JPS61288737A - 自動電圧切換式充電器 - Google Patents
自動電圧切換式充電器Info
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- JPS61288737A JPS61288737A JP60128544A JP12854485A JPS61288737A JP S61288737 A JPS61288737 A JP S61288737A JP 60128544 A JP60128544 A JP 60128544A JP 12854485 A JP12854485 A JP 12854485A JP S61288737 A JPS61288737 A JP S61288737A
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- voltage
- current
- switching transistor
- constant
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[技術分野]
本発明はブロッキング発振動作を利用した小型な自動電
圧切換式充電器に関するものである。
圧切換式充電器に関するものである。
[背景技術]
従来の充電式の電気かみそりのような小型電気器具は交
流電源さえあれば、充電が可能であるため大変便利なも
のである。ところで交流電源は各国によって電源電圧が
異なるため、各国の電源電圧に対応するアダプタが必要
となり、従って携行するのに嵩高となり不便であるとい
う欠点があり、また例えば高圧の240Vに対して10
0V仕様の電気機器を誤って使用することにより、発火
やその他のトラブルが発生するという問題があった。
流電源さえあれば、充電が可能であるため大変便利なも
のである。ところで交流電源は各国によって電源電圧が
異なるため、各国の電源電圧に対応するアダプタが必要
となり、従って携行するのに嵩高となり不便であるとい
う欠点があり、また例えば高圧の240Vに対して10
0V仕様の電気機器を誤って使用することにより、発火
やその他のトラブルが発生するという問題があった。
そこで提案されたのが手動スイッチによって切換えで各
国の電源電圧に対応しようとするものである。しかし手
動スイッチの切換え忘れや、切換え間違い等によって上
述のトラブルが発生する恐れがあった。またスイッチや
、トランスの切換タップを付設するため器具の大型が避
けられないどう欠点もあった。
国の電源電圧に対応しようとするものである。しかし手
動スイッチの切換え忘れや、切換え間違い等によって上
述のトラブルが発生する恐れがあった。またスイッチや
、トランスの切換タップを付設するため器具の大型が避
けられないどう欠点もあった。
そこで交流電源の電源電圧に応じてトランジスタインバ
ータのスイッチングトランジスタのオン時間を制御して
2次電池への充電電流を一定にする方式が特開昭56−
11514号(第6図)に示すように案出されているが
、しかしながらこの従来回路では充電完了電圧検出回路
1と、スイッチオン時間幅演算回路2とを備え、該両回
路1,2の出力をオアデート回路3で論理和をとり、そ
のゲート出力にてスイッチング制御回路4を介してトラ
ンジスタインバータ5のスイッチングトランジスタQ、
を制御するため、回路構成が非常に複雑になり、部品点
数が多くなって小型化が困難で、その上コスト高であっ
たり、また部品点数が多くなるため個々の部品のばらつ
きの影響を受は充電電流の調整を困難にするという欠点
があった。
ータのスイッチングトランジスタのオン時間を制御して
2次電池への充電電流を一定にする方式が特開昭56−
11514号(第6図)に示すように案出されているが
、しかしながらこの従来回路では充電完了電圧検出回路
1と、スイッチオン時間幅演算回路2とを備え、該両回
路1,2の出力をオアデート回路3で論理和をとり、そ
のゲート出力にてスイッチング制御回路4を介してトラ
ンジスタインバータ5のスイッチングトランジスタQ、
を制御するため、回路構成が非常に複雑になり、部品点
数が多くなって小型化が困難で、その上コスト高であっ
たり、また部品点数が多くなるため個々の部品のばらつ
きの影響を受は充電電流の調整を困難にするという欠点
があった。
更に第6図回路ではスイッチングトランジスタQ、がオ
フする時にスイッチングトランジスタQ。
フする時にスイッチングトランジスタQ。
のコレクタ・エミッタ間に高電圧が印加される。
つまり入力電圧をEo、スイッチング周期をT1オン時
間をTon、オフ時間をT OFFすると、スイッチン
グトランジスタQ、のコレクタ・エミッタ間電圧VCE
は、 VCE= E ++(Ton/ TOFF)E 1=(
T/ TOFF)・El ・・・A となり、実際にはスイッチングトランジスタQ1がター
ンオフする時は上記のコレクタ・エミッタ間電圧V。□
の耐圧の高いものを選定しなければならず、コスト高と
なったり、スパイク電圧をCRなどから構成されるスパ
イク電圧吸収回路で吸収させる為に部品点数が増えたり
、そこでの損失が=4= 発生して高温となったりするという欠点があった。
間をTon、オフ時間をT OFFすると、スイッチン
グトランジスタQ、のコレクタ・エミッタ間電圧VCE
は、 VCE= E ++(Ton/ TOFF)E 1=(
T/ TOFF)・El ・・・A となり、実際にはスイッチングトランジスタQ1がター
ンオフする時は上記のコレクタ・エミッタ間電圧V。□
の耐圧の高いものを選定しなければならず、コスト高と
なったり、スパイク電圧をCRなどから構成されるスパ
イク電圧吸収回路で吸収させる為に部品点数が増えたり
、そこでの損失が=4= 発生して高温となったりするという欠点があった。
[発明の目的]
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたものでその目的
とするところは各種の電源電圧に応動して充電電流を適
正値に制御し、手動の切換スイッチを必要とせず、構成
部品の少ない安価で小型な自動電圧切換式充電器を提供
するにある。
とするところは各種の電源電圧に応動して充電電流を適
正値に制御し、手動の切換スイッチを必要とせず、構成
部品の少ない安価で小型な自動電圧切換式充電器を提供
するにある。
[発明の開示]
本発明は、交流電源を整流して得られた直流を駆動電源
としてブロッキング発振動作し、発振トランスに設けた
出力用の2次巻線に高周波出力を発生するトランジスタ
インバータを有し、前記高周波出力を整流して2次電池
を充電する充電器において、接続される交流電源の電圧
に応じてトランジスタインバータのスイッチングインバ
ータに流れるコレクタ電流を制御してトランジスタイン
バータから2次電池への充電電流を一定にする制御手段
を具備したことを特徴とする。
としてブロッキング発振動作し、発振トランスに設けた
出力用の2次巻線に高周波出力を発生するトランジスタ
インバータを有し、前記高周波出力を整流して2次電池
を充電する充電器において、接続される交流電源の電圧
に応じてトランジスタインバータのスイッチングインバ
ータに流れるコレクタ電流を制御してトランジスタイン
バータから2次電池への充電電流を一定にする制御手段
を具備したことを特徴とする。
以下実施例により説明する。
火1」[L
第1図は本実施例の回路図を示しており、この実施例は
入力電源整流回路6と、トランジスタインバータ5と、
充電電流調整回路7及び自動電圧制御回路8とから構成
される。入力電源整流回路6は過電流保護抵抗R,,R
2及び温度ヒユーズFt11を介して接続した交流電源
ACを全波整流する余波整流器(半’IJ、整流器でも
よい)Ref、過電圧入力保護素子Z、雑音防止用コン
デンサC1丸、平滑用コンデンサC2からなり、交流電
源ACt−整流して直流電源を得て、トランジスタイン
バータ5に供給する。トランジスタインバータ5はスイ
ッチングトランジスタQ1と、発振トランスTrと、起
動抵抗R3と、スイッチングトランジスタQ、のべ一入
電流調整用の抵抗R4と、発振用コンデンサC3と、発
振トランスTrの2次巻線L2の出力電流を整流して2
次電池Bに充電電流を与える出力整流用ダイオードD1
等とから構成されており、入力電源整流回路6からの直
流を高周波に変換し、該高周波出力を出力整流用ダイオ
ードD、にて整流し2次電池Bを充電する。充電電流調
整回路7はスイッチングトランジスタQ、のベース・エ
ミッタ間にコレクタ・ベース間を接続したトランジスタ
Q2と、スイッチングトランジスタQ1のエミッタに直
列接続した抵抗R6と、該抵抗R6にトランジスタQ2
のベース・エミッタ間を介して並列に接続したツェナー
ダイオードD、とから構成されており、スイッチングト
ランジスタQ1の電流増幅車庫の影響を受けないように
抵抗R6の両端間の電圧が所定レベル以上となるとトラ
ンジスタQ2がオンしスイッチングトランジスタQ、の
ベース電流をバイパスし、スイッチングトランジスタQ
1のコレクタ電流を制御するようになっている。
入力電源整流回路6と、トランジスタインバータ5と、
充電電流調整回路7及び自動電圧制御回路8とから構成
される。入力電源整流回路6は過電流保護抵抗R,,R
2及び温度ヒユーズFt11を介して接続した交流電源
ACを全波整流する余波整流器(半’IJ、整流器でも
よい)Ref、過電圧入力保護素子Z、雑音防止用コン
デンサC1丸、平滑用コンデンサC2からなり、交流電
源ACt−整流して直流電源を得て、トランジスタイン
バータ5に供給する。トランジスタインバータ5はスイ
ッチングトランジスタQ1と、発振トランスTrと、起
動抵抗R3と、スイッチングトランジスタQ、のべ一入
電流調整用の抵抗R4と、発振用コンデンサC3と、発
振トランスTrの2次巻線L2の出力電流を整流して2
次電池Bに充電電流を与える出力整流用ダイオードD1
等とから構成されており、入力電源整流回路6からの直
流を高周波に変換し、該高周波出力を出力整流用ダイオ
ードD、にて整流し2次電池Bを充電する。充電電流調
整回路7はスイッチングトランジスタQ、のベース・エ
ミッタ間にコレクタ・ベース間を接続したトランジスタ
Q2と、スイッチングトランジスタQ1のエミッタに直
列接続した抵抗R6と、該抵抗R6にトランジスタQ2
のベース・エミッタ間を介して並列に接続したツェナー
ダイオードD、とから構成されており、スイッチングト
ランジスタQ1の電流増幅車庫の影響を受けないように
抵抗R6の両端間の電圧が所定レベル以上となるとトラ
ンジスタQ2がオンしスイッチングトランジスタQ、の
ベース電流をバイパスし、スイッチングトランジスタQ
1のコレクタ電流を制御するようになっている。
自動電圧制御回路8はツェナーダイオードD、に並列に
接続したトランジスタQ3と、上記3次巻線り、にトラ
ンジスタQ、のベース・エミッタ間を介して並列接続し
たツェナーダイオードD3、ダイオードD2、抵抗R5
の直列回路とから構成され、トランジスタQ3がオンす
るとツェナーダイオードD1を短絡してトランジスタQ
2の動作点を変化させるようになっている。
接続したトランジスタQ3と、上記3次巻線り、にトラ
ンジスタQ、のベース・エミッタ間を介して並列接続し
たツェナーダイオードD3、ダイオードD2、抵抗R5
の直列回路とから構成され、トランジスタQ3がオンす
るとツェナーダイオードD1を短絡してトランジスタQ
2の動作点を変化させるようになっている。
次に本実施例の動作を第2図、第3図に基づいて説明す
る。
る。
まず交流電源ACがオンされて充電電流調整回路7から
直流がトランジスタインバータ5に供給されると、起動
抵抗R1を介してスイッチングトランジスタQ、のベー
スにベース電流IBが流れて、スイッチングトランジス
タQ1が導通を開始し、スイッチングトランジスタQ1
のコレクタ電流Icが流れ始め、1次巻線り、に第2図
(、)に示す極性の電圧が発生する。この電圧により同
一コアに巻装した発振トランスTrの3次巻線L3に電
圧が誘起されこの誘起電圧にて抵抗R4、コンデンサc
3を介してスイッチングトランジスタQ1のベースに電
流が流れ、ベース電流IBが増加する。つまり正帰還が
かがって、スイッチングトランジスタQ、は−気にター
ンオンするのである。スイッチングトランジスタQ1の
コレクタ電流IcはI c=(V/L 、) ・t
・−■[但しt二時間、V:1次巻線り、の
印加電圧、L。
直流がトランジスタインバータ5に供給されると、起動
抵抗R1を介してスイッチングトランジスタQ、のベー
スにベース電流IBが流れて、スイッチングトランジス
タQ1が導通を開始し、スイッチングトランジスタQ1
のコレクタ電流Icが流れ始め、1次巻線り、に第2図
(、)に示す極性の電圧が発生する。この電圧により同
一コアに巻装した発振トランスTrの3次巻線L3に電
圧が誘起されこの誘起電圧にて抵抗R4、コンデンサc
3を介してスイッチングトランジスタQ1のベースに電
流が流れ、ベース電流IBが増加する。つまり正帰還が
かがって、スイッチングトランジスタQ、は−気にター
ンオンするのである。スイッチングトランジスタQ1の
コレクタ電流IcはI c=(V/L 、) ・t
・−■[但しt二時間、V:1次巻線り、の
印加電圧、L。
:1次巻線り、のインダクタンスJ
で増加していくわけであるが、このコレクタ電流Icが
抵抗R6に流れ、抵抗R6両端にIcXR5という電圧
が発生する。そしてこの電圧Ic−R6がIc−R6≧
V D3+V BE(02) −■[但しVD3:
ツェナーダイオードD3のツェナー電圧、V BE(Q
2): )ランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧1 となった時点で、トランジスタQ2がオンし、スイッチ
ングトランジスタQ1のベース電流■Bをバイパスする
。スイッチングトランジスタQ、のベース電流rBが減
少し始めると、発振トランスTrの1次巻線り、には第
2図(b)に示す極性の電圧が発生し、この電圧にて3
大巻#i L 3に誘起電圧が発生してスイッチングト
ランジスタQ、のベース・エミッタ間を逆バイアスし、
スイッチングトランジスタQ、を一気にターンオフさせ
る。この時に1次巻線り、の蓄積エネルギを2次巻線L
2に誘起させるとともにダイオードD、で整流して、該
整流電流Ioにより2次電池Bを充電する。而して上述
の動作を繰り返して、つまりブロッキング発振を行って
2次電池Bを充電していくのである。
抵抗R6に流れ、抵抗R6両端にIcXR5という電圧
が発生する。そしてこの電圧Ic−R6がIc−R6≧
V D3+V BE(02) −■[但しVD3:
ツェナーダイオードD3のツェナー電圧、V BE(Q
2): )ランジスタQ2のベース・エミッタ間電圧1 となった時点で、トランジスタQ2がオンし、スイッチ
ングトランジスタQ1のベース電流■Bをバイパスする
。スイッチングトランジスタQ、のベース電流rBが減
少し始めると、発振トランスTrの1次巻線り、には第
2図(b)に示す極性の電圧が発生し、この電圧にて3
大巻#i L 3に誘起電圧が発生してスイッチングト
ランジスタQ、のベース・エミッタ間を逆バイアスし、
スイッチングトランジスタQ、を一気にターンオフさせ
る。この時に1次巻線り、の蓄積エネルギを2次巻線L
2に誘起させるとともにダイオードD、で整流して、該
整流電流Ioにより2次電池Bを充電する。而して上述
の動作を繰り返して、つまりブロッキング発振を行って
2次電池Bを充電していくのである。
ここでトランジスタインバータ5に入力電圧Vinが印
加されスイッチングトランジスタQ、のコレクタ電流I
cが上記■式で表される値までの時間をTon、とすれ
ば、そのときのピークのコレクタ電流rCpは、 I cp= (V in/L + ) ・T On+
++■となる。そしてスイッチングトランジスタ
Q1がオフすると、2次巻線L2に発生するピーク電流
Iopは I 01)= (n+/n2) ・I cp
−■[但しnl:1次巻線り、の巻数、n2:2大巻
数L2の巻数1 となる。ここで2次組fiBに流れる電流I。はIo=
Iop (Vn/L2)・TofL −■[但しV
B:は2次電池Bの電圧、L2:2大巻数L2のインダ
クタンス、TofLニスイツチングトランジスタQ、の
オフ時間] となる。充電電流Ioの平均電流IOはI o=(I
opX Toffl)/[2(Tont十TofL)]
・・・■ となる。そしで0〜0式より ’l’on、= ([Vo3+ VIE(02)] ・
L +l/ (Rs ・V 1n)=に、・1/Vin TofL=(L2/VB)・(n+/n2) @ [V
D3+VBE(02)]/R8=に2 [但しに、、に2は一定1 となり、これらを0式に代入すると、 Io=(IopXK2)/2[(K、x1/Vin)+
に21・・・■ [但しI opニ一定] となる。
加されスイッチングトランジスタQ、のコレクタ電流I
cが上記■式で表される値までの時間をTon、とすれ
ば、そのときのピークのコレクタ電流rCpは、 I cp= (V in/L + ) ・T On+
++■となる。そしてスイッチングトランジスタ
Q1がオフすると、2次巻線L2に発生するピーク電流
Iopは I 01)= (n+/n2) ・I cp
−■[但しnl:1次巻線り、の巻数、n2:2大巻
数L2の巻数1 となる。ここで2次組fiBに流れる電流I。はIo=
Iop (Vn/L2)・TofL −■[但しV
B:は2次電池Bの電圧、L2:2大巻数L2のインダ
クタンス、TofLニスイツチングトランジスタQ、の
オフ時間] となる。充電電流Ioの平均電流IOはI o=(I
opX Toffl)/[2(Tont十TofL)]
・・・■ となる。そしで0〜0式より ’l’on、= ([Vo3+ VIE(02)] ・
L +l/ (Rs ・V 1n)=に、・1/Vin TofL=(L2/VB)・(n+/n2) @ [V
D3+VBE(02)]/R8=に2 [但しに、、に2は一定1 となり、これらを0式に代入すると、 Io=(IopXK2)/2[(K、x1/Vin)+
に21・・・■ [但しI opニ一定] となる。
而して充電電流調整回路7により充電電流Iopは常に
一定となり、■式から2次側の平均電流1石は入力電圧
Vinが変動すれば変化してしまう。
一定となり、■式から2次側の平均電流1石は入力電圧
Vinが変動すれば変化してしまう。
第3図はその状態を示しており、同図(、)はコレクタ
電流rcpの変化を示し、破線の波形は実線の場合の入
力電圧Vinに対して2倍の入力電圧が入力した場合を
示す。また同図(b)は充電電流IOの変化を示し、破
線の波形は実線の場合の入力電圧Vinに対して2倍の
入力電圧が入力した場合を示す。尚T、は周期を、To
n2、Toff2は2倍の入力電圧の入力時のスイッチ
ングトランジスタQ1のオン時間、オフ時間を夫々示す
。
電流rcpの変化を示し、破線の波形は実線の場合の入
力電圧Vinに対して2倍の入力電圧が入力した場合を
示す。また同図(b)は充電電流IOの変化を示し、破
線の波形は実線の場合の入力電圧Vinに対して2倍の
入力電圧が入力した場合を示す。尚T、は周期を、To
n2、Toff2は2倍の入力電圧の入力時のスイッチ
ングトランジスタQ1のオン時間、オフ時間を夫々示す
。
ここで平均電流Ioを一定にする為には入力電圧Vin
に応じて電流Iopを変化させればよく、入力電圧Vi
nが増加すれば、■式より電流Iopを減少させ五ば良
い。その為には■、■式より時間T。
に応じて電流Iopを変化させればよく、入力電圧Vi
nが増加すれば、■式より電流Iopを減少させ五ば良
い。その為には■、■式より時間T。
nlを短くする必要がある。つまり■式より電圧VD、
を変化させればよい。この変化を行うための回路が自動
電圧制御回路8であり、この回路では入力電圧Vinが
トランジスタインバータ5に印加されると3次巻線L3
には ■1=(n3/n、)・Vin −、■なる電
圧が入力電圧Vinに応じて発生する。但しn3は3次
巻線L3の巻数である。ここで入力電圧Vinが増加し
た時に V3=V、、 ・・・■ [但しVn+:ツェナーダイオードD、のツェナー電圧
] となるようにツェナーダイオードD、を選定すれば、ツ
ェナーダイオードD、からダイオードD2、抵抗R5を
通してトランジスタQ、のベース電流が流れトランジス
タQ、がオンすると、ツェナーダイオードD3がトラン
ジスタQ3により短絡され、■式のツェナー電圧■D3
が可変でき、これにより電流IcflsIo−pが減少
し平均電流Ioを一定にすることができることになる。
を変化させればよい。この変化を行うための回路が自動
電圧制御回路8であり、この回路では入力電圧Vinが
トランジスタインバータ5に印加されると3次巻線L3
には ■1=(n3/n、)・Vin −、■なる電
圧が入力電圧Vinに応じて発生する。但しn3は3次
巻線L3の巻数である。ここで入力電圧Vinが増加し
た時に V3=V、、 ・・・■ [但しVn+:ツェナーダイオードD、のツェナー電圧
] となるようにツェナーダイオードD、を選定すれば、ツ
ェナーダイオードD、からダイオードD2、抵抗R5を
通してトランジスタQ、のベース電流が流れトランジス
タQ、がオンすると、ツェナーダイオードD3がトラン
ジスタQ3により短絡され、■式のツェナー電圧■D3
が可変でき、これにより電流IcflsIo−pが減少
し平均電流Ioを一定にすることができることになる。
又本実施例はスパイク電圧吸収回路を無くしたものであ
って、スパイク電圧吸収回路による機能を自動電圧制御
回路8を持たせている。つまりトランジスタインバータ
5のスイッチングトランジスタQ、のターンオフ時のコ
レクタ・エミッタ間電圧■。Eは上記A式より VCE=(T +/ Toff、)・V in+スパイ
ク電圧−(りとなる。そして入力電圧Vinが増加して
行くと、コレクタ・エミッタ間電圧VCEはかなりの電
圧となるが、V 3 ” V D l =一定となり、
これを0式のV*=(ns/n+)” Vinに代入す
ると、■in= (n1/n3) @ V D+ =一
定となる。
って、スパイク電圧吸収回路による機能を自動電圧制御
回路8を持たせている。つまりトランジスタインバータ
5のスイッチングトランジスタQ、のターンオフ時のコ
レクタ・エミッタ間電圧■。Eは上記A式より VCE=(T +/ Toff、)・V in+スパイ
ク電圧−(りとなる。そして入力電圧Vinが増加して
行くと、コレクタ・エミッタ間電圧VCEはかなりの電
圧となるが、V 3 ” V D l =一定となり、
これを0式のV*=(ns/n+)” Vinに代入す
ると、■in= (n1/n3) @ V D+ =一
定となる。
従って入力電圧Vinが一定となる為、自動電圧制御回
路8が無い場合に比べて[相]式のコレクタ・エミッタ
間電圧V。Eはかなり低減される。
路8が無い場合に比べて[相]式のコレクタ・エミッタ
間電圧V。Eはかなり低減される。
かくして自動電圧切換回9がスパイク電圧を吸収する機
能を持つこととなり、スパイク電圧吸収回路が不要とな
る。
能を持つこととなり、スパイク電圧吸収回路が不要とな
る。
尚ツェナーダイオードD1.D3の代わりにダイオード
、発光ダイオードの順方向降下電圧を利用しでもよい。
、発光ダイオードの順方向降下電圧を利用しでもよい。
夾11[L
本実施例は第1図実施例回路にスパイク電圧吸収回路9
を付加したものであって、第4図に示すようにトランジ
スタインバータ5の発振トランスTrの1次巻線り、に
コンデンサC4、抵抗R7の並列回路とダイオードD5
との直列回路を並列接続して構成され、1次巻線L1の
両端間に発生する電圧を吸収するようになっている。つ
まり上述の実施例1の自動電圧制御回路8によるスパイ
ク電圧吸収機能以外にスパイク電圧吸収回路9にてスイ
ッチングトランジスタQ、に印加されるコレクタ・エミ
ッタ間電圧VCEを更に低減してスイッチングトランジ
スタQ、のV CEO耐圧の低いものを使用できるよう
にし、スイッチングトランジスタの入手を容易にすると
ともに、コストの安いスイッチングトランジスタの使用
を可能としている。
を付加したものであって、第4図に示すようにトランジ
スタインバータ5の発振トランスTrの1次巻線り、に
コンデンサC4、抵抗R7の並列回路とダイオードD5
との直列回路を並列接続して構成され、1次巻線L1の
両端間に発生する電圧を吸収するようになっている。つ
まり上述の実施例1の自動電圧制御回路8によるスパイ
ク電圧吸収機能以外にスパイク電圧吸収回路9にてスイ
ッチングトランジスタQ、に印加されるコレクタ・エミ
ッタ間電圧VCEを更に低減してスイッチングトランジ
スタQ、のV CEO耐圧の低いものを使用できるよう
にし、スイッチングトランジスタの入手を容易にすると
ともに、コストの安いスイッチングトランジスタの使用
を可能としている。
艮1乱影
本実施例は第5図に示すようにスイッチングトランジス
タQ、のベース電流を供給するベース電流用巻線を一つ
の2次巻線L2で共用したもので、実施例1,2におけ
る3次巻線L3の代わりに2次巻線L2を自動電圧制御
回路8のツェナーダイオードD1、ダイオードD2、抵
抗R6、トランジスタQ3のベース・エミッタの直列回
路に並列に接続するとともに、トランジスタQ、のエミ
ッタと金波整流器Refの負極端との間に2次電池Bを
挿入し、且つ2次巻線L2と2次電池Bとの直列回路に
並列に出力整流用のダイオードD4を並列接続しである
点に特徴を有する。
タQ、のベース電流を供給するベース電流用巻線を一つ
の2次巻線L2で共用したもので、実施例1,2におけ
る3次巻線L3の代わりに2次巻線L2を自動電圧制御
回路8のツェナーダイオードD1、ダイオードD2、抵
抗R6、トランジスタQ3のベース・エミッタの直列回
路に並列に接続するとともに、トランジスタQ、のエミ
ッタと金波整流器Refの負極端との間に2次電池Bを
挿入し、且つ2次巻線L2と2次電池Bとの直列回路に
並列に出力整流用のダイオードD4を並列接続しである
点に特徴を有する。
=15−
而してトランジスタインバータ5及び充電電流調整回路
7は上記実施例1と同様に動作する。また入力電圧Vi
nがトランジスタインバータ5に印加されると2次巻線
L2には V 2= (n2/ nl ) ・V in
・・・■゛なる電圧が入力電圧Vinに応じて発生する
。但しn2は2次巻線L2の巻数である。ここで入力電
圧Vinが増加した時に V2”VDI ・・・■゛ [但し■旧:ツヱナーダイオードD1のツェナー電圧]
となるようにツェナーダイオードD1を選定すれば、ツ
ェナーダイオードD1からダイオードD2、抵抗R3を
通してトランジスタQ3のベース電流が流れトランジス
タQ3がオンすると、ツェナーダイオードD3がトラン
ジスタQ3により短絡され、■式のツェナー電圧VD3
が可変でき、これにより電流Icp、Iopが減少し平
均電流IOを一定にすることができることになる。
7は上記実施例1と同様に動作する。また入力電圧Vi
nがトランジスタインバータ5に印加されると2次巻線
L2には V 2= (n2/ nl ) ・V in
・・・■゛なる電圧が入力電圧Vinに応じて発生する
。但しn2は2次巻線L2の巻数である。ここで入力電
圧Vinが増加した時に V2”VDI ・・・■゛ [但し■旧:ツヱナーダイオードD1のツェナー電圧]
となるようにツェナーダイオードD1を選定すれば、ツ
ェナーダイオードD1からダイオードD2、抵抗R3を
通してトランジスタQ3のベース電流が流れトランジス
タQ3がオンすると、ツェナーダイオードD3がトラン
ジスタQ3により短絡され、■式のツェナー電圧VD3
が可変でき、これにより電流Icp、Iopが減少し平
均電流IOを一定にすることができることになる。
ここで本実施例はトランジスタインバータ5を構成する
発振トランスTrに1次巻線り、と2次巻線り、とスイ
ッチングトランジスタQ、を駆動する為の3次巻線L3
とからなる3種の巻線を1つのコアに巻いた第1図回路
、第4図回路及び従来例回路に比べて、発振トランスT
rの小型化とコストの低減化が図れ、更に巻線が減少す
ることによって巻線間の結合係数の低下を防げて損失を
少なくできるという特徴がある。
発振トランスTrに1次巻線り、と2次巻線り、とスイ
ッチングトランジスタQ、を駆動する為の3次巻線L3
とからなる3種の巻線を1つのコアに巻いた第1図回路
、第4図回路及び従来例回路に比べて、発振トランスT
rの小型化とコストの低減化が図れ、更に巻線が減少す
ることによって巻線間の結合係数の低下を防げて損失を
少なくできるという特徴がある。
[発明の効果1
本発明は接続される交流電源の電圧に応じてトランジス
タインバータのスイッチングトランジスタに流れるコレ
クタ電流を制御してトランジスタインバータから2次電
池への充電電流を一定にする制御手段を具備したので、
交流電源電圧に応じた自動電圧切換により安定した一定
の充電電流で充電が行え2次電池の破壊、極端な劣化が
無くなり寿命が伸びるという効果があり、結果手動の切
換スイッチも必要とせず、構成部品の少ない安価で小型
に製作できるという効果がある。
タインバータのスイッチングトランジスタに流れるコレ
クタ電流を制御してトランジスタインバータから2次電
池への充電電流を一定にする制御手段を具備したので、
交流電源電圧に応じた自動電圧切換により安定した一定
の充電電流で充電が行え2次電池の破壊、極端な劣化が
無くなり寿命が伸びるという効果があり、結果手動の切
換スイッチも必要とせず、構成部品の少ない安価で小型
に製作できるという効果がある。
第1図は本発明の実施例1の回路図、第2図は同上のト
ランジスタインバータの動作説明図、第3図は同上の動
作説明用の波形図、第4図は実施例2の回路図、第5図
は本発明の実施例3の回路図、第6図は従来例の回路図
であり、Bは2次電池、Q、はスイッチングトランジス
タ、ACは交流電源、Trは発振トランス、L、は1次
巻線、L2は2次巻線、L3は3次巻線、Dlはツェナ
ーダイオード、Q3はトランジスタ、5はトランジスタ
インバータ、6は入力電源整流回路、7は充電電流調整
回路、8は自動電圧制御回路、9はスパイク電圧吸収回
路である。
ランジスタインバータの動作説明図、第3図は同上の動
作説明用の波形図、第4図は実施例2の回路図、第5図
は本発明の実施例3の回路図、第6図は従来例の回路図
であり、Bは2次電池、Q、はスイッチングトランジス
タ、ACは交流電源、Trは発振トランス、L、は1次
巻線、L2は2次巻線、L3は3次巻線、Dlはツェナ
ーダイオード、Q3はトランジスタ、5はトランジスタ
インバータ、6は入力電源整流回路、7は充電電流調整
回路、8は自動電圧制御回路、9はスパイク電圧吸収回
路である。
Claims (6)
- (1)交流電源を整流して得られた直流を駆動電源とし
てブロッキング発振動作し、発振トランスに設けた出力
用の2次巻線に高周波出力を発生するトランジスタイン
バータを有し、前記高周波出力を整流して2次電池を充
電する充電器において、接続される交流電源の電圧に応
じてトランジスタインバータのスイッチングトランジス
タに流れるコレクタ電流を制御してトランジスタインバ
ータから2次電池への充電電流を一定にする制御手段を
具備したことを特徴とする自動電圧切換式充電器。 - (2)上記発振トランスに設けたスイッチングトランジ
スタのベース電流供給用の3次巻線の一端に定電圧素子
を設け、その定電圧素子をスイッチングトランジスタの
ベース電流を制御するトランジスタのベースに接続し、
このトランジスタのエミッタを3次巻線の他端に接続し
て、充電電流を一定にする上記制御手段を構成したこと
を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の自動電圧切換
式充電器。 - (3)充電電流を一定にする上記制御手段と、スイッチ
ングトランジスタのベース・エミッタ間に設けられスイ
ッチングトランジスタの電流増幅率の影響を受けないよ
うにコレクタ電流を制御する制御部とを併用したことを
特徴とする特許請求の範囲第2項記載の自動電圧切換式
充電器。 - (4)上記トランジスタインバータにおいて、出力巻線
と、スイッチングトランジスタのベース電流を供給する
ベース電流用巻線とを一つの2次巻線で共用したことを
特徴とする特許請求の範囲第1項記載の自動電圧切換式
充電器。 - (5)上記発振トランスに設けた2次巻線の一端に定電
圧素子を設け、この定電圧素子をスイッチングトランジ
スタのベース電流を制御するトランジスタのベースに接
続しそのトランジスタのエミッタを2次巻線の他端に接
続して、充電電流を一定とする上記制御手段を構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項又は第4項記載
の自動電圧切換式充電器。 - (6)スイッチングトランジスタがオフした時にスイッ
チングトランジスタに印加されるスパイク電圧を低減す
る機能を、充電電流を一定にする上記制御手段に持たせ
たことを特徴とする特許請求の範囲第2項又は第5項記
載の自動電圧切換式充電器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60128544A JPS61288737A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | 自動電圧切換式充電器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60128544A JPS61288737A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | 自動電圧切換式充電器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61288737A true JPS61288737A (ja) | 1986-12-18 |
Family
ID=14987380
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60128544A Pending JPS61288737A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | 自動電圧切換式充電器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61288737A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7675265B2 (en) | 2003-01-14 | 2010-03-09 | Makita Corporation | Battery charger capable of suppressing the temperature increase of the power source circuit |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56115141A (en) * | 1980-02-14 | 1981-09-10 | Matsushita Electric Works Ltd | Automatic voltage changing type charger |
JPS611228A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
-
1985
- 1985-06-13 JP JP60128544A patent/JPS61288737A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56115141A (en) * | 1980-02-14 | 1981-09-10 | Matsushita Electric Works Ltd | Automatic voltage changing type charger |
JPS611228A (ja) * | 1984-06-11 | 1986-01-07 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7675265B2 (en) | 2003-01-14 | 2010-03-09 | Makita Corporation | Battery charger capable of suppressing the temperature increase of the power source circuit |
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