TW200810582A - Stereophonic sound imaging - Google Patents

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200810582 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域3 發明領域 本發明是關於音訊信號處理的技術。本發明尤其是關 5 於增進被感知的聲像及利用一立體聲(“身歷聲(stereo)”)播 放系統所呈現的聲像之方向，特別是用於與此一立體聲播 放系統之中心線對稱的兩個收聽位置。本發明之層面包括 裝置、一種方法及一種儲存在電腦可讀媒體上用於使一電 腦執行該方法的電腦程式。 10 【iltr 】 發明背景 二通道立體聲播放系統在許多包括現場聲音、家庭音 樂播放及汽車聲音的環境中是非常普遍的。一共同的影響 是，由一對立體聲揚聲器所傳播的聲音在相對於該等揚聲 15 器之不同的收聽位置上聽起來是不同的。此等變化主要是 由於聲音從每個揚聲器到達收聽位置花費的時間不同以及 在收聽位置上聲學總和的不同引起的。第二個影響包括聲 音與房間的交互作用，但是此等影響不在此處討論。 在一收聽位置上的時間差值等於隨著頻率變化的相位 20 差值。對於以下討論，詞語“揚聲器間差分（differential)相 位”(IDP)被定義為聲音自一對立體聲揚聲器到達一收聽位 置之相位間的差值。 位於與兩個揚聲器的距離相等的收聽者實際上沒有經 歷IDP，因為兩個揚聲器所呈現的聲音需要花費相同的時間 5 200810582 到達收聽者的耳朵（參看第關）。自—對立體聲揚聲器的收 聽者偏差（即，在一收聽者較接近該等揚聲器中的一者之處) 會產生-IDP，細p之祕隨著頻率線性地增加(參看第 IDP内的變化導致可聽得到且不被期望的影響，包括梳 5形濾波，以及透過-對立體聲揚聲器所呈現的音訊信號之 模糊成像。-種簡單的解決方法是延遲透過較近的揚聲器 所呈現的信號。所使用的延遲量是使得透過兩個揚聲器所 呈現的信號同時到達-收聽者的耳朵。結果，對於該收聽 者IDP為零，且收聽者不|經歷任何不被期望的成$人工因素。 10 &而，簡單延遲之使用不適用於如車輛環境，在此環 境中兩收聽者可能相對於一對立體聲揚聲器對稱地偏離中 心--即，在一收聽者較接近於左揚聲器，而另一收聽者較接 近於右杨聲裔之情況下（參看第3圖）。在此環境下，藉由使 用延遲而對一收聽者修正IDP會使另一收聽者之體驗更糟 15糕，因為IDP隨著頻率的變化速率增加。產生的影響可能是 不自然的’足以使另一收聽者非常不舒服。 對於方向性及成像疋重要的音訊信號（即具有一重要 的穩悲分里之彳§ 3虎）而§ ’時間修正之一可選擇的方式是直 接调整讜IDP，也就是調整各個頻率之相位。對於個別的頻 20率，相位是圓形的。即，任何值之相位映射到一個360度的 圓形空間。對於此分析，相位值被限制在-18〇到18〇度之 間，給出了 一總共360度的範圍。為了給出此環狀之一例 子，考慮一個827度或2x360+107度之相位值，這等效於J〇7 度。類似地，-392度或-1x360-32度等效於-32度。出於以下 6 200810582 討論的原因，值較接近0度而不是-180或180度（即位於-90 與90度之間）的頻率被認為“同相，，或增強，而較接近_18〇或 180度而不是〇度（即在9〇與180度之間或在_90與_180度之間） 的頻率被認為“異相，，或消除(參看第4a圖及第4b圖）。

5 在一典型的車輛環境中，對於每個收聽者而言，IDP 如下。在0與大約250Hz之間的頻率主要是同相的一即，該 IDP位於-90與90度之間。在大約250Hz與750Hz之間的頻率 主要是異相的一即，該IDP位於90度與180度之間或者-90度 與-180度之間。在大約為750Hz與1250Hz之間的頻率主要是 10 同相的。隨著頻率增加，主要為同相及主要為異相的頻帶 之交替序列繼續，直到達到人類聽力之限制（近似為 20kHz)。在此例子中，循環每1kHz重複一次。該等頻帶之 實際的開始及結束頻率是該車輛之内部尺寸與該等收聽者 之位置的一函數。 15 被廣泛接受的是，人類聽覺系統對高到大約1500Hz的 相位差值敏感。因此，在低於約1500Hz以下，該IDP内的變 化會導致該音訊信號之明顯的空間方向或影像大大的失 真。這是除了由於梳形濾波而產生的幅值失真之外的失 真，且在1500Hz之下及之上是可聽得見的。 20 廣為人知的是，人類聽覺系統將一寬頻譜分解為較小 組的頻率或稱為臨界頻帶(critical band)的頻帶。一臨界頻 帶表示在兩個頻率仍可被容易地個別聽到之情況下，頻率 間的最小差值，且此差值隨著頻率變化。在低頻率時，臨 界頻帶非常窄，且隨著頻率增加而變寬。在以下的討論中， 7 200810582 “頻帶’’表示自多個揚聲器到達一收聽者的聲音為同相及異 相的頻率之頻帶。在以下的討論中，臨界頻帶被稱為“臨界 頻帶”。 TO , 在以上所描述的車輛環境中，對於大約為4kHz以下的 5頻率，梳形濾波影響可能被清楚地聽到，因為峰值與山谷 (notch)的寬度(大約為5〇〇Hz)等於或大於臨界頻帶寬度。在 大約6kHz之上，臨界頻寬變得比一峰值與一山谷之合併寬 度更大，因此該梳形濾波影響實際上不能聽見。 因此，依據本發明之一層面，較佳的是調整該IDP，使 10 頻率高達一該臨界頻寬比該梳形濾波器之一峰值與一山谷 之合併寬度更大的頻率，大約6kHz。這可藉由在該音訊信 號的兩個聲道内的多個頻帶上執行相位調整而被實現，從 而修正在每個收聽位置上的揚聲器間的差分相位。一旦被 應用，在收聽位置上觀察到的所產生的IDP理想的是對於兩 15 個收聽者都在正/負90度之内（參看第11a圖及lib圖）。以此 _ 方式減少該IDP，大大改良了被感知的成像，以及減少了幅 值失真，自具有深且寬的零訊號(null)的可完全聽得見的梳 形濾波到一正/負3dB之相對良好的漣波（對於大多數收聽 者及聲音内容實際上是不可聽見的）。 20 在先前技術中的許多方法只著重於大約1kHz以下的 IDP。他們嘗試在到達收聽者之聲音主要是異相的最低頻帶 中對兩個收聽者修正IDP。他們利用濾波器及相移器而獲得 此目的，以實質上將此頻帶内的IDP增加180度。結果，在 1kHz以下，兩個收聽者之被修正的IDP在-90與90度之間。 8 200810582 即々在1kHz以下的頻率對於每個收聽者主要是同相的，且 該等收聽者體驗被大大增進的成像效果。此等方法之主要 的不足疋，他們忽略了在相位修正可能是有利的較高頻率 上的IDP。 美國專利4,817，162教示了對於在2〇〇1^到6〇〇1^之範 圍内的頻率，利用兩個聲道内的濾波器及相移器將左通道 〃 L道之間的彳5號之相對相位增加180度。在此教示中， 此頻率钝圍表示第一頻帶，其中到達收聽者的聲音在兩個 收聽位置上主要是異相的（參看第5a及5b圖）。此教示產生的 1〇 一個問題是該等相移器沒有在頻帶邊緣上提供足夠快速的 相位變化速率以提供該IDP之實質上的更正。 美國專利5,033,092教示了，在2〇〇Hz到1kHz之頻率範 圍内’利用濾波器及相移器將一聲道之相位提前6〇到9〇 度’且將另一聲道之相位提前-60到-90度。在此教示中， 15 200112大約表示了到達收聽者的聲音主要是異相的該第一 頻帶之開始。當每個聲道在此頻帶中分別提前90及_9〇度 時，在此頻帶中總的相對相位差值為180度。預期的結果類 似於美國專利4,817，162之方法。此教示之較大的優點是， 因為每個聲道之相位被至多調整90度，所以每個聲道内的 20 幅值失真被限制在3dB之最大值内。然而，若藉由只對一個 聲道濾波，已產生相對180度的相移，則該聲道在其幅值響 應内將具有可聽得見的零訊號(nulls)。即，幅值響應在從〇 到180度之轉換中將降到零，反之亦然。 美國專利6,038,323教示了利用濾波器及相移器將在 9 200810582 300Hz以上的所有頻率之相位增加180度。在此教示中， 300Hz表示第一頻帶之開始，在該第一頻帶内，對於每個收 聽位置，到達收聽者的聲音主要是異相的。為了簡化濾波 器設計，比第一頻帶高的頻率保持異相，此教示之調整是， 5 人對在此第一異相頻帶以上的頻率之IDP不敏感（參看第6a 及6b圖）。此教示忽略了以下事實：對於在此第一頻帶以上 的頻率，由於梳形濾波而產生的幅值失真可能被聽見。 【發明内容】 發明概要 10 本發明之一目的是為了增進在一立體聲播放系統上被 呈現給收聽者之音訊信號的被感知的成像，該等收聽者位 於自該播放系統對稱偏離中心的地方。這是藉由對該音訊 信號之兩個聲道内的多個頻帶執行相位調整而實現的，從 而修正在每個收聽位置上的揚聲器間的差分相位。 15圖式簡單說明 第la圖示意性地顯示了一收聽位置與兩個揚聲器之空 間關係，其中該收聽位置與該等揚聲器等距離； 第lb圖顯示了在第la圖之等距離的收聽位置上對所有 頻率之一理想化的耳間相位差值(IDP)響應。此例子顯示了 20在此等收聽位置上的IDP如何不會隨著頻率變化； 第2a圖示意性地顯示了一收聽位置關於兩個揚聲器之 偏移的空間關係； 弟2b圖顯示了在第2a圖之收聽位置上對所有頻率之理 想化的耳間相位差值(IDP)響應。此例子顯示了在該收聽位 10 200810582 置上的IDP如何隨著頻率變化· 第3圖不思性地顯示了兩個收聽位置之空間關係，每一 偏移關於兩個揚聲器對稱； 第4a及4b圖顯示了對於第3圖之兩個收聽位置中的每 5個，該IDP如何隨著頻率變化· 第5a及5b圖顯不了在實施美國專利4,8i7，i62之教示的 -系統内的兩個收聽位置上的—理想化mp響應； 第6a及6b圖顯不了在實施美國專利之教示的 -系統内的兩個收聽位置上的—理想化⑽響應； 10 帛7aSI㉝不了本發明之層面的基於-可能的FIR實施 悲松之功此不思方塊圖，被應用於兩個聲道中的一者(在此 情況下是左聲道）； 第7b圖顯示了本發明之層面的基於一可能的實施 態樣之功能示意方塊圖，拙虛 破應用於兩個聲道中的一者(在此 15情況下是右聲道）； 第8a圖是第7a圖之該等據波器或滤波器函數之該信號 輸出703之一理想化幅值響應； 第扑圖是第關之或減法H函數708之該信 號輸出709之一理想化的幅值響廯； 2〇第％圖是第％圖之該輪出信號爪之-理想化相位響應； 第_^第713圖之該輪出信號735之—理想化相位響應； 第9c圖是表示該兩個輪出信號715(第〜圖消取第几 圖）之>間的相對相位差值的一理想化相位響應； 第1〇a圖顯不了-理想化IDp補償濾、波器之容限，從而 11 200810582 指示其被期望的相位要求； 第10b圖是被用作該特徵濾波器演算法之一輸入的被 期望的相位響應； 第10 C圖是被用於該特徵濾波器設計演算法之加權函數； 5 第lla圖是當使用第7a圖之該HR濾波器時的第3圖之 左收聽位置的一理想化IDP相位響應； 第llb圖是當使用第7b圖之該HR濾波器時的第3圖之 右收聽位置的一理想化IDP相位響應； 第12圖顯示了在最佳化之前的一FIR濾波器之被實現 10的幅值響應及一理想化相位響應； 第13圖顯示了一最佳化FIR濾波器之被實現的幅值響 應及一理想化相位響應； 第14圖顯示了利用該群延遲方法所設計的一 nR濾波 器之被實現的幅值及相位響應； 15 帛15、16及17圖顯示了不同h值的該特徵雜器設計演 算法之被實現的相位響應； 第18圖是顯示了-全通遽波器晶格結構實施態樣之一 例子的示意圖； 第19圖示意性地顯示了當左揚聲器、中間揚聲器及右 2〇揚聲器都存在時的一車輛之前面座位的該等收聽位置及揚 聲器配置； 第20圖示意性地顯示了本發明之層面被應用於第19圖 之配置的一功能方塊圖； 第21a圖示意性地顯示了 一個具有兩個收聽位置的四 12 200810582 聲道揚聲器配置，本發明之層面可被應用於其中； 第21b圖示意性地顯示了 一個具有四個收聽位置的四 聲道揚聲器配置，本發明之層面可被應用於其中； 第21c圖示意性地顯示了 一個具有四個收聽位置的六 5 聲道揚聲器配置，本發明之層面可被應用於其中； 第22a及22b圖是理想化濾波器之一般化濾波器組實施 態樣的功能方塊圖，該等理想化濾波器之容限被顯示於第 10a圖中； 第23圖顯示了利用該群延遲方法所設計的一 IIR濾波 10 器之被實現的極點及零點； 第2 4及2 5圖顯示了在濾波器階數減少之前及之後利用 該特徵濾波器設計演算法所設計的一 IIR濾波器之被實現 的極點及零點； 第26圖顯示了被用於該特徵濾波器設計演算法之原始 15 被期望的相位響應； 第27及28圖顯示了在濾波器階數減少之前及之後利用 該特徵濾波器設計演算法所設計的一 IIR濾波器之被實現 的相位響應， 第29圖顯示了在五次迭代修正之後被預先歪曲的被期 20 望的相位響應； 第30圖顯示了在階數減少以及五次迭代修正之後利用 該特徵濾波器設計演算法所設計的一 IIR濾波器之被實現 的相位響應。 t貧施方式3 13 200810582 較佳實施例之詳細說明 第關顯示了-收聽位置與兩個揚聲器之間的空間關 1。該f置與左揚聲器之_距離Μ於該收聽位置 5 10 15 , ^ 衣不其他等距收聽位置的直線 :被圖顯示了在該等等距收聽位置上的所有頻 率之耳間相位差值(IDP)。在 寻4間距收聽位置上，透過 該等揚聲器所呈現的被感知 μ J万向及成像内容趨向於自 然，以及如内容產生器所預期。 弟2 a圖顯不了 — ΘJ香32. _l ^置相對於兩個揚聲5|之偏移的 空間關係。在此例子中，⑽“ ^ # μ收馼位置與左揚聲器之間的距 離屯小於該收聽位置與右揚 耳态之間的距離d4。第2b圖顯示 收聽位置上的IDP如何隨著頻率變化。即使該聊單調 ;、少，但是該圖式(以及所有其他IDp圖式)顯示了在. 到180度之範圍内的等效值 、 j予成值在0Hz時，信號是同相的，且 在返回到頻率A上的同相之前隨著頻率增加而變為異相。此 相位循環隨著頻率增加而重複。在循㈣複時的解A直接 與該收聽位置與兩個揚聲器之間的距離之差值相關。例 女若到3亥左揚聲器之距離屯是0.75米，而到右揚聲器的距 離化疋1.〇75米，則距離間的差值為0.325米。頻率點a等於 萆曰速度除以距離間的差值，或者大約為330米/秒除以 〇·325 ’得到1〇15Hz。因此，在此例中，該mp循環每1〇15Hz 重複一次。 第3圖顯示了兩個收聽位置之空間關係，每個偏移關於 兩個揚聲器對稱。第如及仆圖顯示了對於該等兩個收聽位 20 200810582 置中的每個，該IDP如何隨著頻率變化。可看出，對於該IDP 之每個週期，具有主要是同相的頻率，以及主要是異相的 頻率。即，其IDP在_9〇與9〇度之間的頻率，以及其1〇1>在_9() 與_丨80度之間或在9〇與180度之間的頻率。其IDP主要是異 5相的頻率會造成不希望的可聽得見的影響，包括透過兩個 揚聲器所呈現的音訊信號之模糊成像。 第5a及5b圖顯示了在美國專利4,817，162中所描述的教 示之影響的理想化表示。此教示將主要是異相且在第一頻 帶内的頻率之IDP增加了 180度。在此教示中，此頻帶之範 1〇圍近似為200Hz到600Hz。從第5a及5b圖可看出，對於兩個 收聽位置，此等聲音現在主要是同相的。然而，此教示忽 略了高於600Hz的頻率（主要為異相）。美國專利5,〇33,〇92中 所描述的教示類似於美國專利4,817,162，除了被處理的頻 率範圍近似為200Hz至1kHz之外。 15 第6a&6b圖顯示了在美國專利6,038,323中所描述的教 示之影響的理想化表示。此教示在將主要是異相的聲音之 第一頻帶内及以上的所有頻率之IDP增加180度。在此教示 中，此頻帶在大約200Hz上開始。從第6a及6b圖可看出，在 此第一頻帶上的聲音現在主要是同相的。然而，此教示也 忽略了主要是異相的較高頻帶，顛倒了同相的頻帶與異相 的頻帶之位置。 依據本發明之一層面，藉由修正主要是異相的多個頻 帶之IDP，可聽得見的梳形濾波影響在某些收聽位置上被最 小化。雖然先前發明已著重於最低的異相頻帶，但是藉由 15 200810582 修正多個達到一梳形濾波通帶與山谷之寬度類似於臨界頻 寬的大致頻率的頻帶，可獲得大且可聽得見的增進。在此 頻率之上，藉由修正異相頻帶，在成像時不可獲得任何聽 得見的增進。在車輛中，此頻率大約為6kHz，但是隨著車 5輛之實際的内部尺寸及相對於該等揚聲器之距離輕微地變化。 依據本發明之層面，音訊信號被分為同相及異相頻 帶，且對於該等異相頻帶中的每個，可將兩個聲道之間的 相對相位增加180度的相移。獲得此目的之一較佳的方式 是，使一聲道内的相位偏移90度，使另一聲道内的相位偏 10移-90度。一可選擇的方式是，只使一個聲道内的頻帶增加 180度；然而，這可能會在該聲道之幅值響應内造成大且不 想要的漣波。 實施例子 在本發明之層面的一示範性實施例中，一組渡波器提 15供一實際上平坦的幅值響應及一相位響應，該相位響應在 该等通道之間產生了 一合併的相位偏移，且具有〇度與 度之交替的頻帶。為了避免在該幅值響應内產生不想要的 漣波，可給予左聲道90度的相移，且給予右聲道_90度的相 移。（參看第9a、9b及9c圖）。若這是藉由利用一聲道内的18〇 20度相變(Phase transition)實現的，則在該等相變時，幅值將 傾向於-〇〇dB。然而，藉由只利用90度轉換，頻率内的最大 傾角大約是-3dB。在大約6kHz之上，相位響應不再重要， 且對於兩個聲道都可被設定為零。 對於一些濾波器設計（特別是數位濾波器設計），不終止 16 200810582 在一已定義頻率上的頻帶之相移，而是繼續相移頻帶直到 倪奎士頻率是較有效率的。對於其他設計而言，只偏移會 對被期望的結果產生影響所需的最小數目的頻帶之相位是 較有效率的。對於一些實施態樣，被相移的頻帶之數目對 5效率具有很少或沒有任何影響，以及與被相移的頻帶之數 目有關的選擇可由整體濾波器階數及產生的時間模糊性 (temporal smearing)決定。 基於第la、2a及3圖所描述的幾何形狀，被期望的濾波 1§響應是對應-波長的頻率人之函數，該波長等於在偏離 10中心的收聽位置上的左揚聲器與右揚聲器之間的路徑差 值。這如方程式1所示： Λ \dL^dR\ 其中4是，該收聽者到左揚聲器的距離，4是從該收聽者 到右揚耳❿的距離，e是聲速(所有距離都以米為單位）。 15 AIDP補彳貝;慮波$之相位性能可由第術圖中所描述的 容限特徵化，其中^ I被本虛 、疋對應等於該路徑差值的一波長之頻 率；Β是頻帶之數目· > I0 ’ 、Δ/。及Δ/。分別是在該第一頻 常之月j彳有頻贡之間以及最後一頻帶之後的轉換寬度， 是該等頻帶内的相你 _位决差；以及^、^及〇別 是該第一頻帶之_、 J所有頻帶之間以及最後一頻帶之後的 相位誤差。 雖日b等4限在所有頻帶間可被指定為實質上是相等 的，但是可選擇的是，對 疋對於母個頻帶它們可被不同地指定。 17 20 200810582 例如，為了減少濾波器階數及增進效率，使該第一頻帶（其 中人的耳朵對於相位非常敏感）超快速轉換且隨著頻率上 升具有較寬的轉換是有利的。 概括而言，該等濾波器可利用一濾波器組實現，該濾 5波為組將该左及右音訊信號分為子頻帶，以及其中交替的 子頻帶被調整相位，使得兩個聲道之間的此等子頻帶内的 相對相位是180度。第22a圖及第22b圖顯示了 一般的濾波器 組貫施態樣的例子。沒有被相移的子頻帶可能需要一延遲 處理，使得其等的延遲符合與該等相移過程所產生的延 10遲。該等子頻帶之重新組合可藉由對該等子頻帶求總和（參 看第6a及6b圖）或藉由一反向濾波器組實現。 另外’該等濾波器可被直接設計以產生所希望的相位 響應。 一基於濾波器組的設計之例子遵循以下有限脈衝響應 15 (FIR)濾波器之討論；然而，一濾波器組方法可使用無限脈 衝響應(IIR)濾波器。在該HR濾波器討論之後，可產生非常 有效率的IIR渡波器之許多直接設計的方法被討論。 有限脈衝響應濾波器 利用有限脈衝響應（FIR)濾波器及線性-相位數位濾波 20 器或濾波器函數，如第3圖之例子中之安排的IDP相位補償 可被實現。此等濾波器或濾波器函數可被設計以獲得完全 可預知且可控的相位及幅值響應。第7a&7b圖顯示了本發 明之層面的可能的基於FIR實施態樣的方塊圖，如分別應用 於該兩個聲道中的一者。 18 200810582 在第7a圖之例子中，其中在此例中處理左聲道，兩個 互補的被梳形濾波的信號(在7〇3及709上)被產生，若對其等 求總和，將具有一實質上平坦的幅值響應。第仏圖顯示了 該帶通濾波器或濾波器函數(“BP濾波器，，)7〇2之梳形濾波 5器響應。此一響應可利用一或多數個濾波器或濾波器函數 獲得。第8b圖顯示了自該BP濾波器702、時間延遲或延遲函 數(“延遲”)7〇4以及減法合併器708之安排所產生的有效率 的梳形濾波器響應。BP濾波器702及延遲704應該具有實質 上相同的延遲特徵，以使該等梳形濾波器響應實質上是互 10 補的（參看8a及8b圖）。該等被梳形濾波的信號中的一者受到 90度的相移以在被期望的頻帶内產生所期望的相位調整。 雖然該兩個被梳形濾波的信號中的一者都可被偏移9〇度， 但是在此例中在709上的信號被偏移相位。偏移該等信號中 的一者還是另一者之選擇影響第7b圖之例子中所示的相關 15處理之選擇，因此從聲道到聲道的總的偏移如期望的結 果。線性相位FIR濾波器之使用允許兩個被梳形濾波的信號 (703及709)經濟地產生，利用選擇給第8a圖之例子中的唯一 一組頻帶的一濾波器或多個滤波器。較佳地，經過Bp漁波 器702的延遲與頻率一致。這允許藉由將原始信號延遲與該 20 FIR BP濾波器702之群延遲(group delay)相同的時間量，且 將該被濾、波的信號自被延遲的原始信號中減去（在該減法 合併器708中，如第7a圖所示）而產生該互補信號。由9〇度 相移過程所給予的任何頻率不變延遲應該被施加於未被言周 整相位（non-phase-adjusted)的信號（在其等被求總和之 19 200810582 前），以再次確保一平坦的響應。 。亥被濾波的信號709經過一寬頻9〇度相移器或相移過 程(“90度相移，，)710以產生信號711。信號7〇3藉由一延遲或 延遲函數712而被延遲，該延遲或延遲函數712具有與該9〇 5度相移71G之延遲特徵實質幼同的延遲特徵，以產生信號 713。该9G度相移的信號川及該被延遲的信號71 3在一相加 f生求和々或求和函數714中被求和以產生輸出信號715。該 90度相移可利用許多已知的方法中的任何一者實現，例如 希伯特轉換°該輪出信號715實質上具有單位增益，在對應 10未被修改的頻帶與相移的頻帶之間的該等轉換點之頻率上 八具有非常窄的_3dB傾斜，但是具有一隨著相位響應變化 的頻率，如第9a圖所示。 第7b圖顯示了可被應用於該等兩聲道中的另一聲道 (在此情況下是右聲道）的本發明之層面的方塊圖。此方塊圖 15非常類似於左聲道之方塊圖，除了該被延遲的信號(在此情 況下是信號727)自該被濾波的信號(在此情況下是723)中減 去之外’反之亦然。最終的輸出信號735具有實質上的單位 增益’但是對於第9b圖所示的相移頻帶具有一負90度相移 (與第9a圖中所示的左聲道内的正9〇度相比）。 20 該兩個輸出信號715與735之間的相對相位差值在第9c 圖中顯示。對於該等頻帶中的每個（對於每個收聽位置主要 是異相的），該相位差值顯示了一個180度的合併相移。因 此，異相頻帶在該等收聽位置上變為主要是同相的。對每 個收聽位置（參看第3圖）所產生的被更正的IDP在第11a及 20 200810582 lib圖中顯示。 FIR幅值及相位響應 由於FIR濾波器之本質，產生一全通的濾波器是不可能 的（除了 一純粹的延遲）。因此，在該濾波器幅值響應内不可 5避免地存在一些偏差。對於以上所描述的FIR實施態樣，第 12及13圖提供了兩個不同濾波器階數的幅值及相位響應例子。 在頻帶之間的轉換區域期間，在幅值響應内具有一 -3dB的傾斜。隨著濾波器階數增加，傾斜之寬度變小，且 從+/-90到0的相位轉換變得較快速。然而，一較大的濾波器 10 階數表示一較大的脈衝響應。 雖然FIR濾波器容易設計，但是它們具有某些實現本發 明之層面所不希望的特徵。首先，它們需要一相對較長的 脈衝響應以獲得一需要的幅值及相位響應—一長的脈衝響 應導致高的計算複雜度。第二，長的脈衝響應導致脈衝式 15 或衝擊性音訊信號之聽得見且不希望的時間模糊性。 FIR實施態樣考量 為了有效率，第7a及7b圖中的濾波器及濾波器程序 702、722分別可被配置為其後連接一低通濾波器之相等間 隔的梳形濾波器組。該梳形濾波器可被有效率地實現為一 20稀疏(sParse)FIR濾波器。一低通濾波器可被用以在被期望 的截止頻率以上停止頻帶之相位調整。 裝置或程序710及730是90度相移濾波器或濾波器程 序。對於在大部分音訊頻率以44.1kHz及48kHz的取樣速率 良好運作的濾波器而言，400與8〇〇個之間的濾波器係數(tap) 21 200810582 疋被需要的。因為利用直接迴旋的實施態樣是昂貴的，所 以快速傅利葉轉換(FFT’S)可被用以使用快速迴旋。、 此外，對於44.驗及48kHz之取樣速率，遽波器程序 之低通濾波器應該具有在200與400之間的係數(tap)。其也 可能受益於快速迴旋，且可觸度相移濾、波器或濾波器程 序合併。 無限脈衝響應濾波器 一較佳的實施態樣利用無限脈衝響應(IIR)全通滅波器 獲得所期望的相位響應。IIR濾波器具有以下優點：對於一 1〇被期望的相位及幅值響應，它們一般具有比一類似的FIR濾 波為更短的脈衝響應。較短的脈衝響應使得減少計算複雜 度及減少時間模糊。然而，IIR濾波器是難以設計的。 群延遲方法 大部分典型的IIR濾波器設計技術著重於匹配一特定 15 的幅值響應。然而，有幾種用於設計全通IIR濾波器之技 術。全通濾波器設計之一方法是基於找到用以配適(fit)被期 望的群延遲之最小的Pth階。例如，此方法可藉由使用如 MATLAB此類的電腦工具而實現(MATLAB是MathWork，Inc 之商標）。該MATLAB函數iirgrpdelay.m可被使用’這是濾 20 波器設計工具箱之一部分。在實施本發明之層面時，理想 的相位響應是具有急劇轉換的交替頻帶。因為群延遲是相 位之第一微分，所以理想的群延遲在該等頻帶内為〇而在該 等轉換内為土①。因為此等不連續不可能配適一最小的pth 階演算法，所以必需找到近似於理想相位且具有沒有不連 22 200810582 藉由選擇被期望的相位響應是正弦形 的頻帶最佳對準），可能設計出近似於該被期 慮波器。第14圖顯示了利用該群延遲方法設 續微分的相位響應 (與該等被希望的拖 望的響應之IIR濾波器 计的-遽波器之幅值及相位響應。 。而對於較大的階數，該群延遲演算法在數值上是 =疋的且通常不收斂。此外’因為該演算法配適該群 遲故由於積分该群延遲内的任何誤差會對該相位響應 這成#乂大的η吳差。因此，在參數間有許多錯誤試驗或搜尋， 以找到具有被期望之性能的濾波器。除此之外，因為該方 10法只可設計小的階數，所以該方法可能不能用於需要對較 大數目的頻帶進行相位調整的應用。即，在差值距離（至該 兩個揚聲器之距離的差值）是大的情況下。 特徵渡波方法 設計IRR全通濾波器之另一技術是特徵濾波器 15 (eiSenfilter)方法。例如，參看以下技術論文：T.Q.Nguyen 等人的 “Eigenfilter Approach for the Design of Allpass Filters Approximating a Given Phase Response,,(IEEE Trans on Signal Processing，vol，42(9)，1994年9月），以及Tkacenko 等人的 “On The Eigenfilter Design Method and Applications: 20 A Tutorial”(IEEE Transactions On Circuits And Systems-II: Analog And Digital Signal Processing，Vol· 50, No. 9, 1994年9 月， http://www.systems.caltech.edu/EE/Groups/dsp/students/andr e/papers/j ournal/eigen一tutorial .pdf)。 該特徵濾波器方法允許近似的最小平方配適一被期望 23 200810582 的相位響應。雖然並不保證產生—穩定的遽波器，但是若 條件被適當設定，則其可靠地產生穩定的濾波器。除此之 外，有一些迭代的方法，可使其接近真正的最小平方或接 近相位相等的漣波(eqUiripple)。該特徵濾波器方法是一種 5強大的技術，因為即使達到大的濾波器階數其在數值上可 以是穩定的。 該特徵濾波器方法是基於找到一誤差度量，該誤差度 量可1表示為按照濾波器係數的一個二次方程式形式，例如 d Pa，其中s是誤差，a是分母濾波器係數之向量，以及p ίο是一矩陣。一旦被公式化，a可利用瑞利(Rayleigh)準則找 出。因此，P之特徵值與該誤差^成正比，且與最小特徵值 相關的特徵向量是a之最佳解。 對於全通濾波器，藉由方程式，一個N階濾波器之 總的相位如(叻與分母之相位Μ劝相關聯： 15 ΦΗ{ω)=-Νω-2φΑ(ω) (2) 其中ω表不角頻率。一全通濾波器之最小平方相位誤差的一 近似是 €^~^{ω)[αΤ8{Μ；))2άω ⑶ 其中 )[sind如㈣)如(仍)切)如⑽+爪^)广（4) 、（ω)疋一使用者提供的加權，以及&如〇)是該分母之 被期望的相位。從（1)可得到 ^Α>άβ^ω^-ι{ΦΗΜ8{ώ)+Νώ) (5) 24 200810582 接著，可將該誤差度量^表示為一個二次方程式 ，其中P =丄{ω)άω (6) 該積分可利用一被離散化的總和近似 1 Μ π ζ=0 5 其中Μ是用以分隔[0, π]的頻率步階之數目。若Xmin是Ρ之最 小特徵值，以及amin是對應的特徵向量，則被期望的濾波器是 Σ^[Ν-η]ζ-η Η(ζ) = ^- (8) n=0 不幸的是，無法保證產生的濾波器是穩定的。然而，若以 下限制被使用，則通常可找到一穩定的濾波器 10 φΗ,άβ5(π)=-Νπ (9) 特徵渡波is方法滤波器設計 基於第10b及10c圖所給出的參數表示，可建立以下公 式以產生一獲得被期望的幅值及相位響應的濾波器，從而 在該等收聽位置上提供IDP更正。 15 該左及右聲道被期望的相位響應由以下給出： (/>H，L，des{m) = —Nco — π i26 一 A π <ω< i2Z? 一士 1 25 l ^ J \ η ) < -Νω, otherwise π, \<b<B 2b-f (10) 2 Νω, \π<ω< otherwise 2b--,

π, \<b<B (11) 25 200810582 最小平方加權由以下給出： \ Σ. η 2 λ π η 2_. η 2 _ η 2 2& — 4 'beg / π <ω< r入 mid -_ + η 25-寻 1 I 2 ) 丨△/-) Ί η Γ 2 J 2b-\ η 2 ) 2Β-\ Η ,end η 2 J π <ω< π<ω<\ π <ω<π post 0, otherwise UJtt '2b-\ . ¥mid ) ,n 2 J (2B-\ ¥end \ n 2 + \ ‘ Δ/-) π, 2<b < Β π (12)

π, \<b<B 需被修改相位的頻帶之數目Β由以下給出： Β Μ (13) 5 以及π是對應相關時間延遲的取樣週期之數目 (14) nJdL~dR\fs 其中Λ是截止頻率，在此截止頻率之上，沒有頻帶被調整相 位；力是對應等於路徑差值的一波長之頻率；ΔΛβ、△/ww 及A/；W分別是在該第一頻帶之前、所有頻帶之間以及最後 10 —頻帶之後的轉換寬度；、从_及 ^post 分別是在該 第一頻帶之前、頻帶内部、頻帶内部之間以及最後一頻帶 之後的使用者定義的加權；A及厶是該兩揚聲器與收聽位 置之距離（以米為單位）；C是聲速（以m/s為單位），以及乂是 取樣速率（以Hz為單位）。 15 對於該左滤波’在該等被指定的頻帶内’具有自該 26 200810582 線性延遲的-π/2或-90°偏移，以及該右濾波器具有+π/2或 +90°偏移。也可驗證知,ι,如及知滿足(9)，這允許可靠地 找出一穩定的渡波器。藉由選擇不同的加權、轉換寬度及 濾波器階數，轉換之漣波及轉換之銳度可被控制。 5 特徵濾波器的增進 如T.Q· Nguyen等人的論文中所描述的，藉由利用一迭 代的加權函數，可能得到真正的最小平方誤差之一較接近 的近似值。這產生以下的誤差度量： d/p%，其中 Ρ = (15) π aq_x c{co)c {^)aq_x 10其中％是在第7次迭代時的濾波器係數； 是(4)中的向 量，以及 C(W=[C0S(也如⑽)cos⑷如⑽切).C〇S(‘如⑽+胸)f (16) 藉由利用如在Tkacenko等人之先前的方法中找到的 解"亥迭代可被初始化，以及可藉由監測迭代之間的係數 15丨丨〜-七-7112内的變化以及當迭代足夠小時(實際中大約是1〇-4) 丁止/、而使迭代被終止。該方法被發現在設計該IIR濾波器 時運作最佳’且大大地減少了該舰器頻轉應内的漣波。 IIR幅值及相位響應 具有迭代誤差度量的特徵濾波器方法可以可靠地產生 4何!1白數的濾波器。然而，如在方程式（17)之濾波器階數出 現性能的顯著跳躍： N^(2hAyn ^ h>u j. , — (17) ，、中"是對應相關時間延遲的取樣週期之數目，以及a是一 27 200810582 整數。性能上的跳躍對應理想脈衝響應内的主峰值’這可 藉由利用以上的FIR方法產生一非常大的FIR濾波器而被近 似。整數A結束於指出可出現在該等頻帶的每個内的拐點 (inflection points)之最大數目。實際上，允許在該臨界點之 5 外的一些額外取樣是有幫助的，以助於最小化漣波幅值， 因此實際中以下方程式被使用： N={2h-\\n~^E 5 h>\ (18) 其中E是額外的取樣。E=5被發現可得到良好的性能。 經由設計，幅值響應被保證是平坦的，以及利用一被 10 適當結構化的全通實施態樣，任何幅值偏差只取決於數值 精確度。第15、16及17圖顯示了不同/z值時的相位響應。 IIR濾波器實施態樣 有許多用以實施一全通IIR濾波器的濾波器結構。最基 本的方法是將該濾波器分析為一連串的二階部分（雙二次 15 (bi(luads))。若該等部分被適當地分組，這是一種好的方式 實施一般的IIR濾波器。然而，具有在結構上是全通的被特 定化的結構-若該等係數被量化，則該濾波器被保證仍是全 通的。這可導致較好的數值性能，特別是在一低精確度固 定點實施態樣中。 20 祕以下原111，該全«波器晶格結構是較佳的： 1·其在結構上是全通的，因此t該等魏被量化時， 結果仍是一全通濾波器。 2.其具有良好_定雜能。該等晶格係數被保證在〇 與1之間，以及中間級具有良好的溢出特徵。 28 200810582 3.其具有一簡單且常規的結構。當其具有兩個乘而不 是一個（可利用一直接形式的全通結構實現)時，其具有一非 常常規的乘-累積結構’可有效率地連接到一數位信號處理 器(DSP)。 5 因此，該實施態樣被顯示於第18圖中，其中心是來 自該遽波器表的晶格係數，X是一輸入取樣，以及y是一輸 出取樣。 藉由利用該列文遜(Levinson)遞迴，該等晶格係數沁< 可基於該IIR分母係數心-α”被找出。該信號流產生以下實施 10 態樣： a=x-k[0]*s[0]; y=s[0]+k[0]*a; for(i=l ;i<N;++i) { 15 a =a -k[i]*s[i]; s[i-l]=s[i]+k[i]*a; s[N-l]=a; 其中a是一累積為，s疋該濾波器狀態陣列；以及晶格係數。 20 波器階數減少 該HR群延遲最小的知階演算法對於該特徵濾波器方 法具有-優勢，因為其能夠設計較有效率的渡波器。這是 因為其只使用在該截止頻率之下的區域内(<6_的極 點，其中該等頻帶之相位被修改。在此頻率之上，該設計 29 200810582 :法忽略了在較高頻率上的相位。第23贿示了利用 延遲方摘δχ相1波器之極點/零點圖。 …、而對於用Μ產生一穩定的濾波器之 法而言，必須使用限制“(中-⑽如先前所描旬II 配0之權重給該截止頻率之上的所有頻率時，沒有任何= 的相位。即使利用在接近-權重内(為非零)的！ 小區域也不能產生穩定的濾波器。因此該演算 圓均勻地分佈極點和零點。這允許該渡波器心 10 15 20 且給出所有頻率之—已知的相位響應。第24圖顯亍了 利用該特徵滤波器方法所設計的—濾波器之極點沒點圖 已經發現，在該特徵濾波器演算法已產生_穩定的濟 “之後’可能刪除一些不需要的極點及零點。以犧牲一 些相位精錢為代價，這可大大減少濾、波H階數（達到 挪），且產生的濾波器在所有頻率上不再近似為線性相 位。因為人類的聽覺系統在較高頻率上對相位不敏感，所 以由於去除—些極點及零點所產生的—些相位失直可被容 許’且相對於該未被改變的錢“會變得可聽見。第= 圖顯示了與第24圖之濾波器相同的濾波器之極點/零點 圖’但是有大約73%的極點及零點被移除。第27圖顯=了 在減少之前的相位響應，而第28圖顯示了在減少之 位響應。 刪除接近該單位圓的一極點之影響主要對在其鄰近的 頻率具有一局部影響。然而，對所有頻率將具有—小=全 體影響。因此刪除所有高頻率的極點可能會對所希望的= 30 200810582 率響應造成一顯著的相位漂移，如第28圖所見。 一種更正此相位漂移的方式是預先歪曲在該特徵濾波 器設計中所使用的被期望的響應。藉由找出該減少的濾波 器與原始的濾波器之間的誤差，可能找到一合理的預先歪 5 曲，以及迭代地減去來自被期望的相位響應之誤差。 給定如』加(⑺)、0狀以⑺)及叩»(來自方程式（i〇)、（u) 及（12);令eigenfilter〇//,如〇)K叫，Λ〇是實現以上所描述的 特徵濾波器設計方法之一函數，以設計一長度為Ν的濾波 器，以及令eigenfilter_reduced(知，—〇)，外叫，7V，及)是以 1〇 下一函數：首先執行該特徵濾波器設計，接著藉由保留最 低的k個極點（該等極點已隨著角度的增加而被排序），將該 階數減少R倍，其中k由以下給出： ^Γ^Ι.2-7 (19) 2 為了計算一減少且被更正的濾波器，首先找出該左及右濾 15 波器之未被減少的響應： ^full,L = eigenfilter(^L 如〇)，柯4 A9 (20) dfull,R = ^ηή\^γ(φΗΕ ά65(ω),Ψ(ω), Ν) (21) 以及計算該左濾波器與右濾波器之間的相對相位： ^/w//^//w//(^)~phase^a/w//^-phase^/w//,zj (22) 2〇 接著，執行多次迭代以預先歪曲通過該特徵濾波器設計常 式之被期望的相位響應。首先，將原始被期望的相位響應 作為該迭代之初始值： 31 200810582 Φη,L, des, 〇(〇ή= Φη,L, des( (23) &H，R，des，〇l〇^)=(/>H，R，deslm) (24) 對於每個迭代步階i，基於已更新的被期望的響應，計算該 等被減少的濾波器： 5 a^^eigenfilter^educed^L,^ W(w), Nf R) (25) a^^eigenfilter^educed^//^ ^ ^^), W(w),Ny R) (26) 以及計算該左濾波器與右濾波器之間的相對相位： (/>reu(c〇)=phasQ(aifR)'phasQ(aifL) (27) 接著找出目前被減少的濾波器與原始的未被減少的濾波器 10 之間的誤差： A/OpunwrapduO)- (28) 該誤差被用以更新被期望的響應。然而，雖然希望避免不 必要的不連續，但是因為在減少截止之上的響應被期望是 不同的，因此對此範圍内的響應應為最小化的修改。一種 15 解決此問題的方法是讓被期望的響應從最後被修正的頻率 線性地轉換，直到i兒奎士 ：

△加)， π{\-Κ) \-R 0<ω<Κ·7Γ R· π <ω<π (29) 最後，產生下一迭代之被期望的響應 20 Φη,Ι, des,i + l [ω)=φΗL des ί[ω)+ C⑽ 2 (30) Φη,Κ, des, / + 7 ( C〇)= Φη,Κ, des, i{ 〇^)~ C⑽ 2 (31) 32 200810582 為了描述此方法，第26圖顯示了給出第27圖所示的響 應之該左及右濾波器的原始相位響應。在減少該響應之後 顯示了大大的相位漂移，如第28圖所示。為了修正該漂移， 被期望的相位響應被預先歪曲。第29圖顯示了在五次迭代 5 之後的預先歪曲的相位響應。這產生了第30圖内被修正的 相位響應。 實際上，該響應在8次迭代内將會被大大地增進。有時 在幾個迭代增進之後，該結果偏離所期望的結果，且有時 變得不穩定。因此，透過迭代而追蹤一品質度量，以及選 10 擇可最佳執行的迭代是有幫助的。 在一車輛中 第8(a，b)、9(a，b，c)及ll(a，b)圖顯示了一例子之濾波器及 相位響應，其中兩個揚聲器與每個收聽位置之間的距離差 值近似為0.33米。因此，被調整相位的第一頻帶分別在 15 250Hz開始及在750Hz結束，且該頻帶結構每1kHz重複一 次。雖然此例子被發現可運作於許多車輛環境，但是藉由 測量其適當的内部尺寸，該等濾波器可為一特定的車輛而 被客製化。 許多車輛由該車輛之前乘客區内的左及右揚聲器（或 20 揚聲器聲道）以及該後乘客區内的左及右揚聲器聲道組 成。因為前面的乘客主要接收來自前聲道的聲音，而後面 的乘客主要接收來自後聲道的聲音，且因為該等乘客與該 等揚聲器之距離對於前面及後面的乘客而言可能是不同 的，所以將本發明之實施態樣施行兩次可能是有利的-•一次 33 200810582 應用於前面的乘客所聽到的前揚聲器，及一次應用於後面 的乘客所聽到的後揚聲為一其中每對濾波器利用與列之揚 聲器及座位位置相關的差值距離被設計。若有額外列的乘 客(每列具有額外的揚聲器），則本發明之實施態樣可被重 5複。因此，坐在該車輛之左及右側的每列乘客感受到被增 進之成像。應該注意到的是，對於坐在該車輛之中間的乘 客該成像被降低品質，因為對於與該左及右揚聲器之距離 相等的位置之IDP不再為零一即，坐在每列座位之中心的乘客。 多路揚聲器 10 ^多車輛也利用多路揚聲器系統再現完整範圍的可聽 得見的頻率。低頻率揚聲器_般被設於門内的低處，而中/ 高頻率揚聲器被設於門上或前槽板上的高處。在此等多路 揚聲器配置中，收聽者與低頻率揚聲器之差值距離及與該 中/南頻率揚聲之差值距離通常是不同的。在此情況下， 15且若交越(crossover)頻帛足夠低以在該被調整相位的頻帶 之頻率辄圍内，則沒有任何單獨對的渡波器可被設計運作 於該低頻率及中/高頻率揚聲器。此問題可以許多方式被改善。 f先’因為人_覺系統在較低的頻率上對相位較敏 感，所以到該低頻率揚聲器之差值距離可被用於渡波器設 20計，且被調整相位的頻帶之上頻率限制可被減少至近似於 該杨聲為父越頻率。 第一，本發明之貫施態樣可被實施多次以產生專門為 4低及中/回揚聲讀中的每個所設計的個別的滤波器 對。這樣，該低或中/高揚聲器對中的每個具有只調整在該 34 200810582 等揚聲器之頻率範圍内的頻帶之濾波器，以及每對濾波器 是特別基於該揚聲器對與該收聽者之差值距離而被設計。 環繞聲 如以上所描述，本發明之層面已被發現有利於一個二 5 聲道立體聲呈現之聲音品質，其中具有對稱離軸的收聽位 置。本發明之層面也有利於該立體聲材料具有多於兩個聲 道時的呈現(例如，多聲道環繞）。本發明之層面的此等層面 接著被描述。 四聲道環繞 10 特別是在汽車市場内，四聲道揚聲器系統非常普遍。 因為該共同環繞共振峰（formants)包括一中間揚聲器之一 離散信號，所以該中間信號一般同時同等合併該左及右信 號，且透過該左及右揚聲器呈現。因為在此情況下，該左 及右揚聲器包含大量的共同内容，所以本發明對該左及右 15 揚聲器信號之應用產生該中間信號内容之增進的成像。 可選擇的方式是’在合併該左及右聲道信號之前，本 發明之層面可只應用於該中間内容。這樣，自該中間聲道 信號所產生的共同内容之成像被增進，但是該左信號及右 信號未被改變。這假定在將該左及右音訊信號與中間内容 20 合併之前，在該左及右音訊信號之間具有少量或幾乎沒有 任何共同内容。 將本發明之層面應用於前面的左及右揚聲器信號對於 在正碟被感知的區域内遞送内容是重要的。除此之外，將 本發明之層面應用於後面的揚聲器也有利於收聽體驗。對 35 200810582 於被預期來自收聽者背後的内容，以及特別是對於61源(例 如杜比Pro Logic ΙΙχ或杜比數位Εχ)，應用於該等後揚聲器 的本發明之層面有助於確保後虛擬影像被正確地集中，以 及聽得見的梳形濾波影響被最小化。“杜比，，、“杜比數 5位”“杜比Pro L〇gic”、“杜比數位，，、“杜比Pr〇 L〇gic Iix，，及‘‘杜 比數位EX”是杜比實驗授權公司的商標。 在一車輛中，該等前揚聲器與後面的乘客之間的直接 路徑通常被前面的座位阻隔。為了補償此，前面内容中的 一些可被混合到後揚聲器。藉由將本發明之層面應用於後 10揚聲裔，後面的乘客之成像以有助於乘客之相同的方式被 增進。 五聲道環繞或三聲道LCR呈現 第19圖顯不了當左揚聲器、中間揚聲器及右揚聲器都 存在枯，一車輛之前面的座位之收聽位置及揚聲器配置。 15 /主思到中間揚聲器可能不是位於與該左及右揚聲器之轴相 同的軸上纟疋這可藉由引人延遲而被調整。利用此配置， 中間U看似來自該車輛之中心線(在收聽者之間），而不3 來自每個收聽者的前面。 疋 種先則用以解決此問題的方法是將該中間聲道信號 20中的-麵合到該左及右揚聲器，以及按比例地減少言^ 間揚聲^位準。因為左收聽者接近左揚聲器，右收聽者 、9耳器所以此方法確實有助於將中間虛擬影像呈 現在每们收聽者的前面。然而，此方法受限於以下因素· 其也會對該左揚聲器與右揚聲器之間的中間内容產生大的 36 200810582 梳形慮波。 已經發現將本發明之層面應用於該左及右揚聲器信號 大大地增進了此揚聲器安排中的中間虛擬成像。這被示於 第24圖中。增益參數α及6控制被混合到該左及右揚聲器的 5 合成中間内容之量。此等參數可被控制，使得功率被保存。 即 a2+Z?2=l 〇 六聲道或七聲道環繞 與一劇院設置不同，當六或七個聲道被用於一車輛 時，他們通常由三對揚聲器加上一可能的中央前聲道組 10成。在此情況下，由於與以上相同的原因，已經發現將本 發明之層面的實施態樣應用於每對揚聲器是有利的。一共 同的差值距離可被用以配置該等濾波器或最大化影響，或 者每個揚聲器列對可能具有唯一的濾波器，此等唯一的濾 波為利用到最近的收聽者或沒有被座位遮擋的最近的收聽 15 者之唯一的差值距離計算出。 第21a、b、c圖顯示了在一車輛中的揚聲器/收聽者配置 之三個不同的例子。

置。因為在該收聽位置上的差值距離對於該前

是利用被唯一設計的濾波器對來處理。

器之方向性， ，而後 「口-彳丁觸不了 一較傳統的四聲道揚聲器配 收聽者。因為由於前面座位的遮蔽以及揚聲 Θ面的收u主要聽到前面的揚聲器，而後 37 200810582 面的收聽者主要聽到後面的揚聲器，因此本發明之層面的 實施態樣可被用於每列，而不會干擾其他列。此外，若每 一列具有一不同的差值距離，則濾波器可對每一列唯_地 被設計。 5 第21(：圖之例子顯示了具有兩列收聽者的三列揚聲 器。如之前所述，前面的座位所提供的遮蔽會使前面的收 聽者主要聽到前面的揚聲器。在此例中，中間及後面的揚 聲器可具有被應用以增進後面的乘客之虛擬影像的本發明 之層面的實施態樣。因為中間揚聲器及後揚聲器具有到達 10後面的收聽者之不同的差值距離，所以中間及後面的揚聲 器可各自具有唯一的濾波器對。 實施態樣 本發明可以硬體或軟體實現，或者以二者之組合實現 (例如’可喊邏輯㈣）。除非被另外指定，關被包括為 15本么月之^刀的任何演算法不是固有地與任何特定電腦或 其他設備相關。特別地，各種通用機器可與依據本發明之 教不寫入的程式一起使用，或者較方便地的是建立較特定 的設備(例如，積體電路)以執行所需的方法步驟。因此，本 毛明可以-或多個電腦程式實現，該等電腦程式在一或多 2〇個各自包含至少一處理器、至少一資料儲存系統（包括永久 I*生及非永久丨生心&體及/或儲存元件）、至少一輸入裝置或 璋，以及至少-輪出農置或埠的可程式電腦系統上執行。 程式碼被施加給輸入資料以執行本文所描述的功能，以及 產生輸出資訊。該輸出資訊以已知的方式被施加給一或多 38 200810582 個輸出I置。每一此程式可以任何被期望的電腦語言實現 (包括機器、、纟且合或高階程序、邏輯或以物件為導向的程式 。^ 電腦系統進行通訊。在任何情況下，該語言可 月&疋一已編譯或已解譯語言。 母此笔腦程式較佳地被儲存在或載入到可由一般或 專用可程式電腦讀取的一儲存媒體或裳置上(例如，固態記 憶體或媒體’或磁或光學制），以當該儲存鱗或襄^由 該電腦系統讀取時配置及操作該電 —、 裎庠。Λ執仃本文所描述的 私序鑪發明系統也可考慮被實施為一雷 10 配晋私月自可讀儲存媒體 (被配置-毛腦程式），其中該儲存媒體被配置 統以^定及敢的方式運作以執行本文所描述的功:糸 本發明之許多實施例已被描述。“， 在不背離本發明之精神及範圍下，可作出各灰曰的疋， 此處所描述的步驟中的一些在順序上可能是獨立改例如， 15可以-不同於所描述的順序被執行。 立的’因此 【阖式簡單說明】 第la圖示意性地顯示了一收聽位 間關係，其中該收聽位置與該等揚聲器⑽:揚聲器之空 第lb圖顯示了在第la圖之等距離 20頻率之-理想化的耳間相位差值_)響應^立置上對所有 在此等收聽位置上的IDP如何不會隨著頻率變化幻子如了 二:圖示意性地顯示了一收聽位置關於兩個 偏移的空間關係； 穷耳时之 第2b圖顯示了在第23圖之收聽位置上對所有頻率之理 39 200810582 想化的耳間相位差值_)響應。此例子顯示了在該收聽位 置上的IDP如何隨著頻率變化； 第3 ® tf意性地顯示了兩個收聽位置之空間關係，每一 偏移關於兩個揚聲器對稱· 5 $4aA4b圖顯示了斜於第3圖之兩個收聽位置中的每 個，該IDP如何隨著頻率變化； 第5a及5b圖顯不了在實施美國專利4,817，162之教示的 -系統内的兩個收聽位置上的—理想化mp響應； 第6a及6b圖顯不了在實施美國專利6,〇38,323之教示的 1〇 一系統内的兩個收聽位置上的-理想化IDP響應； 第7a圖顯不了本發明之層面的基於一可能的F1R實施 &樣之功％ 意方塊圖’被應用於兩個聲道中的—者(在此 情況下是左聲道）； 第7b圖顯不了本發明之層面的基於一可能的FIR實施 15 20 悲樣之功％ tf意方塊圖’被應用於兩個聲道中的—者(在此 情況下是右聲道）； ¥ Θ疋苐7a圖之該等濾、波器或濾波器函數之該信號 輸出703之一理想化幅值響應； 第8 b圖7 a ®之該減法器或減法器函數7 G 8之該信 號輸出7G9之-理想化的幅值響應； 第9a圖疋第之該輪出诚川之―理想化相位響應； 第9b圖是第7b圖之兮私 ^ θ 茨輸出信號735之一理想化相位響應； ^圖疋表不㈣個輪出信號715(第7ai|)與735(第7b 圖）之間的相對相位差值 值的〜理想化相位響應； 40 200810582 第l〇a圖顯示了一理想化IDP補償濾波器之容限，從而 指示其被期望的相位要求； 第l〇b圖是被用作該特徵濾波器演算法之一輸入的被 期望的相位響應； 5 第1⑹圖是被用於該特徵濾波器設計演算法之加權函數； 第1 la圖是當使用第7a圖之該F1R濾波器時的第3圖之 左收聽位置的一理想化IDP相位響應； 第lib圖是當使用第7b圖之該FIR濾波器時的第3圖之 右收聽位置的一理想化IDP相位響應； 10 第12圖顯示了在最佳化之前的一 fir濾波器之被實現 的幅值響應及一理想化相位響應； 第13圖顯示了一最佳化FIR濾波器之被實現的幅值響 應及一理想化相位響應； 第14圖顯示了利用該群延遲方法所設計的一IIR濾波 15器之被實現的幅值及相位響應； 第15、16及17圖顯示了不同h值的該特徵濾波器設計演 异法之被實現的相位響應； 第18圖是顯示了一全通濾波器晶格結構實施態樣之一 例子的示意圖； 20 第19圖示意性地顯示了當左揚聲器、中間揚聲器及右 杨奪σ J都存在時的^ 一車輛之前面座位的該等收聽位置及杨· 聲器配置； 第20圖示意性地顯示了本發明之層面被應用於第丨9圖 之配置的~功能方塊圖； 41 200810582 第21a圖示意性地顯示了 一個具有兩個收聽位置的四 聲道揚聲器配置，本發明之層面可被應用於其中； 第21b圖示意性地顯示了 一個具有四個收聽位置的四 聲道揚聲器配置，本發明之層面可被應用於其中； 5 第21c圖示意性地顯示了 一個具有四個收聽位置的六 聲道揚聲器配置，本發明之層面可被應用於其中； 第22a及22b圖是理想化濾波器之一般化濾波器組實施 態樣的功能方塊圖，該等理想化濾波器之容限被顯示於第 10a圖中； 10 第23圖顯示了利用該群延遲方法所設計的一 IIR濾波 器之被實現的極點及零點； 第2 4及2 5圖顯示了在濾波器階數減少之前及之後利用 該特徵濾波器設計演算法所設計的一 IIR濾波器之被實現 的極點及零點； 15 第26圖顯示了被用於該特徵濾波器設計演算法之原始 被期望的相位響應； 第27及28圖顯示了在濾波器階數減少之前及之後利用 該特徵濾波器設計演算法所設計的一 IIR濾波器之被實現 的相位響應； 20 第29圖顯示了在五次迭代修正之後被預先歪曲的被期 望的相位響應； 第30圖顯示了在階數減少以及五次迭代修正之後利用 該特徵濾波器設計演算法所設計的一 IIR濾波器之被實現 的相位響應。 42 200810582 【主要元件符號說明】 702…帶通濾波器 703，709，711，Ή3，723，727…信號 704·.·延遲 708.. .減法合併器 710.. .相移器 712.. .延遲函數 714.. .求和函數 Ή5...輸出信號 722.. .帶通濾波器 730相移器 735輸出信號 43

Claims (1)

1. 200810582 、申請專利範圍： 1.

   :種：法，用於減少隨著頻率改變且發生在某些相對於 杨聲器的收聽位置上的相位差值，該等揚聲器再現一收 聽空間内的多個聲道中的分別—些，該等相位差值發生 在一頻帶相，其巾該等相位差值在主要為同相及主要 為異相之間父替，該方法包含以下步驟·· 調整多個解_相位，其巾該”聲道在此等收 聽位置上是異相的。 10 15 20 2·,據申請專利範圍第i項所述之方法，其中該收聽空間 是在一車輛之内部。 3·依據申請專利範圍第旧或第2項所述之方法，其中調整 多個頻帶内的相位包括以下㈣：其中若沒有施加相位 周正册則在此等收聽位置上的相位差值所產生的梳形據 皮If/、山夺之寬度大於或相當於臨界頻帶寬度。 4·依據申請專利範圍第W項中任何一項所述之方法，其 中有兩個或多個揚聲器再現該等聲道中的每個。 5.依據巾請專簡圍第4項所叙方法，其巾該調整將該 兩耳C之間的相對相位增加—個刚度的相移。 6·依據申明專利_第5項所述之方法，其中-聲道内的 相位被偏移90度，而另_聲道内的相位被偏移_9〇度。 7·依據申請專利範圍第5項或第6項所述之方法，其中該調 正藉由組;慮波器實現，該等遽波器提供一實質上平垣 的幅值響應及一相位響應，該相位響應產生具有〇度及 180度之又替頻帶的聲道之間的—合併相位響應偏移。 44 200810582 8. 依據申請專利範圍第7項所述之方法，其中該等濾波器 包括有限脈衝響應(FIR)濾波器。 9. 依據依附申請專利範圍第5項的申請專利範圍第7項所 述之方法，其中該等濾波器包括無限脈衝響應(IIR)濾波器。 5 10·依據申請專利範圍第9項所述之方法，其中該等IIR濾波 器之一些利用一特徵濾波器方法被推導出。 11. 一種適用於執行如申請專利範圍第1至10項中任何一項 所述之方法的設備。 12. —種用於使一電腦執行如申請專利範圍第1至10項中任 10 何一項所述之方法的電腦程式，被儲存在一電腦可讀媒 體上。 45