時，於繼續交流電壓VA-W之負週期之期間，使脈衝信號VSCR-U為高位準。另一方面，當電壓VD'為正值時，計算出三角波電壓VB-W2之斜邊與電壓VD'之交點，並自該交點之時序開始，使脈衝信號VSCR-U為高位準。繼而，計算出下一三角波電壓VB-W1之斜邊與電壓VD'之交點，並於該交點之時序，使脈衝信號VSCR-U為低位準。圖31之第3段表示經如此處理後所產生之脈衝信號VSCR-U的示例。比較電路1160-U以如上所述之方式而產生並輸出VSCR-U。比較電路1160-V、W亦相同。
以下，對如上所述之各比較電路1160之處理結果，施加於電池300及負載303之兩端之電壓加以說明。
首先，比較電路1160-U所輸出之脈衝信號VSCR-U被輸入功率MOSFET Q1之閘極。功率MOSFET Q1僅於輸入閘極之脈衝信號VSCR-U為高位準時，使源極與汲極之間導通。因交流電壓VA-U被輸入功率MOSFET Q1之源極，故僅當脈衝信號VSCR-U為高位準時，通過功率MOSFET Q1而將交流電壓VA-U施加至電池300及負載303之正極端。圖31之第4段表示此時所施加之交流電壓VA-U。
又，比較電路1160-U所輸出之脈衝信號VSCR-U藉由反相器11而反相，並被輸入功率MOSFET Q4之閘極。功率MOSFET Q4僅當輸入至閘極之反相脈衝信號VSCR-U為高位準時，使源極與汲極之間導通。因將交流電壓VA-U輸入功率MOSFET Q4之汲極，故僅當反相脈衝信號VSCR-U為高位準時，通過功率MOSFET Q4而將交流電壓VA-U施加至電池300及負載303之負極端。圖31之第5段及第6段分別表示反相脈衝信號VSCR-U及所施加之交流電壓VA-U。
圖31之第7段所示之波形表示以如上所述之方式將交流電壓VA-U分別施加至電池300及負載303之正極端及負極端之結果，施加於電池300及負載303之兩端之淨電壓。該電壓等於施加於正極端之交流電壓VA-U、加上施加於負極端之交流電壓VA-U之反相電壓。
進而，圖32表示施加於電池300及負載303之兩端之各相的電壓、及各相之電壓之合計值。該合計值為電池300之充電電壓。如圖31與圖32所示，當VD'增大時充電電壓於負極側振盪，電池300開始放電。另一方面，當VD'變小時各相之電壓之合計值於正極側振盪，對電池300進行充電。
如上所述之處理，可根據提前角、滯後角之觀點加以說明。即，藉由閘極控制部2152之處理而產生之結果，係相當於進行以下所說明之提前角處理或者滯後角處理之結果。
例如當考慮U相時，閘極控制部2152，當電壓VD'比較 小時，功率MOSFET Q1盡可能地輸出負電壓之U相輸出。於使U相輸出之輸出之時序偏移至負側之觀點而言上述處理為提前角處理。再者，藉此，電流自電池300流至發電機，發電機作為馬達而驅動，使電池300放電。另一方面，閘極控制部2152，於電壓VD'比較小時，使功率MOSFET Q1盡可能地輸出正電壓之U相輸出。於使U相輸出之輸出時序偏移至正側之觀點而言，上述處理為滯後角處理。再者，藉此，電流自發電機流至電池300，對電池300進行充電。
圖33係用以說明提前角、滯後角之圖，且係表示實際上進行實驗之結果之圖。於同圖中表示有：表示交流電壓VA-U之矩形波；脈衝信號VSCR-U；以及向電池300及負載303輸出之電流。矩形波於交流電壓VA-U之正週期時為高位準，於負週期時為低位準。再者，於同圖所示之示例中，為便於實驗，與上述示例不同的是，使脈衝信號VSCR-U上升至高位準時，經過預定時間後使其下降為低位準。
圖33A表示方便起見而設置之提前角、滯後角之基準狀態。此時，自交流電壓VA-U開始負週期後經過7/20小時左右之後，使脈衝信號VSCR-U上升至高位準。此時之輸出電流略微偏至正極側。即，電池300處於緩慢之充電狀態。
相對於此，圖33B中，自交流電壓VA-U開始負週期後經過2/20小時左右之後，使脈衝信號VSCR-U上升至高位 準。如此，大致輸出交流電壓VA-U之負週期，且成為進行提前角處理之狀態。其結果為，此時之輸出電流偏至負極側，電池300成為放電狀態。
又，圖33C中，自交流電壓VA-U開始負週期後經過19/20小時左右之後，使脈衝信號VSCR-U上升至高位準。如此，大致輸出交流電壓VA-U之正週期，且為進行滯後角處理之狀態。其結果為，此時之輸出電流較大且偏至正極側，電池300成為快速充電狀態。
如此，藉由設置輸出何種程度之交流電壓VA-U之負週期，而可控制電池300之充放電狀態。於本實施形態中，亦如圖31所示，藉由電壓VD'之大小而控制各相之負週期的輸出程度，藉此，可獲得與進行提前角處理或者滯後角處理相當之效果。
如上所述，電力轉換裝置1000亦可適用於進行三相全波整流之電路。而且，此時對應每個相，根據偏移240度之相之交流電壓而控制來自各功率MOSFET的交流電壓輸出時序，藉此，可形成控制提前角、滯後角之狀態，由此可控制電池300之充放電狀態。
以上說明了本發明之較佳實施例，但本發明並非限定於該等實施例。於不脫離本發明之主旨之範圍內，可進行構成之附加、省略、替換、以及其他變更。本發明並非由上述說明而限定，而是僅由隨附之申請專利範圍限定。
100‧‧‧線圈
201、2071、2073‧‧‧閘流體
300‧‧‧電池
1000、2070、2080、2090、2100、2110、2120、2130、2140、2150‧‧‧電力轉換裝置
1100、2072、2152‧‧‧閘極控制部
1110‧‧‧電壓轉換電路
1120、1121‧‧‧基準電壓產生電路
1130‧‧‧差動電路
1140‧‧‧放大電路
1150、1151、1152‧‧‧三角波產生電路
1160、1210‧‧‧比較電路
1220、1221‧‧‧極限電壓產生電路
1230‧‧‧開關電路
1240‧‧‧起動電路
1250‧‧‧計數電路
1260、11210‧‧‧電池偏離檢測電路
11211‧‧‧選擇部
11212‧‧‧1.5 V電壓源
11223‧‧‧2.5 V電壓源
11500、11502‧‧‧恆定電流源
11501‧‧‧保持電路
11503‧‧‧控制部
C1、C2‧‧‧電容器
I1、I2、I3‧‧‧反相器
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6‧‧‧功率MOSFET
R1、R2‧‧‧電阻
SW1、SW2、SW3、SW4‧‧‧開關
圖1係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之構成及 應用例的圖。
圖2係表示本發明之實施形態1之閘極控制部之詳細構成的方塊圖。
圖3A係用以說明本發明之實施形態1之電力轉換裝置之動作的波形圖，且係發電機之轉速較低時之波形圖。
圖3B係用以說明本發明之實施形態1之電力轉換裝置之動作的波形圖，且係發電機之轉速較高時之波形圖。
圖4係用以說明本發明之實施形態1之三角波產生電路中之三角波之產生機制(方形波之產生過程)的波形圖。
圖5係用以說明本發明之實施形態1之三角波產生電路中之三角波之產生機制(傾斜部分之產生過程)的波形圖。
圖6A係用以說明本發明之實施形態1之放大電路之作用的波形圖。
圖6B係用以說明本發明之實施形態1之放大電路之作用的波形圖。
圖6C係用以說明本發明之實施形態1之放大電路之作用的波形圖。
圖7係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第1其他應用例的圖。
圖8係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第2其他應用例的圖。
圖9係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第3其他應用例的圖。
圖10係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第4其 他應用例的圖。
圖11係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第5其他應用例的圖。
圖12係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第6其他應用例的圖。
圖13係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第7其他應用例的圖。
圖14係表示本發明之實施形態1之電力轉換裝置之第8其他應用例的圖。
圖15係表示本發明之實施形態1中，發電機開始發電後不久，輸出電壓VO過度上升時之示例的波形圖。
圖16係表示本發明之實施形態2之閘極控制部之詳細構成的方塊圖。
圖17係用以說明本發明之實施形態2之電力轉換裝置之動作的波形圖。
圖18係表示本發明之實施形態3之閘極控制部之詳細構成的方塊圖。
圖19係用以說明本發明之實施形態3之電力轉換裝置之動作的波形圖。
圖20係表示本發明之實施形態1中，於充電中負載偏離而導致充電時間變長時之示例的波形圖。
圖21係表示本發明之實施形態4之閘極控制部之詳細構成的方塊圖。
圖22係用以說明本發明之實施形態4之電力轉換裝置之 動作的波形圖。
圖23係表示本發明之實施形態5之閘極控制部之詳細構成的方塊圖。
圖24係表示本發明之實施形態6之三角波產生電路之內部構成的圖。
圖25係表示本發明之實施形態6之電容器端子間電壓之時間遷移的圖。
圖26係表示本發明之實施形態6之電流值與電壓之關係的圖。
圖27係用以說明本發明之實施形態6中，1個週期前之週期與當前週期週期不同時之示例的說明圖。
圖28係用以說明本發明之實施形態6之三角波產生電路之動作的波形圖。
圖29係表示本發明之實施形態7之電力轉換裝置之構成及應用例的圖。
圖30係表示本發明之實施形態7之閘極控制部之詳細構成的方塊圖。
圖31係用以說明本發明之實施形態7之閘極控制部之動作的波形圖。
圖32係用以說明本發明之實施形態7之閘極控制部之動作的波形圖。
圖33A係用以說明本發明之實施形態7之提前角、滯後角的圖，且係表示實際上之實驗結果之圖。
圖33B係用以說明本發明之實施形態7之提前角、滯後角 的圖，且係表示實際上之實驗結果之圖。
圖33C係用以說明本發明之實施形態7之提前角、滯後角的圖，且係表示實際上之實驗結果之圖。
圖34係表示先前技術之電力轉換裝置之構成(將電池作為負載時之構成)的圖。
圖35A、圖35B係用以說明先前技術之電力轉換裝置之動作的波形圖。
圖36係表示先前技術之電力轉換裝置之構成(將燈作為負載時之構成)的圖。
圖37係表示先前技術之電力轉換裝置之構成(將電子設備作為負載時之構成)的圖。
100‧‧‧線圈
201‧‧‧閘流體
300‧‧‧電池
1000‧‧‧電力轉換裝置
1100‧‧‧閘極控制部
P‧‧‧連接點
R1、R2‧‧‧電阻
VA‧‧‧交流電壓
VO‧‧‧輸出電壓
VR‧‧‧電壓
VSCR‧‧‧脈衝信號

Claims (13)

  1. 一種電力轉換裝置，其係將自發電機輸出之交流電力轉換為直流電力並供給至負載者，且包括：開關部，其連接於上述發電機之輸出部與上述負載之間；及控制部，其控制該開關部之導通狀態，該控制部包含：三角波產生電路，其使用前一個週期之交流電壓之波型以產生與自上述發電機輸出之交流電力之各週期對應而峰值電壓為一定的三角波電壓；差動電路，其輸入用以表示經由上述開關部而供給至上述負載之電壓之有效值或平均值之電壓，與預定之目標電壓，而產生在兩者之間的差分電壓；及比較電路，其比較藉由上述差動電路而產生之上述差分電壓與上述三角波電壓，根據該比較結果而產生用於規定上述開關部之導通時序之脈衝信號，並控制該開關部之導通狀態。
  2. 如請求項1之電力轉換裝置，其中上述控制部包括：電壓產生電路，其產生預定電壓；及選擇電路，其根據由上述電壓產生電路所產生之預定電壓與由上述差動電路所產生之差分電壓之大小關係，而選擇上述預定電壓與上述差分電壓之任一者並輸出至上述比較電路；上述比較電路將自上述選擇電路輸入之上述預定電壓 或者上述差分電壓、與上述三角波電壓比較，根據該比較結果而產生用於規定上述開關部之導通時序之脈衝信號，而供給至該開關部。
  3. 如請求項2之電力轉換裝置，其中上述控制部包括計數電路，其對時脈數進行計數，於計數結果超過臨限值時，控制上述選擇電路之輸出以使其輸出由上述差動電路所產生之該差分電壓。
  4. 如請求項2之電力轉換裝置，其中上述電壓產生電路包括CR電路，該CR電路包含電容器及電阻，且藉由儲存於上述電容器內之電荷之放電，而產生上述預定電壓。
  5. 如請求項2至4中任一項之電力轉換裝置，其中上述控制部包括負載偏離檢測電路，其根據自上述發電機輸出之交流電壓與上述開關部之輸出，而檢測上述負載之偏離，當檢測出上述負載偏離時，預定控制上述選擇電路之輸出以使其輸出由上述電壓產生電路所產生之上述預定電壓。
  6. 如請求項1至4中任一項之電力轉換裝置，其中上述控制部包括負載偏離檢測電路，其根據自上述發電機輸出之交流電壓與上述開關部之輸出，而檢測上述負載之偏離，當檢測出上述負載偏離時，進行降低上述預定之目標電壓之電壓值的處理。
  7. 如請求項1至4中任一項之電力轉換裝置，其中進而包括放大電路，其將上述差分電壓放大並供給至上述比較電路。
  8. 如請求項7之電力轉換裝置，其中當設上述三角波之峰值為H，設上述放大電路之放大率為M，設上述目標電壓為VT，且設經由上述開關部而被供給至上述負載之電壓之控制寬度為W時，W係VT至VT+(H/M)之範圍內之值。
  9. 如請求項1至4中任一項之電力轉換裝置，其中上述三角波產生電路包括：計數部，其對上述發電機輸出之第1週期之交流電壓VA之半週期的時間進行計數；除法運算部，其將由上述計數部所得之計數除以預定值；及波形產生部，其於上述第1週期後之第2週期中，產生每經過上述第1週期之上述除法運算部之除法運算結果所示的時間，就上升預定電壓量之階梯狀電壓波形；且該電力轉換裝置將上述階梯狀電壓波形作為上述三角波電壓之波形而輸出。
  10. 如請求項1至4中任一項之電力轉換裝置，其中該三角波產生電路進而包括：第1充電部，其於上述發電機所輸出之交流電壓為正週期或者負週期之期間，藉由具有預定電流值之恆定電流，來對第1電容器進行充電；及第2充電部，其藉由具有與上述週期結束時之上述第1電容器之端子間電壓對應之電流值的恆定電流，來對第2電容器進行充電； 且該三角波產生電路根據上述交流電壓之週期與上述第2電容器之端子間電壓而使上述第2充電部之充電結束；並將上述第2電容器之端子間電壓作為上述三角波電壓之波形而輸出。
  11. 一種電力轉換裝置，其係將自發電機輸出之三相交流電力轉換為直流電力並供給至負載者，且包括：複數個開關部，其等分別連接於上述發電機之各相輸出部與上述負載之各端之間；及控制部，其產生與自上述發電機輸出之各相之交流電力之各週期對應、且具有恆定峰值電壓的三角波電壓，並產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓兩者之間的差分電壓，且於每個相，根據對於其他相所產生之上述三角波電壓與上述差分電壓而控制與該相輸出部連接之上述各開關部的導通狀態。
  12. 如請求項11之電力轉換裝置，其中上述控制部係產生與自上述發電機輸出之W相之交流電力之各週期對應、且具有恆定峰值電壓的W相三角波電壓，並產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓兩者之間的差分電壓，且於每個相，根據所產生之上述W相三角波電壓與上述差分電壓而控制與U相輸出部連接之上述各開關部之導通狀態；產生與自上述發電機輸出之U相之交流電力之各週期對應、且具有恆定峰值電壓的U相三角波電壓，並產生 經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓兩者之間的差分電壓，且於每個相，根據所產生之上述U相三角波電壓與上述差分電壓而控制與V相輸出部連接之上述各開關部之導通狀態；產生與自上述發電機輸出之V相之交流電力之各週期對應、且具有恆定峰值電壓的V相三角波電壓，並產生經由上述開關部而供給至上述負載之電壓與預定之目標電壓兩者之間的差分電壓，且於每個相，根據所產生之上述V相三角波電壓與上述差分電壓而控制與W相輸出部連接之上述各開關部之導通狀態。
  13. 一種三角波產生電路，其係產生用以控制電力轉換裝置中開關元件之導通狀態之三角波電壓者，上述電力轉換裝置係將自發電機輸出之交流電力轉換為直流電力並供給至負載者，且上述三角波產生電路包括：第1充電部，其於上述發電機所輸出之交流電壓為正週期或者負週期之期間，藉由具有預定電流值之恆定電流，來對第1電容器進行充電；第2充電部，其藉由具有與上述週期結束時之上述第1電容器之端子間電壓對應之電流值的恆定電流，來對第2電容器進行充電；及控制部，其根據上述交流電壓之週期與上述第2電容器之端子間電壓而使上述第2充電部之充電結束；且該三角波產生電路將上述第2電容器之端子間電壓作為上述三角波電壓之波形而輸出。
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