NL8100742A

NL8100742A - Laadinrichting.

Info

Publication number: NL8100742A
Application number: NL8100742A
Authority: NL
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Priority date: 1980-02-14
Filing date: 1981-02-16
Publication date: 1981-09-16
Also published as: GB2070298B; JPS56115141A; US4422032A; NL187944C; GB2070298A; DE3104688C2; DE3104688A1; JPS6341293B2; FR2476404B1; NL187944B; FR2476404A1

Description

t X

X/Sch/lh/1 Laadinrichting.

De uitvinding betreft een laadinrichting. In het bijzonder heeft de uitvinding betrekking op een verbeterde laadinrichting voor toevoer van een hoogfrequent laadstroom aan een herlaadbare batterij door gebruikmaking van een 5 invertor met een halfgeleider-schakelelement.

Bijvoorbeeld kan een herlaadbare batterij zijn opgenomen in diverse kleine elektrische apparaten, bijvoorbeeld een elektrisch scheerapparaat. Gebruik van herlaadbare batterijen in dergelijke apparaten is bijzonder gemakke-10 lijk, aangezien de herlaadbare batterijen kunnen worden herladen, indien ze met bijvoorbeeld het lichtnet worden verbonden. ’De lichtnetspanning verschilt evenwel van land tot land.*Een aanpassingseenheid die compatibel is met de verschillende lijnspanningen in verschillende landen is 15 daarom noodzakelijk om de herlaadbare batterij vanuit deze verschillende lijnspanningen te kunnen herladen. Een dergelijke aanpassingseenheid is evenwel groot en niet gemakkelijk gedurende bijvoorbeeld réizen mee te dragen. Verder bestaat de mogelijkheid op brandgevaar of andere problemen voor het 20 geval waarin een elektrisch apparaat dat bestemd is voor 100 V per ongeluk wordt ingestoken in het lichtnet van bijvoorbeeld 240 V. De laatste jaren zijn diverse benaderingen voorgesteld in een poging tot het ontwikkelen van een laadinrichting voor toepassing bij een herlaadbare batterij die 25 aanpasbaar is op verschillende lijnspanningen zonder de noödzaak tot gebruikmaking van de bovengenoemde aanpassings-eenheid. Een typisch ^voorbeeld van deze benaderingen is bijvoorbeeld onthuld in het op 10 augustus 1971 verleende Amerikaanse octrooischrift 3.599.071 ten name van Robert 30 Henri Lapuyade. In dit genoemde Amerikaanse octrooischrift ontvangt een transformator de van het net afkomstige spanning. Een aantal spanningsselectie-aftakkingen zijn verbonden met éen primaire spoel van de transformator, waarvan er één met de hand kan worden gekozen in afhankelijkheid van 81 00 74 2 -2- de lijnspanning in het land waar de gebruiker het laad-apparaat wenst toe te passen. De volgens dit Amerikaanse octrooischrift toegepaste transformator vertoont evenwel een slecht rendement tengevolge van zijn ijzer- en koperverliezen.

5 Aangezien volgens het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift een laadstroom met de lichtnetfrequentie wordt gebruikt, dient de transformator grote afmetingen te bezitten, zodat een apparaat met dergelijke componenten eveneens groot dient te zijn. Aangezien de aftakkingen op de transformator 10 met de hand kunnen worden gekozen, resulteert een vergissing of een fout in de keuze van de schakelstand in mogelijke problemen, zoals boven uiteengezet. Tengevolge van de aanwezigheid van de handschakelaar en de spanningsselectie-aftakkingen op de transformator is een verdere vergroting 15 van de afmetingen van elektrische apparaten met een dergelijke ingebouwde laadinrichting onvermijdelijk,

Laadinrichtingen met een transistorinvertor in plaats van de transformator zoals volgens het genoemde Amerikaanse octrooischrift 3.599.071, zijn de laatste tijd 20 voorgesteld en moeten als meer praktisch beschouwd worden. Figuur 1 toont een schema van een bekende laadinrichting van het type met invertor, die de achtergrond van de onderhavige uitvinding vormt. Een wisselspanningsbron 1, bijvoorbeeld lichtnet, wordt verbonden met een gelijkrichter 2. De gelijk-25 ' richter 2 voert aan een invertor 3 een pulserend uitgangssignaal af, gevormd door enkelfasige gelijkrichting van de ingangswissalspanning. De invertor 3 zet het uitgangssignaal van de gelijkrichtèr 2 om in een hoogfrequente spanning, die 'op zijn beurt wordt gelijkgericht ter verkrijging van 30 een laadstroom voor een herlaadbare batterij 9, bijvoorbeeld een Ni-Cd-batterij. Deze invertor-laadinrichting is bekend uit het op 4 maart 1975 verleende Amerikaanse octrooi 3.869. 657 ten name van Shoji et al, waarvan de rechten zijn overgedragen aan de onderhavige aanvraagster. Voor een beter 35 begrip van de onderhavige uitvinding zal nu de schakeling volgens figuur 1 meer in detail worden besproken.

Een weerstand 21 in de gelijkrichter 2 is van het’;zèIf-doorbrandende type dat dienst doet voor het af- 8 1 00 74 2 1 r -3- sluiten van een primaire keten wanneer een secondaire keten niet in orde is. Een zelf-inductie 22 en een condensator 24 in de gelijkrichter 2 vormen een storingsfilter. De invertor 3 omvat een primaire spoel 21 van een oscillatietransformator.

5 In een stroombaan of een primaire stroombaan van de vermo-gensomzetter 4 is een schakelketen 5 opgenomen, die een schakeltransistor 51 omvat, waarvan de basis is verbonden met een versnellingsschakeling 7 die kan worden vrijgegeven door een van een trekkersignaalgenerator 6 afkomstig trekker-10 signaal. De trekkersignaalgenerator 6 omvat een serieschake-ling van een weerstand 61 en een parallelschakeling van een weerstand 62 en een condensator 63. Het trekkersignaal is afkomstig van het knooppunt van de serieverbinding en wordt toegevoerd aan de basis van de transistor 51 via een basis-15 terugkoppelspoel 71 in de versnellingsschakeling 7. De spoel 71 is opgenomeh in de oscillatietransformator met magnetische koppeling met zijn primaire spoel 41. De primaire spoel 41 van de oscillatietransformator is eveneens magnetisch gekoppeld met zijn in een secondaire-uitgangsgelijkrichtér 8 20 opgenomen secondaire spoel 82. Deze secondaire-uitgangsge-lijkrichter 8 omvat een diode 81 voor het gelijkrichten van de uitgangsspanning van de secondaire spoel 82. De uitgangs-spanning van de diode 81 wordt als laadstroom toegevoerd aan de herlaadbare batterij 9.

25 De bovenbeschreven landinrichting werkt op de volgende manier- De wisselende uitgangsstroom van de wissel-spanningsbron 1 wordt enkelfasig gelijkgericht door de gelijkrichterdiode 23 in de gelijkrichter 2 en vervolgens in de vorm van een pulserend signaal toegevoerd aan de in 30 de invertor 3 aanwezige trekkersignaalgenerator 6. Een stroom vloeit door de weerstand 61 voor het laden van de condensator 63. In afhankelijkheid van de laadspanning op de condensator 63 neemt de basis-emitterspanning (νβΕ) van de schakeltransistor 51 toe. Zodra de basis-emitterspanning (Vgg) zich boven de bedrijfsdrempel van de transistor 51 bevindt, raakt deze in geleiding, waardoor de primaire stroom II volgens figuur 2A door de collector-emitterbaan van de transistor 51 kan vloeien, en daardoor door de primaire 35 81 00 74 2 > t -4- spoel van de oscillatietransformator. De primaire stroom II door de primaire spoel 41 veroorzaakt de ontwikkeling van een inductiespanhing op de basis-terugkoppelspoel 71. Deze spoel 71 werkt in een zodanige richting, dat de basis7emitter-5 stroom dBE) volgens figuur 2B toeneemt, zodanig dat positieve terugkoppeling werkzaam is op de schakeltransistor 51. Onder deze omstandigheden wordt de schakeltransistor 51 volledig geleidend in een zeer korte tijdspanne. Indien de stroom II door de primaire spoel 41 op de in figuur 2A ge-10 toonde wijze toeneemt, zal de inductiestroom niet langer aan de basis-terugkoppelspoel 71 worden teruggevoerd onder invloed van de magnetische verzadiging van de primaire spoel 41 of de verzadiging van dé collector-emitterstroom (ïCE) van de transistor 51. Aangezien op deze wijze toevoer van 15 stroom aan de basis wordt verhinderd, wordt de transistor 51 niet-geleidend. Zodra de schakeltransistor in zijn sperrende toestand is gebracht, wordt een spanning geïnduceerd in de tegengestelde richting op de primaire spoel 41, waardoor op de in figuur 2B getoonde wijze de richting van de 2Q stroom door de basis-terugkoppelspoel 71 wordt omgekeerd. Daardoor wordt een omgekeerde voorspanning aangelegd aan de schakeltransistor 51, waardoor deze versneld in sperrende toestand:raakt. Wanneer de omgekeerde spanning is geïnduceerd op de basis-terugkoppelspoel 71, zoals in figuur 2B is weer-25 gegeven, wordt op de in figuur 2 getoonde wijze een secondaire stroom 12 ontwikkeld.in de secondaire spoel 82 in de richting, waarin de diode 81 geleidt. De secondaire stroom 12 wordt via de diode 8l 'als landstroom toegevoerd aan de herlaadbare batterij 9.

30 De serieketen van een condensator 42 en een weerstand 43 in de vermogensomzetter 4 doet dienst voor het .’absorberen van een piekspanning aan de primaire spoel 41 en voor het onderdrukken van storingen. Een semie-vaste weerstand 52, die in de schakeleenheid 5 is verbonden met 35 de emitter van de transistor 51, doet dienst voor het begrenzen van de primaire stroom II. Mét andere woorden, door instelling van de semie-vaste weerstand 52 kan de primaire stroom II worden gevarieerd. De weerstand 61 in de trekker- 81 00 74 2 -5- signaalgenerator 6 doet dienst als startweerstand, die de schakeltransistor 51 inschakelt in een begintoestand, terwijl de condensator 63 dienst doet voor hét versnellen van het inschakelen van de schakeltransistor 51. De met de con-5 densator 63 verbonden weerstand 62 doet dienst als ontlat dingsweerstand voor de condensator 63. De lading op de condensator 63 wordt via de weerstand 62 aangelegd aan de basis-terugkoppelspoel 71, waardoor hèt inschakelen van de schakeltransistor 51 wordt versneld.

10 ' «·. De invertor-laadinrichting volgens de bovenstaan de'beschrijving bezit de volgende voordelen ten opzichte van de techniek volgens het Amerikaanse octrooischrift 3.599.071: de noodzaak voor een grote transformator kan vervallen en de vereiste hoeveelheid ruimte voor elektrische apparaten wordt 15 tot een minimum gereduceerd. De invertor-laadinrichting volgens figuur 1 bezit evenwel een aantal problemen. Indien de netspanning van bijvoorbeeld 240 V, hoger dan de nominale spanning van bijvoorbeeld 100 V, als voedingsspanningsbron is aangesloten, wordt via de gelijkrichter 2 een verhoogde 20 ingangsspanning V.^ aan de invertor 3 aangelegd. Dit geeft aanleiding tot een verhoging van de door de secondaire uitgangsgelijkrichter 8 aan de herlaadbare batterij 9 toegevoerde laadstroom, waardoor het gevaar van overlading van de herlaadbare batterij 9 optreedt. Indien verder de ingangs-25 spanning te hoog is, raakt de oscillatietransformator verzadigd, waardoor de ijzerverliezen optreden en daarmee de warmte-ontwikkeling in de kern waaromheen de spoelen 41, 71 en 82 gewoonlijk zijn gewikkeld. Een dergelijke warmte geeft de gebruiker van elektrische apparaten een onbehage-30 lijke en onaangename indruk. Bovendien dienen met het oog op de hoogspanning VIN halfgeleiderelementen, bijvoorbeeld diodes en transistoren, met hoge belastbaarheden te worden gekozen bij het ontwerpen van de,'schakeling, hetgeen gepaard gaat met een verhoging van de kosten.

35 Zoals boven reeds uitgezet, is nog geen bruikbare aanpak voorgesteld voor de invertor-laadinrichting die een juiste laadstroom levert op basis van verschillende voedingsspanningen uit wisselspanningsbronnen, zoals de licht- 81 00 74 2 -6- netten van verschillende landen, terwijl niettemin vele voordelen worden verkregen, zoals volgens onderhavige uitvinding .

Kort samengevat voldoet de onderhavige uitvin-5 ding aan de bovengenoemde eisen door het besturen van het aan-interval van een in een invertor opgenomen halfgeleider-schakelelement in afhankelijkheid van de voedingsspanning van een wisselspanningsbron en het besturen van de laad-stroom, die door de invertor aan een herlaadbare batterij 10 wordt toegevoerd. Volgens de onderhavige uitvinding wordt de laadstroom in hoófdzaak konstant gehouden, omgeacht verschillen in voedingsspanningen. Hierdoor is het niet meer noodzakelijk een handschakelaar te bedienen, waardoor niet meer de kans bestaat dat deze bij ongeluk foutief wordt 15 bediend. Verder is de 'laadinrichting volgens de uitvinding van het invertortype, dat een maximaal rendement paart aan minimale afmetingen. Een dergelijke laadinrichting omvattende behuizingen voor elektrische apparaten kunnen daarom geringe afmetingen vertonen, waardoor ze minder massaal en 20 gemakkelijk te verdragen' zijn. Aangezien het aan-interval van het Schakelelemeht volgens de uitvinding wordt bestuurd voor het konstanthbuden van de laadstroom, wordt bovendien weinig of geen warmte 'ontwikkeld, die de behuizing voor de elektrische apparaten als gevolg van verschillende voedings-25 spanningen zou kunnen opwarmen. Dit geeft de gebruiker geen’" onplezierig gevoel. Bovendien verschaft de onderhavige uitvinding een grote flexibiliteit voor een ^aantal verschillende voedingsspanningen onder gebruikmaking van een normaal apparaat.

30 in een voorkeursultvoeringsvoorbeeld van de uit vinding wordt de hoeveelheid in een kern van een oscillatie-transformator gedurende het aan-interval opgehoopte elektromagnetische energie bewaakt voor het besturen van de lengte van het aan-interval. Met andere woorden, een met de stroom 35 door een primaire of een secondaire spoel van de oscillatie-transformator evenredige spanning wordt afgeleid en vergeleken met een voorafbepaalde referentiespanning. Indien de evenredige spanning de referentiespanning bereikt, brengt 8 1 00 74 2 -7- hij onder dwang het halfgeleider-schakelelement in de invertor in zijn geleidende toestand.

In een ander voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding wordt de piekwaarde van de door de primaire 5 keten van de invertor vloeiende stroom rechtstreeks waargenomen voor het besturen van een lengte van het aan-interval. Met andere woorden, de spanning wordt waargenomen die tussen beide uiteinden van een in een baan voor de primaire stroom opgenomen weerstand wordt ontwikkeld. Wanneer de spanning 10 over de weerstand de voorafbepaalde referentiespanning bereikt, wordt het schakelelement in de invertor in zijn geleidende toestand gedwongen. Er wordt meer de voorkeur aangegeven een compensator te gebruiken, waarbij naar mate de ingangsspanning van,de invertor of de voedingsspanning hoger 15 is de gradient van de over beide uiteinden van de weerstand ontwikkelde spanning hoger is. De compensator is werkzaam om te voorkomen dat de lengte van het aan-interval van het halfgeleider-schakelelement te klein wordt. De aanwezigheid van de compensator vermijdt de noodzaak tot gebruikmaking 20 van een halfgeleider-schakelelement met extreem snelle responsie.

In weer een ander voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding is een oscillator aanwezig, waarvan de oscillatieperiode langer is dan de natuurlijke oscillatie-25 periode van de invertor. Bij het dalen tot een te laag niveau dwingt de uitgangsspanning van de oscillator het halfgeleiderelement gedurende dat interval tot de sperrende toestand. Volgens dit uitvoeringsvoorbeeld wordt de gemiddelde spanning van de uitgangsstroom naar de herlaadbare batte:-30 rij gemakkelijk ingesteld op zijn optimale waarde door juiste keuze van de oscillatieperiode van oscillator. Dit maakt een grote flexibiliteit in het ontwerp van de laadinrichting mogelijk.

In weer een ander uitvoeringsvoorbeeld is een 35 piekspanningsabsorptieschakeling aanwezig, die parallel geschakeld is met de primaire spoel van de in de invertor opgenomen oscillatietransformator. Deze piekspanningsabsorp-tieketen vermindert in aanzienlijke mate de energiedissipatie 81 00 74 2 -8- gedurende het aan-interval van het halfgeleider-schakelele-ment, waardoor het rendement van de invertor stijgt.

De uitvinding stelt zich daarom in de eerste instantie ten doel een laadinrichting te verschaffen van het invertor-type, waardoor langs automatische weg de laadstroom naar een herlaadbare batterij praktisch konstant kan worden gehouden, ondanks verschillen in de ingangswisselspanning.

Een van de meest belangrijke voordelen van de onderhavige uitvinding is, dat hij een grote flexibiliteit in de opbouw van de schakeling verschaft door de gemiddelde waarde van de laadstroom naar de herlaadbare batterij in hoofdzaak konstant te houden.

Een ander belangrijk voordeel van de uitvinding is, dat kan worden afgezien van het gebruik van een halfge-leider-schakelelement met zeer snelle responsie.

Weer een ander voordeel van de uitvinding is 'dat een laadinrichting aanpasbaar is aan een aantal verschillende voedingsspanningen' door gebruikmaking van een normaal apparaat .

Verdere kenmerken en bijzonderheden van de uitvinding zullen worden genoemd en toegelicht aan de hand van de tekening. Hierin tonen:

Figuur 1 een schema van een voorbeeld van een bekende laadinrichting van het invertor-type, die kan worden beschouwd als achtergrond van de uitvinding;

Figuur 2A-2C stroomgolfvormen ter toelichting van de werking van de schakeling volgens figuur 1;

Figuur 3 een blokschema van een uitvoeringsvoor-beeld van de uitvinding;

Figuur 4 een grafiek ter toelichting van de werking van een detector voor het waarnemen van het voltooien van de lading, waarbij de abscis de laadtijd en de ordinaat de batterijtemperatuur, de batterijspanning en de inwendige-gasdruk weergeeft;

Figuur 5 een gedetaileerde schakeling van een voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding, dat is opgebouwd in overeenstemming met het principe van het blokschema volgens figuur 3; 8 1 00 74 2 -9-

Figuur 6 een grafiek, die is weergegeven met variaties van het aan-interval ter toelichting van de werking van het in figuur 5 getoonde uitvoeringsvoorbeeld;

Figuur 7 een schema van een variant van het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5;

De figuren 8-11 gedetaileerde schema's van andere voorkeursuitvoeringsvoorbeelden, die zijn opgebouwd in overeenstemming met het principe van het blokschema volgens figuur 3;

Figuur 12 een schema van weer een ander voorkeursui tvoerings voorbeeld van-de uitvinding;

De figuren 13A-13C grafieken ter toelichting van de gevolgen van de aanwezigheid van een piekspanningsabsorp-tieketen in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12; en

De figuren 15A-15D grafieken ter toelichting van de werking van een oscillator in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12.

Figuur 3 toont een schema van een uitvoeringsvoorbeeld van de onderhavige uitvinding, waarin de gelijk-richter 2 en de invertor 3 in hoofdzaak op dezelfde wijze zijn opgebouwd als de corresponderende eenheden volgens figuur 1. Details van de opbouw en de werking van de invertor 3 zullen hier niet worden gegeven.

In dit uitvoeringsvoorbeeld is een spannings-generator 11 aanwezig die een spanning opwekt, waarvan de amplitude rechtevenredig is met de van de wisselspannings-bron 1 afkomstige voedingsspanning. De evenredige-spannings-generator 11 kan een magnetisch met de oscillatietransfor-mator met de 'spoelen 41,71 en 82 (zie figuur 1) gekoppelde té#taire spoel 111 vertonen. De uitgangsspanning van de evenredige-spanningsgenerator 11 is daarom een gelijkspanning, waarvan de amplitude rechtevenredig is met de van de wissel-spanningsbron 1 afkomstige voedingsspanning of de ingangs-spanning van de invertor 3. De evenredige spanning wordt vanaf de evenredige-spanningsgenerator 11 toegevoerd aan een integrator 12. Het uitgangssignaal van de integrator 12 wordt als ingangsspanning toegevoerd aan een spanningscompa-rator 13, aan de andere ingang waarvan een referentiespan- 31 00 74 2 -10- ningsschakeling 14 afkomstige referentiespanning Vref2 ligt. Aldus vergelijkt de spanningscomparator 13 de uitgangsspan-ning van de integrator 12 met de referentiespanning Vref2 en geeft, indien de uitgangsspanning van de integrator 12 5 de referentiespanning Vref2* bereikt, een uitgangsspanning met hoog niveau af. De uitgangsspanning van de spanningscomparator 13 wordt als ingangssignaal aan een logische OF-poort 15 toegevoerd.

De batterijspanning van de herlaadbare batterij 10 9 wordt toegevoerd aan een detector 10 die is ingericht voor het waarnemen van het voltooien van de laadbewerking. De detector 10 omvat bijvoorbeeld een spanningscomparator (niet getekend) en vergelijkt de batterijspanning met een gegeven referentiespanning Vrefl. Wanneer de batterijspanning de 15 gegeven referentiespanning Vrefl bereikt, neemt de detector 10 de voltooiing van de ladingsbewerking waar en geeft een uitgangssignaal met hoog niveau af. Het uitgangssignaal van de detector 10 wordt als tweede ingangssignaal toegevoerd aan de reeds genoemde OF-poort 15. De aandacht wordt erop 20 gevestigd dat de detector 10 een bekende temperatuursensor, een bekende 'inwendige-gasdruksensor, of dergelijke kan bevatten. Het uitgangssignaal van de OF-poort 15 wordt toegevoerd aan een schakel-besturingseenheid 16 die een schakel-element (niet getekend), bijvoorbeeld een transistor, omvat 25 voor het besturen' van hét aan-interval TQN van de schakel-transistor 51 (zie figuur 1) in de binnen de invertor 3 aanwezige- schakeleenheid 5. Resumerend,wordt in het uitvoe-• ringsvoorbeeld volgens figuur 3 de met de ingangsspanning recht'évenredige spanning ontwikkeld door de evenredige-30 spanningsgenerator 11 en geïntegreerd door middel van de integrator 12. Indieri de 'uitgangsspanning daarvan gelijk is aan de vaste 'waarde 'of Vref2, wordt het uitgangssignaal van het hoog niveau van de spahningscomparator 13 via de OF-poort 15 toegevoerd aan de schakelbesturingseenheid 16.

35 Deze eenheid 16 dwingt de schakeleenheid 1 in de invertor 3 in de sperrende toestand. Indien de "einde-lading"-detector 10 het voltooien van de ladingsbewerking van de herlaadbare batterij waarneemt, wordt zijn uitgangsspanning toegevoerd 8100742 * * -11- aan de schakelbesturingseenheid 16 via de OF-poort 15, waardoor de schakeleenheid 5 onder dwang in de sperrende toestand wordt gebracht via de schakelbesturingseenheid 16. Met andere woorden: de schakelingen 11-16 doen dienst voor het besturen van de lengte van het aan-interval TQN van de schakeleenheid 5. Nu volgt een bespreking van het werkingsprincipe van de uitvinding.

5 10 15 20

Volgens het werkingsprincipe van de uitvinding worden het secondaire vermogen E2 en de secondaire spanning V0 konstant gehouden, ongeacht variaties in de ingangsspan-ning door de besturen van het aan-interval T^N, zoals boven is beschreven, zodanig dat de laadstroom van in hoofdzaak vaste waarde aan de herlaadbare batterij wordt toegevoerd, ondanks verschillende amplitudes van de van de wissel-spanningsbron afkomstige voedingsspanning.

Nu wordt verwezen naar figuur 2A; een stroom'door de primaire spoel 41 (zie figuur 1) van de oscillatietrans-formator gedurende het aan-interval TQN van de transistor 51 in de schakeleenheid 5 of de piekwaarde lip van de primaire stroom II kan worden gedefinieerd aan de hand van de volgende vergelijking 1: V.

lip =

IN

LI

Φ aon

waarin LI de *zelf-induetie van de primaire spoel 41 en V^ 25 de ingangsspanning van de invertor 3 voorstelt. De energie ΔΕΙ, die is geaccumuleerd in een kern (niet getekend) van de oscillatietransformator gedurende het aan-interval wordt gedefinieerd op basis van de volgende vergelijking 2 if _ LI _ 2 ï 30 ^E1 2 * .........* (2)|

Door de secondaire 'spoel 82 (zie figuur 1) vloeit geen stroom terwijl de transistor 51 zich in het aan-interval Ί?θΝ bevindt. Op het moment waarop de transistor 51 in zijn geleidende toestand raakt, vloeit een stroom 12 door de 35 secondaire spoel 82. De volgende vergelijking 3 definieert de piekwaarde I2p van de stroom 12 door de secondaire spoel 82: I2p = -|±- ; lip (3) 81 00 74 2

\ J

-12- waarin nl en n2 het aantal windingen van resp, de primaire spoel 41 en de secondaire spoel 82 voorstellen. De gemiddelde waarde ÏÖ" van de laadstroom 10 door de herlaadbare batterij 9 ofwel de stroom door de secondaire spoel 82 wordt gedefi-5 nieerd door de volgende vergelijking 4:

T

_ 1 nPF

10 = i . I2p . —jp-- .......... (4) waarin T de oscillatieperiode van de invertor 3 en het 10 15 uit-interval van de schakeltransistor 51 (zie figuur 1) voorstellen.

De relatie tussen de gemiddelde waarde VÖT van de secondaire uitgangsspanning V0 en het rendement van de invertor 3 kan worden weergegeven door de volgende vergelijking 5: (5) y ^ - VO . .10

Het uit-interval ΤΛ_-, van de transistor 51 kan worden weer·

OFF

gegeven door de volgende vergelijking 6 in afhankelijkheid van de bovenbeschreven vergelijkingen: 20

T OFF

LI VÖ

Ilp I.2p 7 * 25 LI vo V.

= η

IN

VO

n2 nl n2 nl

Ilp Si

ON

(6) 30

Anderzijds kan het secondaire vermogen E2 door de volgende vergelijking 7 worden gedefinieerd: E2 = VÖ . ÏÖ T, = VO x (- 2 · nl n2

Tl 'OFF . Ilp . —--)

T

VO

nl n2 iip

Ll VO- n2 nl

Ilp 35 n2 nl +

Ll

IN

-) - np 1 2 . Ilp .

Ll VÖ 1_ nl + _1 8 1 00 74 2 -13- -13- 5 1 2 7 V.

IN

7 V.

IN

n2

Up (7) + 1

VO

nl 10

Op basis van vergelijking 7 kan de voorwaarde voor handhaving, van het secondaire vermogen E2 en de secondaire spanning VO konstant ongeacht variaties in de ingangs-spanning VIN worden weergegeven door de volgende vergelijking 8: lip = 2 . VO . 10 7/r

VO

nl n2 '1

IN

nl 7' ) 15 K2 = KI -5- V.

IN

(8) KI = 2 . 10 .

n2 nl 20 K2 VO 3 10 25

Het rendement^ kan als konstant worden beschouwd, ondanks dat het enigszins varieert met de van de voedings-spanningsbron afkomstige wisselspanning.

Daardoor kan op basis van de bovenstaande vergelijking 1 het aan-interval van de schakeltransistor 51 (zie figuur l) door de volgende vergelijking 9 worden weergegeven: 30

T ON

KI' K2 V.

IN

V 2 VIN

KI* = KI . LI K2' = K2 . LI

(9) 81 00 74 2 -14-

Op deze wijze wordt de secondaire uitgangs- of laadstroom van vaste amplitude verkregen door het variëren van de lengte van het aan-interval TQN in afhankelijkheid van de ingangsspanning VIN. Voor het besturen van het. aan-5 interval is gebruikgemaakt van de in figuur 3 weergegeven schakeling 11 of 16. De hierna te beschrijven referen-tiespanningen Vref2’ en Vref3, evenals de referentiespanning Vref2 worden op de juiste wijze gekozen, voordat de primaire stroom II verzadigd raakt, met het oog op de magnetische-10 verzadigingseigerischappen van de oscillatietransformator of de verzadigingseigenschappen van de collector-emitterstroom van de schakeltransistor 51 (zie figuur 1). Daarom worden de referentiespanning Vref2 en 'de tijdkonstante van de integrator 12 juist gekozen enwel zodanig, dat de laadstroom 15 praktisch konstant kan worden gehouden, zelfs indien de voedingsspanningen variëren binnen het gebied van bijvoorbeeld 100-270 V.

Wanneer een snelle lading van de herlaadbare batterij, bijvoorbeeld een Nikkelcadmiumbatterij(Ni-Cd-batte-20 rij); gewenst is, dient een "sijpelende" laadbewerking te worden uitgevoerd met een beperkte laadstroom ter voorkoming · van overlading na hét voltooien van de laadbewerking. De eenheden die een dergelijke overlading gedurende de snelle laadbewerking voorkomen zijn de detector 10 voor het waarnemen 25 van hét.einde van de lading en de schakelingen 15 en 16. De reeds besproken detector 10 omvat de spanningscomparator (niet getekend), waaraan de ref erentiespanning Vrefl ligt.

In het geval van een zogenaamde snelle lading met verhoogde laadstroom eh een verkort ladingsinterval is het waarschijn-30 lijk dat de herlaadbare batterij 9 geen lek zal ondergaan van het"daarin aanwezige elektrolyt, overlading of over-ontlading, nog een vergrote levensduur zal beschoren zijn, • tenzij de laadstroom op zijn optimale waarden is gekozen, dit voor Wat betreft de stroomsterkte en het laadinterval.

35 Figuur 10 toont een grafiek van variaties in de batterij- spanning, de batterijtemperatuur en de inwendige gasdruk bij het uitvoeren van één snelle lading van de herlaadbare batterij, bijvoorbeeld een Ni-Cd-batterij gedurende resp.

8 1 00 74 2 -15- 1 uur en 3 uur. De meetresultaten van"de batterijspanning, de batterijtemperatuur en de inwendige gasdruk met een omgevingstemperatuur van 20°C zijn in de grafiek van figuur 4 weergegeven. Onder gebruikmaking van een Ni-Cd-batterij met 4 een ontladingscapaciteit van 450 mAh werd een lading uitgevoerd met een laadstroom 1C gedurende 1 uur snelle lading en met een laadstroom 1/3C gedurende 3 uur snelle lading.

In figuur 4 toont een in het algemeen met A aangeduide fami-liekrommen de snelle lading gedurende 1 uur en tonen de 10 krommen Al, A2 en A3 variaties in resp. de batterij spanning, de batterijtemperatuur en de inwendige gasdruk op dat moment. Bovendien toont een in het algemeen met B aangeduide tweede familiekrommen de lading gedurende 3 uren en in het bijzonder tonen de krommen BI, B2 en B3 variaties in resp. de bat-15 terijspanning, de batterijtemperatuur en de inwendige gasdruk op dat moment. Uit figuur 4 blijkt, dat in de kromme Al, die variaties weergeeft in de batterijspanning bij het uitvoeren van een snelle lading gedurende 1 uur, een eerste kantelpunt X optreedt onmiddellijk na het begin van de la-20 ding, een tweede kantelpunt Y onmiddellijk voorafgaand aan de voltooiing van de 'lading en een derde kantelpunt Z, dat de maximale spanning bij het voltooien van de lading weergeeft. Een analyse van de krommen A2 en A3 onthult dat de batterijtemperatuur en de inwendige gasdruk onmiddellijk na 25 het tweede kantelpunt Y beginnen toe te nemen. Binnen 3 uur na het begin van de lading bedroeg de inwendige gasdruk onge-veer 15 kg/cm . Na het passeren van het kantelpunt Y neemt de battertemperatuur toe met het verstrijken van de tijd en toont een geleidelijke toeneming in het overladingsgebied.

30 De door de batterij gevoerde laadstroom wordt in het inwendige van de batterij in het overladingsgebied in warmte omgezet, waardoor de temperatuur van de batterij toeneemt.

De warmte-opwekking en de warmtestraling kunnen evenwel in evenwicht verkeren op een bepaald punt, aangezien de warmte-35 straling van de batterij naar de omgeving toeneemt in o'·, evenredigheid met het verschil tussen de batterijtemperatuur en de omgevingstemperatuur. De door de kromme A3 weergegeven inwendige gasdruk toont een bijzondere eigenschap: de gas- 8 1 00 74 2 -16- druk blijft namelijk toenemen totdat bij de bedrijfsdruk van een binnen de batterij aangebrachte (niet getekende} veiligheidsklep bereikt. Op dit moment begint door besturing van de klep het elektrolyt'te lekken. Teneinde te bereiken dat 5 de herlaadbare batterij 9 een snelle lading gedurende minder dan 1 uur kan ondergaan, is een speciaal gasdruk-absorptie-middel toegepast voor het opnemen van de inwendige gasdruk binnen het gebied van bijvoorbeeld 18-25 kg/cm . Tengevolge echter van aan de herlaadbare batterij gestelde structurele 10 en economische eisen is op de markt nog geen volledig bevredigende herlaadbare batterij geweest. In de laatste jaren is een aanpak voorgesteld volgens welke variaties werden waargenomen die het gevolg zijn van het laden van de herlaadbare batterij in termen van de bovengenoemde batterijspan-15 ning en/of de batterijtemperatuur en volgens welke de inwendige gasdruk werd verlaagd, zodat de laadstroom verzadigd raakt wanneer de inwendige gasdruk zich bevindt onder de bedrijfsdruk van de veiligheidsklep, namelijk bijvoorbeeld 2 5-10 kg/cm . Daartoe is het voor Snelle lading door een zoge-20 naarnde spanningsbestuurde laadinrichting hoodzakelijk, een detectiespanningsniveau aan te brengen tussen de kantelpun-ten Y eri Z op de in figuur 4 getoonde kromme Al. Dienovereenkomstig is in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 3 de referentiespanning Vrefl in de spanningscomparator (niet 25 getekend) aangebracht binnen de einde-ladingsdetector 10, zodat een sijpelende lading kan worden uitgevoerd tussen het kantelpunt Y, waarin de 'laadcapaciteit bijvoorbeeld 85-90% bedraagt en' hét kantelpunt Z, waarin de laadcapaciteit bijvoorbeeld 110-120% bedraagt.

30 Nu zal aan de hand van de figuren 5-10 een aan tal specifieke voorkeursuitvoeringsvoorbeeld in overeenstemming met het werkingsprincipe van het schema volgens figuur 4 in detail worden beschreven.

Figuur 5 toont een gedetaileerd schema van een 35 voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding; daarin zijn voor dezelfde elementen als in figuur 3 dezelfde verwijzings-symbolen gebruikt. De invertor 3 volgens figuur 5 is identiek met die 'volgens figuur 1; de gedetaileerde beschrijving 8100742 -17- zal daarom hier achterwege worden gelaten.

De evenredige-spanningsgenerator 11 omvat een tertiaire spoel 111 met een magnetische koppeling met de primaire spoel 41 van de oscillatietransformator en een 5 inductiespanning V3 in de spoel 111 wordt als de evenredige spanning gebruikt. De uitgangsspanning V3 van de tertiaire spoel 111 wordt toegevoerd aan de integrator 12, die een serieketen, bestaande uit weerstanden 121 en 122 en een condensator 123, omvat. Een integratiespanning Vint wordt 10 afgeleid van het knooppunt van de weerstanden 121 en 122.

De uitgangsspanning van de tertiaire spoel 111 wordt anderzijds gelijkgericht via een diode 112, aan spanningsstabili-satie onderworpen door een in de referentiespanningsschake-ling 13 aanwezige zenerdiode 131 en als vrijgeefspanning 15 toegevoerd aan de respectieve schakelingen 10,13,14,15 en 16. De referehtiespanningsschakeling 13 omvat een met een konstante-stroorabron verbonden stroomspiegel en geeft vanaf een knooppunt 132 de referentiespanning Vref2 af. Aldus ontvangt de 'spanningscomparator 14 de referentiespanning Vref2 20 en de spanning en geeft zijn uitgangsspanning vanaf een knooppunt 141 af aan een ingang van de OF-poort 15. De einde-ladingsdetector 10 omvat tevens een referentiespanningsscha-keling voor afgifte van een referentiespanning Vrefl aan zijn knooppunt 101. Deze referentiespanning Vrefl wordt 25 toegevoerd aan een ingang van een spanningscomparator 102 die aan zijn andere ingang de batterijspanning Vb van de herlaadbare batterij 9 ontvangt. De uitgangsspanning van de spanningscomparator 102 wordt als tweede ingangssignaal aan de OF-poort 15 toegevoerd via een knooppunt 103. Het uitgangs-30 signaal van de OF-poort 15 wordt vanaf het knooppunt 151 afgegeven aan de schakelbesturingseenheid 16. Deze eenheid 16 omvat een schakeltransistor 161 die het aan-interval T_>T van de in de schakeleenheid 5 aanwezige schakeltransistor 51 bestuurt in afhankelijkheid van zijn aan-'en uit-toestand. 35 De aandacht wordt erop gevestigd dat een diode 17 aanwezig is ter voorkoming dat een stroom in omgekeerde richting vloeit vanaf de schakelbesturingseenheid 16 naar de schakeleenheid 5. Nu volgt een bespreking van de werking van het 8 1 00 74 2 -18- ** τ 5 10 15 20 25 30 in figuur 5 getoonde uitvoeringsvoorbeeld. Indien de wisselspanningsbron wordt ingeschakeld, begint de invertor 3 te oscilleren. Op dit moment is de herlaadbare batterij 9 niet geladen en is de spanning over de klemmen van de batterij ofwel de batterijspanning Vb praktisch nul. Aangezien de referentiespanning Vrefl hoger is dan de batterijspanning Vb, geeft op dit moment de span-ningscomparator 102 in de einde-ladingsdetector 10 zijn uitgangssignaal van laag niveau af. Aangezien het uitgangssignaal 141 van de spanningscomparator 14 ook een laag niveau bezit, blijft het uitgangssignaal aan de uitgang 151 van de OF-poort 15 op laag niveau. Daardoor blijft de schakel-transistor 161 in de schakelbesturingseenheid 16 in zijn uit-toestand. Zolang deze transistor 161 zich in zijn uit-toestand bevindt, blijft de transistor 51 in de schakeleen-heid 5 in de invertor 3 in zijn aan-toestand. Wanneer de schakeltranSistor 51 zich in zijn aan-interval bevindt, neemt de primaire stroom II in de primaire spoel 41 van de oscillatietransformator geleidelijk toe (zie figuur 2A). Over de magnetisch met de 'primaire spoel 41 en de spannings-generator 11 vormende tertiaire spoel 111 wordt de spanning V3 ontwikkeld, die 'rechtevenredig is met de van de spoel-voedingsspanning 1 Of de ingangsspanning V^ van de invertor 3 afkomstige voedingsspanning. Als n3 het aantal windingen van de tertiaire spoel 111 voorstelt en nl het aantal windingen van de primaire 'spoel 41, kan de in de tertiaire spoel 111 geïnduceerde, spanning V3 worden gedefinieerd door de vergelijking 10. V2 = 5Γ · VIN = K3 · VIN ··· <10>

De spanning V3 laadt·'de condensator 123 via de van de integrator 12 deeluitmakende weerstanden 121 en 122. Aldus verschaft de integrator 12 de integratiespanning Vint als de spanning over de condensator 123. Deze spanning Vint wordt vergeleken met de in de spanningscomparator 14 aanwezige referentiespanning Vref2. tianneer de spanning Vint de referentiespanning Vref2 bereikt, geeft de spanningscomparator 100742 35 -19- 14 zijn uitgangssignaal van hoog niveau aan de uitgang 141 af, waardoor via de OP-poort 10 de in de schakelbesturings-eenheid 16 aanwezige schakeltransistor 161 wordt aan-gescha-keld. Zodra de schakelende transistor 161 in zijn geleidende toestand is gebracht, wordt de schakeltransistor 51 in de schakeleenheid 5 in de invertor 3 gedwongen in zijn uit-toestand. Daardoor wordt het aan-interval van de schakeltransistor 51 beheerst door de schakelbesturingseenheid 16.

De schakeling kan zodanig zijn ontworpen, dat de integratie-spanning Vint zo is gekozen dat hij gelijk is aan de refe~ rentiespanning Vref2, onmiddellijk voorafgaand aan de magnetische verzadiging van de oscillatietransformator of het verzadigen van de collector-emitterstroom (ICE) van de schakeltransistor 51.

In het geval waarin de voedingswisselspanning 1 relatief laag is (bijvoorbeeld 100 V), duurt het een relatief lang tijdsinterval, voordat de van de integrator 12 afkomstige spanning Vint de bovenbeschreven referentiespanning Vref2 bereikt. Indien de spanning Vint de spanning Vref2 bereikt, neemt de Uitgang 141 van de spanningscomparator 14 het hoge niveau aan. Ook neemt de uitgang van de OF-poort 15 het hoge niveau aan, waardoor de schakeltransistor 51 in de schakelbesturingseenheid 16 wordt ingeschakeld. Na het inschakelen van de schakeltransistor 161 wordt een negatieve pulsvormige stroom of uit-signaal toegevoerd aan de in de schakeleenheid 5 aanwezige schakeltransistor 51. Onder besturing -jdoor deze negatieve pulsstroom wordt de schakeltransistor 51 abrupt uitgeschakeld. Onder invloed van het uitschakelen-van de schakeltransistor 51 wordt in de oscillatietransformator opgeslagen elektromagnetische energie vrijgegeven via de secondaire uitgangsgelijkrichter 8 in de richting van de henlaadbare batterij 9. Deze wordt niet alleen geladen door de primaire stroom II maar eveneens de secondaire stroom 12 gedurende het uit-interval TqFF van de schakeltransistor 51. Gedurende het uit-interval T___ wordt de op de condensator 123 in de integrator 12 aanwezige lading via de weerstanden 121 en 122 ontladen, waardoor de integrator 12 wordt teruggesteld. Indien gedurende het laden van de herlaadbare 81 00 74 2 -20- batterij 9 de batterijspanning Vb de 'referentiespanning Vrefl bereikt, neemt de uitgang 103 van de einde-ladingsdetector 10 het hoge niveau aan, dat gebruikt kan worden voor het onder dwang in de aan-toestand brengen van de schakeltransis-5 tor 161 in de schakelbesturingseenheid 16. Zelfs indien de uitgang 141 van de spanningscomparator 14 het lage niveau aanneemt, blijft vervolgens de 'schakeltransistor 161 in zijn geleidende toestand. Het aan de basis van de schakeltransistor 51 toe te voeren trekkersignaal wordt omgeleid 10 ën wordt daaraan derhalve niet toegevoerd, zodat de invertor 3 stopt met oscilleren. In het geval waarin de batterijspanning Vb van de herlaadbare batterij 9 onder de referentiespanning Vref2 daalt als gevolg van natuurlijke ontlading of dergelijke, wordt daarna de bovengenoemde procedure her-15 haald voor hét' starten van de oscillatie van de invertor 3 ter verkrijging van herlading van de herlaadbare batterij 9. Aangezien de batterijspanning van de herlaadbare batterij 9 in het algemeen een weinig lager' is dan de referentiespanning Vrefl, vindt herlading plaats gedurende het aan-interval TQN 20 van de schakeltransistor 51 van de invertor 3, die ongeveer 1/2 tot 1/5 van die van de aanvangslading bedraagt. Daarna wordt de laadstroom corresponderend verlaagd ter voorkoming van overlading.

De aandacht wordt gevestigd op een andere situatie 25 waarin de voedingsspanning van de bron 1 hoog is, bijvoorbeeld 2.60 V. In dit geval is de 'uitgangsspanning van de gelijkrichter 2 af de ingangsspanning VIN van de invertor 3 in aanzienlijke mate 'hoger dan het geval is, wanneer de voedingsspanning 100 'V bedraagt. Uit de reeds genoemde ver-30 gelijking (1) is duidelijk, dat de afgeleicfer van de variërende primaire stroom II 'door de 'primaire spoel 41 eveneens toeneemt. Indien de 'schakeling voor het besturen van het aan-interval zoals volgens de uitvinding niet aanwezig zijn, zouden problemen ontstaan, zoals die reeds besproken 35 zijn aan de hand van de 'stand der techniek. Indien evenwel de 'afgeleider van de variatie in de ingangsstroom II in het boven beschreven uitvoeringsvoorbeeld toeneemt, neemt de op de tertiaire spoel 111 in de spanningsgenerator 1 geindu.^ 8 1 00 74 2 -21- ceerde spanning V3 in overeenstemming met vergelijking 10 rechtevenredig met de ingangsspanning toe. Daarom neemt voor het tijdsinterval, noodzakelijk voor het stijgen van de uitgangsspanning van de integrator 12 tot de referen-tiespanning Vref2 van de spanningscomparator 14, in omgekeerde evenredighèid korter ten opzichte van die toeneming van de ingangs spanning V^. Daardoor wordt het aan-interval V0N van sc^a^eltrans^-stor eveneens korter. In figuur 6 representeert TQN de situatie waarin de voedingsspanning 100 V is en representeert TqN" de situatie, waarin de voedingsspanning bijvoorbeeld 260 V bedraagt. Aangezien het aan-interval TQN van de schakeltransistor 51 op deze wijze korter wordt met het toenemen van de voedingsspanning, wordt uiteindelijk de gemiddelde waarde IÖ van de laadstroom voor de herhaaldbare batterij 9 praktisch konstant gehouden, zonder dat gevaar op overlading of andere problemen ontstaat.

De aandacht wordt erop gevestigd dat verder een diode 64 aanwezig in de in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5 van de invertor 3 deeluitmakende trekkersignaal-generator 6. Deze diode 64 doet in combinatie met een weerstand 62 dienst voor het verlengen van het aan-interval van de schakeltransistor 51 en voorkomt dat de door de weerstand 6l vloeiende stroom toeneemt met de toeneming van de ingangsspanning V^N, waardoor het energieverlies tot een minimale waarde wordt gereduceerd. Testresultaten met elektrische scheerapparaten waarin het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5 was opgenomen wijzen uit, dat een temperatuurstijging in de behuizingen (niet-getekend) voor de elektrische scheerapparaten’ in beide gevallen minder dan 20° bedroeg, wanneer resp. de voedingsspanning 100 en 260 V bedroeg.

Figuur 7 toont een schema van een variant van het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5. Het onderscheid tussen dit uitvoeringsvoorbeeld en dat volgens figuur 5 is gelegen in de ‘aanwezigheid van een vermogensomzetter 4 in de invertor 3. Met andere woorden, in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 7 is een spanningsabsorptieschakeling parallel geschakeld met de primaire ‘spoel 41. Deze schakeling 81 00 74 2 -22- omvat een parallelketen van een weerstand 44 en een condensator 45 en een in serie met deze parallelketen geschakelde diode 46. De werking en het effekt van de piekspannings-absorptieschakeling zal beter worden begrepen aan de hand 5 van de beschrijving van een uitvoeringsvoorbeeld aan de hand van figuur 12. Kortgezegd doet de piekspanningsabsorptie-schakeling dienst ter voorkoming van het vloeien van een stroom door de weerstand 14 gedurende het aan-interval TQN van de schakeltransistor en minimaliseert de energièdissi-10 patie gedurende het aan-interval TQN, waardoor een hoog rendement wordt verzekerd.

Figuur 8 tooirt een detailschema van weer een ander voorkeursuitvoeringsvoorbeéld van de uitvinding. Dit uitvoeringsvoorbeeld verschilt in die zin van dat volgens 15 figuur 5, dat de spanningsgenerator 11 eveneens dienst doet als in de invertor 3 aanwezige secondaire uitgangsgelijk-richter 8. Daarom wordt een met de spanning V3 volgens figuur 5 corresponderende spanning V31 afgeleid van een secondaire wikkeling van de oscillatietransformator. Het knooppunt van 20 de secondaire wikkeling 82 en een gelijkrichterdiode 81 is verbonden mèt de negatieve kant van de bijbehorende schakelingen 12-16/ waarbij de andere aansluiting van de spoel 82 is verbonden met de positieve zijde van de integrator 12 en de anode 'van een gelijkrichterdiode 112. Over de primaire 25 wikkeling 81 wordt een spanning ontwikkeld, wanneer" de stroom II vloeit door de primaire wikkeling 41 of terwijl de schakel-ttansistor 51 zich binnen zijn aan-interval T0N bevindt.

Door de werking van de diode 81 evenwel heeft de gedurende dat interval TQN ontwikkelde spanning geen invloed op de 30 laadstroom voor de herlaadba're batterij 9. Het laden van de herlaadbare batterij 9 wordt op eenzelfde 'wijze bereikt als in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5, waarbij een spanning van tegengestelde polariteit wordt ontwikkeld in de wikkeling 82 gedurende het uit-interval TqpF van de 35 schakeltransistor 51. Het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 8 maakt het mogelijk, de oscillatietransformator klein uit te voeren, in tegenstelling tot die volgens figuur 5, aangezien anders dan in figuur 5 geen tertiaire spoel 111 nood- 81 0 0 7 4 2 -23- zakelijkis. In het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 8 dient de referentiespanning Vref2 waarschijnlijk een andere waarde te bezitten dan in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5.

5 Figuur 9 toont een gedetaileerd schema van een ander voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding. In het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 9 worden de aan de schakelingen 10,14,15 en 16 toegevoerde voedingsspanningen afgegeven door de spanningsgenerator 11 die verschilt van lö die volgens het in figuur 5 getoonde uitvoeringsvoorbeeld.

De spanningsgenerator 11 bevat een verzwakkingstransformator 113, waaraan de van de voedingsbron 1 afkomstige voedingsspanning wordt toegevoerd. De secondaire uitgangsspanning van de verzwakkingstransformator 113 wordt via een dubbel-15 fasige gelijkrichter 114 gelijkgericht en door de zenerdiode 115 gestabiliseerd. Een door de zenerdiode 115 gestabiliseerde gelijkspanning wordt na afvlakking door een condensator 116 toegevoerd aan de verschillende schakelingen 14,10, 15 en 16. De ingang van de integrator 112 ontvangt de uit-20 gangsspanning van gelijkrichter 2 of de ingangsspanning in termen van de evenredige spanning V3".- De spanningscompa-rator 14 omvat twee 'transistoren 142 en 143. De basis van een transistor 142 is met een spanningsdeler 18 verbonden.

Met andere woorden, de spanningsdeler 18 deelt de basis-25 spanning van de in de invertor 3 aanwezige:;schakeltransistor 51 door irtiddel van twee weerstanden 181 en 182, waarbij de aldus gedeelde spanning aan de basis van de transistor 142 wordt toegevoerd. De collector van de transistor 142 is met de basis van de transistor 143 en met een gelijkspannings-30 bron verbonden. De twee transistoren 142 en 143 zijn met hun emitter geaard. De collector van de transistor 143 is verbonden met de uitgang, van de integrator 12 of een ingang (+) van de spanningscomparator. Deze transistoren 142 en 143 maken de afvoer van lading op de condensator 123 in de inte-35 grator 12 mogelijk gedurende het uit-interval TQFF van de sphakeltransistor 51 onder terugstelling van de integrator 12 tot zijn aanvangstoestand. Indien daarentegen de schakel-transistor 51 zich in zijn aan-toestand of in het aan-interval 81 00 74 2 -24- TQN bevindt, verkeert de transistor 142 in zijn aan-toestand en de andere transistor 143 in zijn uit-toestand, zodat de condensator 123 wordt geladen door de proportionele spanning V3" of de ingangsspanning V^. Verder moet in het uitvoe·? 5 ringsvoorbeeld volgens figuur 9 de referentiespanning Vref2 waarschijnlijk op een andere waarde worden vastgesteld dan in figuur 5.

Figuur 10 toont een gedetaileerd schema van een ander voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding. De 10 uitvoeringsvorm volgens figuur 10 heeft het vermogen, de laadstroom op de juiste wijze in te stellen gedurende de sijpelende lading en verschaft een stabiele beheersing van het aan-interval TQN in het geval, waarin de herlaadbare batterij 9 een relatief geringe capaciteit bezit. Indien de 15 voedingsspanning van de bron 1 '260 V bedraagt, is de piekwaarde van de ingangsspanning ongeveer 370 V. In het geval waarin de voedingsspanning van de bron 1 zeer hoog is, werkt de einde-ladingsdetector 10 zodanig, dat het aan-interval Tqjj van de schakeltransistor 51 zeer kort wordt (typisch 20 in de orde van 0,21 p)-o , ; aan hét einde van de lading van de herlaadbare batterij 9. Zoals reeds is opgemerkt ontvangen in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 5 de schakelingen 10,14,15,1.6«'-.ëïiz als vrijgeefspanning de uitgangsspanning V3 van de tertiaire spoel 111 in de spanningsgenerator 11.

25 Slechts indien de primaire stroom II vloeit of wanneer de schakeltransistor 51 zich in het aan-interval TQN bevindt, verschijnt, de inductiespanning over de tertiaire spoel 111.

In het bijzonder verschijnt de inductiespanning over de tertiaire spoel lil binnen 0,2-1 με. Daarom wordt geeist 30 dat de spanningscomparator 14 en de spanningscomparator 102 in de einde-ladingsdetector 10 een buitengewoon snelle responsie vertonen. Als regel bezit een gebruikelijke kleine transistor een responsievertraging in de orde van ongeveer 0,ΙΟ, 8 /as. In sommige gevallen is hét voor het uitvoerings-35 voorbeeld volgens figuur 5 zeer moeilijk een stabiele en betrouwbare besturing van het aan-interval TQN van de schakeltransistor 51 te verschaffen aan het einde van de lading van de herlaadbare batterij 9.

8 1 00 74 2 -25-

Met het oog daarop omvat het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 10 bovendien een serie-regulator 11a in de spanningsgenerator 11. De spanningsgenerator 11 omvat verder een dubbelfasige gelijkrichter 114* die de inductiespanning in de tertiaire spoel 111 dubbelfasig gelijkricht. De uit-gangsspanning van de gelijkrichter 114' wordt na afvlakking door een condensator 116' als vrijgeefspanning toegevoerd aan de schakelingen 10,14,15 en 16. De serieregulator 11a omvat een transistor 117, waarvan de basis via een weerstand is verbonden met de uitgang van de gelijkrichter, en de collector via een weerstand 118 is verbonden met de uitgang van de gelijkrichter 2. De basis van de transistor 117 is verbonden met de collector van een andere transistor 119, terwijl zijn basis via een zenerdiode 115 is verbonden met de uitgang van de dubbelfasige gelijkrichter 114'.

Wanneer tijdens bedrijf de batterijspanning Vb van de herlaadbare batterij 9 onder de referentiespanning Vrefl van de einde-ladingsdetector 10 ligt, richt de dubbelfasige gelijkrichter 114' de inductiespanning op de tertiaire spoel 111 als gevolg van de aanwezigheid van de primaire spoel 41 gelijk ter verkrijging van de bovengenoemde vrijgeefspanning. Verder richt de gelijkrichter 114' de inductiespanning V3 als gevolg van de aanwezigheid van de secondaire spoel 82 gelijk ter verkrijging van de bovengenoemde vrijgeefspanning.

Indien de batterijspanning Vb van de herlaadbare batterij vervolgens de referentiespanning Vrefl bereikt, zal binnen korte tijd de herlaadbare- batterij 9 het einde van zijn laadtoestand bereiken en vindt de osciliatiewerking van de invertor 3 intermitterend plaats. Een dergelijke intermitterende oscillatie 'van de invertor 3 is noodzakelijk ter voorkoming van overlading van een herlaadbare batterij met relatief geringe capaciteit. Mits evenwel de oscillatie in de invertor 3 intermitterend plaatsvindt, is het onmogelijk de vrijgeefspanningen voor de schakelingen 10,14 enz te verschaffen gedurende het tijdsinterval waarin de invertor 3 niet oscilleert. Dit resulteert in de onmogelijkheid, een stabiele beheersing voor het aan-interval TQN te ver- 81 00 74 2 -26- 'wezenlijken. In het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 10 echter wordt de transistor 119 uitgeschakeld, wanneer de vrijgeefspanning voor de schakelingen 10,14 enz zich onder een door de zenerdiode 115' bepaalde vaste waarde bevindt.

5 De transistor 119 in zijn uitschakeltoestand verhoogt de basisspanning van de transistor 117 en brengt deze in geleiding. Zodra de transistor 117 in zijn aan-toestand is gebracht, wordt een fraktie van een uitgangssignaal van de gelijkrichter 2 door de weerstand 118 als vrijgeefspanning 10 toegevoerd aan de schakelingen 10,14 enz. Aangezien de stroom door de weerstand 118 en de transistor 117 odder deze omstandigheden kan worden beperkt binnen het gebied van 2-3 mA, kan het energieverlies in de transistor 117 en in de weerstand 118 kleiner zijn dan het totale verlies van de 15 schakeltransistor 51 en de ijzerverliezen van de oscillatie-transformator. Daardoor wordt er geen warmte gedissipeerd in de transistor L17 of de weerstand 118, terwijl bovendien geen buitengewone hoge temperatuur optreedt in de behuizing voor het elektrische apparaat, waarin het uitvoeringsvoor-20 beeld volgens figuur 10 is opgenomen. Op deze wijze verzekert • het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 10 een stabiele beheersing aan het einde van de ladingsbewerking van de her-laadbare batterij.

Figuur 11 toont een variant van de uitvoerings-25 vorm volgens figuur 10. Dit uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 11 is, zonder gebruikmaking van de serie-regulator 11a, de transistor 119 en de zenerdiode 115 zoals in figuur 10, ingericht voor het verkrijgen' van een compacte laadin-richting. In het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 11 is 30 een laadstroom-omleidketen 19 aanwezig. Deze keten 19 omvat een schakeltransistor 191, waarvan de collector is verbonden met het knooppunt van de secondaire wikkeling 82 van de oscil-latietransfórmator eri de gelijkrichtdiode 81 via een weerstand 192. Onder besturding door het uitgangssignaal 103 van 35 de einde-ladingsdetector 10, wordt de schakeltransistor 191 bestuurd tussen zijn aan- en uit-positie. In het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 11 kan de invertor 3 oscilleren na voltooiing van de lading, van de herlaadbare batterij 9 en 8100742 -27- kan de inductiespanning konstant worden ontwikkeld over de tertiaire spoel 111 in de spanningsgenerator 11, waardoor de vrijgeefspanning te allen tijde wordt toegevoerd aan de schakelingen 10,14, enz. De referentiespanning Vrefl van de einde-ladingsdetector 10 is in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 11 zodanig gekozen, dat de uitgang 103 van de detector 10 het laag niveau aanneemt, wanneer de batterij-spanning Vb van de herlaadbare batterij 9 zichU tussen de kantelpunten X en Y op devkroinme Al in figuur 4 bevindt. Wanneer de uitgang 103 van de detector 10 het lage niveau aanneemt, is de schakeltransistor 191 in de omleidketen 19 in zijn uit-toestand. Wanneer vervolgens de lading van de herlaadbare batterij 9 voortgaat en de batterijspanning Vb zich ergens tussen de kantelpunten Y en Z in figuur 4 bevindt, geeft de einde-ladingsdetector 10 aan zijn uitgang 103 een spanning van het hoge niveau. Dan wordt de in de omleid-schakeling 19 aanwezige schakeltransistor 191 in zijn geleidende toestand gebracht. Als reaktie op de inschakeling van de schakeltransistor 191 vloeit de uitgangsstroom van de secondaire wikkeling 82 naar aarde via een weerstand 192 en die weerstand 191 en neemt de laadstroom naar de herlaadbare batterij 9 af met het bedrag van de naar de aarde vloeiende stroom. Resumerend: bij het laden van de herlaadbare batterij 9 wordt de lading daarvan opnieuw uitgevoerd met een geringere stroomsterkte zoals bij de sijpelende lading.

De laadstroom voor sijpel-lading kan op zijn optimale waarde worden gehandhaafd door juiste.'keuze van de weerstand 192 in de omleidketen 19.

Figuur 12 toont een gedetaileerd schema van een ander uitvoeringsvoorbeeld van de uitvinding. In de aan de hand van de figuren 5-11 besproken uitvoeringsvoorbeeld wordt het aan-interval zodanig beheerst, dat de in de kern van de oscillatietransformator gecumuleerde elektromagnetische energie AEl en andergezegd de laadstroom voor de herlaadbare batterij 9 op de secondaire stroom ΪΌ konstant wordt gehouden. In tegenstelling tot deze uitvoeringsvoorbeelden is de variant volgens figuur 12 ingericht voor het zodanig besturen van het aan-interval Tq^, dat de piekwaarde lip van de primaire 81 00 74 2 -28- stroom II en daarmee de secondaire stroom 10 konstant wordt gehouden. Daardoor is de emitterweerstand in de vorm van een weerstand 52' opgenomen in een stroombaan voor de primaire stroom II achter de herlaadbare batterij 9, in plaats van 5 dat hij rechtstreeks met de emitter van de schakeltransistor 51 in de schakeleenheid 5 is verbonden, zoals in de eerdergenoemde uitvoeringsvoorbeelden. De spanning tussen de beide uiteinden van de emitterweerstand 52' wordt vergeleken met een voorafbepaalde refêrentiespanning Vref3 voor het besturen 10 van het aan-interval van de schakeltransistor 51. Het zal duidelijk zijn dat een gedeelte van de opbouw van de schakeling corresponderend met de einde-ladingsdetector volgens de eerdere uitvoeringsvoorbeelden voor uitsluitend illustratieve doeleinden is weggelaten. De invertor 3 in het uitvoerings-15 voorbeeld volgens figuur 12 is in hoofdzaak gelijk aan die volgens de eerdergenoemde uitvoeringsvoorbeelden, met dien verstande dat de weerstand niet rechtstreeks met de emitter van de schakeltransistor 51 in de schakeleenheid 5 is verbonden. Een weerstand 25 in de gelijkrichter 2 dient voor het 20 beschermen van de laadinrichting tegen een buitensporig sterke stroom in de secondaire keten. Een varistor 26 in de gelijkrichter 2 is gelijk aan die volgens de eerdere uitvoeringsvoorbeelden met het oog op bescherming van de tran-sistoren enz. in de laadinrichting.tegen een binnenkomende 25 plotseling zeer sterke 'stroom, met inbegrip van een bliksem-stroom.

In het uitvoer'ingsvoorbeeld volgens figuur 5 wordt de uitgangsspanning van de 'spanningsgenerator 11 als bronspanning. aan een spanningscomparator 14* toegevoerd. Deze 30 omvat de bovengenoemde 'emitterweerstand 52 die samenwerkt met de schakeltransistor 51. Een uiteinde van de emitter-weerstand 52 is verbonden met een ingang van de spanningscomparator 144 voor toevoer van spanning Ve daaraan. De andere ingang van de 'spanningscomparator ontvangt de referen-35 tiespanning Vref3 van één uiteinde van de weerstand 146, die is verbonden met een konstante-stroombron 145. De uitgang van de spanningscomparator 144 is verbonden met de basis van een Schakeltransistor 161' in de schakelbesturings- 8100742 -29- eenheid 16. Eén van de bijzonderheden van deze uitvoeringsvorm is gelegen in de aanwezigheid van een oscillator 147 in de spanningscomparator 14'. Zoals hieronder is aangeduid, doet de oscillator 147 dienst voor het konstantmaken van de oscillatieperiode T van de invertor 3 en voor het mogelijk-maken van een grote flexibiliteit in het ontwerp van de schakeling- De oscillatiefrequentie van de oscillator 147 kan worden gevarieerd door een weerstand 147r en/of een condensator 147c. De uitgang van de oscillator 147 is verbonden met de collector van de bovenbeschreven schakeltran-sistor 161', waarvan de collector is verbonden met de basis van de schakeltransistor 51 via de ongekeerde gepoolde diode 17. Een andere bijzonderheid van dit uitvoeringsvoorbeeld is de aanwezigheid van een compensator 21. Deze omvat een serie keten van een zenerdiode 211, waaraan de uitgangs-spanning van de tertiaire spoel in de spanningsgenerator 11 wordt töegevoerd, alsmede twee weerstanden 212 en 213. Het andere uiteinde van de weerstand 213 is verbonden met het ene uiteinde van ëen emitterweerstand 52".

Evenals het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 7 omvat deze uitvoeringsvorm volgens figuur 12 de van de energie-omzetter 4 in de invertor 3 deeluitmakende piek-spanningsabsorptieketen. Binnen de vermogensomzetter 4 is de in serie met de parallelketen van de weerstand 44 en de condensator 45 geschakelde diode 46 aanwezig. Deze serie-schakeling is' parallel geschakeld met beide uiteinden van de primaire wikkeling 41. Door de werking van de diode 46 voorkomt de piekspanningsabsorptieketen het vloeien van een stroom door de weerstand 44 gedurende het aan-interval TqN van de schakeltransistor 51 met een minimale energiedissipa-tie gedurende het aan-interval TqN·

De werking en het gevolg van de aanwezigheid van de piekspanningsabsorptieketen zal nu worden beschreven aan de hand van de figuren 13A-13C. Figuur 13A toont de collec- tor-emitterstroom (I__) van de schakeltransistor 51, ter- CL· wijl figuur 13B de collector-emitter spanning van die transistor 51 weergeeft. Figuur 13C toont een grafische weergave ter toelichting van het effekt van de piekspannings- 81 00 74 2 -30- absorptieschakeling, waardoor de abscis dè ingangsspanning VIN weergeeft en de ordinaat het energieverlies. Indien bijvoorbeeld de piekspanningsabsorptieketen volgens figuur 5 afwezig is, wordt de stroom ic volgens figuur 13A gesuperpo-neerd op de stroom II door de werking van de ontladings-stroom van de condensator 42 (zie figuur 5) tijdens de beginfase van het aan-interval T^N van de schakeltransistor 51. Naar mate de ontladingstroom ic groter is, is ook de ingangsspanning V^N hoger. De tijdperiode ÜTqdie noodzakelijk is voor het dalen tot nagenoeg nul van de collector-emitter spanning VCE, ligt tussen ongeveer 500 jas en ongeveer 1 Jas. De schakeltransistor 51 vertoont collectorverliezen gedurende dat interval De piekspanningsabsorptieketen in de figuren 12 en 7 weergegeven uitvoeringsvoorbeelden voorkomt evenwel, dat die ontladingsstroom wordt gesuperpo-neerd op de primaire stroom II door middel van de diode 46, die de stroom door de capaciteit 45 gedurende het aan-interval TQN van de schakeltransistor 51 blokkeert. Volgens dit uitvoerings'voorbeeld zijn energieverliezen van de schakeltransistor 51 volledig onderdrukt gedurende het aan-interval Tqjj door de 'aanwezigheid van de diode 46. In figuur 13C geeft de getrokken lijn A verliezen weer die gedurende hét aan-interval optreden in afwezigheid van de piekspanningsabsorptieketen en toont de onderbroken lijn B dat voor het uitvoeringsvoörbeeld volgens figuur 12 (evenals dat volgens figuur 7). Uit figuur 13C is duidelijk, dat energieverliezen in de schakeltransistoren 51 geen noemenswaardige toeneming vertonen gedurende het aan-interval met het toenemen van de ingangsspanning VIN met een daarmee gepaardgaande relatié-ve toeneming van het rendement, mits de piekspanningsabsorptieketen in gebruik is.

Het aan-interval van de schakeltransistor 51 wordt in het uitvoeringsvoorbeéld volgens figuur 12 als volgt bestuurd: Op basis van evaluatie van de vergelijkingen 3 en 4 kan IÖ door de vergelijking 11 worden weergegeven:

1 , nl T0FF

10 2 ’ n2 · 11ρ * T

= K4 . Ilp . -ψΖ- ....... (11) 8 1 00 74 2 -31- 10 15 20 25 30 K4 = i nl n2'

Teneinde de gemiddelde waarde 10 van de uitgangs-stroom konstant te houden, is het noodzakelijk om (lip .

OFF

) konstant te houden. Er wordt eveneens op gewezen dat T de lengte van het uit-interval TQFF van de schakeltransistor 51 varieert in evenredigheid met de gedurende het aan-interval in de kern van de oscillatietransformator opgeslagen energie ΔΕ1. Met andere woorden: een toeneming in ΔΕ1 brengt een verlengde TQFF met zich mee en een afnemening in ftEl veroorzaakt een verkorting van tqFF· Zolang de in de kern van de oscillatietransformator opgeslagen hoeveelheid energie ΛΕ1 op konstante waarde wordt gehandhaafd, wordt het mogelijk, de lengte van het uit-interval TqFj. konstant te houden. Uit de voorgaande vergelijking 2 is eveneens duidelijk, dat de energie ΑΕΙ rechtevenredig is met het quadraat van de 2 piekwaarde van de primaire stroom of lip . Dit houdt in dat het enige dat noodzakelijk is om een niet-veranderbaar uit-interval TqFF te krijgen, is, dat de piekwaarde lip van de primaire stroom konstant wordt gehouden in samenhang met de ingangsspanning VIN. In dit uitvoeringsvoorbeeld is de emitterweerstand 52' halverwege aangebracht op het in de tekening weergegeven punt ter verkrijging van een rechtstreeks met de piekwaarde EI lp van de primaire stroom samenhangende signaalwaarden. De spanningsval Ve over de emitterweerstand 52' wordt als ingangsspanning aan de spanningscomparator 144 toegevoerd, aan de andere ingang waarvan de door de weerstand 146 bepaalde referentiespanning Vref3 ligt. De spanningscomparator 146 vergelijkt Vé en Vref3. Wanneer de spanning Vé gelijk is aan of hoger dan referentiespanning Vref3, neemt de uitgang van de 'spanningscomparator 144 het hoge niveau aan. Daardoor wordt een schakeltransistor 161' ingeschakeld. De spanning Ve voldoet aan de volgende vergelijking 12: 35 Ve =* Re.Ilp ... (12) , waarin Re de waarde van de emitterweerstand 52' is. Door het waarnemen van de spanning Ve is het moge- 8100742 -32- lijk, de piekwaarde lip van de primaire stroom op een vaste waarde handhaven.

De compensator 21, die een andere kenmerkende bijzonderheid van het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12 5 is, zal nu worden besproken. Indien de ingangsspanning of. de uitgangsspanning van de spanningsgenerator 11 een gegeven waarde overschrijdt, vloeit een met de amplitude·.van de primaire stroom II rechtevenredige stroom All door serie-verbinding in de compensator 21. Een aan de zenerdiode 211 10 in de compensator 21 aangelegde spanning boven de zener-spanning van de diode 211 maakt het vloeien van die stroom All mogelijk. De spanning Ve tussen beide uiteinden van de emitterweerstand 52 kan door vergelijking 12' worden gedefinieerd : 15

Ve = Re (Up + All) ____(12').

Indien de spanning Ve gelijk is aan de referentiespanning Vref3 in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12, wordt 20 de schakeltransistor 51 in zijn uit-toestand gedrongen. De' relatie tussen de spanning Ve en de. referentiespanning Vref3 kan op deze wijze worden gedefinieerd op basis van vergelijking 13: 25 Vref 3 = Ve * Re (Up + All)

Re . Up + Re*All ...(13).

Onder deze omstandigheden kan de piekwaarde lip van de pri-30 maire stroom 11 worden genoteerd als vergelijking 14: iip _ Vref3 ' Re - Au ..(14)

Bovenstaande vergelijking 14 toont aan, dat de 35 stroom II toeneemt bij toenemende bronspanning van de • voedingsbron of de ingangsspanning VIN. Zoals uit figuur 14 blijkt, daalt de piekwaarde lip van de primaire stroom bij het toenemen van de ingangsspanning V^. Dit houdt in dat het 8100742 -33- aan-interval van de schakeltransistor 51 niet te kort dient te zijn, zelfs indien de bronspanning van de wissel-spanningsbron Ï^FciorSde aanwezigheid van de compensator behoeft de schakeltransistor 51 geen snelle responsie meer te bezitten, terwijl verder een eenvoudige opbouw is verkregen. De aandacht wordt erop gevestigd dat volgens figuur 14 het tijdstip waarop de piekwaarde lip van de primaire stroom begint te dalen wordt bepaald door de zenerspanning van de zenerdiode 211.

Nu volgens aan de hand van de figuren 15A-15D een uiteenzetting met betrekking tot de werking en het effekt van de oscillator 147, die weer een andere bijzonderheid van het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12 is. Figuur 15A toont het uitgangssignaal van de oscillator 147, figuur 15B toont de spanning Ve aan de emitterweerstand 52* en figuur 15C toont de uitgangsspanning van de spanningscomparator 144. Bovendien toont figuur 15B de primaire stroom II en de secondaire stroom 12 van de invertor 3. Zoals reeds gesteld, neemt de spanning Ve toe met de primaire stroom II (of II + All). Indien de spanning Ve de voorafbepaalde referentiespanning Vref3 bereikt geeft de spanningscomparator 144 zijn uitgangssignaal van hoog niveau af. De schakeltransistor 161’ wordt aldus ingeschakeld en de schakeltransistor 51 in de invertor 3 wordt uitgeschakeld. Zoals in figuur 15D met de onderbroken lijn is weergegeven, vloeit de secondaire stroom 12 door de secondaire wikkeling 82. De secondaire stroom vloeit gedurende het uit-interval TQN. Het uitgangssignaal van de oscillator 147 bezit een periode T', die langer is dan de natuurlijke oscillatieperiode T van de invertor 3, zoals blijkt uit figuur 15A. Het uitgangssignaal van de oscillator 147 neemt onmiddellijk na het aan-interval TQIJ op de in figuur 15A getoonde wijze het lage niveau aan. Indien het uitgangssignaal van de oscillator 147 op deze wijze het lage niveau aanneemt, vloeit de basisstroom naar de schakeltransistor 51 via de diode 17 naar een uitgangstransistor in de oscillator 147. Terwijl de uitgangsspanning van de oscillator 147 zich op het lage niveau bevindt, wordt daardoor de schakeltransistor 51 op geen enkele wijze ingeschakeld. Aangezien de oscilla- 81 00 74 2 -34- tieperiode T' van de,oscillator 147 langer is dan de natuurlijke oscillatieperiode T van de invertor/ is er een kort interval Δτ tussen het uit-interval ΤΛΤ1Τ1 van de schakel-transistor 51 en het tijdstip waarop de schakeltransistor 51 wordt ingeschakeld. Daardoor strekt het uit-interval van de schakeltransistor 51 zich uit vanaf zonder de oscilla-

OFF

tor 147 tot T

OFF

(= tqFF + A.T) . Door juiste keuze van de periode T' en de arbeidsverhouding van de oscillator 157 kan de gemiddelde waarde 10 van de laadstroom 10 naar de 10 herlaadbare batterij 9 op zijn optimale waarde worden ingesteld. De aandacht wordt erop gevestigd dat de periode T' wordt bepaald door het instellen van de weerstand l47r en/of de condensator 147c.

Indien de oscillator 147 voor het besturen van 15 de oscillatieperiode van de invertor 3 zoals in de voorgaande uitvoeringsvoorbeelden afwezig is, wordt de oscillatieperiode T van de invertor primair bepaald door de som van het aan-interval IL.. en het uit-interval ΤΛΤ1Γ) van de schakeltransis-tor 51. Met betrekking hierop worden de stroom lip het aan-20 interval T0N en. het uit-interval TQFF tijdens de ontwerpfase van de schakeling gekozen voor konstante/ onveranderlijke waarden. Het zal verder duidelijk zijn dat de oscillatieperiode T van de invertor 3 varieert met de zelfinductie en het aantal windingen van de wikkelingen van de oscillatie-25 transformator of h^e van de schakeltransistor 51. Indien het interval T varieert, resulteert het gebrek van lengtevaria-tie in het uit—inherval Tin variaties van de gemiddelde waarde 10 van de uitgangsstroom, zoals blijkt uit de reeds genoemde vergelijking 4. Daarom dienen de zelfinductie LI en 30 hét aantal windingen van de primaire wikkeling 41, de zelf-inductie L2 en het aantal windingen n2 van de secondaire wikkeling 82 en hfe van de transistor 51 met zorg te worden gekozen tijdens de ontwerpfasen. Voor het ontwerp zijn langdurige beschouwingen noodzakelijk. In het geval waarin 35 de oscillatieperiode van de invertor 3 in hoofdzaak wordt bepaald door de periode T' van de oscillator, zoals in het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12, kan de gemiddelde waarde ÏCT van de uitgangsstroom nauwkeurig worden ingesteld 8 1 00 74 2 -35- door de juiste instelling van de periode T'. Bijvoorbeeld veroorzaakt een toenemende periode T’ een afneming in de stroom ÏÏÏ en een afneming in T' veroorzaakt een toeneming in ÏÏÏ. Aldus verschaft de oscillator een grote flexibiliteit in het ontwerp van de laadinrichting.

ON buiten

IN

Verder wordt de lengte van het aan-interval TQN van de schakeltransistor 51 bestuurd in afhankelijkheid van de amolitude van de ingangsspanning V^. Met het toenemen van de ingangs spanning wordt het aan-interval kor- ter. In het geval waarin de ingangsspanning V^N gewoon hoog is en de capaciteit van de heraaldbare batterij 9 gering, dient in sommige gevallen het aan-interval TQN buitengewoon kort te zijn. De mogelijkheid bestaat dat als gevolg van bepaalde responsiekarakteristieken van de schakeltransistor 51 het aan-interval TQN niet de gewenste geringe waarde kan verkrijgen. In dit geval zal de uitgangsstroom ÏÏÏ te hoog zijn, waardoor overlading kan optreden. Er bestaat evenwel geen ernstig probleem met betrekking tot de responsie van de schakeltransistor 51 in de variant volgens figuur 12, waarin het mogelijk is de gemiddelde waarde 10 van de uit-gangsstroom te verlagen door het verlengen van de oscillatie-periode T* van de oscillator 147. In dit opzicht verschaft dit uitvoeringsvoorbeeld een verdere flexibiliteit in het ontwerp van de schakeling.

Indien de batterijspanning Vb laag is, bijvoorbeeld aan het einde van de ontlading van de herlaadbare batterij 9, neigt de basis-emitterspanning (νβΕ) van de schakeltransistor 51 ertoe, prompt toe te nemen, voordat de uitgangs-sjbroom I tot 0 daalt. Terwijl de elektromagnetische energie &Ξ1 in de kern van de oscillatietransformator aanwezig blijft, wordt de schakeltransistor 51 opnieuw in zijn aan-toestand gebracht. Onder deze omstandigheden veroorzaakt echter de resterende energie ook geen omkering van de stroomrichting, noch leidt hij oscillatie in. De schakeltransistor 51 dissi-peert warmte en raakt uiteindelijk beschadigd. In het uitvoeringsvoorbeeld volgens figuur 12 maakt de aanwezigheid van de oscillator 147 het inschakelen van de schakeltransistor 51 slechts mogelijk na de volledige ontlading van de 81 00 74 2 -36 . u— ' elektromagnetische energie Αεί of na het verstrijken van een tolerantietijd ^T. Hiermee is het probleem als gevolg van de door de schakeltransistor 51 opgewekte warmte voorkomen.

De uitvinding beperkt zich niet tot de beschreven 5 uitvoeringsvoorbeelden. Diverse wijzigingen in de onderdelen en hun onderlinge samenhang kunnen worden aangebracht, zonder dat daardoor het kader van de uitvinding wordt overschreden.

8 1 00 7 4 2

Claims

1. Laadinrichting voor toepassing in samenhang met een herlaadbare batterij gekenmerkt door: een wisselspanningsbron, gelijkrichtermiddelen, waaraan een van de wisselspanningsbron afkomstige voedingsspanning wordt toegevoerd voor afgifte van een gelijkstroom, invertormiddelen, waaraan de van de gelijkrichtermiddelen afkomstige gelijkstroom wordt toegevoerd, welke invertormiddelen omvatten: oscillatietransformatormiddelen met tenminste wikkelingen, een primaire wikkeling waaraan de van de gelijkrichtermiddelen afkomstige gelijkstroom wordt toegevoerd, een magnetisch met de primaire wikkeling gekoppelde secondaire spoel, die aan zijn uitgang een laadstroom voor de herlaadbare batterij afgeeft, alsmede een kern waaromheen de beide wikkelingen zijn gewonden, golfgeleiderschakelmiddelen, die zijn aangebracht in een stroombaan voor de primaire wikkeling, en aan-uit besturingsmiddelen voor het in- en uitschakelen van de halfgeleiderschakelmiddelen, en eerste besturingsmiddelen voor het besturen van het aan—interval van de halfgeleiderschakelmiddelen in overeenstemming met de amplitude van de van de wisselspanningsbron afkomstige voedingsspanning, waardoor de gemiddelde waarde van de laadstroom naar de herlaadbare batterij in hoofdzaak konstant wordt gehouden.

2. Laadinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de natuurlijke oscillatieperiode van de invertormiddelen wordt bepaald door de som van het aan-interval en het uit-interval van de halfgeleiderschakel-middelen.

3. Laadinrichting volgens conclusie 2, gekenmerkt door periode-varieermiddelen voor het onder dwangbrengen van de oscillatieperiode van de invertormiddelen tot een periode die verschilt van en langer is dan de genoemde natuurlijke periode. 8100742 -38-

4. Laadinrichting volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat de periodevarieermiddelen middelen omvatten voor het verlengen van het uit-interval voor het in aanzienlijke mate verlengen van het uit-interval van de 5 halfgeleiderschakelmiddelen.

5. Laadinrichting volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat de halfgeleiderschakelmiddelen een besturings-elektrode bezitten voor besturing tussen aan- en uit-toestand, 10 welke aan-uit besturingsmiddelen aan-signaal- toevoermiddelen bevatten voor toevoer van een aan-signaal aan de besturingselektrode van de halfgeleiderschakelmiddelen, en welke uit-periodeverlengmiddelen omleidmiddelen 15 omvatten voor het omlèiden van het aan-signaal, dat van de aan-signaaltoevoermiddelen aan de besturingselektrode moet worden toegevoerd.

6. Laadinrichting volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat 20 de omleidmiddelen omvatten: een oscillator voor opwekking en afgifte van een signaal met afwisselend een eerste en een tweede niveau, en middelen voor het omleiden van het van de aan-signaaltoevoermiddelen afkomstige aan-signaal onder besturing 25 van het uitgangssignaal met het tweede niveau van de oscillator .

7. Laad,inrichting volgens conclusie 4, met het kenmerk., dat de halfgeleiderschakelmiddelen een besturingselektrode bezitten, die wórdt bestuurd tussen een 30 aan- en een uit-toestand, welke uit-intervalverlengmiddelen uit-signaal-toevoermiddelen omvatten voor toevoer van een uit-signaal aan de besturingselektrode van de halfgeleiderschakelmiddelen.

8. Laadinrichting volgens conclusie 7, met het kenmerk, dat de uit-signaaltoevoermiddelen omvatten: een oscillator voor opwekking en afgifte van een signaal met afwisselend een eerste en een tweede niveau, en 8100742 -39- middelen voor opwekking en afgifte van het genoemde uit-signaal als reaktie op de aanwezigheid van het uitgangssignaal met het tweede niveau van de oscillator.

9. Laadinrichting volgens conclusie 6 of 8, 5 gekenmerkt door oscillatieperiode-instelmiddelen voor het nastelbaar instellen van de oscillatieperiode van de oscillator .

10. Laadinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat het door de eerste besturingsmiddelen 10 beheerste aan-interval korter is gekozen dan een tijdperiode, die zich uitstrekt vanaf het tijdstip waarop de halfgeieider-schakelmiddelen worden ingeschakeld tot het tijdstip waarop een door de invertormiddelen vloeiende primaire stroom verzadigd raakt. .

11. Laadinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de halfgeleiderschakelmiddelen zijn voorzien van een besturingselektrode, die wordt bestuurd tussen een aan-en een uit-toestand, en 20 de eerste besturingsmiddelen uit-signaaltoevoer- middelen omvatten voor toevoer van een uit-signaal aan de besturingselektrode.

12. Laadinrichting volgens conclusie 11, met het kenmerk, dat 25 de eerste besturingsmiddelen voedingsspannings- detectormiddelen omvatten voor het waarnemen van de amplitude van de bronspanning van de wisselspanningsbron, en de uit-signaaltoevoermiddelen zijn ingericht om te werken onder besturing door het uitgangssignaal van de 30 bronspanningsdetectormiddelen.

13. Laadinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de halfgeleiderschakelmiddelen een besturingselektrode vertonen, die wordt bestuurd tussen een aan- en 35 een uit-toestand, welke aan-uit besturingsmiddelen middelen omvatten voor toevoer van een aan-signaal aan de besturingselektrode van de halfgeleiderschakelmiddelen, en 8100742 -40- de eerste besturingsmiddelen omleidmiddelen omvatten voor het omleiden van het aan-signaal dat door de aan-signaaltoevoermiddelen moet worden toegevoerd aan de besturingselektrode.

14. Laadinrichting volgens conclusie 13, met het kenmerk, dat de eerste besturingsmiddelen bronspanningsdetec-tormiddelen omvatten voor het waarnemen van de amplitude van de bronspanning van de wisselspanningsbron, en 10 de omleidmiddelen zijn ingericht voor bedrijf onder besturing door het uitgangssignaal van de bronspannings-detectormiddelen.

15. Laadinrichting volgens conclusie 12 of 14, met het kenmerk, dat 15 de bronspanningsdetectormiddelen omvatten: .proportionele-spanningsgeneratormiddelen vóór opwekking en afgifte van een proportionele spanning, die in hoofdzaak rechtevenredig is met de amplitude van de bronspanning, en 20 spanningscomparatormiddelen om te beslissen, of de proportionele spanning van de proportionele spannings-generatormiddelen een voorafbepaald referentieniveau bereikt.

16. Laadinrichting volgens conclusie 15, met het kenmerk, dat de proportionele-spanningsgenerator 25 een energie-proportionele-spanningsgeneratormiddelen omvatten voor afgifte als'de genoemde proportionele spanning van een spanning, die correspondeert met de hoeveelheid in de kern van de oscillatietransformator gedurende het aan-interval van het halfgeleiderschakelelement' opgeslagen elektromagner. 30 tische energie.

17. Laadinrichting volgens conclusie 16, met het kenmerk, dat de energie-evenredige-spanningsgenerator-middelen een magnetisch met de primaire wikkelding van de oscillatietrahsformatormiddelen gekoppelde tertiaire spoel 35 omvatten, waarvan de uitgangsspanning dienst doet als de energie-evenredige spanning.

18. Laadinrichting volgens conclusie 15, met het kenmerk, dat de evenredige-spanningsgeneratormiddelen 81 0074 2 -41- primaire-stroom-evenredige-spanningsgeneratormiddelen omvatten voor afgifte als de genoemde proportionele spanning waarvan de waarde rechtevenredig is met een primaire stroom door de invertormiddelen.

19. Laadinrichting volgens conclusie 18/ met het kenmerk/ dat de primaire-stroom-evenredige-spannings-generatormiddelen weerstandsmiddelen omvatten/ die zijn aangebracht in een stroombaan voor de primaire stroom/ waarbij de spanningsval over de weerstandsmiddelen dienst doet 10 als de primaire-stroom-evenredige-spanning.

20. Laadinrichting volgens conclusie 15, gekenmerkt door compensatormiddelen voor het compenseren van de van de evenredige-spanningsgeneratormiddelen afkomstige proportionele spanning in overeenstemming met de bronspan- 15 ning van de wisselspanningsbron.

21. Laadinrichting volgens conclusie 20, met het kenmerk, dat de compensatormiddelen zijn ingericht voor het compenseren van de proportionele spanning, zodanig dat die in hoofdzaak omgekeerd evenredig met de voedings-20 spanning.

22. Laadinrichting volgens conclusie 21, gekenmerkt door activeermiddelen voor het activeren van de compensatormiddelen, wanneer de van de wisselspanningsbron afkomstige voedingsspanning een gegeven waarde overschrijdt.

23. Laadinrichting volgens conclusie 1, gekenmerkt door: einde-ladingsdetectormiddelen om te beslissen, of de ladingsbewerking voor de herlaadbare batterij is voltooid en 30 middelen voor het besturen van de laadstroom voor de herlaadbare batterij onder besturing door het uitgangssignaal van de einde-ladingsdetectormiddelen.

24. Laadinrichting volgens conclusie 23, met het kenmerk, dat de laadstroombesturingsmiddelen tweede 35 besturingsmiddelen omvatten voor het besturen van het aan-interval van de halfgeleiderschakelmiddelen.

25. Laadinrichting volgens conclusie 24, met het kenmerk, dat 81 00 74 2 -42- de halfgeleiderschakelmiddelen zijn voorzien van een! besturingselektrode die wordt bestuurd tussen een aan-en een uit-toestand, en de tweede besturingsmiddelen uit-signaaltoevoer-5 middelen omvatten voor het toevoeren van een uit-signaal aan de besturingselektrode van de halfgeleiderschakelmiddelen.

26. Laadinrichting volgens conclusie 24, met het kenmerk, dat de halfgeleiderschakelmiddelen zijn voorzien van 10 een besturingselektrode die wordt bestuurd tussen een aan-en uit-toestand, welke aan-uit besturingsmiddelen aan-signaaltoe-voermiddelen omvatten voor toevoer van een aan-signaal naar de besturingselektrode van de halfgeleiderschakelmiddelen, en 15 welke tweede besturingsmiddelen omleidmiddelen omvatten voor het omleiden van het aan-signaal dat door de aan-signaaltoevoermiddelen aan de besturingselektrode moet worden toegevoerd.

27. Laadinrichting volgens conclusie 25, 20 gekenmerkt door: bronspanningsdetectormiddelen voor het waarnemen van de amplitude van de bronspanning van de wisselspannings-bron, en middelen voor toevoer van het uitgangssignaal van 25 de einde-ladingsdetectormiddelen en het uitgangssignaal van de bronspanningsdetectormiddelen aan de uit-signaaltoevoer-middelen in de vorm van een logische som daarvan.

28. Laadinrichting volgens conclusie 26, gekenmerkt door: 30 bronspanningsdetectormiddelen voor het waarnemen van de amplitude van de bronspanning van de wisselspannings-bron, en middelen voor toevoer van het uitgangssignaal van de einde-ladingsdetectormiddelen en het uitgangssignaal van 35 de bronspanningsdetectormiddelen aan de omleidmiddelen in de vorm Van een logische som daarvan.

29. Laadinrichting volgens conclusie 28, met het kenmerk, dat 8 1 00 74 2 α. ν -43- de bronspanningsdetectormiddelen omvatten: propor tionele-spanningsgeneratormiddelen vóór opwekking en afgifte van een evenredige spanning die in hoofdzaak rechtevenredig is met de amplitude van de voedings-wisselspanning, en spanningscomparatormiddelen om te beslissen, of de proportionele spanning van de proportionele-spannings-generatormiddelen een voorafbepaald referentieniveau bereikt, waarbij het uitgangssignaal van de spanningscomparatormiddelen wordt afgegeven als het uitgangssignaal van de bron-spanningsgeneratormiddelen.

30. Landinrichting volgens conclusie 23, met het kenmerk, dat de einde-ladingsdetectormiddelen omvatten: referentiespanningsgeneratormiddelen voor opwekking en afgifte van een referentiespanning, die Correspondeert met de batterijspanning van de laadbare batterij in de volledige geladen toestand, en spanningscomparatormiddelen voor het vergelijken van de batterijspanning van de herlaadbare batterij met de referentiespanning van de referentiespanningsgeneratormidde-len.

31. Laadinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de invertormiddelen een piekspannings-absorptieketen omvatten, die parallel is geschakeld met de primaire wikkeling van de oscillatortransformatormiddelen.

32. Laadinrichting volgens conclusie 31, met het kenmerk, dat de piekspanningsabsorptieschakeling omvat: een parallelketen van weerstandsmiddelen en condensatormiddelen, en in serie met de parallelketen opgenomen diode-middelen, welke serieverbinding parallel is geschakeld met de primaire wikkeling en de diodemiddelen dienst doen ter voorkoming van het vloeien van een stroom door de weerstandsmiddelen gedurende het aan-interval van de halfgeleider-schakelmiddelen.

33. Laadinrichting volgens conclusie 1, 81 00 74 2 -44- * u— ' met het kenmerk, dat de halfgeleiderschakelmiddelen een besturings-elektrode omvatten, die wordt bestuurd tussen een aan- en een uit-toestand, en 5 de invertormiddelen verder omvatten: trekkersignaalgeneratormiddelen voor toevoer van een trekkersignaal aan de besturingselektrode van de halfgeleiderschakelmiddelen onder «/invloed van het uitgangssignaal van de gelijkrichtermiddelen, en 10 een tussen de uitgang van de trekkersignaalgene- ratormiddelen en de besturingselektrode aangesloten terug-koppelwikkeling, die magnetisch is gekoppeld met de primaire wikkeling.

34. Laadinrichting volgens conclusie 33, 15 met het kenmerk, dat de trekkersignaalgeneratormiddelen omvatten: een serieketen van eerste weerstandsmiddelen en condensatormiddelen, en een serieketen van tweede weerstandsmiddelen en 20 diodemiddelen, in parallelschakeling met de condensator-middelen,' welke diodemiddelen zijn aangesloten om het laden van de condensatormiddelen in voorwaartse richting mogelijk te maken. 8 1 00 74 2