JPH0655031B2 - フライバックスイッチングレギュレ−タ電源 - Google Patents

フライバックスイッチングレギュレ−タ電源

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JPH0655031B2
JPH0655031B2 JP60500300A JP50030085A JPH0655031B2 JP H0655031 B2 JPH0655031 B2 JP H0655031B2 JP 60500300 A JP60500300 A JP 60500300A JP 50030085 A JP50030085 A JP 50030085A JP H0655031 B2 JPH0655031 B2 JP H0655031B2
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pulse
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フアーンスワース，ロバート・ピー
ネスラー，ジヨン・ジエイ
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Hughes Aircraft Co
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は電源に関し、特に変圧器を有しフライバックス
イッチングレギュレータの形態を成し、この変圧器に蓄
積された磁気エネルギに比例した電気的パラメータを検
出することによってドライブコントロールを得るような
フライバックスイッチングレギュレータ電源に関するも
のである。
電源は種々の電気回路で構成できるものである。レギュ
レート（調整）処理されていない低電圧の電気的エネル
ギを、パルス形成ネットワークを充電するのに適した比
較的高いレギュレート処理された電圧の電気的エネルギ
に変換するのに有効な電源の一形態によれば、フライバ
ックスイッチングレギュレータ中に変圧器を採用してい
る。この変圧器の一次巻線の回路網によって、この巻線
間に電圧パルスを発生させ、このパルスは変圧器の二次
巻線をパルス形成ネットワークに接続するダイオードに
逆極性のバイアスを与える電気パルスを与えるようにな
っている。一次巻線の電流は時間に対して直線的に増加
し、次に急激に零になるようになっている。これによっ
て、或るピーク電流が生じた場合に、一次電圧が零に低
下される。一次電流が零になると、二次巻線における電
圧の極性によってダイオードを順方向バイアスし、二次
巻線がパルス形成ネットワークに接続されるようにな
る。これによってエネルギが一次巻線から二次巻線を径
て、これに接続された負荷回路に移送されるようにな
る。一般にエネルギパルスが二次巻線回路のコンデンサ
中に蓄積され、電力をフラッシュランプのような外部負
荷に供給するために後で利用される。
このような電源の動作が繰返し行なわれ、順次生成され
る電磁エネルギのパルスが、変圧器の一次巻線から二次
巻線を経て負荷コンデンサへ、所望の高電圧チャージが
得られるまで結合されるようになる。高い繰返しパルス
周波数によって、負荷コンデンサによって流れる電流
と、これと等価な出力電圧が得られる他のタイプの電源
によって流れる電流との比を減少させる。このことによ
って、直接充電と比べて、低いピーク電流が低電源電圧
から得られるようになる。この電源は、パルス幅変調の
パターンを変化させることによって、レギュレータとし
て機能して、入力電圧の変化、およびこれと関連した負
荷回路中のコンデンサ電荷としての出力電圧の上昇を補
償することができる。
特に、レギュレーション（調整）プロセスの重要な部分
は、変圧器に蓄積されたエネルギの状態の決定に関連す
るものである。一次巻線回路へのエネルギのパルスの終
了を、変圧器のエネルギの検出されたレベルに従って制
御することによって、変圧器が飽和するのを防止でき
る。前のパルスのエネルギの大部分が二次回路を経て負
荷回路コンデンサに結合（供給）されるまで、次の新し
いパルスが発生しない。逆に、新しいパルスの発生が先
のパルスからかなり遅れた場合には、電力出力容量が減
少してしまう。
変圧器の一次回路に流れる電流の振幅を検出する回路が
制御の一形態として採用されている。しかしながらこの
ことは、電流検出用抵抗を一次巻線に直列に接続する必
要を生じ、また、電流検出用変圧器も用いる必要がある
という欠点がある。
電源の構成例として以下の米国特許が関連している。ス
イッチングレギュレータ電源としては、米国特許第4,13
5,234号、4,180,852号、4,209,826号および4,233,577号
が存在する。可飽和リアクタ型電源としては、4,135,23
4号および3,590,362号が存在する。周波数制御型インバ
ータ電源としては第3,818,314号が存在し、レギュレー
トタイプ電源（共振回路内蔵）としては3,519,741号、
4,030,025号、3,875,493号および4,156,175号が存在す
る。電流検出型電源としては3,663,949号が存在する。
前述した検出素子の両者においては、製造時において困
難が生じる問題点がある。その理由としては、この両者
は調達したり特定化することが困難であるからである。
例えば、電流検出用抵抗は極めて低い値にする必要があ
ると共に、大きな電力定格を持たせる必要があるからで
ある。この低い抵抗値によって電力消費が減少される
が、制御回路がノイズに対して著しく感応するような、
ミリボルトの電圧レベルの検知出力しか得られなくなっ
てしまう欠点があった。電流検出用変圧器の場合には、
特性が製造業者によってバラツキを生じてしまい、これ
によって電源の制御の正確度を損ってしまう欠点があっ
た。
発明の概要 前述した問題点を克服出来ると共に、他の利点が本発明
の回路を採用した変圧器結合型フライバックスイッチン
グレギュレータ電源を用いることによって得られる。こ
の発明では、二次電圧を測定することにより変圧器の一
次電流の大きさを決定でき、これにより電源の動作が制
御される。この結果、一次電流の大きさおよび一次巻線
の蓄積されたエネルギを制御でき、これにより変圧器の
コアが飽和することなく、変圧器をリニアモードで動作
させることができる。このような制御形態が、電流検出
装置を一次回路中に挿入することなく実現できる。
本発明によれば、調整されていない電圧の入力パルスを
変圧器の一次巻線に印加する。変圧器の二次巻線の出力
電圧、又はタップ付きの巻線または補助巻線によって得
られた予め決められたこの電圧の一部分を時間に関して
積分して、入力電圧パルスに応じて一次巻線中に生成さ
れる磁束の値および電流に応じた値の積分出力信号を得
ることができる。抵抗を介して充電されるコンデンサを
用いることによつて、適当な積分器を構成する。コンパ
レータによってこの積分器の出力信号を基準信号と比較
し、これによって、一次電流が所望のレベルに到達した
時に入力パルスを終了させる。入力電圧パルスが終了す
ると、（即ち、このことは一次巻線を実質的に開放する
ことによって実現する）、一次電流が急激に零になると
共に、フライバック電流が二次巻線に現われるようにな
る。この動作は一次巻線回路から二次巻線回路へのエネ
ルギの高効率の伝送となる。
このフライバック電流は、急激に立上る電流パルスであ
り、二次巻線に結合された蓄積用コンデンサに供給され
る。この電流パルスのエネルギがコンデンサ中に蓄積さ
れると、フライバック電流は零に向って消滅するように
なる。小さな抵抗を二次回路中にダイオードと並列に設
け、これによってフライバック電流の消滅を検出する。
コンパレータによって、消滅している電流の値を基準信
号と比較して、次の入力電圧パルスを以下の条件の下で
一次巻線に与えるようにする。即ち、フライバック電流
がそれの初期値の予め決められた割合、一般的には初期
値の２５％まで消滅し終った時である。このような方法
によって、変圧器を介して伝送される継続したパルスの
平均電力を最大値にセットできる。この理由は、パルス
の繰返し周波数をフライバック電流の消滅割合に従って
変化させ、このような消滅割合はまた、パルスエネルギ
の蓄積コンデンサへの伝送レートの値でもあるからであ
る。
追加の電圧検出回路を用いることよって、蓄積コンデン
サがフル充電された時に入力パルスを停止させている。
また、別のロジック機能として、前述の磁束検出用コン
パレータにヒステリシスを設けて、積分器の出力信号が
低下し始めることによる入力パルスの早期の再スタート
を防止できる。この結果、入力電圧パルスの入力開始が
電電流検出用コンパレータの動作のみに応答して行なわ
れるようになる。
詳細な説明 第１には、本発明による制御回路を用いたフライバック
スイッチングレギュレータ電源２０が開示されている。
この電源２０には変圧器２２が設けられており、これに
は、コア２８を介して磁気的に結合された一次および二
次巻線２４，２６が設けられている。この変圧器２２は
巻線比１：Ｎのステップアップ変圧器である。二次巻線
の極性に対する一次巻線の極性をそれぞれの巻線の付近
に黒点で表示した。この一次巻線２４をレギュレト（安
定化）されていないＤＣ（直流）電圧源３０とパワーＦ
ＥＴ（電界効果トランジスタ）３２との間に直列に接続
し、これらの間をアース３４によって互いに接続する。
このトランジスタ３２を電子スイッチとして作動させ、
電源３０からの電流の流れを開始させたり停止させたり
し、これによって、電流のパルスを発生するようにな
り、このパルスを電源３０から一次巻線２４へ供給する
ようにする。増幅器３６によってトランジスタ３２のゲ
ートターミナルをドライブする。これのソースおよびド
レインのそれぞれをアースおよび変圧器２２の一次巻線
２４の出力ターミナルに接続する。コンデンサ３８をア
ースと一次巻線２４の入力ターミナルとの間に結合さ
せ、これによってほぼ一定の電圧を入力電流パルスの期
間中に変圧器２２の一次側に印加する。この入力パルス
の電流は一次巻線２４のインダクタンスのために時間に
対してリニア（直線的）に上昇するようになる。
二次巻線２６には第１および第２ターミナル４１および
４２が設けられており、第１ターミナル４１をダイオー
ド４４を経てエネルギ蓄積用コンデンサ４６の一方のタ
ーミナルに接続する。このコンデンサ４６の対向ターミ
ナルを接地する。抵抗４８は負荷を表わし、この負荷は
この電源２０の出力ターミナルに接続されたことにな
る。この抵抗４８はコンデンサ４６と並列接続する。本
例では負荷を抵抗４８として表現しているが、一般的に
はフラッシュランプのようなスイッチング負荷より構成
されるものである。
第２のターミナル４２を電流検出回路５０に接続し、こ
の回路５０によってダイオード４４の方向における二次
巻線電流の大きさを検出する。特に、この検出回路５０
は、後述するように、コンデンサ４６を充電する電流パ
ルスの消滅過程を検出するものである。この検出回路５
０にはダイオード５２、抵抗５４，５６およびコンデン
サ５８が設けられている。
積分手段として第１ターミナル４１およびアース間に接
続し、これによって時間の関数として二次電圧を積分し
て、一次巻線２４に流れる入力電流パルスの一次電流に
よりコア２８中に生じた磁束の量に対応して前記二次巻
線２６に発生される出力電圧を積分する。一次電流は一
次ターミナル間の電圧−秒(volt-seconds)に比例する一
方、積分器６０の出力電圧もまた一次ターミナル間の電
圧−秒に比例するので、この積分器６０の出力信号は一
次電流の値を示す信号として用いられるようになる。こ
の積分器６０にはダイオード６２、抵抗６４およびコン
デンサ６６が設けられている。このコンデンサ６６が積
分期間中に抵抗６４を経て充電される。この抵抗６４、
コンデンサ６６間の電圧は積分器６０の出力信号として
用いられる。
積分器リセット回路６８をコンデンサ６６に結合させる
ことによって、各積分期間の後にこのコンデンサ６６を
放電させる。このように、この積分器６０をリセットし
て積分プロセスにおける正確度を確保することができ
る。このリセット作用を時として“積分器をケージング
(caging)する”と表現する。このリセット回路６８には
２個のダイオード７０および７２、５個の抵抗７４，７
６，７８，８０および８２ならびにコンパレータ８４が
設けられている。これら抵抗８０および８２を正の電圧
源（図示しないが、通常の手段によって発生させること
ができる）およびアース間に直列に接続してこれら抵抗
８０，８２の接続点に基準電圧を発生させてコンパレー
タ８４の正の入力ターミナルへ印加する。このコンパレ
ータ８４の負の入力ターミナルはライン８６の論理信号
を受信して積分器リセット回路６８を作動させる。
３個の抵抗７４，７６および７８をコンパレータ８４の
出力ターミナルに接続する。抵抗７４をダイオード７
０，７２の接続点に結合させ、他方、抵抗７６，７８を
負の電源（−１５Ｖ）およびコンパレータ８４の正の入
力ターミナルに接続する。これら３個の抵抗７４，７
６，７８によって電圧が与えられ、この電圧によって積
分期間中にこれらダイオード７０および７２が逆バイア
スされる。この結果、コンデンサ６６は電荷を蓄積する
ことが可能となる。コンデンサ６６の放電期間中、この
コンパレータ８４の出力電圧によってこれらダイオード
７０，７２を導通状態にセットする。ダイオード７０が
コンデンサ６６と接続してダイオード７０に放電電流が
流入し、他方、ダイオード７２が接地されてコンデンサ
６６に印加された最大電圧を制限するようになる。
電源２０の制御回路には更に論理ユニット８８が設けら
れておりこの論理ユニット８８は電流検出回路５０およ
び積分器６０の出力信号に応答してライン８６上に論理
（ロジック）信号を発生させて積分リセット回路６８を
作動させると共に増幅器３６を経てパワートランジスタ
３２を作動させる。この論理ユニット８８には電流検出
回路５０の出力ターミナルに結合した電流コンパレータ
９０、積分器６０の出力ターミナルに結合したコンパレ
ータ９２およびＮＯＲゲート９４が設けられている。こ
のＮＯＲゲート９４によってコンパレータ９０，９２の
出力信号を受信することによってライン８６上にロジッ
ク信号を出力するようになる。このＮＯＲゲート９４は
コンパレータ９６からの出力信号もまた受信する。この
コンパレータ９６によって電源２０の負荷抵抗４８へ与
えられる出力電圧のサンプルを基準信号（＋５Ｖ）と比
較する。この出力電圧のサンプルを、コンデンサ４６お
よび負荷抵抗４８と直列に接続した２個の抵抗９８，１
００を経て得ることができる。コンパレータ９６用の基
準信号は正の電圧源（＋５Ｖ）である。
本発明によれば、電源２０の制御回路の動作は以下の通
りである。
ロジック１の信号、即ちハイ電圧信号（ライン８６上
の）に応答して、トランジスタ３２は導通状態となる。
この結果、一次電流が一次巻線２４を流れるようにな
る。このトランジスタ３２はパワーＦＥＴであるので、
バイポーラトランジスタまたはＳＣＲ（シリコン制御整
流器）を一次巻線２４を流れる電流をパルス状にするた
めの電子スイッチとして利用することもできる。このト
ランジスタ３２が導通状態の期間中に、コンデンサ３８
によって得られた比較的一定の電圧が一次巻線２４のタ
ーミナル間に現われ、これによって第２図のタイミング
チャートの最初のグラフで図示されているようなリニア
上昇一次電流が得られる。一次巻線２４中のこの電流は
コア２８が飽和状態となる前に終了すべきものである。
本発明によれば、一次電流のパルスの終了は、積分器６
０を用いて時間の関数として二次電圧を積分することに
よって実現できる。一次電流が上昇している間に、逆極
性の電圧が二次巻線２６に現われ、これによってコンデ
ンサ６６から抵抗６４およびダイオード６２に経て入し
た電流は、抵抗５４を経てアースに流れるようになる。
二次巻線２６の出力電圧は入力パルスの期間中には一定
の値であり、これは一次巻線２４の電圧の場合と同様で
ある。従ってコンデンサ６６は、抵抗６４，５４を経て
ほぼ直線的な割合で充電されるようになり、これによっ
て出力電圧をコンパレータ９２に供給し、この出力電圧
は第２図の４番目のグラフで示した検出信号に反比例し
直線的な割合で上昇するようになる。第１図は回路構成
例では、抵抗５４は比較的低い抵抗値で一般的には０．
４Ωである。抵抗６４は１３０ｋΩであり、コンデンサ
６６は２２００ＰＦの値である。従って、抵抗５４の値
は抵抗６４の値と比べて無視し得る程度に小さいもの
で、この結果、コンデンサ６６の充電速度はコンデンサ
６６の静電容量と抵抗６４の値とによって実質的に決定
される。このコンデンサ６６の電圧は検出した電圧より
極めて低いものであり、この結果、コンデンサ６６の充
電速度は抵抗６４によって制御されるようになる。
コンパレータ９２に印加された基準電圧（第１図で例示
したように−9.0Ｖ）によって、所望のレベルに磁束が
達した時に、一次電流の終了のための第２図の４番のグ
ラフ上の点を形成する。従って、コンパレータ９２によ
ってロジック１の信号が得られ、これがＮＯＲゲート９
４によってライン８６上にロジック０の信号として出力
される。ライン８６上のロジック０の信号によってトラ
ンジスタ３２の導通が終了し、従って一次電流が停止す
る。更に、ライン８６上のロジック０の信号によってコ
ンパレータ８４から正の出力電圧が得られるようにな
る。抵抗７８が正のフィードパック抵抗として接続され
ているから、コンパレータ８４の出力をロジック１信号
の十分な値までドライブする。コンパレータ８４の出力
におけるロジック１の信号によって、電流を抵抗７４、
ダイオード７０を経てコンデンサ６６に供給して電圧の
初期値（第２図の４番目のグラフのリセット部分）を回
復する。ダイオード７０および抵抗７４の接続部からア
ースへのダイオード７２の結合によって、この正の出力
電圧をダイオード７２の順方向電圧ドロップに等しい値
にクランプする。これによって積分器６０の動作におけ
るリセット、即ち“ケージング”状態の正確な繰返しが
確保されるようになる。
一次電流が中断した瞬間に、変圧器２２の一次巻線２４
に蓄積されたエネルギが二次巻線２６に移送される。こ
こでは、この蓄積されたエネルギが第２図の２番目のグ
ラフで表わされた二次電流として現われる。電流検出回
路５０のダイオード５２を介してアースから二次巻線２
６に電流が流れると共に、ダイオード４４を介して蓄積
コンデンサ４６に電流が流れる。このコンデンサ４６に
よって二次電流の継続したパルスによって得られたエネ
ルギを蓄積する。このように蓄積されたエネルギは、確
実なレートで抵抗４８で表現された負荷へ放出されるよ
うになる。または、フラッシュランプのように、特別の
タイムインターバルで継続的に作動する形態の負荷に対
して作用するようになる。二次電流によってコンデンサ
４６を充電するので、電流の振幅は第２図の２番目のグ
ラフで表わしたように消滅していく。
この二次電流の完全な消滅の前に、次のサイクルにおい
て、一次電流による新たなパルスが得られる。一次電流
のターンオン時間は消滅する二次電流の振幅の検出に基
づくものである。このことは電流検出回路５０によって
達成される。二次電流の比較的大きな値のために、この
電流検出回路５０の出力電圧はダイオード５２間の順方
向電圧ドロップで充分である。二次電流が消滅するにつ
れて、出力電圧はダイオード５２の順方向電圧ドロップ
分から更に低く低下して、抵抗５４間の電圧降下に等し
くなる。抵抗５６とコンデンサ５８との直列回路が抵抗
５４と並列接続されていることによって、抵抗５４間の
電圧降下の比較的低い値との関連で生じるノイズの抑圧
ができる。
従って、出力電圧がコンデンサ５８の端子間で得られ、
これを電流コンパレータ９０に印加する。電流検出回路
５０の出力電圧の前述の説明は第２図の３番目のグラフ
に表わされている。
本発明の実施例の構成について更に詳細に説明すると、
トランジスタ３２はＤＭＯＳ形態のパワーＦＥＴとする
ことができる。変圧器２２の巻線比は１：５である。レ
ギュレーション処理されていない入力電圧は約２８Ｖで
あり、コンデンサ４６の出力電圧は一般に８００Ｖであ
る。
電流コンパレータ９０に印加された基準電圧に関連し
て、−0.2Ｖの実験値が第１図に示されており、この値
を変更して一次電流の次のサイクルの開始の正確な時点
を選択することができる。これは、二次電流が、一次電
流の次のサイクルの新しいパルスの開始に十分な低い値
まで消滅したものと判断できる時点である。一般に、最
大電流値の約２５％の値まで消滅した事実によって、新
しいパルス電流の開始における所望の瞬時を規定するも
のである。この二次電流の消滅の割合はコンデンサ４６
にすでに現われている電圧値に関連するものである。従
って、二次巻線２６からコンデンサ４６への電流パルス
の供給時間および繰返し周波数の両者は、入力電圧およ
びコンデンサ４６の充電による負荷電圧に従って変化す
るものである。
コンデンサ４６の電圧がその所望の値に達した時に、コ
ンパレータ９６によってロジック１の信号が発生され、
これがＮＯＲゲート９４によって変換されて、ライン８
６上にロジック０の信号が発生する。従って、トランジ
スタ３２はコンデンサ４６の電圧が減少するまで非導通
状態が保持される。コンパレータ９６に印加された基準
電圧の値、またはこの代りに抵抗９８，１００の値を変
更して、コンパレータ９６の異ったトリガレベルが得ら
れ、これによって電源２０を異なる値の最大電圧出力に
セットする。
本発明の制御回路の別の特徴としてはコンパレータ９２
のヒステリシスを用いることである。使用したヒステリ
シスの大きさは4.5Ｖである。これによってコンデンサ
６６の端子電圧は積分器６０のリセット期間中に急速に
低下するので、コンパレータ９２の出力ロジック状態は
早期に変化しない。この結果、一次電流の次のパルスの
開始が、電流コンパレータ９０の出力信号まで遅れるよ
うになる。リセット回路６８の動作中、抵抗７４は約２
μｓのリセット時間に対して１８００Ωの値を有する。
このリセット期間中に、電流コンパレータ９０にとって
十分な時間が得られ、コンデンサ６６の電圧がコンパレ
ータ９２のヒステリシスインターバルを通過するので、
ライン８６上のロジック信号の制御が行われるようにな
る。従って、電源２０のスムースな動作が確保されるよ
うになる。
以上の説明によれば、一次電流のパルス動作が二次電流
の観察によって制御される制御回路の場合について説明
が行われてきた。従って、電流検出回路が変圧器２２の
一次回路中に設けられていない。この結果、電源２０の
更に定安化した動作が得られる。
本発明は上述した実施例のみに限定されず種々の変更を
加え得るものであるる。
図面の簡単な説明 本発明の上述した事項ならびに他の特徴を以下の添付の
図面を参照し乍ら説明する。
第１図は、本発明が適用された電源の電気的回路構成
図、 第２図は、第１図の回路の動作を説明するためのタイミ
ングチャートである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ネスラー，ジヨン・ジエイ アメリカ合衆国 カリフオルニア州 90008 ロサンゼルス，カーモナ・アベニ ユ 3946

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電源に接続された入力回路と、負荷に電力
    を供給する出力回路と、この入力回路に接続された一次
    巻線および出力回路に接続された二次巻線を有する変圧
    器とを設けてこの入力回路から出力回路へエネルギを結
    合させるフライバックスイッチングレギュレータ電源に
    おいて、 前記入力回路に設けられ、前記電源から一次巻線に供給
    される電源の入力パルスを発生させるパルス発生手段
    と、 前記出力回路に設けられ、前記入力パルスの電流値に応
    じて前記変圧器のコアに発生した磁束に対応して前記二
    次巻線に発生した出力電圧を積分する積分手段と、 前記出力回路に設けられ、前記二次巻線中の電流を検出
    して出力信号を発生する電流検出手段と、 これら積分手段と電流検出手段の出力信号を前記パルス
    発生手段の制御入力端に結合させるロジック手段とを具
    え、このロジック手段は、前記二次巻線中の電流が所定
    値以下になったときに、前記パルス発生手段を作動させ
    て前記入力パルスを発生させ、前記積分手段の出力信号
    に応答してこの入力パルスを終了させることを特徴とす
    るフライバックスイッチングレギュレータ電源。
  2. 【請求項２】更に、前記出力回路の出力電圧が予め決ら
    れた大きさに到達した時に、前記パルス発生手段の動作
    を阻止する手段を設けたことを特徴とする特許請求の範
    囲第１項記載のフライバックスイッチングレギュレータ
    電源。
  3. 【請求項３】前記パルス発生手段は前記一次巻線と電源
    との間に直列接続された電子スイッチを含むことを特徴
    とする特許請求の範囲第１項記載のフライバックスイッ
    チングレギュレータ電源。
  4. 【請求項４】前記積分手段は前記二次巻線に接続された
    積分器を含み、この二次巻線の電圧を、前記磁束および
    一次巻線中の電流に対応した値として積分することを特
    徴とする特許請求の範囲第１項記載のフライバックスイ
    ッチングレギュレータ電源。
  5. 【請求項５】前記積分手段に、前記ロジック手段の出力
    信号に応答して、入力パルスの供給終了後に、前記積分
    器をリセットするリセット手段を更に設けたことを特徴
    とする特許請求の範囲第４項記載のフライバックスイッ
    チングレギュレータ電源。
  6. 【請求項６】前記積分器は、積分期間中に充電されるコ
    ンデンサを含み、前記リセット手段によるリセット動作
    によって前記コンデンサを放電させることを特徴とする
    特許請求の範囲第５項記載のフライバックスイッチング
    レギュレータ電源。
  7. 【請求項７】電源に接続された入力回路と、負荷に電力
    を供給する出力回路と、この入力回路に接続された一次
    巻線および出力回路に接続された二次巻線を有する変圧
    器とを設けてこの入力回路から出力回路へエネルギを結
    合させるフライバックスイッチングレギュレータ電源に
    おいて、 前記入力回路に設けられ、前記電源から一次巻線に供給
    される電流の入力パルスを発生させるパルス発生手段
    と、 前記出力回路に設けられ前記入力パルスの電流値に応じ
    て前記変圧器のコアに発生した磁束に対応して前記二次
    巻線に発生した出力電圧を積分する積分手段と、 前記出力回路に設けられ、前記二次巻線中の電流を検出
    して出力信号を発生する電流検出手段と、 これら積分手段と電流検出手段の出力信号を前記パルス
    発生手段の制御入力端に結合させるロジック手段とを具
    え、このロジック手段は、 前記磁束に対応して発生した出力電圧の積分値が第１の
    基準信号の値を超過した時に出力信号を発生する第１の
    コンパレータと、前記電流検出手段から発生される出力
    信号の値が第２の基準信号の値より低下した時に出力を
    発生する第２のコンパレータと、前記第１のコンパレー
    タおよび第１のコンパレータの出力信号を結合して前記
    制御入力端に与えて前記パルス発生手段を制御する手段
    を有することを特徴とするフライバックスイッチングレ
    ギュレータ電源。
  8. 【請求項８】前記出力回路は、前記二次巻線にダイオー
    ドを経て接続されたエネルギ蓄積コンデンサを含み、前
    記積分手段には前記二次巻線と接続された積分器が設け
    られ、前記一次巻線中の電流および前記磁束の量に対応
    する値として、二次巻線電圧を積分するようにし、前記
    積分手段には更に、前記ロジック手段の出力信号に応答
    して、入力パルスの前記一次巻線への供給終了後に、前
    記積分器をリセットするリセット手段を設けたことを特
    徴とする特許請求の範囲第７項記載のフライバックスイ
    ッチングレギュレータ電源。
  9. 【請求項９】前記積分器は、この積分器によって信号の
    積分期間中に充電されるコンデンサを有し、前記リセッ
    ト手段によって前記コンデンサを放電させ、前記リセッ
    ト手段には更に、前記コンデンサ中の電荷を放電し得る
    ように導通するダイオード回路を設け、このダイオード
    回路によって放電電流が前記コンデンサ中に流れ得るよ
    うにし、更に前記出力回路に、 前記二次巻線の出力電圧に応答して、前記出力電圧が予
    め決められた値に到達した時に、前記パルス発生手段の
    動作を阻止する手段を設けたことを特徴とする特許請求
    の範囲第８項記載のフライバックスイッチングレギュレ
    ータ電源。
JP60500300A 1984-03-06 1985-01-14 フライバックスイッチングレギュレ−タ電源 Expired - Lifetime JPH0655031B2 (ja)

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