JPH10295076A - 電力変換装置及びこれを用いた電池充電装置並びに電池パック - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】小型化と制御性を兼ね備えた二次電池の充電装
置を実現する。 【解決手段】整流回路４の出力に少なくとも共振用リア
クトルＬｒとコンデンサＣｒを具備する共振手段と半導
体スイッチ素子Ｑ１を直列に接続すると共に、共振手段
に並列に一次巻線が接続されたトランスＴを設け、共振
手段を流れる電流の極性に応じて共振電流を平滑コンデ
ンサに通流させるダイオードＤ１を備えると共に、共振
手段の共振周波数を半導体スイッチ素子の動作周波数に
比べて高く設定する。 【効果】電池充電装置のようにＰＷＭ制御で出力電流，
電圧を制度良く制御する変換器に対しても簡易型の高調
波抑制回路が適用でき、高周波で平滑コンデンサを充電
して、その体積を軽減して装置を小型化することが可能
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電力変換装置と二次
電池の充電装置に係わり、特に、交流入力電流の高調波
成分を抑制した小型で高効率な電力変換装置と二次電池
の充電装置を提供する。

【０００２】

【従来の技術】ノート型パソコンや携帯電話の普及で、
長時間の給電が可能な小型の二次電池が求められてお
り、エネルギ密度が高いリチウムイオン二次電池もその
代表例である。リチウムイオン二次電池は一般的に、複
数の電池を直列或いは並列に接続した電池パックの構成
をとり、内部には電池と共に過充電や過放電に対する保
護回路を設けている。

【０００３】二次電池用充電器の一例が特開平2−26941
9 号公報に記載されているが、その内部には交流入力を
整流する整流回路と整流後の電圧を平滑化する平滑コン
デンサ、トランスとその一次側に直列に接続された半導
体スイッチ素子及びそのPWM制御（パルス幅変調制御）
回路を備え、トランス二次側には逆流防止ダイオード，
二次電池と電池電圧検出回路及び充電電流検出回路を備
える。この例では、充電電流検出回路で電流を検出し、
その結果をフォトカプラ等の光絶縁を介してＰＷＭ制御
回路に伝達する。また、二次電池に並列にスイッチ素子
を備え、充電電流検出回路、或いは電池電圧検出回路の
検出結果に応じてこのスイッチ素子をオンさせ、過充電
を防止する。この例のように、充電器はスイッチング制
御によるＡＣ−ＤＣコンバータと同等な構成となってい
る。

【０００４】一方、リチウムイオン二次電池は充電時に
特有な制御が必要であり、特開平6−189465号公報に記
載されているように、充電の初期は一定電流で充電し、
充電電圧が所定の値に達すると一定な電圧で充電する。
この例のように、充電器はＡＣ−ＤＣコンバータと同等
な構成を有すると共に、出力が定電流，定電圧となるよ
うな制御を行う必要がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】充電器の体積は二次電
池の充電時間と密接な関係にある。例えば、複数の電池
を直並列に接続した電池パックを４時間で充電する場合
に充電器の出力電力が１０Ｗとすると、１時間で急速充
電しようとすると出力電流が増加し４０Ｗになる。この
ように急速な充電は充電器の出力電力を増加させ、装置
の体積は放熱設計上から大きくなる。

【０００６】充電器を小型化する上で支障になるのは主
に、トランスや平滑コンデンサ等の受動部品である。ト
ランス一次側巻線のインピーダンスは２πｆＬ（ｆは動
作周波数、Ｌはインダクタンス）であり、このインピー
ダンスを一定にする条件で周波数を大きくすれば、イン
ダクタンスは小さくなる。即ち、電流を制御する半導体
スイッチ素子を高周波でＰＷＭ制御すると、周波数にほ
ぼ反比例してインダクタンスは低減し、トランス体積は
小型化する。平滑コンデンサの場合、コンデンサの容量
をＣ、一回の充電で増加する電圧をΔＶ，充電周波数を
ｆとすると、ＣΔＶｆが出力電流の平均値と一致すれば
良く、Ｃを小さくしてもｆが大きくなれば電圧変化ΔＶ
を一定にできる。充電の周波数を高くすれば平滑コンデ
ンサの容量は小さくなり、体積は小型化する。

【０００７】一般的なダイオードブリッジを用いた整流
方式では、平滑コンデンサに流れる電流は商用周波であ
るが、平滑コンデンサに高周波で電流を供給するスイッ
チング型の高効率コンバータ方式が近年の高調波規制に
応じて普及しつつある。その一例が特開平2−211065 号
公報に開示されている。この例は交流電源を整流、平滑
した直流電圧を高周波交流に変換して負荷に供給するイ
ンバータ装置において、チョークコイルと整流ダイオー
ド、及びインバータのスイッチング素子を介して交流電
流を流し、スイッチング素子がオフした際にチョークコ
イルに蓄積した電磁エネルギーを平滑コンデンサに供給
する。ディザー整流と呼ばれるこの方式では、ローパス
フィルタを介して前記チョークコイルに電流を流せば、
ローパスフィルタの入力電流は正弦波に近い波形とな
り、高調波成分が低減できるため高効率な整流回路が得
られる。平滑コンデンサに流れる電流は高周波であり、
平滑コンデンサの容量低減が期待できる。このように、
高調波用のチョークコイルに流れる電流と負荷に流れる
電流を共通の半導体スイッチ素子で制御する回路方式は
ワンコンバータ方式とも呼ばれるが、ここでは簡易型高
調波抑制回路と呼称する。この簡易型は高調波抑制用に
半導体スイッチ素子とその制御を別途設ける必要がない
ため、低コスト，小型化に効果がある。

【０００８】上記簡易型の高調波抑制回路は数多くの回
路方式が報告されているが、いずれもスイッチング素子
をＰＷＭ制御する場合には高調波が増加し、効率は悪く
なる。この理由はこれらの方式がスイッチング素子のオ
ン期間とオフ期間がほぼ等しいことを前提にしており、
ＰＷＭ制御するとオン期間の増加，減少に応じて交流入
力電流が変調されるためである。また、平滑コンデンサ
の電圧に関しては、素子のオン期間が長いと平滑コンデ
ンサに電流が流れる期間が短くなり、電圧リップルの増
加を招く。電圧リップルはコンデンサの損失や寿命に影
響を及ぼすことから、上記方式はＰＷＭ制御に適してい
るとは言えない。

【０００９】特に、充電器は前述のように一定電流を出
力するモードと、一定電圧を出力するモードの２通りが
あり、それぞれスイッチング素子はＰＷＭ制御でオン期
間が大幅に変化する。そこで、充電器のようなＰＷＭ制
御型のコンバータでは、簡易型高調波抑制回路を用いて
平滑コンデンサの容量を小さくすることができなかっ
た。更に、リチウムイオン二次電池用充電器のように、
高精度な電流，電圧制御が求められる用途では、電圧リ
ップルが制御の精度低下を招く恐れがあり、適用できな
かった。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題は、充電器に交
流入力を整流する整流手段と、該整流手段の出力間に設
けた平滑コンデンサと、前記整流手段の出力間に少なく
ともインダクタとキャパシタを具備する共振手段と半導
体スイッチ素子を直列に接続すると共に、前記共振手段
に並列に一次巻線が接続されたトランスを設け、前記共
振手段を流れる電流の極性に応じて該電流を前記平滑コ
ンデンサに通流させるダイオードを備えると共に、前記
共振手段の共振周波数を前記半導体スイッチ素子の動作
周波数に比べて高く設定することで解決できる。

【００１１】本発明では、半導体スイッチ素子がオンす
ると、トランス一次側巻線に電流が流れると共に一次巻
線と等しい電圧が共振手段に印加され、共振手段には半
導体スイッチ素子の動作周波数に比べて高く設定された
交流の共振電流が流れる。共振手段から半導体スイッチ
素子に流れ込む電流を正の極性とすれば、逆の負極性の
電流はダイオードを通って平滑コンデンサを充電する。
共振電流の周期はインダクタとキャパシタで決まり、そ
の振幅はインダクタとキャパシタの他、交流入力電圧の
瞬時値に応じて決まる。

【００１２】半導体スイッチ素子のオン期間がＰＷＭ制
御で長くなった場合、平滑コンデンサからトランスを介
して負荷（充電器の場合は電池）に流れる電流が増える
が、しかしながら、平滑コンデンサを充電する負極性の
共振電流は半導体スイッチ素子のオン期間に比例してパ
ルス数が増え、その平均電流は増加する。平滑コンデン
サにとっては電荷の消費と供給のバランスがとれること
になる。この方法により、電池充電装置のように、ＰＷ
Ｍ制御で出力電流，電圧を精度良く制御する変換器に対
しても簡易型の高調波抑制回路が適用できる他、高周波
で平滑コンデンサを充電することにより、平滑コンデン
サの体積を軽減して装置を小型化することが可能であ
る。

【００１３】また、上記共振手段とトランス一次巻線を
ダイオードを介して並列に接続し、そのダイオードに並
列に抵抗手段を設けると、共振手段を用いてトランスの
残留エネルギーをリセットさせるリセット回路を提供す
ることができる。１石型のコンバータではトランスにパ
ルス状の電流を流すが、逆方向には電流が流れないため
励磁電流の一部がトランスに蓄積され残留エネルギーと
なることが多い。この残留エネルギーを保持した状態で
次のサイクルに移り、ここで新たな残留エネルギーが加
算されるというプロセスを繰り返すと、最後にはトラン
スの磁束密度が飽和に到り、一次側のインダクタンスが
非常に小さな値になって過電流を招く。これを防止する
ためには、残留エネルギーを放出させるリセット回路が
設けられる。リセット回路は半導体スイッチ素子をオフ
した際、一次巻線に流れていた電流を抵抗を介して流れ
続けさせることで達成され、残留エネルギーを抵抗で熱
エネルギーに変える。

【００１４】本発明では、半導体スイッチ素子をオフす
ると、トランス一次巻線の電流は、抵抗を介して共振手
段を流れる。残留エネルギーは大部分はダイオードに並
列に接続した抵抗で熱エネルギーとして消費されるが、
一部は共振手段のコンデンサを充電する。この時、充電
されたコンデンサの電圧は、次に半導体スイッチ素子が
オンした場合の初期値となる。直列共振では共振電流に
対してコンデンサの充電電圧は位相がπ／２ラジアンだ
け遅れており、電流が零から増加する時刻では共振コン
デンサの電圧は負の最大値になる。このため、残留エネ
ルギーで充電されたコンデンサの電圧は、次に共振電流
が流れるサイクルにとって好適な極性である。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係わる電力変換装
置とこれを用いた電池充電装置の例を図面を用いて説明
する。図１は電池充電装置の実施例を示す構成図であ
る。図１において１は電池パックであり内部にＣ１〜Ｃ
３の電池を３個直列に接続して備える例を示している。
但し、電池の直列個数は用途によって異なり、特に限定
するものではない。電池パック１の前段に設けた３は充
電器であり、電池パック１と充電器３は脱着可能な端子
６−１〜６−３によって接続する。端子６−１と６−３
は充電器出力の正極及び負極端子であり、６−２は後述
するように充電器３の制御端子である。充電器前段の７
は交流電源、９は電池パック１から給電される携帯機器
である。

【００１６】電池パック１の内部には、端子６−１から
Ｃ１〜Ｃ３の電池に電流を流す経路上にパワーMOSFET M
1 を備えると共に、Ｃ１〜Ｃ３の電池から携帯機器９に
電流を給電する経路上にパワーMOSFET M2 を備える。Ｍ
１は充電電流の制御用素子であり、Ｍ２はＣ１〜Ｃ３の
電池が過放電状態になった際に給電を停止するためのス
イッチ素子である。Ｍ１，Ｍ２はパックに内蔵された制
御回路２で制御するが、制御回路２の構成は後で図２を
用いて説明する。

【００１７】充電器３内部に本発明による電力変換装置
を内蔵しており、以下、その構成を説明する。

【００１８】充電器の入力は、交流電源７の出力をロー
パスフィルタ５を介して整流回路４に接続する。整流回
路４はダイオードを単相フルブリッジに接続した一般的
な構成である。また、ローパスフィルタも一般に用いら
れるように、コンデンサとインダクタンスを備えた構成
と同じであるため説明は省略する。整流回路４の出力端
子間にはダイオードＤ１，トランスＴの一次側巻線、及
び半導体スイッチ素子Ｑ１を直列に接続する。また、Ｄ
１とトランス一次側巻線の接続箇所とＱ１と整流回路４
の接続箇所の間に平滑コンデンサＣｏを設ける。トラン
ス一次側巻線とＱ１の接続箇所と、Ｄ１と整流回路４を
接続する箇所の間にはインダクタＬｒ，コンデンサＣ
ｒ、及びダイオードＤ３を直列に接続した共振手段を設
ける。また、Ｄ３のカソードをＱ１の入力端子と接続し
ており、Ｄ３には並列に抵抗Ｒ１を接続する。更に、Ｄ
３のアノードとＱ１の出力端子の間にはダイオードＤ２
を設け、Ｄ３のアノードにＤ２のカソードを接続する。

【００１９】トランスＴの二次側巻線Ｌ２にはダイオー
ドＤ５，チョークコイルＬ４を介してコンデンサＣ４を
並列に接続する。また、Ｄ５のカソードとＬ２の間には
ダイオードＤ６を設け、Ｄ６のカソードとＤ５のカソー
ドをそれぞれ接続する。Ｄ５は逆流防止用のダイオード
であり、Ｃ１〜Ｃ３の電池に充電された電圧がトランス
の二次側巻線で短絡されることを防ぐ。また、Ｄ６はチ
ョークコイルＬ４に蓄積された電磁エネルギーが電池Ｃ
１〜Ｃ３を通ってＬ４を還流するためのダイオードであ
る。図１でトランスＴの一次側と二次側巻線は同極性で
接続しており、フォワードコンバータ方式を用いている
が、本発明はこの方式に限定したものではなく、フライ
バックコンバータやその他の方式であっても良い。

【００２０】トランスＴには巻線Ｌ３も供え、ダイオー
ドＤ４，コンデンサＣ５を用いて、Ｌ３の電圧を整流，
平滑しており、Ｃ５の電圧をＱ１のドライブ回路８の制
御電源として用いる。ドライブ回路８は後述するよう
に、電池Ｃ１〜Ｃ３の電圧、或いはこれらの電池を流れ
る電流を検出した信号をフォトカプラＰＣを介して伝え
られ、この検出信号に応じてＱ１をＰＷＭ制御する制御
信号を出力する。

【００２１】図２に制御回路２の構成を示す。制御回路
２には電池Ｃ１〜Ｃ３の電圧をそれぞれ検出する電圧検
出手段１０〜１２を備えると共に、電池Ｃ１〜Ｃ３に流
れる電流をこれらに直列に接続された抵抗Ｒｓを用いて
検出する電流検出手段１７を備える。電圧検出手段は１
０にその一例を示すように、オペアンプＯＰ１を用いて
電池Ｃ１の充電電圧を検出する。電圧検出手段１１，１
２も１０と同じ構成である。電圧検出手段１０〜１２で
検出された電池の電圧は、１３に示す過充電検出回路で
基準信号Ｖｒ１と比較して判断する。過充電検出回路は
１３にその一例を示すように、比較器ＣＰ１〜ＣＰ３を
用いて各電圧検出手段の出力と基準信号Ｖｒ１を比較
し、ＣＰ１〜ＣＰ３の出力は１３に内蔵する論理回路
（図２ではＮＡＮＤ回路）を用いて判断する。また、電
流検出手段１７は、図２に構成の一例を示すように、抵
抗Ｒｓの電圧をオペアンプＯＰ２を用いて増幅し、この
信号と基準信号Ｖｒ２を比較器ＣＰ４で比較する。過放
電検出回路１４は１３と同様な構成を備え、電圧検出手
段１０〜１２の出力と比較すべき基準信号が１３のＶｒ
１とは異なる。

【００２２】尚、リチウムイオン二次電池１個当たりの
過充電電圧（これを以後、ＶＨと称す）は約４.３Ｖ、
過放電電圧（これを以後、ＶＬと称す）は約２.４Ｖで
あるが、これらの値は電極材料で若干異なる。過充電検
出手段１３は電圧検出手段１０〜１２のいずれか１つが
過充電を検知すると駆動手段１６に信号を伝え、Ｍ１を
オフにして充電を停止する。同様に、過放電検出手段１
４は、電圧検出手段１０〜１２のいずれか１つが過放電
を検知すると駆動手段２３に信号を伝え、Ｍ２をオフに
して放電を停止する。

【００２３】図２に示す電池パックは過充電，過放電、
及び過電流の検出以外に温度検出手段２１を備えてい
る。２０は温度検出用の素子であり、パック内部の温度
或いは電池の内部温度を間接的に検出する。温度検出手
段２１は１７と同様な構成を備え、２０の出力する電圧
をオペアンプＯＰ３を用いて増幅し、この信号と基準信
号Ｖｒ３を比較器ＣＰ５で比較する。過充電検出手段１
３，電流検出手段１７、及び温度検出手段２１の各出力
はそれぞれインターフェース回路１８，増幅手段１９を
経て端子６−２から充電器に出力する。本実施例では過
充電検出手段１３，電流検出手段１７、及び温度検出手
段２１を電池パック内部に備えているが、これらの手段
は充電器３に設けても良い。

【００２４】電池パックから充電器３に信号を送る手段
として、まず、基準電圧源１５があり、電池Ｃ１〜Ｃ３
の充電電圧をもとに一定電圧を出力する回路手段であ
る。一定電圧に変換する方法としてはバンドギャップ基
準電圧回路が一般的であり、多くのアナログＩＣ回路で
使用される。基準電圧源１５の出力から各検出手段で用
いる基準信号Ｖｒ１〜Ｖｒ３を作る他、クロック発生回
路２２にも電圧を供給する。インターフェース手段１８
は、過充電検出手段１３，電流検出手段１７、及び温度
検出手段２１の検出結果を充電器３が識別できるよう
に、クロックを用いてパルス数、或いは周波数等を変え
た信号を作り、充電器３のフォトカプラＰＣを介してＱ
１のドライブ回路８に伝達する。尚、電池パック１と充
電器３が端子６−１〜６−３で接続されていなければ、
インターフェース手段１８はこれを検知してＱ１をオフ
にする信号をドライブ回路８に伝える。インターフェー
ス手段１８は、電池が過充電になると過充電検出手段１
３でこれを検知してＱ１をオフにする信号をドライブ回
路８に伝える働きを有する。

【００２５】図３には共振手段を用いて電源コンデンサ
Ｃｏを充電する動作の説明図を示す。図３（ａ）はＬｒ
とＣｒからなる共振回路に流れる電流をＩＬｒを表す図
であり、同図に示したＱ１の制御電流Ｉｂ１はドライブ
回路８からＱ１に供給される制御電流である。制御電流
Ｉｂ１でＱ１のオンとオフが制御され、Ｑ１の動作周波
数をｆ，インダクタＬｒとコンデンサＣｒで決まる共振
電流ＩＬｒの周波数をｆｒと定義すると、本発明ではｆ
ｒ＞ｆとなるようにＬｒとＣｒの定数を選ぶ。図３
（ａ）に示すように、Ｑ１がオンした期間に共振電流Ｉ
Ｌｒが流れ、図３（ｂ)，(ｃ）で述べるように正と負の
極性に応じて流れる経路が異なる。また、Ｑ１がオフし
た時には電流ＩＬｒが負の極性で流れるが、この電流は
共振が持続せず、減衰する。但し、この電流は図３
（ｄ）で述べるように、トランスの残留エネルギーをリ
セットする働きがある。

【００２６】図３（ｂ）はＱ１がオンした期間に流れる
共振電流ＩＬｒで、正の場合の電流経路を示しており、
これをモード１と呼ぶ。また、図３（ｃ）はＱ１がオン
した期間に流れる共振電流ＩＬｒで、負の場合の電流経
路を示しており、これをモード２と呼ぶ。以下、モード
１とモード２の動作を説明する。

【００２７】図３（ｂ）のモード１ではＱ１がオンする
と、整流回路４で整流された電圧が共振回路に印加さ
れ、整流回路からＬｒ，Ｃｒ，Ｄ３，Ｑ１を通る経路で
電流ＩＬｒが流れ、Ｃｒを図示した極性に充電する。共
振電流ＩＬｒは、振幅が整流回路４の出力電圧に比例
し、周波数がＬｒとＣｒで決まる正弦波状の電流であ
る。ＩＬｒの瞬時値が正から負に切り替わる時刻では、
Ｃｒの充電電圧がピークに達している。

【００２８】図３(ｃ)のモード２で電流ＩＬｒの極性が
負に変わるとＣｒが放電し、ＣｒからＬｒ，Ｄ１，Ｃ
ｏ，Ｄ２を経てＣｒに戻る経路で電流ＩＬｒが流れる。
ＩＬｒはモード１と同じ振幅と周波数を有する正弦波状
の電流であり、コンデンサＣｏはこのＩＬｒで充電され
る。

【００２９】以後、Ｑ１がオンしている期間中、モード
１とモード２が繰り返す。共振手段（Ｌｒ，Ｃｒ）は、
モード１において整流回路４を介して電流を入力し、モ
ード２において共振手段のＣｒに蓄積したエネルギーを
平滑コンデンサＣｏに移す。ＣｒからＣｏに供給される
１回当たりの電荷は、交流電圧の振幅に比例する。ま
た、Ｌｒ，Ｃｒの値が同じであれば、Ｑ１のオン期間が
長いほど、即ちモード２の回数が多いほどＣｏに供給さ
れるエネルギーは多い。一方、Ｑ１のオン期間が長いほ
どＣｏからトランスＴを介して流れる電流は多く、この
電流は二次側で電池を充電させる。即ち、Ｑ１のオン期
間が長くなるとＣｏはエネルギーの供給と消費がいずれ
も増加する。この特性を応用すると、Ｌｒ，Ｃｒの定数
を最適化してエネルギーの供給と消費を等しくすること
も可能である。エネルギーの受給がバランスすれば、小
さい容量のＣｏを用いてもＱ１のオン期間中に頻繁にＣ
ｏが充電されるため、Ｃｏの電圧リップルは抑制でき
る。

【００３０】モード１及びモード２の期間中、コンデン
サＣｏからトランスＴの一次側巻線、Ｑ１を通る経路で
電流が流れ、その大部分は二次側へ伝達されるが励磁電
流の成分はトランスに蓄積され、残留エネルギーとな
る。残留エネルギーをＱ１のオフ期間中に取り除かなけ
れば残留磁束密度となって残る。残留エネルギーを保持
した状態で次のサイクルに移ると、更に残留磁束密度が
加算され、次第に飽和磁束密度へ近づく。トランスが飽
和してしまうと、一次側巻線のインダクタンスは非常に
小さな値となるため、Ｑ１がオンした際の電流が過電流
となってしまう。共振手段を用いてこの残留エネルギー
を処理する動作を図３（ｄ）に示す。Ｑ１がオフする
と、トランスの励磁電流はＲ１，Ｃｒ，Ｌｒ，Ｄ１を通
って還流し、Ｃｒは図示する極性に充電される。トラン
スの残留エネルギーは大部分が抵抗Ｒ１の熱エネルギー
として消費されるが、Ｃｒの充電電圧はＱ１が次のサイ
クルでオンしない限り放電する経路がなく、残留エネル
ギーの一部はＣｒの静電エネルギーとして蓄積される。

【００３１】次にＱ１がオンするとＶｉｎとＣｒの充電
電圧を合計した電圧で共振が開始される。Ｌｒ，Ｃｒの
直列共振では共振電流に対して、Ｃｒの電圧は位相がπ
／２だけ遅れ、共振開始時刻（ｔ＝０）においてはＣｒ
の電圧は負で、振幅の絶対値が最大であることが望まし
い。図３（ｄ）の動作はこうした初期条件を作るために
好適である。Ｑ１が最初にオンする場合を除いて、Ｃｒ
は残留エネルギーによって負の電圧に充電されており、
Ｑ１がオンした際に共振電流ＩＬｒの振幅を大きくする
効果がある。

【００３２】以上の図３（ｂ)〜(ｄ）の動作によって共
振が持続する。Ｑ１のオフ期間中は共振手段から平滑コ
ンデンサＣｏに電流は流れないが、この期間中はＣｏも
また電荷を消費していないので電圧の減少はない。

【００３３】図１の実施例では、半導体スイッチ素子Ｑ
１がトランスＴと、共振回路手段Ｌｒ，Ｃｒにそれぞれ
高周波電圧を印加する動作を同時に制御している。これ
はワンコンバータと言われる方式であるが、上記高周波
電圧を印加する半導体スイッチ素子はそれぞれ別にして
も良い。但し、この場合にはトランスＴに電圧を印加す
る素子と、共振回路手段Ｌｒ，Ｃｒに電圧を印加する素
子を同期してオン，オフさせることが必要である。

【００３４】図４には共振手段も含めて充電器３がＡＣ
−ＤＣ変換を行う際の動作波形を示す。図４において、
Ｖｉｎは交流電源７の電圧であり、Ｉｂ１はＱ１の制御
電流、ＩＬｒはＬｒを流れる共振電流である。また、Ｉ
ｉｎはローパスフィルタの入力電流であり共振電流ＩＬ
ｒを平滑した波形になっている。ＶｃｏはコンデンサＣ
ｏの充電電圧、ＩＱ１はＱ１を流れる電流、ＩＤ５はダ
イオードＤ５を流れるトランスＴの二次側電流であり、
ＩＬ４は二次側のチョークコイルＬ４を流れる電流であ
る。

【００３５】図４で、Ｑ１がオンしている期間に前述の
ように共振電流ＩＬｒが流れ、その振幅は入力電圧Ｖｉ
ｎに比例する。ＩＬｒが正の場合は交流電源７からロー
パスフィルタ５を介して充電器３に電流が流れ込む。ロ
ーパスフィルタ５を用いると入力電流Ｉｉｎの波形は図
４に示すように高周波共振電流ＩＬｒが正の波形を平滑
した形になる。

【００３６】ダイオードブリッジだけを用いた通常の整
流回路は、交流電圧が最大値近傍でのみ電源コンデンサ
を充電するため高調波成分が大きい。本発明では、入力
電圧Ｖｉｎに比例した共振電流ＩＬｒが流れるため、ロ
ーパスフィルタで平滑化した入力電流の高調波成分は少
ない。高調波成分が少ないほど、入力の交流電圧と交流
電流の間の力率は１に近づき、充電器の効率を向上でき
る。

【００３７】図１の実施例はフォワードコンバータ型で
あるため二次側にはＱ１がオンした期間に電流が流れ、
この電流ＩＤ５はＣ４を充電すると共に、チョークコイ
ルＬ４を介して電池パック１の電池Ｃ１〜Ｃ３を充電す
る。尚、電池Ｃ１〜Ｃ３は内部の静電容量が大きいた
め、これに並列に設けるＣ４の容量は小さくても良い。

【００３８】チョークコイルＬ４はＱ１のオン時に、Ｄ
５から流れ込む電流によって電磁エネルギー（１／２Ｌ
４・ＩＬ４２）を蓄積し、Ｑ１がオフするとこのエネル
ギーによって電流を流し続ける。Ｑ１のオフ期間が長い
と、電磁エネルギーを完全に放出して電流ＩＬ４は零に
なるが、オフ期間が短い場合にはＩＬ４は図４に示した
ように継続的になる。

【００３９】図５には、図２に示した電池パック内部の
制御回路２の働きで、充電を制御する場合の波形を表し
ている。図５でＩｂ１は図４と同じＱ１の制御信号であ
り、Ｉｃは電池Ｃ１〜Ｃ３を流れる電流であって、図４
のＩＬ４に等しい。また、ＶｃはＣ１〜Ｃ３の１個当た
りの充電電圧である。

【００４０】充電器３と電池パック１が端子６−１〜６
−３で接続されると、図２の説明で述べたように増幅手
段１９を介してインターフェース手段１８から制御信号
が出力される。この信号は端子６−２を介して充電器３
内部のフォトカプラＰＣに伝えられ、ＰＣで絶縁された
後、ＰＷＭ制御回路８に伝達される。ＰＷＭ制御回路８
はＱ１の制御端子に供給するＩｂ１のパルス幅をｔｗ
１，ｔｗ２のように変えて、電池Ｃ１〜Ｃ３に定電流，
定電圧を出力するようＱ１を制御する。上記定電流，定
電圧制御法は従来技術と同等であるが、本発明は図２に
示したように電池パック１内部で電池Ｃ１〜Ｃ３の電
圧、或いは電流を検出し、これらに基づいて制御を行う
ことが特徴である。電池は充電時の最大電圧（図５のＶ
Ｈ），放電時の最小電圧（図５のＶＬ）、及び充電時の
電流最大値が種類により異なる。定電流，定電圧制御で
は、充電器３は電池に供給する電流Ｉｃを最大電流以下
に定電流制御しつつ、電池の充電電圧がＶＨに達する
と、充電動作を停止する。従来、電池の種類、或いは本
数が異なる電池パックに充電器から電流を供給するため
には、充電器内部の回路定数を電池パックに適合するよ
う予め設定しておかなければならなかった。本発明では
電池パックの端子６−２から出力する制御信号に最大電
圧，最大電流の検出結果を判定する情報が含まれてい
る。そこで、この制御信号に応じて充電器をＰＷＭ制御
すれば、電池の種類或いは本数の異なる電池パックであ
っても、充電器を共用化することができる。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、電池充電装置のように
ＰＷＭ制御で出力電流，電圧を精度良く制御する変換器
に対しても簡易型の高調波抑制回路が適用でき、高周波
で平滑コンデンサを充電して、その体積を軽減して装置
を小型化することが可能である。更に、高調波抑制用の
共振手段はトランスの残留エネルギーを放出するリセッ
ト回路に使用できる。また、電池充電時の制御信号を電
池パックから充電器に伝達することによって、電池の種
類或いは本数の異なる電池パックであっても、充電器を
共用化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】充電装置の一実施例。

【図２】制御回路２の構成。

【図３】共振回路の動作説明図。

【図４】充電器のＡＣ−ＤＣ変換説明図。

【図５】電池の充電動作説明図。

【符号の説明】

Ｑ１…半導体スイッチ素子、Ｍ１，Ｍ２…パワーMOSFE
T、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ３…電池、Ｃ
ｏ，Ｃｒ，Ｃ４，Ｃ５…コンデンサ、Ｌｒ…共振用リア
クトル、Ｔ…トランス、Ｌ１〜Ｌ３…トランスの巻線、
Ｌ４…チョークコイル、ＰＣ…フォトカプラ、Ｒ１，Ｒ
ｓ…抵抗、ＣＰ１〜ＣＰ５…比較器、ＯＰ１〜ＯＰ３…
オペアンプ、１…電池パック、２…制御回路、３…充電
器、４…整流回路、５…ローパスフィルタ、６…端子、
７…交流電源、８…ＰＷＭ制御回路、１０〜１２…電圧
検出手段、１３…過充電検出手段、１４…過放電検出手
段、１６，２３…駆動手段、１５…基準電圧源、１７…
電流検出手段、１８…インターフェース手段、１９…増
幅手段、２０…温度検出素子、２１…温度検出手段、２
２…クロック発生回路。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧を入力し，所望する値の電圧或い
   は電流を出力する電力変換装置であって、 前記交流入力を整流する整流手段と、該整流手段の出力
   に設けた平滑コンデンサと、前記整流手段の出力に少な
   くともインダクタとキャパシタを具備する共振手段と半
   導体スイッチ素子を直列に接続すると共に、前記共振手
   段に並列に一次巻線が接続されたトランスを設け、前記
   共振手段を流れる電流の極性に応じて該電流を前記平滑
   コンデンサに通流させるダイオードを備えることを特徴
   とする電力変換装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の電池充電装置において、 前記共振手段の共振周波数を前記半導体スイッチ素子の
   動作周波数に比べて高く設定することを特徴とする電力
   変換装置。
3. 【請求項３】請求項１または２記載の電池充電装置にお
   いて、 前記トランスの一次巻線と前記共振手段は前記ダイオー
   ド又は第２のダイオードを介して並列に接続すると共
   に、前記ダイオード又は第２のダイオードに並列に抵抗
   手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】交流電圧を入力し、出力側に接続した二次
   電池に所望する値の電圧或いは電流を供給する電池充電
   装置であって、 前記交流入力を整流する整流手段と、該整流手段を流れ
   る電流を第１の周波数でスイッチングし、該電流を第１
   のインダクタに通流させ、該第１のインダクタに蓄積し
   た電磁エネルギーで平滑コンデンサを充電させる高調波
   抑制手段と、前記平滑コンデンサの電圧を第２の周波数
   でスイッチングし、該電流を第２のインダクタに通流さ
   せる半導体スイッチ素子を備え、該第２のインダクタに
   蓄積した電磁エネルギーを制御して前記二次電池に充電
   させる制御手段を備えると共に、前記第１の周波数を前
   記第２の周波数に比べて高く設定することを特徴とする
   電池充電装置。
5. 【請求項５】請求項４記載の電池充電装置において、 前記制御手段は、前記二次電池を通流する電流、或いは
   前記二次電池の電圧の少なくとも一方を検出する検出手
   段を備え、該検出手段が出力する制御信号に応じて、前
   記第１のインダクタと前記第２のインダクタに流れる電
   流の通電開始と停止を制御することを特徴とする電池充
   電装置。
6. 【請求項６】請求項４記載の電池充電装置において、 前記高調波抑制手段は、前記第２のインダクタに並列に
   少なくとも前記第１のインダクタと第２のコンデンサを
   具備する共振手段を接続すると共に、前記共振手段に流
   れる電流の極性に応じて、該電流を前記平滑コンデンサ
   に通流させるダイオードを備えたことを特徴とする電池
   充電装置。
7. 【請求項７】請求項４記載の電池充電装置と脱着可能な
   端子で接続され、該端子間に複数の二次電池を直列、或
   いは並列に備えた電池パックであって、 前記二次電池の直列数に応じた電圧検知手段を備え、該
   直列接続された二次電池各々の電圧を検出すると共に、
   前記端子間を流れる電流を検出する電流検知手段を備
   え、前記直列数に応じた電圧検知手段、或いは前記電流
   検知手段の少なくとも１つの検出に応じた制御信号を前
   記充電装置に出力する制御端子を備えることを特徴とす
   る電池パック。