KR20040050922A - 주파수 변조 자기 발진 스위칭 전원 - Google Patents

주파수 변조 자기 발진 스위칭 전원 Download PDF

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KR20040050922A
KR20040050922A KR10-2004-7006006A KR20047006006A KR20040050922A KR 20040050922 A KR20040050922 A KR 20040050922A KR 20047006006 A KR20047006006 A KR 20047006006A KR 20040050922 A KR20040050922 A KR 20040050922A
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KR10-2004-7006006A
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스켐맨마르셀에프.씨.
채플대럴엘.
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 중간 부하 동안 자기 발진 전원(SOP)로서 임계 도전 모드에서 동작할 수 있으며 작은 부하하에서 펄스 폭 변조된 신호의 제어를 통해 불연속 도전모드(DCM)에서 동작시킬 수 있는 스위칭 전원에 관한 것이며, 전원의 전력 소비는 부하가 감소됨에 따라 연속적으로 감소된다. 주파수 변조된 자기 발진 스위칭 전원(FMSOP)은 전력 스위치를 가지며, 전력 스위치는 출력전류가 영으로 떨어지는 것을 영 전류 검출기가 검출한 후에 부하에 대응하는 부하 변조된 폭을 가진 펄스 다음에 턴온될 때까지 OFF를 유지한다. FMSOP는 검출시의 신호를 래치하는 플립-플롭, 부하 변조된 펄스 발생기, 및 펄스 및 래치된 신호를 조합하는 조합 논리 게이트를 포함할 수 있는 스위치 제어기로 동작한다.

Description

주파수 변조 자기 발진 스위칭 전원{Frequency modulated self-oscillating switching power supply}
스위치 모드 전력 공급기(SMPS)는 두개의 전류 도전 모드인, 연속 도전 모드(CCM), 및 불연속 도전 모드(DCM)에서 동작한다. 인덕터 코일에 남아있는 에너지(예를 들어, 전류)를 모니터하기 위하여 플라이백(피드백 신호)으로 전력 스위칭을 제어함으로써, 자기 발진 스위칭 전력 공급기(SOP)는 연속 도전 모드 및 불연속 도전 모두들 사이의 임계 도전(critical-conduction) 포인트에서 동작할 수 있고, 전력 공급기는 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어 변압기의 2차 코일) 전류(즉, 에너지)가 영으로 떨어질 때(즉, 영으로 접근하거나 영임)시간에서 정확한 포인트에서 새로운 스위칭 사이클을 시작한다. 자기 발진(플라이백-구동) 스위칭 전력 공급기(SOP)는 입력 전류 인덕터 코일 및 출력 전류 인덕터 코일을 포함하지만, 변압기를 가지거나 가지지 않고 실행될 수 있다. 변압기없는(즉, 변압기 없음) SOP에서, 입력 전류 인덕터 코일은 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 에너지 입력 및 출력에 대한 단일 인덕터 코일만이 있다)일 것이다.
도 1a는 관련 기술의 변압기(T1) 바탕 자기 발진(즉, 플라이백) 스위칭 전력 공급기(SOP)(100)의 일반적인 토포로지를 도시한 회로도이다. SOP(100)는 입력 전류 인덕터 코일(예를 들어 변압기 T1의 1차 권선 L1)을 통하여 전류(I1)를 차단하기 위한 전력 스위치(SW1)를 포함한다. 전력 스위치(SW1)는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 또는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT), 또는 기계적 스위치 등, 또는 임의의 적당한 현재 공지되거나 추가 전기 전류 스위칭 장치에 의해 실현될수있다. 전력 스위치(SW1)는 두개의 상태, 낮은 임피던스를 특징으로 하는 "온" 상태, 및 높은 임피던스를 특징으로 하는 "오프" 상태를 가진다. 전력 스위치(SW1)는 전력 스위치(SW1)가 제 1 "온" 기간 동안 온되고 제 1 "오프" 기간 동안 오프되고, 그 다음 제 2 "온" 기간(tON) 동안 다시 온되고 제 2 "오프" 기간(tOFF) 기간 동안 오프되도록 주기적인 방식으로 일반적으로 턴온 및 턴오프된다. SOP(100)의 스위칭 주파수(Fsw)는 온시간 플러스 추후 오프 시간(즉, Fsw = 1/("온시간" + "오프시간"))의 합의 인버스로서 계산된다. SOP(100)의 듀티 사이클(Qs)은 온시간 플러스 추후 오프 시간(즉, Qs = "온시간"/("온시간" + "오프시간"))의 합대 온 시간의 비율로서 계산된다.
일반적으로, SOP(100)의 인덕티브 에너지, 및 전력 스위치(SW1)의 GATE 단자와 연관된 캐패시턴스가 있기 때문에, "최소 온시간"(tONMIN)은 전력 스위치(SW1) 및다른 SOP(100)를 특징으로 한다. SOP(100)의 정상 동작(예를 들어, 중요한 도전 모드 동작) 동안, 오프 시간은 영에 속하도록(즉, 영에 접근 또는 영임) 입력 인덕터 코일(예를 들어, 변압기 2차 코일 L2 및/또는 변압기 보조 2차 코일 L3)의 전류(즉, 에너지)를 취하는 시간(동일함)을 특징으로 할 것이다. SOP(100)의 임의의 불연속 도전 모드(DCM) 동작 동안, 오프 시간은 영에 속하도록 출력 인덕터 코일(예를 들어, 변압기 제 2 코일 L2 및/또는 변압기 보조 제 2 코일 L3)의 전류(즉, 에너지)를 취하는 시간 보다 길것이다. SOP(100)의 임의의 연속 도전 모드(CCM) 동작 동안, 오프 시간은 영에 속하도록 출력 인덕터 코일(예를 들어, 변압기 2차 코일 L2 및/또는 변압기 보조 2차 코일 L3)의 전류(즉, 에너지)를 취하는 시간 보다 짧을 것이고, 전류는 모두 영에 속하지 않을 것이다.
전력 스위치(SW1)는 주파수 클램프 플라이백 구동기(110) 같은 스위치 구동기 회로에 의해 전력 스위치(SW1)의 GATE 노드상에 주장된 스위치 제어 신호에 의해 게이트된다(즉, 온 및 오프 제어된다). 주파수 클램프 플라이백 스위치 구동기(110)는 MC33364 임계 도전 모드 제어기 칩(예를 들어 도 1c 참조)으로서 공지된 모토로라 코포레이션에 의해 제조된 집적 회로 칩으로 실현될 수 있다.
전력 스위치(SW1)는 선택적으로 개방 및 폐쇄되고, 선택적으로 전력 소스 입력 전압(VIN) 및 전력 스위치(SW1) 사이의 전압 전위차(V1)에 의해 변압기의 1차 코일(L1)을 통항 구동되는 입력 전류(I1)를 통과 및 차단한다. (대부분의 실제 회로에서, 전력 스위치 SW1의 온 저항은 무시할 정도로 작아서 V1은 전력 스위치 SW1가폐쇄될 때 전압(VIN)과 거의 같다). 전력 소스 전압(VIN)은 고정된 DC 전압 또는 가변 DC 전압(예를 들어, 정류된 AC 필터링의 부족으로 인해 리플을 가진 DC 전압)일 수 있다. 당업자는 교류를 풀 웨이브 정류는 다이오드 브리지 정류기(도시되지 않음) 및 브리지 정류기로부터 수신된 전류 펄스를 필터링하고 평활화하는 필터 캐패시터(도시되지 않음)를 통하여 교류(AC) 입력 전압(즉, 선전압) 소스로부터 형성된 실질적으로 직류(DC) 전압으로서 제공된다.
SOP(100)는 전력 스위치(SW1)와 직렬로 그리고 전력 소스(VIN) 및 기준 전위(접지) 사이에 연결된 입력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 1차 권선 L1)을 포함한다. 공통적으로 공지된 바와 같이, 전력 스위치(SW1)의 폐쇄 및 개방은 에너지가 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어 자기적으로 결합된 2차 권선 L2)로 전달되는 입력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 1차 권선 L1에서)의 자기장으로서 저장되고 임피던스 및/또는 저항(RLOADEQ)과 연관된 부하를 통하여 소산되고 2차 전압(V2)에서 구동되는 출력 전류(I2)로서 실질적으로 출력되게 한다. 매우 작은(즉 무시할만한) 양의 입력 에너지는 보조 출력 전류(IAUX)으로서 출력되고 스위치 구동기 회로(예를 들어, 110)에 동적으로 또는 그 내부에 결합된 감지 회로를 통하여 소산된다. 변압기 바탕 SOP(100)가 1차 및 2차 권선들(L1 및 L2) 사이의 전달 에너지에 의해 동작되기 때문에, 권선들(L1 및 L2)의 턴 비율(NT)은 특정 응용을 위하여 필요한 전력 소스(VIN)와 연관된 출력 전압(VOUT)을 증가 또는 감소시키기 위하여 조절될 수 있다. 정류기 다이오드(D1) 및 필터 캐패시터(C1)는 도 1a에 도시된 바와 같이 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 2차 권선 L2)에 접속된다. 정류기 다이오드(D1)는 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 2차 권선 L2)에 의해 제공된 전류 펄스(I2)를 정류하고 필터 캐패시터(C2)는 실질적으로 직류(DC) 출력 전압(VOUT)을 형성하기 위하여 정류된 전류 펄스들을 필터 및 평활화한다.
변압기(T1)는 1차 권선(L1)(전력 스위치(SW1)에 직렬로 연결됨), 및 적어도 하나의 2차 권선(예를 들어, L2 및/또는 L3)을 포함한다. 제 1의 2차 권선(L2)은 변압기(T1)에 입력된 에너지 모두, 또는 실질적으로 모두(예를 들어 잔압 V1에서 1차 권선(L1)의 전류(I1)로서 입력된 에너지)를 전압(V2)에서 출력하도록 제공된다. 전압(V1및 V2)은 식 V2= NT*V1에 의해 연관된다. 보조 2차 권선(L3)은 변압기(T1)에 입력된 에너지의 매우 작은 부분(즉, 무시할 수 있는 양)을 전압(VAUX)에서 출력에 제공된다. 보조 2차 권선(L3) 양단 전압(VAUX)은 각각의 코일들(L2 및 L3)(전류 I2가 코일 L2에서 지연될 때) 각각에서 턴의 비율에 의해 제 1의 2차 권선(L2) 양단 전압에 관련된다. 그러므로, 전압(VAUX)은 V2(전류가 코일(L2)에서 흐를 때)의 고정 부분이다. 전력 스위치(SW1)가 오프될 때(예를 들어, 온 시간 다음), 및 에너지가 2차 권선(L2)에서 지연(영이 아님) 전류(I2)로서 소산될 때, 전압(VAUX)은 영이 아닐것이다. 전압(VAUX)의 크기는 전류(I2)가 영으로 속하는 순간 영에 접근(또는 영)할것이다. 그 순간, SOP(100)의 정상(임계 도전 모드) 동안, 전력 스위치(SW1)는 폐쇄되고, 그후 전압(VAUX)은 전압(V1) 및 1차 권선(L1) 양단 전류(I1)에 의해 이루어질것이다.
전압(VAUX), 및/또는 스위치 구동기 회로(예를 들어 110)에 피드백(즉, 플라이백) 신호로서 연관된 전류(IAUX)를 사용함으로써, SOP(100)는 임계 도전 모드에서 동작할 수 있고, 다음 사이클의 다음 도전(즉, 온 시간)은 보조 권선(L3)에 동작 가능하게 접속된 영 전류 검출기에 의해 시작된다. 영 전류 검출기는 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 2차 권선(L2))의 영 전류 조건 발생을 검출(또는 예상)하기 위한 회로이다. 다양한 다른 공지된 대안적인 방법들 및 출력 전류 인덕터(L2)에서 출력 전류(I2)의 영 전류 조건을 검출하기 위한 회로들은 SOP(100)에서 대체되어 임계 도전 모드 동작을 유지한다.
당업자에 의해 잘 이해되는 바와 같이, 각각의 사이클의 전류(I1) 도전(즉, 온 시간)은 피크 인덕터 전류(I1)가 당업자에 의해 공지된 회로에 의해 수행되는 바와 같이 임계 레벨(ITH)에 도달할때 종료된다. 임계 레벨(ITH)은 전류(I1)와 동일한 피드백 신호와 비교하기 위한 곱셈기 출력의 사용에 의해 동적으로 가변될 수 있다(예를 들어, 전력 인자 상관관계). 스위치 구동기(예를 들어, 110)에 연결되거나 연관되거나 내에 있는 영 전류 검출기(도시된 바와 같이)는 자기적 결합 코일(예를 들어, 보조 권선(L3)) 양단 보조 전압(VAUX)을 모니터링함으로써 출력 전류 인덕터 코일(예를 들어, 2차 권선(L2))의 전류(I2)의 영 전류 조건들을 간접적으로 감지한다.
도 1b는 임계 도전 모드에서 몇몇 사이클 동작하는 동안 도 1a의 SOP(100)에서 전류 및 전압을 도시하는 흐름도이다. 도 1b는 도 1a의 SOP(100)의 임계 도전 모드 동작의 방법을 도시한다. 도 1b는 몇몇 대표적인 사이클 동안 피드백 전압(VAUX) 및 코일(L1 및 L2)을 통하여 흐르는 전류들(I1및 I2)의 일반적인 모양을 도시한다. 전력 스위치(도 1a의 SW1)가 폐쇄될 때, 전압(V1)(즉, V1은 전압 VIN과 거의 동일하다)은 임계 전류 크기(ITH)가 도달될 때까지 코일(L1) 및 전류(I1) 램프 업을 주장한다. 이런 제 1 온 시간(tON1) 동안, 자기장은 입력 전류 인덕터의 코어(예를 들어, TCORE)(예를 들어, 코일 L2 및 L3과 공유된 코일 L1의 코어)를 형성한다. 전력 스위치(SW1)가 개방될 때, 오프 시간(tOFF1)되기 시작할 때, 자기장은 쇠약해지고, 렌즈의 법칙에 따라, 입력 전류 인덕터(L1) 양단 전압(V1)은 리버스된다. 이 경우, 전류(I1)는 계속 흐르는 몇가지 방식을 발견하여야 하고 예를 들어 변압기(T1)의 코어(TCORE)를 통하여 자기 결합에 의해 전류(I2)로서 감소하기 시작한다.
시간(tAUX)은 보조 2차 코일(L3) 양단 전압(VAUX)이 영에 접근할때 감지된 영에 속하도록 출력 전류 인덕터 코일(L2)의 전류(I2)를 요구하는 시간이다. 만약 전력 스위치(SW1)가 램프 다운 단계 동안 그리고 전류(I2)가 영에 도달하기 전(즉, tOFF가 tAUX보다 작음) 다시 온되기 전에, 공급기(100)는 연속 도전 모드(CCM)에서 동작한다. 선택적으로, 만약 입력 전류 인덕터 코일(예를 들어, L1)의 에너지 저장 능력이 있어서,자기 결합 전류(I1/I2)가 스위치 오프 시간(즉, tOFF가 tAUX보다 큼) 동안 영으로 접근하면, 공급기(100)는 불연속 도전 모드(DCM)에서 동작한다. 자기 결합 전류(I1/I2)가 널 레벨에서 머무는 "데드 시간"(tOFF가 tAUX를 초과하는 차이)의 양은 얼마나 강하게 공급기(100)가 DCM에서 동작하는 가를 한정한다. 만약 코일(L2)을 통한 전류가 영에 도달하고 전력 스위치(SW1)가 거의 턴오되면(데드 시간이 없음), 공급기(100)는 임계 도전 모드에서 동작한다.
공급기(100)의 동작은 물(전류)로 버킷(변압기 T1)을 채우고 그 다음 체크 밸브(D1)를 통하여 압축된 물 탱크(캐패시터 C1)로 물을 흘리는 무언가(버킷 조작기)(110)에 해당한다. 물(전류)은 소스(VIN)로부터 버킷(T1)으로 흐르고(전류 I1) 압력(V2)(보다 높거나 낮음)하에서 편평해진다(전류 I2). 이런 유추에서, 버킷 조작기(110)는 우선 내부 레벨(자기적으로 결합된 전류 I1/I2)이 소정 한계에 도달할때까지 버킷(변압기 T1)을 소스(온 시간)에 제공한다. 그 다음, 버킷 조작기(110)는 스프링(오프 시간)으로부터 버킷(T1)을 제거하고 물(전류 I2)을 화재 호스노즐(VOUT)에 공급하는 탱크(C1)로 흘린다. 버킷(T1)은 사용자가 스프링(CCM)에 다시 버킷(T1)을 제공하기 전에 재충전(DCM) 또는 몇몇 물(예를 들어 전류 I2)이 버킷(T1)에 유지되기 전에 전체적으로 비워질수있다(즉, 영 자기 결합 전류 I1/I2). 버킷 조작기(110)가 능력자이어서 각각의 사이클에서 그는 이전 사이클로부터 버킷(T1)의 물이 완전히 편평해지는(임계 도전 모드에서 동작함) 정밀한 순간에 버킷(T1)을 소스(VIN)에 제공한다.
최종 사용자는 압력 탱크(C1)에 다소 흘리기 위한 음성, 샤우팅을 통하여 버킷 조작기(110)에게 피드백을 제공하는 소방관(뉴욕시 소방소 NYFD의 용감한 소방관 같은)이다. 만약 화염이 증가하면, 소방관은 탱크(C1)로부터 보다 많은 압축된 물을 요구하여 버킷 조작기(110)가 버킷(변압기 T1), 그러므로 보다 높은 흐름을 가진 탱크(C1)를 제공하도록 한다. 다른 말로, 버킷 조작기(110)는 보다 오래(온 시간 증가) 그의 콘테이너(T1)를 충전할것이다.
만약 화염이 감소하면, 소방관은 물 탱크(C1)로부터 보다 적게 압축된 물을 요구하고 따라서 버킷 조작기(110)는 버킷(변압기 T1)으로 흐름을 감소시킴으로써 물(보전 에너지)을 보전하고, 그것에 의해 탱크(C1)로 흐름을 감소시킨다. 소스(VIN)로부터 흐름(전류 I1)이 버킷(T1)을 충전하는 동안 충전 시간(온시간)을 감소시킴으로서, 탱크(C1)로 물(전류 I2)dmf 흘리기 위하여 요구되는 흐름 시간(오프 시간)은 감소된다. 따라서, 임계 도전 모드가 유지되는 동안, 스위칭주파수(FSW)는 증가한다. (주의 : 증가된 스위칭 주파수(FSW)는 증가된 스위칭 손실과 연관된다. 즉 스위칭 주파수(FSW)가 높을수록, 보다 많은 에너지가 소비된다. 예를 들어 전력 스위치(SW1)에서 열로서). 관련 기술의 버킷 조작기(110)는 최대 스위칭 주파수를 제한하는 것에 관련하여 매우 엄격하고, 그(110)는 스위칭 주파수(FSW)를 소정 최대 값(FSWCLAMPED)으로 고정하고, 동작의 임계 도전(플라이백 SOP) 모드를 남기고 충전/흐름 처리는 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)에서 DCM에 유지된다. 소스(VIN)로부터 버킷(T1)으로 전류(I1)의 흐름을 얼마나 빠르게 버킷 조작기(110)가 커트(턴 오프)할 수 있는지 실제적인 제한이 있어서, 버킷(T1) 충전이 수행될 수 있는 최소 시간(tONMIN이 실제적으로 가장 짧은 온 시간이다)이 있다.
관련된 기술된 주파수 클램프된 SOP(100)에서, 스위칭 주파수(FSW)의 소정 최대 주파수(FSWCLAMPED)는 최소 온 시간(tONMIN) 및 소정 최소 오프 시간(tOFFCLAMPED,예를 들어, tOFFCLAMPED가 도 1a에 도시된 바와 같이 저항기 RFREQCLAMP, 및 캐패시터 CFREQCLAMP를 포함하는 RC 시정수 회로에 의해 고정되는 경우)에 의해 미리 결정된다. 관련 기술의 주파수 클램프된 SOP(100)에서, 오프 시간은 부하가 영에 접근하거나 영이 되는 동안(즉, 영 전류가 전력 공급기 100로부터 출력될때 부하가 영인 것 같다) 조차 시정수 회로(예를 들어, 도 1a의 RFREQCLAMP& CFREQCLAMP)에 의해 고정되게 남는 소정 최소 값으로 클램프된다. 스위칭 주파수(FSW)는 스위칭 주파수(FSW)가 높은 값으로시프팅되는 것을 방지하기 위하여 이런 방식으로 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)에 고정되고, 그렇지 않으면 부하의 부재가 발생할 수 있다(즉, 영 부하). 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED) 이하로 동작할 때, SOP(100)는 가변 주파수를 가지지만 일반적으로 일정한 듀티 사이클을 가진 임계 도전 모드에서 동작한다. 임계 도전 모드에서 동작하는 SOP(100)에 의해 소비된 전력(P)은 하기 식에 의해 관리된다.
P = 0.5*FSW*(tON^2)*VIN 2/L
여기서, tON은 온 시간이고, L은 변압기의 1차 인덕턴스이다. 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)에서 동작할때, SOP(100)는 일반적으로 일정한 듀티 사이클을 가진 불연속 도전 모드(DCM)에서 동작한다. 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)에서 불연속 도전 모드(DCM)에서 동작하는 SOP(100)에 의해 소비된 전력(P)은 다음 식에 의해 관리된다.
P = 0.5*FSWCLAMPED*(tONMIN^2)*VIN 2/L
여기서 FSWCLAMPED=1/(tON+ tOFF)이고, tON= tONMIN이고 tOFF는 고정된 오프 시간 tOFFCLAMPED이다.
도 1c는 도 1a의 주파수 클램프 플라이백 구동기(110)의 내부 기능을 도시하는 블록도이다. 도 1c의 주파수 클램프 플라이백 구동기(110)의 기능들은 MC33368 제어기로서 공지된 모토로라 코포레이션 스위치 구동기 칩에 의해 수행될 수 있다.전력 스위치(SW1)(도 1a의)의 온/오프 상태를 제어하기 위한 스위치 구동기(110)는 도 1a에 도시된 바와 같이 접속된 플립 플롭(예를 들어, 셋트 도미넌트 래치)(118) 및 결합 논리 게이트(예를 들어, NOR-게이트 112)를 포함할 수 있다. 결합 논리 게이트(112)는 전력 스위치(도 1a의 SW1)를 효과적으로 제어하기 위하여 제어 신호들(예를 들어, 래치 118로부터의 래치된 영 전류 검출 신호들, 미 주파수 클램프 116로부터 최소 오프 시간 신호들)을 결합한다. 전력 스위치(SW1)(임계 도전 모드 동작을 위해)의 효과적인 제어는 출력 전류 인덕터 코일(도 1a의 SOP의 L2)의 영 전류 조건 발생후 바로 스위치(SW1)을 폐쇄하는 것을 포함하고, 이것은 영 전류 검출기(130)로부터 결합 논리 게이트(112)로 제어 신호를 출력하고 플립 플롭(118)을 리세팅함으로써 이루어질 수 있다. 플립 플롭(118)은 영 전류 검출기(130)로부터 (스위치 온) 제어 신호를 래치하여, 스위치는 입력 전류 인덕터 코일(L1)을 통한 전류(I1)가 임계 전류 크기(ITH)에 도달하거나 출력 과전압 또는 다른 바람직하지 않은 조건이 검출될 때까지 폐쇄된(온) 상태를 유지할 것이다. 따라서, 전력 스위치(도 1a의 SW1)는 입력 전류 인덕터 코일(L1)을 통한 전류(I1)가 이몌 전류 크기(ITH)에 도달하고, ITH의 값이 곱셈기(134)쪽으로의 외부 멀티 제어 신호에 의해 결정되거나, 출력 과전압이 피드백 신호(FB)(도 1a의 SOP 100의 출력 VOUT)를 바탕으로 회로(132)에 의해 검출될 때까지 폐쇄(온) 상태를 유지할 것이다. 전력 스위치(SW1)가 개방된 후(즉, 턴 오프된 후), 만약 임계 도전 모드 동작 동안 발생하는스위칭 주파수(FSW)와 연관된 오프 시간이 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)와 연관된 오프 시간과 같거나 크면 출력 전류 인덕터 코일(도 1a의 SOP의 L2)의 영 전류 조건의 발생후 바로 다시 폐쇄될 것이다. 부하의 크기에 무관하게(예를 들어, 전력 공급기의 전류 크기가 얼마나 작은지에 관계없이), 만약 임계 도전 모드 동작 동안 발생하는 스위칭 주파수(FSW)가 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)보다 크면, 스위칭 주파수(FSW)는 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)에 클램프될것이다. 시정수 회로(예를 들어 도 1a의 RFREQCLAMP& CFREQCLAMP)에 의해 제어될 때 주파수 클램프(116)는 영 전류 검출기(130)로부터 영 전류 표시 신호에 의해 이루어지는 오프 시간(즉, 오프 시간의 종료는 온 시간의 시작이다)의 종료를 지연함으로써 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)에 스위칭 주파수(FSW)를 클램프할 것이다. 선택적인 증폭 버퍼(114)는 전력 스위치(도 1a의 SW1)를 빠르게 게이트(즉, 턴온/턴오프)하기 위하여 필요한 전류 및/또는 전압의 증폭을 제공한다.
도 1d는 도 1a의 SOP(100)의 중간 부하 및 작은 부하 조건들 동안 (느리게 변화하는) 부하(예를 들어, VOUT/RLOADEQ에 의해 일반적으로 지시된 전력 공급기의 전류 ISUP)에 대한 스위칭 주파수(FSW)의 일반적인 관계를 도시하는 그래프이다. 그래프(도 1d)는 비례적으로 도시되지 않았고, 대수(RLOADEQ) 축을 따른 각각의 가로좌표 포인트에서 스케일링 인자 "x"는 관련 기술의 SOP(100) 토포로지에 따라 이루어진특정 전력 공급기의 목표된 전력 비율에 따른다. 도 1d에 도시된 바와 같이, 도 1a의 SOP(100)는 임계 도전 모드에서 동작할 것이고, 임계 도전 모드에서 스위칭 주파수(FSW)가 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)(작은 부하 조건으로 인해)를 초과할 때까지 스위칭 주파수(FSW)는 부하가 감소할 때 증가하고, FSW는 소정 고정된 주파수(FSWCLAMPED)로 클램프된다. 영 부하 조건들을 포함하는 작은 부하 조건들하에서 SOP의 동작(도 1a의 100)은 피할 수 없는 스위칭 손실을 발생시키고 불필요한 전력을 소비시킨다.
본 발명은 전력 공급기, 특히 넓은 범위의 부하(load)에 DC 전류를 공급하기 위하여 제공된 자기 발진 스위칭 전력 공급기(SOP)에 관한 것이다.
도 1a는 관련 기술의 자기 발진(즉, 플라이백) 스위칭 전력 공급기(SOP)의 통상적인 토포로지를 가리키는 회로도.
도 1b는 임계 도전 모드에서 동작하는 도 1a의 SOP에서 전류 및 전압들을 도시하는 흐름도.
도 1c는 도 1a의 자기 발진 스위칭 전력 공급기(SOP)의 플라이백 구동기의 내부 기능들을 도시하는 블록도.
도 1d는 도 1a의 SOP의 작은 부하 조건들 및 중간 부하 조건들 동안 부하하기 위하여 스위칭 주파수(FSW)의 일반적인 관계를 도시하는 그래프.
도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 변조 자기 발진 스위칭 전력 공급기(FMSOP)의 제 1 일반적인 토포로지를 나타내는 블록도.
도 2b는 도 2a의 FMSOP의 스위칭 주파수를 변조하기 위하여 제공된 광학 격리를 가진 스위칭 주파수 변조기 회로를 나타내는 회로도.
도 2c는 임계 도전 모드 및 부하 변조 불연속 도전 모드에서 동작하는 도 2A의 FMSOP의 전류 및 전압을 도시하는 흐름도.
도 2d는 도 2a의 FMSOP 출력에서 부하의 기능으로서 온시간 및 오프 시간을 나타내는 그래프.
도 2e는 도 2a의 FMSOP의 중간 부하 및 작은 부하 조건들 동안 부하하기 위하여 스위칭 주파수(Fsw)의 일반적인 관계를 나타내는 그래프.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따른 주파수 변조 자기 발진 스위칭 전력 공급기(FMSOP)의 제 2 일반적인 토포로지를 도시하는 블록도.
도 4a는 본 발명의 실시예들에 따른 스위치 구동기(410)내에 포함된 전압 제어 펄스 발생기(VCPG)를 가진 작은 부하 스위칭 주파수를 조절하는 FMSOP를 도시하는 블록도.
도 4b는 도 4a의 FMSOP에 대한 스위치 구동기의 내부 기능들을 도시하는 블록도.
본 발명은 관련 기술이 자기 발진 스위칭 전력 공급기(SOP)(100)의 단점을 극복한다.
본 발명의 제 1 특징에서, 본 발명은, 동적 가변 부하에 공급 전류를 공급하기 위하여 출력 전압(VOUT)을 가진 스위칭 전원에 있어서, 상기 스위칭 전원은,
입력 전압원(VIN) 및 전력 스위치와 직렬로 접속된 입력 전류 인덕터 코일과;
적어도 출력 전압(VOUT)에서 출력 전류를 출력하는 출력 전류 인덕터 코일과;
상기 출력 전류가 0으로 떨어질 때 활성화되는 검출기 출력을 가진 영 전류 검출기와;
상기 전력 스위치를 폐쇄 및 개방하는 스위치 구동기 회로(210)를 포함하며; 상기 스위치 구동기 회로(210)는,
활성화된 검출기-출력을 래치하고, 상기 검출기 출력에 접속된 제 1 플립-플롭 입력과 상기 활성화된 검출기 출력이 래치되는 동안 활성화되는 플립-플롭 출력을 가지는 플립-플립,
상기 플립-플롭 출력에 접속된 제 1 논리 게이트 입력, 제 2 논리 게이트 입력, 및 상기 플립-플롭 출력이 활성화되고 상기 제 2 논리 게이트 입력이 중지되지 않는 경우에 활성화되는 논리 게이트 출력을 갖는, 조합 논리 게이트로서, 상기 전원 스위치는 상기 논리 게이트 출력이 활성화되는 동안 폐쇄되는, 상기 조합 논리 게이트, 및
동적 가변 부하에 대응하는 동적 가변 부하 변조된 펄스폭을 가진 OFF-펄스를 출력하는 펄스 발생기 출력을 갖는 펄스 발생기로서, 상기 펄스 발생기 출력은 상기 제 2 논리 게이트 입력에 접속되고 상기 부하 변조된 OFF-펄스의 펄스폭 동안 상기 제 2 논리 게이트 입력을 금지하는, 상기 펄스 발생기를 포함하는, 스위칭 전원을 제공한다.
제 2 특징에서, 본 발명은, 적 가변 부하를 통해 부하 전류를 공급하는데 적합한 스위칭 전원을 동작시키는 방법에 있어서, 상기 방법은,
상기 전원이 제 1 부하 전류 크기를 가진 부하 전류를 공급하는 동안 상기 전원을 불연속 전류 모드(DCM)로 동작시키고, 상기 부하 전류가 상기 제 1 부하 전류 크기로부터 감소할 때 상기 전원이 DCM로 동작하는 범위(EDCM)를 증가시키는 단계; 및
상기 전원이 상기 제 1 부하 전류 크기보다 큰 제 2 부하 전류 크기를 가진 부하 전류를 공급하는 동안에 상기 전원을 임계 전류 모드로 동작시키는 단계를 포함하는, 전원 동작 방법을 제공한다.
제 3 특징에서, 본 발명은 임계 도전 모드 및 불연속 도전 모드에서 동작하도록 제공된 스위칭 전력 공급기를 제공하고, 상기 스위칭 전력 공급기는,
출력 전류 인덕터 코일에 동적으로 결합되고 입력 전류 인덕터 코일에 직렬로 연결되며, 입력 전류 인덕터 코일을 통하여 입력 전류를 중단시키기 위하여 제공되고, 온 상태에 있을 때 입력 전류를 도전시키고 오프 또는 온 상태에 있는 전력 스위치;
전력 스위치의 상태를 제어하기 위하여 제공된 스위칭 제어기를 포함하고, 상기 스위칭 제어기는,
출력 전류 인덕터 코일에 영 전류 조건을 가리키기 위한 제 1 피드백 신호를 포함하는데, 상기 스위칭 제어기는 공급기가 임계 도전 모드에서 동작하는 동안 제 1 피드백 신호에 응답하여 전력 스위치를 턴 온하고;
제 2 피드백 신호에 응답하여 전력 스위치을 턴 오프하는, 입력 전류 인덕터 코일의 임계 전류 크기를 가리키는 제 2 피드백 신호; 및
제 3 피드백 신호에 동적으로 결합되고, 스위칭 제어기는 불연속 도전모드에서 공급기가 동작하는 동안 제 3 피드백 신호에 응답하여 가변되는 동적으로 가변하는 오프 시간 동안 제 1 피드백 신호를 견디지 못하는 전력 스위치를 오프로 유지한다.
본 발명의 상기 및 다른 특징 및 장점들은 본 발명의 다음 상세한 설명으로부터 명백할 것이다.
본 발명의 특징 및 장점들은 다음 상세한 설명, 청구항들, 도면들을 판독하여 분명하게 될것이고, 그것은 하기에 기술된다.
동일한 엘리먼트 번호들은 동일하거나 거의 동일한 기능 및 구조적 특징을 가진 구성 요소에 할당되는 것이 주의된다. 따라서, 동일한 엘리먼트 번호들을 가진 여러 도면들 및 라벨된 엘리먼트들은 동일하거나, 거의 유사한 구성, 구조물 및/또는 기능을 가지며, 상기 엘리먼트의 기능은 설명되고, 상세한 설명의 반복된 설명이 필요하지 않다.
도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 변조 자기 발진 스위칭 전력 공급기(FMSOP)(200)의 제 1 일반적인 토포로지를 도시하는 블록도이다. 도 2a의 FMSOP(200) 실시예는 도 1a의 관련 기술 SOP(100)에 비해 개선을 가지며 공통 엘리먼트 번호들에 의해 표현된 바와 같이 공통적으로 많은 엘리먼트들을 가진다. FMSOP(200)는 라인(241)에 의해 스위치 구동기(도 1a의 110)에 결합된 시정수 회로(예를 들어, 도 1a의 RFREQCLAMP& CFREQCLAMP) 대신 스위칭 주파수 제어기(FC)(220)를 포함한다. 주파수 제어기(FC)(220)는 도 1a의 시정수(tOFFCLAMPED) 대신 스위치 구동기(210)를 스위칭하기 위한 부하 변조 시간 기준(tOFFMIN)(작은 부하 동안, tOFF= tOFFMIN)을 제공한다. (스위치 구동기(210)는 도 2b 같은 부하 변조 전류 주입 주파수 제어기(FC)(220) 회로와 관련하여 사용된 도 1a의 구동기(110)를 실행하기 위하여 사용된 바와 같은 동일한 모토로라 MC33364로 실현된다.)
로드 변조 시간 기준(tOFFMIN)은 FMSOP(200)가 불연속 도전 모드(DCM)에서 동작할 때 작은 부하 조건들(tOFFSL) 동안 전력 스위치(SW1)의 오프 시간(tOFF)를 구성할것이다. 따라서, 작은 부하 조건들 동안 스위칭 주파수(FSW)는 나머지 상수(예를 들어, 소정 고정 주파수 FSWCLAMPED에 클램프됨) 대신 부하의 함수로서 가변할 것이다.따라서, 작은 부하 조건들 동안, FMSOP(200)의 스위칭 주파수(FSW)는 최소 온 시간(tON= tONMIN) 플러스 부하 변조 오프 시간(tOFF= tOFFMIN)(즉, FLMSW= 1/(tONMIN+ tOFFMIN) 합의 인버스로서 계산된 부하 변조 스위칭 주파수(FLMSW)이다.
작은 부하 조건들 동안, 주파수 제어기(FC)(220)는 작은 부하 오프 시간(tOFFSL)를 변조시켜, tOFFSL(tOFF= tOFFSL= tOFFMIN)는 작은 부하가 추가로 감소될때 증가할것이다. 따라서, 작은 부하가 증가될 때, 부하 변조 스위칭 주파수(FLMSW)는 감소하고(예를 들어, 대략 선형으로 감소하는 부하 전류를 가짐, 즉 부하를 통한 전류는 저항 RLOADEQ를 가짐), 따라서 전력(P) 소비가 감소하고, "출력 과전압"을 방지하여 추가로 스위칭 손실을 감소시킨다. 보다 많이 tOFFMIN이 사이클의 tAUX를 초과하면, 보다 많은 "데드 시간"이 그 사이클에 있을 것이고, 보다 강하게 공급기(200)는 DCM에서 동작한다. "데드 시간"(즉, tOFFSL이 작은 부하 조건들하에서 tAUX를 초과하는 시간 차)은 오프 시간이 연장되고 다음 온 시간이 지연되는 동안 시간(tOFFDELAY)이고, 다음 온 시간의 시작 및 출력 전류 인덕터 코일의 출력 전류가 영에 속하도록 하는 순간 사이에서 측정된다. 따라서, "데드 시간" = tOFFDELAY= (tOFFSL- tAUX). 따라서, FMSOP(예를 들어, 도 2a의 200 또는 도 3의 300, 또는 도 4a의 400)이 DCM에서 동작하는 가변 범위(EDCM)는 tONMIN, tOFFMIN, tAUX, 또는 (tONMIN+tOFFMIN) 또는 (tONMIN+ tAUX)에 대한 tOFFDELAY의 비로서 계산 및 표현된다. 작은 부하가 단조롭게 감소함에 따라 비가 규정된 범위(EDCM)는 일반적으로 작은 부하 조건하에서 단조롭게 증가할 것이다.
로드가 0에 접근함에 따라(예컨대, RLOADEQ가 무한대로 접근함에 따라), 부하 변조된 OFF-시간(tOFFSL)은 미리 결정될 수 있는 최대 값 tOFFMAX에 도달할 것이다. 따라서, 부하가 0에 도달함에 따라(즉, RLOADEQ가 무한대로 접근함에 따라), 스위칭 주파수(FSW)(FSW=FLMSW)은 미리 결정될 수 있는 최소값 FSWMIN에 도달할 것이다. 최소 주파수(FSWMIN)는 VIN으로부터 공급된 최소 전력(P)을 소비하는 동안 적절한 출력 전압 VOUT을 유지하는데 유효한 것으로 선택될 수 있다. 따라서, 주파수 변조된 자기 발진 스위칭 전원(FMSOP)(200)상에 부하가 존재하지 않을 때, 전원(200)은 단지 최소 전력(P)만을 소비하면서 적정 출력 전압 VOUT을 유지할 수 있다.
전원(FMSOP)(200)이 중요한 도전 모드(예컨대 중간 및 높은 부하 상태들)에서 동작할 때, FMSOP(200)에 의하여 소비된 전력(P)은 식에 의하여 조절되며,
P = 0.5*FSW*(tON^2)*VIN 2/L
FSW는 스위치 구동기(210)의 영 전류 검출기에서 플라이백 피드백 신호(라인 130을 통해)에 의하여 조절되며, tOFF=tON*(NT*OUT/VIN)이다. 부하 변조된 스위칭 주파수FLMSW에서 동작할 때, FMSOP(200)는 부하가 영으로 감소할 때 일반적으로 감소하는 스위칭 주파수 및 듀티 사이클을 사용하여 불연속 도전 모드(CDM)에서 동작한다. 부하 변조된 스위칭 주파수 FLMSW에서 불연속 도전 모드에서 동작하는 FMSOP(200)에 의하여 소비된 전력(P)은 다음과 같은 식에 의하여 관리된다.
P = 0.5*FLMSW*(tONMIN^2)*VIN 2/L
여기서 tON=tOFF인 동안 FLMSW=1/(tON+tOFF)이며, tOFF는 부하 변조된 최소 OFF- 시간 tOFFMIN이다. 따라서, 부하가 영에 접근함에 따라, 전력 소비(P)는 감소하여 최소로 접근한다.
로드 변조된 시간 기준(tOFFMIN)은 부하 변조된 주파수 제어기(FC)(220)에서 발생되거나 또는 대안 실시예들에서 스위치 구동기(210)내에 통합된 회로에 의하여 발생된다(도 4a & 4b 참조). 시간 기준(tOFFMIN)은 아날로그 회로들 또는 디지털 회로들에 의하여 발생될 수 있다.
도 2b는 작은 부하 상태들동안 도 2a의 FMSOP(200)의 스위칭 주파수를 부하 변조하는데 적합한 부하 변조된 주파수 제어기(FC)(220-a)를 도시한 회로도이다. 도 2b의 주파수 제어기(FC)(220-a)는 스위치 구동기(210)(도 2A)가 MC33368로서 공지된 모토로라 코퍼레이션 제어기 칩에 의하여 또는 유사한 주파수 클래핑 기능들을 가진 다른 플라이백 구동기 회로들에 의하여 실행될 때 도 2a의 주파수제어기(FC)(220)로서 사용될 수 있다.
주파수 제어기(FC)(220)는 도 1a의 SOP(100)에서 사용되는 시상수(tOFFCLAMPED)를 공급하는 대신에 도 2a의 스위치 구동기(210)에 공급되는 시간기준(tOFFMIN)(작은 부하들, tOFF=tOFFSL=tOFFMIN동안)을 인코딩하는 부하 변조된 OFF-시간 기준 신호를 발생시키기 위하여 아날로그 회로들을 사용한다. FC(220-a)는 부하 감지 회로(예컨대, 부하(RLOADEQ) 그 자체에 걸리는 전체 전압 OUT 또는 전압 분할 부분)로부터 라인(240)을 통해 피드백 신호(예컨대 전압 OUT)를 수신한다. 작은 부하 상태(영 부하 포함)는 중간 부하 또는 가장 높은 부하 동안 전압 OUT의 크기와 비교하여 높은 전압의 값에 의하여 특징된다. 작은 부하 상태는 부하가 허용 가능하지 않게 높은 SOP(예컨대 도 1a의 100)의 임계 전류 모드 동작 동안 발생되는 스위칭이 손실되는 지점에서 시작하는 것으로 규정될 수 있다. FC(200-a)의 엘리먼트는 커패시터 CF1의 충전에 기여하기 위하여 사용되는 부하 변조된 전류 ILM으로 작은 부하의 편차들을 변조시킨다. 커패시터 CF1의 충전은 주파수 클램프 Pin에서 감지가 ON-시간의 개시의 주파수 클램프에 의한 금지를 해제할 수 있는 노드 FCNODE에서 인에이블 전압을 설정한다.
스위치 구동부(210)(예컨대, 모토로라 MC33368 칩)의 구동 출력(GATE)은 그것의 주파수 클램프(FCNODE를 가진 장비임)에서의 전압이 2.0전압 이하일때 금지된다(즉, ON-시간의 개시가 금지된다). 구동기 출력(GATE)이 하이일 때(ON-시간동안), CF1은 100uA를 통해 방전된다. 구동 출력이 로우일 때 커패시터는 RF1을 통해 그리고 전류 ILM에 의하여 충전된다. 스위치 구동기(210) 출력(GATE)의 활성화(즉, ON-시간의 개시)는 CF1양단 전압이 커패시터 CF1을 충전시키는 전류 ILM에 의하여 변조되는 최소 OFF-시간을 설정하는 2.0볼트에 도달할 때까지 금지한다. 전류 ILM이 클수록, 커패시터 CF1은 2.0 볼트 이상으로 상승하며, 최소 OFF-시간은 짧아진다. 따라서, 중간 부하 및 높은 부하 상태들 동안, 전류 ILM는 높은 값을 가지며(FMSOP200이 임계 도전 모드에서 동작할 수 있도록), 영 부하 상태 동안 전류는 매우 낮거나 또는 영 전류일 것이며, 작은 부하 조건 동안 그 사이에서 부하 변조된 크기들을 변화시킨다(FMSOP200이 부하 변조된 불연속 도전 모드에서 동작할 수 있도록). 부하 변조된 신호(즉, 전류 ILM)에 의하여 제어되는 최소 OFF 전류(tOFFMIN)는 작은 부하 OFF 시간(tOFFSL)이다.
FMSOP(200)의 정상 동작 동안(중간 부하하의 임계 도전 모드에서), 출력 전압(OUT)은 증가 부하하에서 강하된다. 따라서, 출력 전압(OUT)은 일반적으로 부하의 함수이다. 전압 분할기(R9&R10)의 노드 1의 전압은 전압의 강하로 비례적으로 떨어진다. 3개의 단자 조절 가능 분로 조절기(TL431)는 노드 1에서의 전압의 함수로서 광분리기(및 저항기 R7을 통해)에서 광다이오드를 통해 전류를 조절한다. 광다이오드에 의하여 방사된 광은 부하의 함수이다. 광트랜지스터(PT)는 광다이오드에 접속된다. 광다이오드를 통과하는 전류(IPD)는 광자들이 광다이오드에 의하여 방사되도록 한다. 광자들은 광 트랜지스터(PT)를 통해 전류(IPT)를 도전하는 광 트랜지스터(PT)에 접속된다. 광트랜지스터(PT)는 전압 분할기(R6&PT)의 일부를 형성한다.
전압 분할기(R6&PT)는 다이오드(D2), 통과 저항기(R5) 및 저항기(R3)를 통해 에러 증폭기의 비반전("+") 단말으로 전파하는 부하 변조된 전압 신호를 발생시킨다. 에러 증폭기 ErrorAmp는 다이오드(D2) 및 저항기(R3) 및 노드(4)를 통해 전압 분할기(R6&PT)에 접속된 비반전 단자("+") 및 정전압 노드(Node2)에 접속된 반전 단자("-")를 가진다. 에러 증폭기 ErrorAmp의 반전 단자("-")는 노드(3)로부터의 출력으로부터 정전압 회로(제너 & 저항기 R4분할 기준 전압 VREF) 및 일련의 RC 피드백(RFB& CFB를 통해)에 접속된다. 노드(3)에서의 에러 증폭기의 출력은 부하 변조된 전류 ILM이다. 전류 ILM는 상술된 바와 같이 다이오드(D1) 및 저항기(RF2)를 통해 커패시터 CF1에 전송된다. 따라서, 당업자는 에러 증폭기 ErrorAmp, 광 다이오드 및 광 트랜지스터(PT)를 포함하는 FC(220-a)의 회로가 광절연 전압 제어된 전류 소스를 형성한다.
로드 변조된 주파수 제어기(FC)(220)(도 2a 참조) 및 스위치 구동기(210)의 주파수 클램프 회로(도 1c의 116)내에서 상기 제어기(FC)에 접속된 회로들은 조합 논리 게이트(도 1c 참조: 112)으로 부하 변조된 펄스(POFFMIN)를 출력하는 아날로그대 디지털 변환기(ADC)를 구성하며, 펄스의 폭(POFFMIN)은 부하의 크기에 대응하는(예를 들어, 저항 RLOADEQ에 역으로 대응하는) 부하 변조된 시간 기준(tOFFMIN)과 동일하거나 또는 대략 동일하다. 시간 기준(tOFFMIN)은 FMSOP(200)상의 부하에 의하여 폭 변조되는 2진 펄스폭 변조된 신호(POFFMIN)으로서, 스위치 구동기(210)(도 2a의)의 조합 논리 게이트에 직접 입력될 수 있다. FC(220-a)의 대안 실시예들에서, 조합 논리 게이트(112)의 출력은 기간 tOFFMIN동안 스위치 구동기(210) 출력(GATE)의 활성화를 금지하기 위하여(즉, 다음 ON-시간의 개시를 금지시키기 위하여) 펄스 POFFMIN에 의하여 게이트될 수 있다(예컨대, 펄스 POFFMIN와 AND 결합 또는 NAND 결합된다). 만일 조합 논리 게이트(112)의 출력이 펄스 POFFMIN(조합 논리 게이트(112)에 대한 입력으로서 펄스 POFFMIN을 가지는 대신에)에 의하여 게이트되면, 그 결과 조합 회로는 각각의 오리지날 입력을 가진 조합 논리 게이트(112)에 대한 재료 특성들과 기능적으로 등가인 조합 논리 게이트로 구성될 것이다.
펄스(POFFMIN)는 조합 논리 게이트(예컨대, 112)의 2진 출력이 스위칭 OFF로 전환할 때(전력 스위치의 GATE를 통해) 시작할 것이다(즉, 활성화된다). 따라서, 시간 기준 발생 회로(예를 들어, 주파수 제어기(220) & 주파수 클램프(116))로의 피드백 신호(도 1c에서, 조합 논리 게이트(예를 들어, 112)에서 192)는 동기화를 위하여 제공될 수 있다. 펄스(POFFMIN)는 펄스 (POFFMIN)가 시작된 후에 시간 tOFFMIN가경과할 때 종료될 것이며, 펄스(POFFMIN)의 폭은 부하 변조된 시간 기준tOFFMIN과 동일하거나 또는 대략 동일하다.
확실히, 다양한 아날로그 회로들이 당업자에 의하여 스위치의 최소 OFF-시간(tOFFMIN)을 부하 변조될 수 있으며, 이에 따라 작은 부하 상태들 동안 스위치 주파수(FSW)를 부하 변조한다. 예컨대, FC(220-a)의 대안 실시예들에서, 전압 제어 전류 소스는 출력 전압OUT(예를 들어, 커패시터 CF1를 충전시키는데 요청되는 시간 tOFFMIN을 동적으로 감소시키기 위해OUT가 증가할 때 Vcc가 증가)에 따라 전압 VCC을 변조시키기 위하여 회로로 교체된다(즉, ILM=0). 도 2b의 FC(220-a)가 출력 전압(OUT)으로부터 광학적으로 분리되며, FMSOP의 일부 실시예들에서, 불필요하게 분리시킬 수 있거나(예를 들어 도 4a & 4b 참조), 또는 다른 절연 방법들이 사용될 수 있다(자기 절연과 같이).
도 2c는 임계 도전 모드(예컨대, 큰 부하 동안) 그리고 부하 변조된 불연속 도전 모드(작은 부하 동안)에서 동작하는 도 2a의 FMSOP(200)에서 전류들 및 전압들을 도시한 타이밍도이다. 큰 부하 상태(OFF 시간 후 "데드 시간"의 부재에 의하여 지시된 임계 전류 모드)로부터 작은 부하상태(실제 데드 시간 tD1)로의 전이는 급작스럽게 이루어지지 않는다(즉, 도 2c에 도시된 바와 같이 급작스럽게 변화하지 않는다). 도 2c는 나란한 비교를 위하여 작은 부하 동작 상태들에 인접한 큰 부하 동작 상태들(임계 전류 모드)을 도시한다. 임계 전류 모드(예컨대, 중간 부하 및일부 큰 부하 상태들 동안)에서와 같이, FMSOP(200)는 도 1a의 SOP(100)의 SOP 방식과 동일한 SOP 방식을 동작시킬 수 있으며, 스위칭 주파수 FSW는 플라이백 피드백 신호(예컨대, VAUX)에 의하여 조절될 수 있다.
로드가 감소함에 따라, 부하 변조된 최소 OFF-시간(tOFFMIN)은 결과적인 OFF-시간(예컨대, tOFFSL1)이 tAUX보다 (약간) 긴 지점에 도달할 것이다. 이러한 부하 지점에서, 각각의 ON-시간(예컨대, tONSL1& tONSL2)은 그들의 실제 최소 tONMIN에 또는 근처에 접근하는 것으로 예측될 수 있다. 부하 변조된 최소 OFF-시간(tOFFMIN)이 tAUX보다 클때, 다음 ON-시간(예컨대 tONSL2) 전에 실제 OFF-시간(예컨대 tOFFSL1)내에서 "기간(예컨대 tD1)이 존재할 수 있다. 부하가 추가 감소함에 따라(즉, 영 부하에 접근함에 따라), 부하변조된 최소 OFF-시간(tOFFMIN)이 증가하며 결과적으로 OFF-시간 내의 "데드 시간"이 증가하고 스위칭 주파수 FSW는 감소할 것이다. 부하가 영에 접근함에 따라, 스위칭 주파수 FSW(즉, FSW=1/(tONMIN+ tOFFMIN))은 FSW가 미리 결정될 수 있는 최소 스위칭 주파수 FSWMIN에 도달할 때까지 감소할 것이다.
도 2d는 FMSOP(도 2a의 200, 도 3의 300, 또는 도 4a의 400)의 출력에 대한 부하의 함수로서 ON-시간(tON) 및 OFF-시간(tOFF)을 도시한 그래프이다. 도 2d에 기술된 바와 같이, 임계 전류 모드 동작(예컨대, 중간 및 큰 부하 상태들하의 플라이백 동작)동안 전력 스위치(도 2a의 SW1)의 OFF-시간(tOFF)은 이전에 규정된 바와 같이 tAUX에 의하여 조절되고 그와 실질적으로 동일하다(즉, tOFF=tAUX). 도 2d에 도시된 바와 같이, 부하 변조된 DCM 동작(LM-DCM) 동안(예를 들어, 작은 부하 상태하에서) 전력 스위치(도 2a의 SW1)의 오프 시간(tOFF)는 이전에 규정된 바와 같이 부하 변조된 최소 오프 시간(tOFFMIN)에 의해 조절되고 그와 실질적으로 동일하다(즉 tOFFSL=tOFFMIN). 임계 전류 모드 동작 및 DCM 동작간의 전이 지점은 부하 변조된 최소 OFF-시간(tOFFMIN)이 tAUX와 동일한 지점이다. 이러한 전이 지점은 도 2b의 FC200-a의 저항기(R9, R10)의 값들간의 저항비를 변화시킴으로서 그리도 다양한 다른 절 및 수정들에 의하여 부하의 함수로서 tOFFMIN의 값들을 변화시킴으로서 당업자에 의하여 시프트 업 및 다운될 수 있다(로드 축을 따라). 스위칭 주파수 FSW가 각각의 사이클의 ON-시간 및 OFF-시간의 함수이기 때문에(즉, FSW=1/(tON+tOFF)), 스위칭 주파수 FSW및 전력 소비(P)는 작은 부하 상태들하에서 LM-DCM 동작에서 동작을 감소시킬 수 있다. FMSOP(200)의 듀티 사이클(QFM)은 다음 OFF-시간 + ON 시간의 합 대 ON-시간의 비율로서 계산된다(즉, QFM="온시간"/("온시간"+"오프시간")). 따라서, 작은 부하 상태들하에서, FMSOP(200)의 듀티 사이클(QFM)은 ON-시간이 그것의 실제 최소 값 tONMIN에 고정되는 동안 부하가 감소할때 감소할 것이다.
도 2e는 FMSOP(도 2a의 200, 도 3의 300 또는 도 4a의 400)의 중간 부하 및 작은 부하 상태들하에서 부하하기 위하여(로드가 RLOADEQ에 의하여 표시됨) 스위칭 주파수(FSW)의 일반적인 관계를 도시한 그래프이다. 그래프(도 2e)는 축소 및 확대로 도시되지 않으며, 대수 RLOADEQ축에 따라 각 횡좌표점에서의 스케일링 인자 "x"는 FMSOP(예컨대, 도 2a의 200, 도 3의 300, 또는 도 4a의 400)의 토폴로지에 따라 만들어진 특정 전원의 지정된 전력 정력에 따른다. 도 2d와 관련하여 도 2e에 기술된 바와 같이, FMSOP는 임계 도전 모드에서 동작할 것이며, 스위칭 주파수(FSW)는 임계 도전모드에서 스위칭 주파수(FSW)의 OFF-시간 성분이 부하 변조된 최소 OFF-시간(tOFFMIN)을 초과하고 FSW가 부하가 감소함에 따라 감소될 때까지 부하가 감소함에 따라 감소할 것이다. 작은 부하 상태들하에서 FMSOP(예컨대, 도 2a의 200, 도 3의 300, 또는 도 4a의 400)의 동작은 출력 전압OUT를 적정 레벨로 유지하는 동안 전력(P) 소비를 최소화할 수 있으며 스위칭 손실들을 최소화한다.
도 3은 본 발명의 실시예들에 따라 주파수 변조된 자기 발진 스위칭 전원(FMSOP)의 제 2 일반적인 토폴로지를 도시한 블록도이다. 도 3의 FMSOP(300)는 FMSOP(300)에서 입력회로 지시자 코일 및 출력전력 인덕터 코일이 두개의 개별 코일들보다 오히려 동일한 코일(L1)인 점을 제외하고 도 2a의 FMSOP(200)과 동일한 방식으로 동작한다. 따라서, 임계 도전모드에서 동작하는 동안, 입력 전류 인덕터의 전류(I1)가 피크 값(예컨대 ITH)까지 램프 업(ON-시간)되고 영으로램프다운되며(OFF- 시간), 다시 램프 업된다(ON-시간). 입력 전류(I1)가 램프업되는 동안, 입력-출력 전류 인덕터 코일(L1)은 소스 VIN으로부터 충전된다(즉, 에너지를 저장한다). 입력 전류(I1)가 램프다운되는 동안, 스위치(SW1)는 개방되고 커패시터(C1)로 부하 및 다이오드(D1)를 통해 에너지 및 전류를 방전시킨다.
전력 스위치(SW1)가 폐쇄될 때(ON-시간이 시작될 때), 전압 V1(즉, V1은 VIN과 대략적으로 동일함)은 임계 전류 크기 ITH가 도달될 때까지(즉, SW1이 온이고, I1<=ITH인 동안 I1=ION) SW1을 통해 전류 ION으로서 코일 L1 및 전류 I1을 램프업시킨다(이전 사이클의 끝에서 영으로 됨). 온-시간(tON)동안, 자기장은 입력-출력 전류 인덕터 코일(L1)의 코더(예컨대, TCORE)(보조 2차 코일 L3에서 분할됨)에서 형성된다. OFF-시간(tOFF)을 시작하는 전력 스위치(SW1)가 개방될 때, 자기장이 저하되며, 렌츠의 법칙에 따르면 입력-출력 전류 인덕터(L1)에 걸리는 V1은 적어도 저항값(다이오드 D1 및 커패시터 C1을 통함)의 경로를 유지하기 위하여 극성을 반전시키고 전압 크기(예컨대, 전압 V1+VIN이OUT보다 크게됨)를 도달한다. 이러한 경우에, 적어도 저항값의 경로를 제공하는 2차권선(도 2a의 FMSOP 200에서 L2인)이 존재하지 않으며, 전류(I1)는 흐름을 계속하는 임의의 방식을 발견해야 하며 예컨대 전류 IOFF내지 다이오드 D1으로서 커패시터 C1 및 부하를 통해 감소하기 시작한다.
스위치 구동기(예컨대, 210)내의 또는 그와 연관된 영 전류 검출기는 자기적으로 접속된 보조 코일(예컨대, 보조 권선 L3) 양단의 보조 전압 VAUX을 모니터링함으로서 출력-전류 인덕터 코일(L1)을 통해 전류 I1의 영 전류 상태를 간접적으로 감지할 수있다. 작은(즉, 무시할정도로 작은) 입력 에너지량은 보조 출력 전류(IAUX)로서 출력되며, 스위치-구동기 회로(예컨대 210)에 접속된 감지 회로를 통해 방산된다. 도 3의 FMSOP(300)는 동일한 부하 변조 타이밍(예컨대, tOFFMIN)을 가질 수 있으며, 스위칭 주파수(FSW)는 도 2a의 FMSOP(200)에 대한 도 2d 및 2e에 도시된 바와 같은 특징을 가진다. 따라서, FMSOP(400)의 입력 전류 인덕터 코일(L1)은 개별 출력 입력 인덕터 코일(도 2a의 FMSOP(200)에서와 같이)에 자기적으로 접속될 수 있거나 또는 출력-전류 인덕터 코일(도 3의 FMSOP 300에서와 같이)과 동일한 코일일 수 있다. 변압기 코어(TCOFE)를 통해 출력전류 인덕터 코일에 자기적으로 접속된 보조 코일(L3)은 임계 전류 모드 동작을 지원하기 위하여 플라이백 신호(출력 전류 인덕터 코일에서 영 전류 상태를 나타내는 신호)를 제공한다.
FMSOP(400)는 모토로라 MC33368 제어칩의 수정일 수 있는 (플라이백) 스위치 구동기(410)를 포함한다. 이러한 실시예에서, 스위치-구동기(410)외부에 있는 주파수 제어기(420)는 출력 전압(OUT) 및 접지사이에 접속된 두개의 저항기들(RD1& RD2)로 구성된 전압 분할기로서 실행될 수 있다. 전압 구동기 출력선(441)은 스위치 구동기(410) 회로의 피드백(FB)에 접속된다. 스위치 구동기(410)의 FB 핀은 곱셈기(134) 및 도 1c의 출력 과전압(132) 회로들을 제어하기 위하여 사용될 수있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 관련 기술의 스위칭 구동부(도 1c의 110)에 제공된 출력 과전압 회로(132)가 필요치 않을 수 있다. 왜냐하면, 출력 전압(OUT)은 본 발명의 스위칭 주파수 변조 회로들에 의하여 연속적으로 모니터링 및 조절될 수있으며 제거될 수 있기 때문이다(예컨대, 도 4b의 스위치 구동기(410) 참조).
도 4b는 도 4a의 FMSOP(400)에 대한 (플라이백) 스위치 구동기(410)의 내부 기능들을 도시한 블록도이다. 스위치 구동기(410)는 도 2a의 모토로라 MC33368 기반 스위치 구동기(210)의 수정으로서 단일 칩상에 제조될 수 있다. 전압 제어 펄스 발생기(VCPG 416)는 폭 tOFFMIN을 가진 펄스폭 변조(PWM) 부하 변조된 OFFMIN 펄스(POFFMIN)를 출력한다. VCPG(416)는 전압 분배기(도 4a의 RD1및 RD2참조)를 통해 출력 전압OUT를 모니터링함으로서 부하를 모니터링하며 작은 부하 상태들하의 부하의 감소에 따라 일반적으로 증가하는 폭(tOFFMIN)을 갖는 부하 변조 OFFMIN-펄스(POFFMIN)를 출력한다. 부하는 FMSOP(예컨대, 전압OUT에서)로부터 출력되는 전류의 크기를 모니터링함으로서 모니터링될 수 있다. 부하 변조 OFFMIN-펄스(POFFMIN)는 도 1c의 구동기 회로(110)의 조합 논리 게이트(112)에 대한 주파수 클램프 회로(116)의 출력으로서 동일한 형상(예컨대, 동일한 활성 전압 및 동일한 형상, 상승/하강 시간 등)일 수 있다.
발생된 부하 변조된 OFFMIN-펄스(POFFMIN)는 스위치 구동기(예컨대 410)의 출력의 활성화를 막기 위하여(즉, 전력 스위치 SW1의 턴 온을 막아서 다음 ON-시간의 개시를 막기 위하여) 조합 논리 게이트(예컨대 112)에 직접 입력될 수있다. VCPG(416)을 포함하는 스위치 구동기(410)는 도 2a의 스위치 구동기(210)보다 본 발명의 방법들을 실행하기 위하여 적은 외부 소자들을 필요로 한다. VCPG(416)에 의하여 출력된 부하 변조된 OFFMIN 펄스(POFFMON)는 활성 하이 및 활성 로우(스위치 구동기(410)의 출력이 활성 하이인지 또는 활성 로우인지의 여부에 따라) 될 수 있으며, 다음 ON-시간의 시작을 막는 폭 tOFFMIN의 신호를 출력하는 동안 "금지"되는 것으로 고려된다.
대안 실시예들에서, 폭 tOFFMIN을 가진 부하 변조된 펄스(POFFMIN)는 부하를 모니터링하는 아날로그 대 디지털 변환기(ADC)에 접속되는(예컨대, 룩업 테이블 또는 마이크로프로세서등을 통해 핀-투-핀 접속되는) 관련기술의 디지털 제어 프로그램가능 펄스 발생기(PPG)(예컨대 Clifton, NJ, INC.의 데이터 지연장치들로 제조된 TTL 인터페이싱 8비트 PPG 모델 PPG38F)에 의하여 발생될 수 있다. ADC는 예컨대 전압 분배기(예컨대, 도 4a의 전압 분배기 RD1& RD2참조)를 통해 출력 전압OUT를 감지함으로서 부하를 감지하도록 구성된다. 발생된 폭 tOFFMIN의 부하 변조된 OFFMIN- 펄스(POFFMIN)는 스위치 구동기(예컨대 410)의 출력 활성화를 막아서(즉, 전력 스위치 SW1의 턴 온을 막아서 다음 ON-시간의 개시를 막기 위하여) 조합 논리 게이트(예컨대, 도 4b의 112)에 직접 입력될 수 있다.
다른 대안 실시예들에서, 전압 제어 펄스 발생기(예컨대, 도 4b에서와 같은 VCPG) 또는 디지털 제어 프로그램가능 펄스 발생기(PPG)는 조합 논리 게이트(112)의 출력(게이트(112)의 입력 대신에) 및 버퍼(114)간의 선택적 트리거 지연 블록을 실행하도록 구성된 다음 ON-시간의 개시를 지연하기 위하여 사용될 수 있다. 지연 블록은 버퍼(114) 다음에 놓이거나 또는 버퍼(114)를 포함하며, 이에 따라 조합 논리 게이트(112) 및 전력 스위치(SW1)사이에 접속될 수 있다. 전압 제어 지연 블록은 지연없이 상승(또는 하강) 에지 신호(즉, ON-시간의 개시를 유발하는 신호)를 통과시키나, tOFF=tAUX+tOFFDELAY와 같이 부하의 감소에 따라 증가하는 시간량(tOFFDELAY)만큼 하강(또는 상승) 에지 신호(즉, OFF-시간의 개시를 유발하는 신호)를 지연시킨다. 지연 시간 tOFFDELAY는 "데드 시간"과 동일하다. 따라서, tOFFDELAY는 임계 전류 모드 동작이 바람직할 때 0이다. 지연 블록은 지연 블록의 입력에서 표현되자 마자 "ON" 전압 신호를 통과시키나 기간 tOFFDELAY의 금지 신호가 지연 블록에서 중지될때까지 "OFF" 전압 신호를의 전파를 억제하는 전압 논리 게이트(예컨대, 조합 논리 게이트(112)의 출력에 있는 NAND 게이트 또는 AND 게이트 등)의 등가 기능을 가진다. 이전에 논의된 바와 같이, 상기 구조(직렬접속 조합 논리 게이트들)는 오리지날 입력(예컨대 플립플롭 418)로부터의 Q 그리고 VCPG 또는 PPG로부터의 펄스 POFFMIN)의 각각에 전압 논리 게이트(112)와 기능적으로 등가인 등가 조합 논리 게이트를 제공한다.
본 발명의 다양한 실시예들이 기술되었을지라도, 당업자는 본 발명의 범위내에서 임의의 수정들을 수행할 수 있다. 따라서, 첨부된 청구범위는 본 발명의 범위 및 내용을 결정하기 위하여 연구되어야 한다.

Claims (14)

  1. 동적 가변 부하에 공급 전류를 공급하기 위한 출력 전압을 가진 스위칭 전원에 있어서, 상기 스위칭 전원은,
    입력 전압원 및 전력 스위치와 직렬로 접속된 입력 전류 인덕터 코일과;
    적어도 출력 전압에서 출력 전류를 출력하는 출력 전류 인덕터 코일과;
    상기 출력 전류가 0으로 떨어질 때 활성화되는 검출기 출력을 가진 영 전류 검출기와;
    상기 전력 스위치를 폐쇄 및 개방하는 스위치 구동기 회로(210)를 포함하며; 상기 스위치 구동기 회로(210)는,
    활성화된 검출기-출력을 래치하도록 적응되고, 상기 검출기 출력에 접속된 제 1 플립-플롭 입력과 상기 활성화된 검출기 출력이 래치되는 동안 활성화되는 플립-플롭 출력을 가지는 플립-플롭,
    상기 플립-플롭 출력에 접속된 제 1 논리 게이트 입력, 제 2 논리 게이트 입력, 및 상기 플립-플롭 출력이 활성화되고 상기 제 2 논리 게이트 입력이 금지되지 않는 경우에 활성화되는 논리 게이트 출력을 갖는, 조합 논리 게이트로서, 상기 전원 스위치는 상기 논리 게이트 출력이 활성화되는 동안 폐쇄되는, 상기 조합 논리 게이트, 및
    동적 가변 부하에 대응하는 동적 가변 부하 변조된 펄스폭을 가진 OFF-펄스를 출력하는 펄스 발생기 출력을 갖는 펄스 발생기로서, 상기 펄스 발생기출력은 상기 제 2 논리 게이트 입력에 접속되고 상기 부하 변조된 OFF-펄스의 펄스폭 동안 상기 제 2 논리 게이트 입력을 금지하는, 상기 펄스 발생기를 포함하는, 스위칭 전원.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 입력-전류 인덕터 코일 및 상기 출력-전류 인덕터 코일은 동일한 코일인, 스위칭 전원.
  3. 제 2 항에 있어서, 변압기 코어를 더 포함하며,
    상기 출력-전류 인덕터 코일 및 상기 출력-전류 인덕터 코일의 영 전류 상태를 감지하는 보조 코일은 상기 변압기 코어 둘레에 감기는, 스위칭 전원.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 보조 코일 및 상기 영 전류 인덕터는 동작 가능하게 접속되는, 스위칭 전원.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 영 전류 검출기는 상기 보조 코일이 상기 출력-전류 인덕터 코일의 영 전류 상태를 감지할 때 활성화되는, 스위칭 전원.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 입력-전류 인덕터 코일 및 상기 출력-전류 인덕터 코일은 함께 자기적으로 커플링된 개별 코일들인, 스위칭 전원.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 입력-전류 인덕터 코일은 1차 권선의 변압기이며, 상기 출력-전류 인덕터 코일은 2차 권선의 변압기인, 스위칭 전원.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 변압기는 상기 출력-전류 인덕터 코일의 영 전류 상태를 감지하는 보조 코일을 더 포함하는, 스위칭 전원.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 영 전류 검출기는 상기 보조 코일이 상기 출력-전류 인덕터 코일의 영 전류 상태를 감지할 때 활성화되는, 스위칭 전원.
  10. 동적 가변 부하를 통해 부하 전류를 공급하는데 적합한 스위칭 전원을 동작시키는 방법에 있어서, 상기 방법은,
    상기 전원이 제 1 부하 전류 크기를 가진 부하 전류를 공급하는 동안 상기 전원을 불연속 전류 모드(DCM)로 동작시키고, 상기 부하 전류가 상기 제 1 부하 전류 크기로부터 감소할 때 상기 전원이 DCM로 동작하는 범위를 증가시키는 단계; 및
    상기 전원이 상기 제 1 부하 전류 크기보다 큰 제 2 부하 전류 크기를 가진 부하 전류를 공급하는 동안에 상기 전원을 임계 전류 모드로 동작시키는 단계를 포함하는, 전원 동작 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 전원의 출력을 측정함으로서 상기 부하 전류의 크기를 결정하는 단계를 더 포함하며, 임계 전류 모드로 전원을 동작시키는 상기 단계는 동작의 자기 발진 모드로 상기 전원을 동작시키는 단계를 포함하는, 전원 동작 방법.
  12. 제 10 항에 있어서, 작은 부하 상태들하에서 불연속 전류 모드(DCM)로 전원을 동작시키는 상기 단계는 전력 스위치의 ON-시간의 개시를 지연시키는데 적합한 조합 논리 게이트를 가진 스위치 구동기 회로를 제공하는 단계를 포함하며, 부하가 감소할 때 전원을 DCM으로 동작시키는 범위를 증가시키는 상기 단계는 부하가 감소할 때 증가하는 폭을 가진 펄스폭 변조된 펄스를 발생시키는 단계를 포함하며, 상기 펄스는 조합 논리 게이트에 입력되는, 전원 동작 방법.
  13. 제 10 항에 있어서, 임계 전류 모드로 전원을 동작시키는 상기 단계는 상기 전원의 출력-전류 인덕터 코일의 영 전류 상태를 검출하는 단계를 포함하는, 전원 동작 방법.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 전원의 출력-전류 인덕터 코일로 영 전류 상태를 검출하는 상기 단계는 상기 전원의 보조 코일에 상기 전원의 출력-전류 인덕터 코일을 자기적으로 연결하는 단계를 포함하는, 전원 동작 방법.
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