KR20130036226A - 쌍방향 dc/dc 컨버터 - Google Patents

쌍방향 dc/dc 컨버터 Download PDF

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Abstract

제 1 직류전원 또는 제 1 부하를 포함하는 1차측 회로와, 제 2 부하 또는 제 2 직류전원을 포함하는 2차측 회로와, 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로의 사이에서 양방향으로 전력전달이 가능한 전력전달부와, 상기 제 1 직류전원으로부터 상기 제 2 부하로 상기 제 2 직류전원으로부터 상기 제 1 부하로 상기 전력전달부를 통해 전류가 흐르도록 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로를 제어하는 제어부를 구비하는 쌍방향 DC/DC 컨버터가 제공된다.

Description

쌍방향 DC/DC 컨버터{BIDIRECTIONAL DC/DC CONVERTER}
본 발명은 한쪽 단자에 직류 전원 또는 부하를 접속하고 다른쪽 단자에 부하 또는 직류 전원을 접속했을 경우에, 해당 한쪽 단자 또는 다른쪽 단자에 접속된 부하에 대하여 쌍방향으로 소망하는 직류 전력을 공급하는 쌍방향 DC/DC 컨버터에 관한 것이다．
최근, 전력 전자 기술의 현저한 진보에 따라 반도체 스위치 등을 이용하여 전력을 실질적으로 손실하지 않고, 직류 전원 또는 교류 전원으로부터 공급된 직류 전력 또는 교류 전력을 소망하는 전력으로 변환하는 전력 변환 기술이 주목받고 있다. 특히, 전력 사용에 관한 환경적 배려가 요구되는 요즘에 있어서, 기존의 상용 전원에 의해 사용되는 전기 에너지에 부가하여 연료 전지, 태양 전지 및 이차 전지 등의 축전지(이하, 「축전지 등」이라 한다)의 전기 에너지를 효율적으로 이용하는 것이 중요시되고 있다. 이 때문에, 전력 전자 기술에 있어서의 전력 변환 기술은 지금이야 말로 없어서는 안될 존재가 되어 있다. 이러한 전력 변환 장치에 이용되는 반도체 스위치는 자유롭고 광범위하게 전력 변환하기 위해서 고빈도로 온/오프의 스위칭이 행해지고 있다. 따라서, 전력 변환에 있어서는, 반도체 스위치의 스위칭에 의해 발생한 스위칭 손실 또는 노이즈의 억제를 도모하는 것이 요구된다.
전력 변환에 있어서의 스위칭 손실 또는 노이즈의 억제를 도모하기 위한 스위치로서, 예컨대, 특허 문헌 1이 있다. 특허 문헌 1에는 P-MOSFET 및 역도통 다이오드를 병렬 접속한 역저지 능력을 갖지 않는 4개의 반도체 스위치를 풀-브리지(full-bridge)해서 접속하고, 전위의 상하를 스너버 에너지 흡수용의 콘덴서에 의해 결합한 스너버 에너지를 회생하는 전류 순역 양방향 스위치가 개시되어 있다. 이 전류 순역 양방향 스위치의 동작에 대해서 도 8을 참조해서 설명한다. 도 8은 종래의 전류 순역 양방향 스위치의 회로 구성을 나타내는 설명도이다.
도 8에서 전류 단자(7)와 전류 단자(8)의 사이에는, 역저지 능력을 갖지 않는 반도체 스위치(1A)와 반도체 스위치(1B)를 역방향으로 접속한 제 １ 직렬 회로와, 마찬가지로 역저지 능력을 갖지 않는 반도체 스위치(1C)와 반도체 스위치(1D)를 역방향으로 접속한 제 ２ 직렬 회로가 각각 병렬 접속된 풀브리지 회로가 접속되어 있다. 여기서 각각의 반도체 스위치(1A∼1D)는 예컨대, P-MOSFET(P-channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)과 해당 P-MOSFET에 병렬 접속된 기생 다이오드에 의해 구성 가능하다. 또한, 전술한 제 １ 직렬 회로 및 제 ２ 직렬 회로의 각각의 중점을 연결하도록 스너버 콘덴서(4)가 접속되어 있다. 전술한 제 １ 직렬 회로에 있어서는 반도체 스위치(1A)의 드레인 전극(Da)과 반도체 스위치(1B)의 드레인 전극(Db)이 접속되어 있다. 전술한 제 ２ 직렬 회로에 있어서는 반도체 스위치(1C)의 소스 전극(Sc)과 반도체 스위치(1D)의 소스 전극(Sd)이 접속되어 있다. 또한, 전류 단자(7)에는 반도체 스위치(1A)의 소스 전극(Sa)과 반도체 스위치(1C)의 드레인 전극(Dc)이 각각 접속되어 있다. 또한, 전류 단자(8)에는 반도체 스위치(1B)의 소스 전극(Sb)과 반도체 스위치(1D)의 드레인 전극(Dd)이 각각 접속되어 있다. 이 전류 순역 양방향 스위치에 있어서는 각각의 반도체 스위치(1A∼1D)의 게이트 전극(Ga∼Gd)에 제어 회로(도시하지 않음)로부터 게이트 제어 신호가 인가되고, 반도체 스위치(1A∼1D)는 해당 게이트 전극(Ga∼Gd)에 인가된 게이트 제어 신호에 따라 온/오프의 동작을 실행한다.
우선, 전류 단자(7)로부터 전류 단자(8)를 향하여 순방향으로 전류를 흘릴 경우에는, 제어 회로는 반도체 스위치(1B)의 게이트 전극(Gb)과 반도체 스위치(1C)의 게이트 전극(Gc)에 게이트 제어 신호를 송출하여, 해당 반도체 스위치(1B)와 반도체 스위치(1C)를 함께 온시킨다. 이 때 제어 회로는, 반도체 스위치(1A)의 게이트 전극(Ga)과 반도체 스위치(1D)의 게이트 전극(Gd)에 대하여 게이트 제어 신호를 송출하지 않는다. 그러나, 반도체 스위치(1A) 및 반도체 스위치(1D)의 각각의 기생 다이오드에 의해, 각각의 기생 다이오드의 순방향으로 전류가 흐르고, 해당 전류는 반도체 스위치(1A)와 반도체 스위치(1D)를 흐른다. 이에 따라 전류 단자(7)로부터 전류 단자(8)의 방향으로 전류가 흐른다.
반대로, 전류 단자(8)로부터 전류 단자(7)를 향해서 역방향으로 전류를 흘릴 경우에는, 제어 회로는 반도체 스위치(1A)의 게이트 전극(Ga)와 반도체 스위치(1D)의 게이트 전극(Gd)에 게이트 제어 신호를 송출하여, 해당 반도체 스위치(1A)와 반도체 스위치(1D)를 함께 온시킨다. 이 때, 제어 회로는, 반도체 스위치(1B)의 게이트 전극(Gb)과 반도체 스위치(1C)의 게이트 전극(Gc)에 대하여 게이트 제어 신호를 송출하지 않는다. 그러나, 반도체 스위치(1B) 및 반도체 스위치(1D)의 각각의 기생 다이오드에 의해, 각각의 기생 다이오드의 순방향으로 전류가 흐르고, 해당 전류는 반도체 스위치(1B)와 반도체 스위치(1C)를 흐른다. 이에 따라, 전류 단자(8)로부터 전류 단자(7)의 방향으로 전류가 흐른다.
이렇게 전류 순역 양방향 스위치에 의하면，대각선 상에 위치하는 반도체 스위치(1A, 1D)의 쌍과 반도체 스위치(1B, 1C)의 쌍을 교대로 구동함으로써 전류 단자(7)와 전류 단자(8)의 사이를 순방향 및 역방향의 순역 양방향으로 전류를 흘릴 수 있다.
또, 전술한 전류 순역 양방향 스위치의 전류 단자(7)와 전류 단자(8) 사이의 전류를 차단할 경우에는, 제어 회로는 이미 게이트 제어 신호가 인가되고 있었던 각 반도체 스위치(1A∼1D) 중 대각선 상에 위치하는 반도체 스위치의 각 게이트 전극에 대하여 게이트 제어 신호의 인가를 정지하는 것에 의해 구동하고 있었던 반도체 스위치를 오프시킨다. 이에 따라, 해당 온 시에 흐르고 있었던 전류는 스너버 콘덴서(4)로 흐르고, 해당 전류가 제로가 될 때까지 해당 스너버 콘덴서(4)는 충전된다. 스너버 콘덴서(4)에 흐르는 전류가 제로가 되기까지 해당 스너버 콘덴서(4)의 양단간 전압은 상승하고, 반도체 스위치의 기생 다이오드에 의해 전류 순역 양방향 스위치의 전류는 자동적으로 차단되어 전류는 흐르지 않게 된다. 다음에 전류 순역 양방향 스위치에 전류를 흘릴 때, 예컨대, 반도체 스위치(1A)의 게이트 전극(Ga)과 반도체 스위치(1D)의 게이트 전극(Gd)으로 게이트 제어 신호가 제어 회로에 의해 각각 인가되면, 스너버 콘덴서(4)에 충전되고 있었던 전하가 반도체 스위치(1A) 및 반도체 스위치(1D)를 거쳐서 방전됨으로써 해당 스너버 콘덴서(4)에 충전되어 있었던 에너지가 부하측에 공급된다.
또한, 특허 문헌 1에 개시되어 있는 전류 순역 양방향 스위치가 이용된 전력 변환 장치의 일례로서 특허 문헌 2가 있다. 특허 문헌 2에는 단상 풀 브리지 구성의 4개의 역도통형 반도체 스위치(전류 순역 양방향 스위치)의 직류 단자 사이에 콘덴서를 접속하고 직류 인덕터를 거쳐서 이차 전지를 접속함과 아울러, 교류 단자 사이에 교류 인덕터를 경유해서 교류전원측과 결합하여 전원 전압 위상에 동기해서 대각선 상에 위치하는 한 쌍의 역도통형 반도체 스위치를 교대로 온/오프시켜서, 해당 교류 인덕터와 콘덴서로 정해지는 공진 주파수보다 낮은 주파수의 교류 전원이 접속된 교류/직류 변환 장치가 개시되어 있다. 특허 문헌 2의 교류/직류 변환 장치에 의하면 종래의 PWM(Pulse Width Modulation) 컨버터에 비교하여 큰 교류 인덕터가 필요하지만, 원칙적으로 교류 전원의 1주기에 1회의 역도통형 반도체 스위치의 온/오프를 행함으로써 전류 파형에 있어서 고조파가 매우 적어짐과 동시에, 해당 역도통형 반도체 스위치의 온/오프 회수의 감소에 의해 스위칭 손실의 대폭적인 저감을 도모할 수 있다.
(선행 기술 문헌)
특허 문헌 1:일본 특허 공개 제 2000-358359 호 공보
특허 문헌 2:일본 특허 공개 제 2008-193817 호 공보
그러나, 전술한 특허 문헌 2와 같은 교류/직류 전력 변환 장치에서, 제어 회로는 교류 전원의 전압 위상에 동기하여, 역도통 반도체 스위치 중 대각선 상에 위치하는 2개 한 쌍의 역도통형 반도체 스위치를 동시에 온/오프시키고, 또한 해당 대각선 상에 위치하는 두 쌍의 반도체 스위치가 동시에 온되지 않도록 게이트 제어 신호를 송출하고, 또한 교류 전력을 직류 전력으로의 변환 및 직류 전력으로부터 교류 전력으로의 변환을 해당 게이트 제어 신호의 위상에 따라 전환하고 있었다. 이를 위해, 제어 회로는 교류 전원의 전압 위상을 감시할 필요가 있는 등, 제어 회로에 있어서의 제어 동작이 복잡해진다고 하는 문제가 있었다. 이 때문에， 보다 간이한 제어 동작에 의해 소망 전력을 출력할 수 있는 전력 변환 장치가 크게 요망되어 있다. 특히, 전력 변환 장치 중에서도, 예컨대, 1차측에 직류 전원, ２차측에 축전지 등이 각각 접속되었을 경우에 해당 ２차측에 공급하기 위한 직류 전력, 또한 1차측에 축전지, ２차측에 직류 전원이 각각 접속되었을 경우에 해당 1차측에 공급하기 위한 직류 전력을 쌍방향으로 전력 변환가능한 쌍방향 DC/DC 컨버터에서는 안정적인 전원 공급의 관점에서, 보다 간이한 제어 동작에 의해 소망하는 직류 전력을 쌍방향으로 출력하는 것이 요구된다.
본 발명은 전술한 종래의 사정에 비추어 보아서 이루어진 것으로, 1차측에 마련된 전류 순역 양방향 스위치와 ２차측에 마련된 전류 순역 양방향 스위치의 각각의 스위칭 주파수인 온 듀티비를 동기적으로 조정한다고 하는 매우 간이한 제어 동작에 의해 1차측에 직류 전원 또는 부하를, 또한 ２차측에 부하 또는 직류 전원을 각각 접속했을 경우에 해당 1차측과 ２차측의 사이에서 소망하는 직류 전력을 쌍방향으로 출력하는 쌍방향 DC/DC 컨버터를 제공한다.
본 발명의 일태양에 따른 쌍방향 DC/DC 컨버터는, 제 １ 직류 전원 또는 제 １ 부하와 제 ２ 부하 또는 제 ２ 직류 전원의 사이에서 서로 직류 변환 기능을 가지는 쌍방향 DC/DC 컨버터로서, 제 １ 직류 전원 또는 제 １ 부하를 포함하는 1차측 회로와, 제 ２ 부하 또는 제 ２ 직류 전원을 포함하는 ２차측 회로와, 1차측 회로에 의해 출력된 전압을 변압해서 ２차측 회로에 공급하는 트랜스포머를 구비하고, 1차측 회로는 4개의 반도체 스위치에 의해 구성되는 브리지 회로와, 해당 브리지 회로의 단자간에 접속된 콘덴서와, 각 반도체 스위치의 게이트 전극에 제어 신호를 부여해서 해당 각 반도체 스위치의 온/오프 제어를 실행하는 제 １ 제어 회로를 가지는 제 １ 전류 순역 양방향 스위치와, 일단이 제 １ 직류 전원 또는 제 １ 부하에 접속되고 타단이 브리지 회로의 단자에 접속된 제 １ 인덕터를 구비하고, ２차측 회로는 4개의 반도체 스위치에 의해 구성되는 브리지 회로와 해당 브리지 회로의 단자간에 접속된 콘덴서와, 각 반도체 스위치의 게이트 전극에 제어 신호를 부여해서 해당 각 반도체 스위치의 온/오프 제어를 실행하는 제 ２ 제어 회로를 가지는 제 ２ 전류 순역 양방향 스위치와, 일단이 제 ２ 직류 전원 또는 제 ２ 부하에 접속되고 타단이 브리지 회로의 단자에 접속된 제 ２ 인덕터를 구비하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 쌍방향 DC/DC 컨버터에 있어서는, 1차측 회로의 콘덴서의 정전 용량과 제 １ 인덕터의 인덕턴스에 의해 정해지는 공진 주파수 및 ２차측 회로의 콘덴서의 정전 용량과 제 ２ 인덕터의 인덕턴스에 의해 정해지는 공진 주파수가 각각 8개의 반도체 스위치의 스위칭 주파수보다 높은 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC/DC 컨버터에 있어서는, 1차측 회로 및 ２차측 회로의 각각의 반도체 스위치 중 각각 대각선상에 위치하는 반도체 스위치는, 제 １ 제어 회로 및 제 ２ 제어 회로에 의해 각각 출력된 제어 신호에 따라 동기적인 동작을 하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC/DC 컨버터에 있어서는, 제 １ 제어 회로 및 제 ２ 제어 회로에 의해 각각 출력된 제어 신호에 따라서, 1차측 회로로부터 ２차측 회로로의 전력 공급 또는 ２차측 회로로부터 1차측 회로로의 전력 공급을 전환하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 목적 및 특징은 이하와 같은 첨부 도면과 함께 주어지는 이후의 바람직한 실시예의 설명으로부터 명백하게 된다.
도 1a는 본 발명의 제 １ 실시 형태에 따른 쌍방향 DC/DC 컨버터의 블럭도이다.
도 1b는 상기 제 1 실시형태에 따른 쌍방향 DC/DC 컨버터의 구체적인 회로 구성을 나타내는 회로도이다.
도 2a 및 2b는 각각의 반도체 스위치의 게이트 전극에 인가되는 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도로서, 도 2a는 게이트 전극(Ga, Gb, Gc, Gd)에 각각 인가되는 게이트 제어 신호의 시간 변화를 나타내는 설명도, 도 2b는 게이트 전극(Ge, Gf, Gg, Gh)에 각각 인가되는 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 3은 시뮬레이션 조건 1에 관한 시뮬레이션 결과 1의 일례를 나타내는 설명도로서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 드레인 전압(Vda), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호 및 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 4는 시뮬레이션 조건 2에 관한 시뮬레이션 결과 2의 일례를 나타내는 설명도로서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 드레인 전압(Vda), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호 및 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 5는 시뮬레이션 조건 3에 관한 시뮬레이션 결과 3의 일례를 나타내는 설명도로서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 드레인 전압(Vda), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호 및 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 6은 시뮬레이션 조건 4에 관한 시뮬레이션 결과 4의 일례를 나타내는 설명도로서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 드레인 전압(Vda), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호 및 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 7은 시뮬레이션 조건 5에 관한 시뮬레이션 결과 5의 일례를 나타내는 설명도로서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 드레인 전압(Vda), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 전류(Ia), 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도, (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호 및 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
도 8은 종래의 전류 순역 양방향 스위치의 회로 구성을 나타내는 설명도이다.
이하, 본 발명의 각 실시 형태에 대해서 도면을 참조해서 설명한다.
(제 １ 실시 형태)
도 1a ~ 2b를 참조하여, 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터의 회로 구성에 관해 설명한다.
도 1a는 본 발명의 제 １ 실시 형태에 따른 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 구성을 나타내는 블럭도, 도 1b는 그것의 구체적인 회로도이다. 도 ２a 및 2b는 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에 있어서의 각각의 반도체 스위치(Qa∼Qh)의 게이트 전극(Ga∼Gh)에 인가되는 게이트 제어 신호의 시간 변화를 나타내는 설명도이다. 도 2a는 게이트 전극(Ga), 게이트 전극(Gb), 게이트 전극(Gc), 게이트 전극(Gd)에 각각 인가되는 게이트 제어 신호의 시간 변화를 나타내는 설명도이다. 도 ２b는 게이트 전극(Ge), 게이트 전극(Gf), 게이트 전극(Gg), 게이트 전극(Gh)에 각각 인가되는 게이트 제어 신호의 시간 변화를 나타내는 설명도이다. 또, 도 2a 및 2b에 있어서의 게이트 제어 신호의 온 듀티비는, 각각의 반도체 스위치(Qa∼Qh)의 데드 타임을 고려해서 1주기에 대해 49%라고 한다.
도 １b에 있어서 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는, 1차측 회로(12)와, 트랜스포머(13)(전력 전달부)와, ２차측 회로(14)를 구비한다. 이하, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)를 구성하는 각부(12∼14)에 대해 설명하고, 1차측 회로(12)의 단자(Ta)와 단자(Tb)의 사이에는 부하 또는 제 １ 직류 전원(Va)이 접속되고, ２차측 회로(14)의 단자(Tc)와 단자(Td)의 사이에는 부하 또는 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속된다. 본 발명에 따른 쌍방향 DC/DC 컨버터에 있어서는 1차측 회로(12)에 직류전원이 접속되고 2차측 회로에 부하가 접속되어 1차측으로부터 2차측으로 전력공급되는 경우와, 1차측 회로(12)에 부하가 접속되고 2차측 회로에 직류전원이 접속되어 2차측으로부터 1차측으로 전력공급되는 경우를 상정할 수 있다. 다만, 설명을 간략화하기 위하여, 도 1b에 도시된 바와 같이, 양측 모두에 직류전원이 접속된 것으로 하여 설명한다.
1차측 회로(12)에는 직류 단자(T1)과 직류 단자(T2)의 사이에 전술한 특허 문헌 2에 기재되어 있는 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1가 직렬 접속되어 있다. 이 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1에 있어서는, 직류 단자(T1)와 직류 단자(T2)의 사이에 반도체 스위치(Qa)와 반도체 스위치(Qb)의 직렬 회로, 반도체 스위치(Qc)와 반도체 스위치(Qd)의 직렬 회로 및 콘덴서(C1)가 각각 병렬 접속되어 있다. 반도체 스위치(Qa∼Qd)는, 예컨대, P-MOSFET과 해당 P-MOSFET에 병렬 접속된 기생 다이오드에 의해 구성 가능하다. 또한, 반도체 스위치(Qa∼Qd)는 P-MOSFET과 기생 다이오드의 구성의 이외에 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)에 의해 구성 가능하다.
반도체 스위치(Qa)와 반도체 스위치(Qb)의 직렬 회로에 있어서는 반도체 스위치(Qa)의 소스 전극(Sa)과 반도체 스위치(Qb)의 드레인 전극(Db)이 접속되어 있다. 또한, 반도체 스위치(Qc)와 반도체 스위치(Qd)의 직렬 회로에 있어서는 반도체 스위치(Qc)의 소스 전극(Sc)과 반도체 스위치(Qd)의 드레인 전극(Dd)이 접속되어 있다. 또한, 직류 단자(T1)에는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전극(Da)과 반도체 스위치(Qc)의 드레인 전극(Dc)이 각각 접속되어 있다. 또한, 직류 단자(T2)에는 반도체 스위치(Qb)의 소스 전극(Sb)과 반도체 스위치(Qd)의 소스 전극(Sd)이 각각 접속되어, 소위 풀 브리지 회로가 구성되어 있다.
또한, 이 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1에 있어서는 도 2a에 도시하는 바와 같이 각각의 반도체 스위치(Qa∼Qd)의 게이트 전극(Ga∼Gd)에, 제어 회로(15a)에 의해 게이트 제어 신호가 인가된다. 이에 따라, 반도체 스위치(Qa∼Qd)는 해당 게이트 전극(Ga∼Gd)에 인가된 게이트 제어 신호에 따라 온/오프의 동작을 행한다. 도 2a 및 2b는 각각의 반도체 스위치(Qa∼Qh)의 게이트 전극(Ga∼Gh)에 10[μsec]마다 게이트 제어 신호를 부여했을 때의 시간 변화의 일례를 나타낸다.
전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1에 있어서는, 제어 회로(15a)는 대각선 상에 위치하는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)과 반도체 스위치(Qd)의 게이트 전극(Gd)에 대하여 각각의 위상이 동기하는 게이트 제어 신호를 부여하고, 대각선 상에 위치하는 반도체 스위치(Qb)의 게이트 전극(Gb)과 반도체 스위치(Qc)의 게이트 전극(Gc)에 대하여 각각의 위상이 동기하는 게이트 제어 신호를 부여한다. 또한, 각각의 반도체 스위치(Qa∼Qd)의 게이트 전극(Ga∼Gd)에 인가되는 게이트 제어 신호의 온 듀티비는 해당 게이트 전극(Ga∼Gd)의 단락을 방지하기 위해서 1주기중 최대 50% (현실적으로는 데드 타임을 고려해서, 예컨대, 49% 정도)이다. 또한, 제 1 제어 회로(15a)는, 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)과 반도체 스위치(Qb)의 게이트 전극(Gb)에 대하여 어떤 위상에 있어서도 동시에 온시키는 게이트 제어 신호를 부여하지 않는다. 마찬가지로, 제 1 제어 회로(15a)는 반도체 스위치(Qc)의 게이트 전극(Gc)과 반도체 스위치(Qd)의 게이트 전극(Gd)에 대하여 어떤 위상에 있어서도 동시에 온시키는 게이트 제어 신호를 부여하지 않는다. 콘덴서(C1)의 양단간 전압이 있을 때에 단락하기 때문이다.
또한, 콘덴서(C1)는 전술한 특허 문헌 1에 기재되어 있는 전류 순역 양방향 스위치에 있어서의 스너버 콘덴서로서 기능하고, ２차측 회로(14)의 단자(Tc)와 단자(Td)의 사이에 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속되었을 경우에는 트랜스포머(13)를 통해 1차측 회로(12)에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 평활하는 평활 콘덴서로서도 기능한다.
또한, 단자(Ta)와 단자(Tb)의 사이에는 제 １ 직류 전원(Va)와 저항(R1)이 직렬 접속되어 있다. 이 저항(R1)은 제 １ 직류 전원(Va)의 내부 저항으로서 마련된 저저항이다.
또한, 단자(Ta)와 직류 단자(T1)의 사이에는 제 １ 인덕터(L1)가 직렬 접속되어 제 １ 직류 전원(Va)으로부터 제 １ 인덕터(L1)를 향해서 전류(Ia)가 흐른다. 또, 이하 도 1에 도시하는 바와 같이 제 １ 직류 전원(Va)으로부터 제 １ 인덕터(L1)를 향해 흐르는 전류(Ia)의 방향이 해당 전류(Ia)의 정(正)의 방향으로 해서 설명한다.
또한, 반도체 스위치(Qa)의 소스 전극(Sa)과 반도체 스위치(Qb)의 드레인 전극(Db)의 접속 노드인 단자(T3)와, 반도체 스위치(Qc)의 소스 전극(Sc)과 반도체 스위치(Qd)의 드레인 전극(Dd)과의 접속 노드인 단자(T4)의 사이에는 트랜스포머(13)의 1차측 인덕터(13a)가 접속되어 있다.
또한, 1차측 회로(12)에 있어서, 콘덴서(C1)와 트랜스포머(13)의 1차측 여자 인덕터(13a)로 정해지는 공진 주파수는 반도체 스위치(Qa∼Qd)의 스위칭 주파수보다 높아지도록, 콘덴서(C1)의 정전 용량과 트랜스포머(13)의 1차측 여자 인덕터(13a)의 인덕턴스가 각각 설정된다. 이에 따라, 콘덴서(C1)는 매회 방전후 해당 콘덴서(C1)의 양단간 전압이 대략 제로가 되는 기간이 발생하여, 제로 전압 및 제로 전류에서의 소프트 스위칭을 실현할 수 있고, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 동작에서 반도체 스위치(Qa∼Qd)의 스위칭에 있어서의 손실을 저감할 수 있다.
２차측 회로(14)에는 직류 단자(T5)와 직류 단자(T6)의 사이에 전술한 특허 문헌 2에 기재되어 있는 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2이 직렬 접속되어 있다. 이 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서는 직류 단자(T5)와 직류 단자(T6)의 사이에 반도체 스위치(Qe)와 반도체 스위치(Qf)의 직렬 회로, 반도체 스위치(Qg)와 반도체 스위치(Qh)의 직렬 회로 및 콘덴서(C2)가 각각 병렬 접속되어 있다. 반도체 스위치(Qe∼Qh)는 마찬가지로, 예컨대, P-MOSFET과 해당 P-MOSFET에 병렬 접속된 기생 다이오드에 의해 구성 가능하다. 또한, 반도체 스위치(Qe∼Qh)는 P-MOSFET와 기생 다이오드의 구성 이외에 IGBT에 의해 구성 가능하다.
반도체 스위치(Qe)와 반도체 스위치(Qf)의 직렬 회로에서는 반도체 스위치(Qe)의 소스 전극(Se)과 반도체 스위치(Qf)의 드레인 전극(Df)이 접속되어 있다. 또한, 반도체 스위치(Qg)와 반도체 스위치(Qh)의 직렬 회로에서는 반도체 스위치(Qg)의 소스 전극(Sg)과 반도체 스위치(Qh)의 드레인 전극(Dh)이 접속되어 있다. 또한, 직류 단자(T5)에는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전극(De)과 반도체 스위치(Qg)의 드레인 전극(Dg)이 각각 접속되어 있다. 또한, 직류 단자(T6)에는 반도체 스위치(Qf)의 소스 전극(Sf)과 반도체 스위치(Qh)의 소스 전극(Sh)이 각각 접속되어 소위 풀 브리지 회로가 구성되어 있다.
또한, 이 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서는 도 2b에 도시하는 바와 같이 각각의 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 게이트 전극(Ge∼Gh)에 제 2 제어 회로(15b)로부터 게이트 제어 신호가 인가된다. 이에 따라, 반도체 스위치(Qe∼Qh)는 해당 게이트 전극(Ge∼Gh)에 인가된 게이트 제어 신호에 따라 온/오프의 동작을 행한다.
전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서는, 제어 회로(15b)는 대각선상에 위치하는 반도체 스위치(Qf)의 게이트 전극(Gf)과 반도체 스위치(Qg)의 게이트 전극(Gg)에 대하여 각각의 위상이 동기하는 게이트 제어 신호를 부여하고, 대각선상에 위치하는 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)과 반도체 스위치(Qh)의 게이트 전극(Gh)에 대하여 각각의 위상이 동기하는 게이트 제어 신호를 부여한다. 또한, 각각의 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 게이트 전극(Ge∼Gh)에 인가되는 게이트 제어 신호의 온 듀티비는 해당 게이트 전극(Ge∼Gh)의 단락을 방지하기 위해서 1주기중 최대 50%(현실적으로는 데드 타임을 고려해서, 예컨대, 49% 정도)이다. 또한, 제어 회로(15b)는 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)과 반도체 스위치(Qf)의 게이트 전극(Gf)에 대하여 어떤 위상에서도 동시에 온시키는 게이트 제어 신호를 부여하지 않는다. 마찬가지로, 제어 회로(15b)는 반도체 스위치(Qg)의 게이트 전극(Gg)과 반도체 스위치(Qh)의 게이트 전극(Gh)에 대하여 어떤 위상에서도 동시에 온시키는 게이트 제어 신호를 부여하지 않는다. 콘덴서(C2)의 양단간 전압이 있을 때에 단락하기 때문이다.
또한, 콘덴서(C2)는 전술한 특허 문헌 1에 기재되어 있는 전류 순역 양방향 스위치에서 스너버 콘덴서로서 기능함과 아울러, 1차측 회로(12)의 단자(Ta)와 단자(Tb)의 사이에 제 １ 직류 전원(Va)가 접속되었을 경우에는, 트랜스포머(13)를 거쳐서 ２차측 회로(14)에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 평활하는 평활 콘덴서로서도 기능한다.
또한, 단자(Tc)와 단자(Td)의 사이에는 제 ２ 직류 전원(Vb)과 저항(R2)이 직렬 접속되어 있다. 이 저항(R2)은 제 ２ 직류 전원(Vb)의 내부 저항으로서 마련된 저저항이다.
또한, 단자(Tc)와 직류 단자(T5)의 사이에는 제 ２ 인덕터(L2)가 직렬 접속되어 제 ２ 직류 전원(Vb)으로부터 제 ２ 인덕터(L2)를 향해 전류(Ib)가 흐른다. 또, 이하 도 1에 도시하는 바와 같이 제 ２ 직류 전원(Vb)으로부터 제 ２ 인덕터(L2)를 향해 흐르는 전류(Ib)의 방향이 해당 전류(Ib)의 정(正)방향으로 해서 설명한다.
또한, 반도체 스위치(Qe)의 소스 전극(Se)과 반도체 스위치(Qf)의 드레인 전극(Df)의 접속 노드인 단자(T7)와, 반도체 스위치(Qg)의 소스 전극(Sg)과 반도체 스위치(Qh)의 드레인 전극(Dh)의 접속 노드인 단자(T8)의 사이에는 트랜스포머(13)의 ２차측 인덕터(13b)가 접속되어 있다.
또한, ２차측 회로(14)에 있어서 콘덴서(C2)와 트랜스포머(13)의 ２차측 여자 인덕터(13b)로 정해지는 공진 주파수는 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 스위칭 주파수보다 높아지도록, 콘덴서(C2)의 정전 용량과 트랜스포머(13)의 ２차측 여자 인덕터(13b)의 인덕턴스가 각각 설정된다. 이에 따라, 콘덴서(C2)는 매회 방전 후, 해당 콘덴서(C2)의 양단간 전압이 대략 제로가 되는 기간이 발생하여, 제로 전압 및 제로 전류에서의 소프트 스위칭을 실현할 수 있는 동시에, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 동작에서 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 스위칭에 있어서의 손실을 저감할 수 있다.
또한, 도 2a 및 2b에 도시하는 바와 같이, 제어 회로(15a)와 제어 회로(15b)는 각각 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga), 반도체 스위치(Qd)의 게이트 전극(Gd), 반도체 스위치(Qf)의 게이트 전극(Gf), 및 반도체 스위치(Qg)의 게이트 전극(Gg)에 각각의 위상이 동기하는 게이트 제어 신호를 부여한다. 또한, 제 1 제어 회로(15a)와 제 2 제어 회로(15b)는 각각 반도체 스위치(Qb)의 게이트 전극(Gb), 반도체 스위치(Qc)의 게이트 전극(Gc), 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge), 및 반도체 스위치(Qh)의 게이트 전극(Gh)에 각각의 위상이 동기하는 게이트 제어 신호를 부여한다.
쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서, 제 1 제어 회로(15a)는 전술한 1주기에 관한 온 듀티비에 따라 게이트 전극(Gb, Gc)으로의 게이트 제어 신호를 부여해서 반도체 스위치(Qb)와 반도체 스위치(Qc)를 온시킨다. 또한, 제어 회로(15a)에 의한 게이트 전극(Gb, Gc)으로의 게이트 제어 신호의 인가에 동기하여, 제어 회로(15b)는 전술한 1주기에 관한 온 듀티비에 따라 게이트 전극(Ge, Gh)으로 각각 게이트 제어 신호를 부여해서 반도체 스위치(Qe)와 반도체 스위치(Gh)를 온시킨다.
또한, 제어 회로(15a)는 전술한 1주기에 관한 온 듀티비에 따라 게이트 전극(Gb, Gc)으로의 게이트 제어 신호의 인가를 정지한 직후에, 마찬가지로 1주기에 관한 온 듀티비에 따라 게이트 전극(Ga,Gd)으로의 게이트 제어 신호를 부여해서 반도체 스위치(Qa)와 반도체 스위치(Qd)를 온시킨다. 또한, 이 제어 회로(15a)에 의한 게이트 전극(Ga, Gd)으로의 게이트 제어 신호의 인가에 동기하여 제어 회로(15b)는 전술한 1주기에 관한 온 듀티비에 따라 게이트 전극(Ge, Gh)으로의 게이트 제어 신호의 인가를 정지한 직후에, 마찬가지로 1주기에 관한 온 듀티비에 따라 게이트 전극(Gf, Gg)으로의 게이트 제어 신호를 부여해서 반도체 스위치(Qf)와 반도체 스위치(Qg)를 온시킨다. 도 2a 및 2b에 도시하는 바와 같이, 제어 회로(15a)와 제어 회로(15b)는 이러한 동작을 반복한다.
이 때문에, 트랜스포머(13)의 1차측 인덕터(13a)에는 교류 전류가 흐르게 되고 1차측 인덕터(13a)와 ２차측 인덕터(13b)로 정해지는 변압비에 따라 트랜스포머(13)를 통해 변압된 유기 전압이 ２차측 회로(14)에 인가된다.
또한, 제 １ 실시형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서는 제어 회로(15a)와 제어 회로(15b)에 의해 각각 출력된 게이트 제어 신호의 온 듀티비에 따라서， 1차측 회로(12)로부터 ２차측 회로(14)으로의 전력 공급 또는 ２차측 회로(14)로부터 1차측 회로(12)로의 전력 공급을 적절히 전환할 수 있다. 예컨대, 1차측 회로(12)의 제어 회로(15a)의 각각의 반도체 스위치(Qa~Qd)의 게이트 전극(Ga~Gd)에 부여하는 게이트 제어 신호의 온 듀티비가, ２차측 회로(14)의 제어 회로(15b)의 각각의 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 게이트 전극(Ge∼Gh)에 부여하는 게이트 제어 신호의 온 듀티비보다 클 경우, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는 1차측 회로(12)로부터 ２차측 회로(14)에 전력 공급을 행한다. 한편， 1차측 회로(12)의 제어 회로(15a)의 각각의 반도체 스위치(Qa~Qd)의 게이트 전극(Ga~Gd)에 부여하는 게이트 제어 신호의 온 듀티비가, ２차측 회로(14)의 제어 회로(15b)의 각각의 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 게이트 전극(Ge∼Gh)에 부여하는 게이트 제어 신호의 온 듀티비보다 작을 경우, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는 ２차측 회로(14)로부터 1차측 회로(12)로의 전력 공급을 실행한다.
2. 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 동작 시뮬레이션(트랜스포머(13)에 의한 강압비가 1:1)에 관한 설명
도 3∼도 5는 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 동작 시뮬레이션 조건 1∼3에 관한 동작 시뮬레이션 결과 1∼3을 각각 나타내는 설명도이다.
우선, 동작 시뮬레이션 조건 1에 관한 동작 시뮬레이션 결과 1에 대해서 설명한다. 도 3에 나타내는 동작 시뮬레이션 조건 1은 다음과 같다. 도 3은 동작 시뮬레이션 조건 1에 관한 동작 시뮬레이션 결과 1의 일례를 나타내는 설명도이다. 도 3에서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
(1) 1차측 회로(12)에는 제 １ 직류 전원(Va)이 접속되고 ２차측 회로(14)에는 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속된다.
(2) 제 １ 직류 전원(Va)의 전압 : 380 [V]
(3) 제 ２ 직류 전원(Vb)의 전압 : 380 [V]
(4) 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비 : 1주기의 49% (오프 듀티비는 1주기의 51%)
(5) 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비 : 1주기의 49% (오프 듀티비는 1주기의 51%)
(6) 트랜스포머(13)의 강압비 : 1차측 회로(12)와 ２차측 회로(14)가 1:1의 관계를 가진다.
도 3의 (a), (b), (c)에서 가로축은 각각 시간 [msec]을 나타낸다(2.5μsec/1div). 도 3(a)의 점선 파형은, 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)[A]를 나타낸다. 도 3(a)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)[V]을 나타낸다. 도 3(b)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)[A]를 나타낸다. 도 3(b)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde) [V]을 나타낸다.
도 3(c)에 도시하는 바와 같이, 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호는 각각의 온 듀티비가 동일하기 때문에, 단순히 각각의 게이트 제어 신호의 위상이 반전하도록 제어 회로(15a) 및 제어 회로(15b)에 의해 각각 출력된다. 즉, 반도체 스위치(Qa)가 온하고 있는 동안에는 반도체 스위치(Qe)는 오프하고, 반도체 스위치(Qe)가 온하고 있는 동안에는 반도체 스위치(Qa)는 오프한다. 도 3(c)에서는 8개의 반도체 스위치(Qa~Qh) 중 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1 및 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서 각각 대표적으로 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)에 대해서 나타냈다. 그러나, 다른 반도체 스위치(Qb~Qd, Qf∼Qh)에 관한 게이트 제어 신호는 온 듀티비가 49 %일 경우에는 도 2에 도시되어 있다.
도 3의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 전류(Ia) 및 전류(Ib)은 거의 제로이다. 이 때문에， 동작 시뮬레이션 조건1, 즉, 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비와 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비가 거의 동일하고 49%일 경우에 있어서는 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에는 전류(Ia) 및 전류(Ib)가 흐르지 않는 것이 도시된다. 또한, 도 3의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)의 파형 및 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)의 파형은 각각 겹치지 않는다. 이 때문에， 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서는 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 것이 도시된다.
마찬가지로, 다른 반도체 스위치(Qb∼Qd, Qf∼Qh)에 관해서도 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
다음으로, 동작 시뮬레이션 조건 2에 관한 동작 시뮬레이션 결과 2에 대해서 설명한다. 도 4에 나타내는 동작 시뮬레이션 조건 2은 다음과 같다. 도 4는 동작 시뮬레이션 조건 2에 관한 동작 시뮬레이션 결과 2의 일례를 나타내는 설명도이다. 도 4에서 (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
(1) 1차측 회로(12)에는 제 １ 직류 전원(Va)이 접속되고 ２차측 회로(14)에는 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속된다.
(2) 제 １ 직류 전원(Va)의 전압 : 380 [V]
(3) 제 ２ 직류 전원(Vb)의 전압 : 380 [V]
(4) 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비 : 1주기의 40% (오프 듀티비는 1주기의 60%)
(5) 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비 : 1주기의 49% (오프 듀티비는 1주기의 51%)
(6) 트랜스포머(13)의 강압비 : 1차측 회로(12)와 2차측 회로(14)가 1:1의 관계를 가진다.
도 4의 (a), (b), (c)의 가로축은 각각 시간(2.5μsec/1div)을 나타낸다. 도 4(a)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)[A]를 나타낸다. 도 4(a)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)[V]을 나타낸다. 도 4(b)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)[A]를 나타낸다. 도 4(b)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)[V]을 나타낸다.
도 4의 (c)에 도시하는 바와, 같이 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호는 각각의 게이트 제어 신호의 온 듀티비가 다르다. 구체적으로는, 동작 시뮬레이션 조건 2의 (4)에서 설명한 바와 같이 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비는 1주기의 40%이며, 동 조건 2의 (5)에서 설명한 바와 같이 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비는 1주기의 49%이다. 또 동작 시뮬레이션 조건 1과 마찬가지로, 도 4(c)에서는 8개의 반도체 스위치(Qa~Qh) 중 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1 및 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서 각각 대표적으로 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)에 대해서 나타냈다.
도 4의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 동작 시뮬레이션 조건 2에 관한 동작 시뮬레이션 결과 2로서, 전류(Ia)는 마이너스값으로 추이하고 전류(Ib)은 플러스값으로 추이했다. 이에 따라, 동작 시뮬레이션 조건 2에 관한 동작 시뮬레이션 결과 2로서, 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는 게이트 제어 신호의 온 듀티비가 큰 스위칭이 실행된 2차측 회로(14)(제 ２ 직류 전원(Vb))로부터 온 듀티비가 작은 스위칭이 실행된 1차측 회로(12)(제 １ 직류 전원(Va))에 대하여 전력 변환된 전력을 공급하고 있는 것이 도시된다. 또한, 도 4의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)의 파형 및 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)의 파형은 각각 겹치지 않는다. 이 때문에, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서는 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 것이 도시된다. 마찬가지로, 다른 반도체 스위치(Qb∼Qd, Qf∼Qh)에 관해서도 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
다음으로, 동작 시뮬레이션 조건 3에 관한 동작 시뮬레이션 결과 3에 대해서 설명한다. 도 5에 나타내는 동작 시뮬레이션 조건 3은 다음과 같다. 도 5는 동작 시뮬레이션 조건 3에 관한 동작 시뮬레이션 결과 3의 일례를 나타내는 설명도이다. 도 5에서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
(1) 1차측 회로(12)에는 제 １ 직류 전원(Va)이 접속되고 ２차측 회로(14)에는 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속된다.
(2) 제 １ 직류 전원(Va)의 전압 : 380 [V]
(3) 제 ２ 직류 전원(Vb)의 전압 : 380 [V]
(4) 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비 : 1주기의 49% (오프 듀티비는 1주기의 51%)
(5) 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비 : 1주기의 40% (오프 듀티비는 1주기의 60%)
(6) 트랜스포머(13)의 강압비 : 1차측 회로(12)와 ２차측 회로(14)는 1:1의 관계를 가진다.
도 5에서 (a), (b), (c)의 가로축은 각각 시간(2.5μsec/1div)을 나타낸다. 도 5(a)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)[A]를 나타낸다. 도 5(a)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)[V]을 나타낸다. 도 5(b)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)[A]를 나타낸다. 도 5(b)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde) [V]을 나타낸다.
도 5(c)에 도시하는 바와 같이, 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호는 각각의 게이트 제어 신호의 온 듀티비가 다르다. 구체적으로는, 동작 시뮬레이션 조건 3의 (4)에서 설명한 바와 같이 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비는 1주기의 49%이며, 동 조건 3의 (5)에서 설명한 바와 같이 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비는 1주기의 40%이다. 또 동작 시뮬레이션 조건 1과 마찬가지로, 도 5(c)에서는 8개의 반도체 스위치(Qa~Qh) 중 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1 및 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서 각각 대표적으로 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)에 대해서 나타냈다.
도 5의 (a) 및 (c)에 도시하는 바와 같이, 동작 시뮬레이션 조건 3에 관한 동작 시뮬레이션 결과 3으로서 전류(Ib)는 마이너스 값으로 추이하고, 전류(Ia)는 플러스 값으로 추이했다. 이에 따라 동작 시뮬레이션 조건 3에 관한 동작 시뮬레이션 결과 3으로서, 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는 게이트 제어 신호의 온 듀티비가 큰 스위칭이 실행된 1차측 회로(12)(제 １ 직류 전원(Va))로부터 온 듀티비가 작은 스위칭이 실행된 ２차측 회로(14)(제 ２ 직류 전원(Vb))에 대하여 전력 변환된 전력을 공급하고 있는 것이 표시된다. 또한, 도 5의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)의 파형 및 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)의 파형은 각각 겹치지 않는다. 이 때문에， 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서는 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 것이 표시된다. 마찬가지로, 다른 반도체 스위치(Qb∼Qd, Qf∼Qh)에 관해서도 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
3. 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 동작 시뮬레이션(트랜스포머(13)에 의한 강압비가 1:0.2)에 관한 설명
도 6 및 도 7은 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)의 동작 시뮬레이션 조건 4, 5에 관한 동작 시뮬레이션 결과 4, 5을 나타내는 설명도이다.
다음으로, 동작 시뮬레이션 조건 4에 관한 동작 시뮬레이션 결과 4에 대해서 설명한다. 도 6에 나타내는 동작 시뮬레이션 조건 4은 다음과 같다. 도 6은 동작 시뮬레이션 조건 4에 관한 동작 시뮬레이션 결과 4의 일례를 나타내는 설명도이다. 도 6에서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
(1) 1차측 회로(12)에는 제 １ 직류 전원(Va)이 접속되고 ２차측 회로(14)에는 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속된다.
(2) 제 １ 직류 전원(Va)의 전압 : 380 [V]
(3) 제 ２ 직류 전원(Vb)의 전압 : 76 [V]
(4) 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비 : 1주기의 49%(오프 듀티비는 1주기의 51%)
(5) 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비 : 1주기의 49% (오프 듀티비는 1주기의 51%)
(6) 트랜스포머(13)의 강압비 : 1차측 회로(12)와 ２차측 회로(14)가 1:0.2의 관계를 가진다.
도 6에서 (a), (b), (c)의 가로축은 각각 시간(2.5μsec/1div)을 나타낸다. 도 6(a)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)[A]를 나타낸다. 도 6(a)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)[V]을 나타낸다. 도 6(b)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)[A]를 나타낸다. 도 6(b)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)[V]을 나타낸다.
도 6(c)에 도시하는 바와 같이, 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호는 각각의 온 듀티비가 동일하기 때문에, 단순히 각각의 게이트 제어 신호의 위상이 반전하도록 제어 회로(15a) 및 제어 회로(15b)에 의해 각각 출력된다. 즉, 반도체 스위치(Qa)가 온하고 있는 동안에는 반도체 스위치(Qe)가 오프하고, 반도체 스위치(Qe)가 온하고 있는 동안에는 반도체 스위치(Qa)가 오프한다. 도 6(c)에서는 8개의 반도체 스위치(Qa~Qh) 중 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1 및 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서 각각 대표적으로 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)에 대해서 나타냈다. 그러나, 다른 반도체 스위치(Qa~Qh)에 관한 게이트 제어 신호는, 온 듀티비가 49%일 경우에는 도 2에 도시되어 있다.
도 6의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 전류(Ia) 및 전류(Ib)에는 약간의 크기의 차이가 있는데, 이것은 트랜스포머(13)의 강압비에 의한 영향으로 차이가 나타난다고 생각된다. 이 때문에， 전술한 동작 시뮬레이션 조건 1에 관한 동작 시뮬레이션 결과 1과 마찬가지로 동작 시뮬레이션 조건 4, 즉, 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비와 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비가 대략 동일하고 49%일 경우에는 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에는 전류(Ia) 및 전류(Ib)가 흐르지 않는 것이 표시된다. 또한, 도 6의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)의 파형 및 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)의 파형은 각각 겹치지 않는다. 이 때문에， 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서는 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 것이 표시된다. 마찬가지로, 다른 반도체 스위치(Qb∼Qd, Qf∼Qh)에 관해서도 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
마지막으로, 동작 시뮬레이션 조건 5에 관한 동작 시뮬레이션 결과 5에 대해서 설명한다. 도 7에 나타내는 동작 시뮬레이션 조건 5은 다음과 같다. 도 7은 동작 시뮬레이션 조건 5에 관한 동작 시뮬레이션 결과 5의 일례를 나타내는 설명도이다. 도 7에서, (a)는 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida), 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (b)는 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide), 드레인 전압(Vde), 제 １ 인덕터(L1)에 흐르는 전류(Ia), 제 ２ 인덕터(L2)에 흐르는 전류(Ib)의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다. (c)는 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호의 시간 변화의 일례를 나타내는 설명도이다.
(1) 1차측 회로(12)에는 제 １ 직류 전원(Va)이 접속되고 ２차측 회로(14)에는 제 ２ 직류 전원(Vb)이 접속된다.
(2) 제 １ 직류 전원(Va)의 전압 : 380 [V]
(3) 제 ２ 직류 전원(Vb)의 전압 : 76 [V]
(4) 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비 : 1주기의 40%(오프 듀티비는 1주기의 60%)
(5) 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비 : 1주기의 49% (오프 듀티비는 1주기의 51%)
(6) 트랜스포머(13)의 강압비 : 1차측 회로(12)와 ２차측 회로(14)가 1:0.2의 관계를 가진다.
도 7에서 (a), (b), (c)의 가로축은 각각 시간(2.5μsec/1div)을 나타낸다. 도 7(a)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)[A]를 나타낸다. 도 7(a)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)[V]을 나타낸다. 도 7(b)의 점선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 동 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)[A]를 나타낸다. 도 7(e)의 일점쇄선 파형은 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호에 관한 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)[V]을 나타낸다.
도 7(c)에 도시하는 바와 같이, 반도체 스위치(Qa)의 게이트 전극(Ga)에 인가된 게이트 제어 신호와 반도체 스위치(Qe)의 게이트 전극(Ge)에 인가된 게이트 제어 신호는 각각의 게이트 제어 신호의 온 듀티비가 다르다. 구체적으로는, 동작 시뮬레이션 조건 5의 (4)에서 설명한 바와 같이 반도체 스위치(Qa~Qd)의 온 듀티비는 1주기의 40%이며, 동 조건 5의 (5)에서 설명한 바와 같이 반도체 스위치(Qe∼Qh)의 온 듀티비는 1주기의 49%이다. 또, 동작 시뮬레이션 조건 1과 마찬가지로 도 7(c)에서는 8개의 반도체 스위치(Qa~Qh) 중 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ1 및 전류 순역 양방향 스위치ＳＷ2에서 각각 대표적으로 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)에 대해서 나타냈다.
도 7의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이 동작 시뮬레이션 조건 5에 관한 동작 시뮬레이션 결과 5로서, 전류(Ia)는 마이너스 값으로 추이하고 전류(Ib)은 플러스 값으로 추이했다. 이에 따라 동작 시뮬레이션 조건 5에 관한 동작 시뮬레이션 결과 5로서, 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는 게이트 제어 신호의 온 듀티비가 큰 스위칭이 실행된 ２차측 회로(14)(제 ２ 직류 전원(Vb))로부터 온 듀티비가 작은 스위칭이 실행된 1차측 회로(12)(제 １ 직류 전원(Va))에 대하여 전력 변환된 전력을 공급하고 있는 것이 된다. 또한 도 7의 (a) 및 (b)에 도시하는 바와 같이, 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전류(Ida)의 파형 및 반도체 스위치(Qa)의 드레인 전압(Vda)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전류(Ide)의 파형 및 반도체 스위치(Qe)의 드레인 전압(Vde)의 파형은 각각 겹치지 않는다. 이 때문에, 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에서는 반도체 스위치(Qa) 및 반도체 스위치(Qe)의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 것이 표시된다. 다른 반도체 스위치(Qb∼Qd, Qf∼Qh)에 관해서도 마찬가지로 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 제 １ 실시 형태의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)에 의하면, 1차측에 마련된 전류 순역 양방향 스위치와 ２차측에 마련된 전류 순역 양방향 스위치에 각각 마련된 반도체 스위치(Qa~Qh) 중 각 대각선 상에 위치하는 반도체 스위치의 쌍을 교대로 온/오프함과 아울러, 해당 반도체 스위치의 스위칭 주파수인 온 듀티비를 동기적으로 조정하는 매우 간이한 제어 동작에 의해, 1차측에 직류 전원 또는 부하를 접속하고, ２차측에 부하 또는 직류 전원을 각각 접속했을 경우에 해당 1차측과 ２차측의 사이에서 소망하는 직류 전력을 쌍방향으로 출력할 수 있다.
이상 첨부 도면을 참조하면서 각종의 실시 형태에 대해서 설명했지만, 본 발명의 쌍방향 DC/DC 컨버터(11)는 이러한 예에 한정되지 않는 것은 말할 필요도 없다. 당업자라면 특허 청구의 범위에 기재된 범주내에서 각종의 변경예 또는 수정예를 생각하여 도달할 수 있음이 명확하고, 그것들에 대해서도 당연히 본 발명의 기술적 범위에 속하는 것이라고 생각된다.

Claims (5)

  1. 제 １ 직류 전원 또는 제 １ 부하를 포함하는 1차측 회로와,
    제 ２ 부하 또는 제 ２ 직류 전원을 포함하는 ２차측 회로와,
    상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로의 사이에서 양방향으로 전력전달이 가능한 전력 전달부와,
    상기 제 1 직류 전원으로부터 상기 제 2 부하로 또는 상기 제 2 직류 전원으로부터 상기 제 1 부하로 상기 전력 전달부를 통해 전류가 흐르도록 상기 1차측 회로와 상기 2차측 회로를 제어하는 제어부
    를 구비하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 전달부는 상기 1차측 회로에 의해 출력된 전압을 변압해서 상기 ２차측 회로에 공급하거나 상기 2차측 회로에 의해 출력된 전압을 변압해서 상기 1차측 회로에 공급하는 트랜스포머를 구비하고,
    상기 1차측 회로는
    4개의 반도체 스위치에 의해 구성되는 브리지 회로와,
    해당 브리지 회로의 4개의 반도체 스위치간의 4개의 접속점들 중 상기 제 1 부하 또는 상기 제 1 직류 전원과 접속되는 두 개의 단자간에 접속된 콘덴서를 가지는 제 １ 전류 순역 양방향 스위치와,
    상기 각 반도체 스위치의 게이트 전극에 제어 신호를 부여해서 해당 각 반도체 스위치의 온/오프 제어를 실행하는 제 １ 제어 회로와,
    일단이 상기 제 １ 직류 전원 또는 제 １ 부하에 접속되고 타단이 상기 브리지 회로의 상기 콘덴서가 접속된 단자에 접속된 제 １ 인덕터
    를 구비하고,
    상기 ２차측 회로는
    4개의 반도체 스위치에 의해 구성되는 브리지 회로와,
    해당 브리지 회로의 4개의 반도체 스위치간의 4개의 접속점들 중 상기 제 2 부하 또는 상기 제 2 직류 전원과 접속되는 두 개의 단자간에 접속된 콘덴서를 가지는 제 ２ 전류 순역 양방향 스위치와,
    상기 각 반도체 스위치의 게이트 전극에 제어 신호를 부여해서 해당 각 반도체 스위치의 온/오프 제어를 실행하는 제 ２ 제어 회로와,
    일단이 상기 제 ２ 직류 전원 또는 제 ２ 부하에 접속되고 타단이 상기 브리지 회로의 상기 콘덴서가 접속된 단자에 접속된 제 ２ 인덕터
    를 구비하고,
    상기 제어부는 상기 제 1 제어 회로와 상기 제 2 제어 회로를 포함하는
    쌍방향 DC/DC 컨버터.

  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 1차측 회로의 콘덴서의 정전 용량과 상기 제 １ 인덕터의 인덕턴스에 의해 정해지는 공진 주파수 및 상기 ２차측 회로의 콘덴서의 정전 용량과 상기 제 ２ 인덕터의 인덕턴스에 의해 정해지는 공진 주파수가 각각 상기 8개의 반도체 스위치의 스위칭 주파수보다 높은 쌍방향 DC/DC 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 순역 양방향 스위치와 상기 제 2 전류 순역 양방향 스위치의 각각의 상기 4개의 반도제 스위치는 제 1 대각선과 제 2 대각선 상에 두개씩 배치되어 이루어지고,
    상기 1차측 회로에서, 상기 제 1 제어 회로는 상기 제 1 대각선 또는 상기 제 2 대각선 상에 위치하는 두 개의 반도체 스위치에 제어 신호를 동시에 출력하고,
    상기 2차측 회로에서, 상기 제 2 제어 회로는 상기 제 1 대각선 또는 상기 제 2 대각선 상에 위치하는 두 개의 반도체 스위치에 제어 신호를 동시에 출력하고,
    상기 제 1 전류 순역 양방향 스위치 내의 상기 제 1 대각선 상에 위치하는 두개의 반도체 스위치는 상기 제 2 전류 순역 양방향 스위치 내의 상기 제 2 대각선 상에 위치하는 두 개의 반도체 스위치와 동기적으로 동작하고,
    상기 제 1 전류 순역 양방향 스위치 내의 상기 제 2 대각선 상에 위치하는 두 개의 반도체 스위치는 상기 제 2 전류 순역 양방향 스위치 내의 상기 제 1 대각선 상에 위치하는 두 개의 반도체 스위치와 동기적으로 동작하는
    쌍방향 DC/DC 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 １ 제어 회로 및 상기 제 ２ 제어 회로에 의해 각각 출력된 제어 신호에 따라, 상기 1차측 회로로부터 상기 2차측 회로로의 전력 공급 또는 상기 2차측 회로로부터 상기 1차측 회로로의 전력 공급을 전환하는 쌍방향 DC/DC 컨버터.
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