JP4400632B2

JP4400632B2 - スイッチング電源装置

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Inventors: 善信高柳
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Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。

一般に、電気自動車には、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器（補機）を駆動するための電源として、例えば１４ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリ（補機バッテリ）が搭載されると共に、モータを駆動するための電源として、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリ（主バッテリ）が搭載されている。通常、このような低圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機からの交流出力電圧を整流して高圧の直流電圧を得ると共に、この直流入力電圧をスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を用いてより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。なお、高圧バッテリに対する充電は、上記したエンジン側からの直流入力電圧を高圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に記載されているように、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものである。

特開平８−３１７５０８号公報

上記特許文献１にはまた、いわゆる商用電源から交流電圧を入力して高圧バッテリおよび低圧バッテリを充電する機能を備えたスイッチング電源装置が開示されている。このようなスイッチング電源装置によれば、例えば電気自動車に適用した場合、エンジンが停止していて直流入力電圧が高圧バッテリに供給されないような場合であっても、高圧バッテリを充電することも可能になると考えられる。

また、例えば上記のようなスイッチング電源装置を電気自動車に適用した場合、エンジンの始動時および走行時に電気機器を動作させるため、交流電圧である商用電圧の出力が要請されることがある。

このように従来より、商用電源から交流電圧を入力して充電を行うための回路と、交流電圧である商用電圧を出力するための回路とを共通化し、交流電圧の入力端子および出力端子も共通化したいという要請があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、交流電圧の入力端子および出力端子を共通化することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを有するトランスと、第１ないし第３のスイッチング回路と、第３トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、この整流回路から第２の直流電源へ出力される直流電圧を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて、第１ないし第３のスイッチング回路の動作を制御する制御部とを備えたものである。ここで、上記第１のスイッチング回路は、第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含んで構成された双方向型のものである。また、上記第２のスイッチング回路は、第２トランスコイルと交流電圧入出力端子との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列同士が互いに並列接続されるようにして構成された双方向型のものである。また、上記第３のスイッチング回路は、第２のスイッチング回路と交流電圧入出力端子との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含んで構成された双方向型のものである。さらに、上記第２の直流電源の電圧は、上記第１の直流電源の電圧よりも低くなっている。そして、上記制御部は、第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて、第２の直流電源に対して充電動作を行うと共に交流電圧入出力端子から交流出力電圧を出力する出力モードにおいては、電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて第１のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第２のスイッチング回路が整流動作を行うと共に第３のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うように制御し、交流電圧入出力端子から入力される交流入力電圧に基づいて、第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対する充電動作を行う入力モードにおいては、電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて第３のスイッチング回路が交流／直流変換動作を行うと共に第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御するようになっている。なお、このとき、第１のスイッチング回路が、第２のスイッチング回路と同期して整流するように構成してもよい。

本発明のスイッチング電源装置では、第１の直流電源から直流入力電圧が入力されると、この直流入力電圧が第１スイッチング回路によってパルス電圧に変換され、このパルス電圧がトランスによって変圧される。そして、変圧されて第２のトランスコイル側へ出力されたパルス電圧は、上記第２のスイッチング回路によって整流され、さらにその整流電圧が第３のスイッチング回路によって交流出力電圧に変換され、交流電圧入出力端子から出力される。また、変圧されて第３のトランスコイル側へ出力されたパルス電圧は、上記整流回路によって整流され、第２の直流電源へ供給される。この際、上記電圧検出回路により検出された直流電圧（第２の直流電源の電圧に対応し、第１の直流電源の電圧よりも低くなっている）に基づいて第１のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第２のスイッチング回路が整流動作を行うと共に第３のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うように制御される。すなわち、このような出力モードでは、第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて、第２の直流電源に対して充電動作が行われると共に、交流電圧入出力端子から交流出力電圧が出力される。
一方、この交流電圧入出力端子から交流入力電圧が入力されると、この交流入力電圧が第３のスイッチング回路によって直流電圧に変換されたのち、この直流電圧に基づくパルス電圧が第２のスイッチング回路において生成され、トランスによって変圧される。そして、変圧されて第１のトランスコイル側へ出力されたパルス電圧は、第１のスイッチング回路によって整流され、第１の直流電源へ供給される。また、変圧されて第３のトランスコイル側へ出力されたパルス電圧は、整流回路によって整流され、第２の直流電源へ供給される。この際、上記電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて第３のスイッチング回路が交流／直流変換動作を行うと共に第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御される。すなわち、このような入力モードでは、交流電圧入出力端子から入力される交流入力電圧に基づいて、第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対する充電動作が行われる。
このようにして、第１ないし第３のスイッチング回路がいずれも双方向型のスイッチング回路で構成されているため、交流電圧を出力するための回路と、交流電圧を入力して充電を行うための回路とが、共通化可能となる。なお、「交流出力電圧」および「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を含み、このようないわゆる商用電源に好適に用いられる。

本発明のスイッチング電源装置では、上記制御部が、上記入力モードにおいて第３のスイッチング回路が力率改善動作をも行うように制御するのが好ましい。このように構成した場合、交流入力電圧を電圧変換する際の力率が改善され、リップル電圧が小さくなる。

本発明のスイッチング電源装置では、上記制御部が、上記入力モードにおいて、第２のスイッチング回路における各スイッチが可変のパルス幅でスイッチング動作を行うと共に、第１のスイッチング回路における各スイッチが固定のパルス幅でスイッチング動作を行うように、各スイッチに対してＰＷＭ制御を行うことにより、第１の直流電源への充電量を調整するようにするのが好ましい。このように構成した場合、交流電圧入出力端子から入力される交流入力電圧に基づいて、第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対する充電動作を行う（入力モード）の際に、第１の直流電源への充電量が調整可能となる。

本発明のスイッチング電源装置によれば、第１トランスコイルと第１の直流電源との間に第１のスイッチング回路を設け、第２トランスコイルと交流電圧入出力端子との間に第２のスイッチング回路を設け、この第２のスイッチング回路と交流電圧入出力端子との間に第３のスイッチング回路を設け、第３トランスコイルと第２の直流電源との間に整流回路を設けると共に、第２の直流電源の電圧が第１の直流電源の電圧よりも低くなるようにし、上記出力モードにおいては、上記電圧検出回路により検出された直流電圧（第２の直流電源の電圧に対応し、第１の直流電源の電圧よりも低くなっている）に基づいて第１のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第２のスイッチング回路が整流動作を行うと共に第３のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うように制御し、上記入力モードにおいては、上記電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて第３のスイッチング回路が交流／直流変換動作を行うと共に第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御することにより、第１ないし第３のスイッチング回路がいずれも双方向型のスイッチング回路となるようにしたので、交流電圧を出力するための回路と、交流電圧を入力して充電を行うための回路とを共通化することができる。よって、上記交流電圧入出力端子によって、交流電圧の入力端子および出力端子を共通化することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は例えば自動車などに適用されるものであり、トランス２と、このトランス２と後述する主バッテリ１０との間に設けられたコンデンサＣ１および双方向型のスイッチング回路１１と、トランス２と後述する交流電圧入出力端子Ｔ５，Ｔ６との間に設けられた双方向型のスイッチング回路４１，４２、コンデンサＣ３、平滑回路４３および電圧検出部４４と、トランス２と補機バッテリ３０との間に設けられた整流回路３１、平滑回路３２および電圧検出部３３と、ＳＷ（スイッチング）制御回路１２，４５，４６とを備えている。

コンデンサＣ１は、高圧ラインＬＨ１と低圧ラインＬＬ１との間に配置され、平滑コンデンサとして機能している。なお、高圧ラインＬＨ１の一端は入出力端子Ｔ１に接続され、低圧ラインＬＬ１の一端は入出力端子Ｔ２に接続され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間には主バッテリ１０が配置されている。主バッテリ１０は、直流入力電圧Ｖdcinを入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に供給するためのものであり、例えばこのスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には駆動用のインバータや昇降圧コンバータに接続され、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧バッテリとして機能するものである。

スイッチング回路１１は、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２の一端および後述するトランス２の巻線２１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ４の一端およびトランス２の巻線２１の他端に接続されている。スイッチング素子Ｑ２の他端およびスイッチング素子Ｑ４の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ１に接続されている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端間において逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ１側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ１側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、これによりスイッチング回路１１は双方向スイッチング回路として機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、このスイッチング回路１１は、直流／交流変換（直流から交流への変換）を行うＤＣ／ＡＣインバータ回路または整流回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）または電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）などにより構成される。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ４の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

ＳＷ制御回路１２は、後述する電圧検出部３３により検出された補機バッテリ３０側の直流出力電圧Ｖdcout2に基づいてスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、これによりスイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、詳細は後述するが、スイッチング回路１１が前述のＤＣ／ＡＣ変換動作や整流動作を行うように制御するようになっている。

トランス２は、主バッテリ１０側に設けられた１つの巻線２１と、後述する入出力端子Ｔ５，Ｔ６側に設けられた１つの巻線２２と、補機バッテリ３０側に設けられた巻線２３（一対の巻線２３Ａ，２３Ｂからなる）とを有しており、各巻線２１〜２３は互いに極性が同じ向きとなるように磁気結合されている。巻線２１は、スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ４の一端との間に配置されている。巻線２２の両端は、後述するスイッチング回路４１に接続され、巻線２３Ａ，２３Ｂの両端は、それぞれ整流回路３１に接続されている。

スイッチング回路４１は、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、４つのダイオードＤ５〜Ｄ８とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ５の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ８の一端およびトランス２の巻線２２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ７の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ８の一端および巻線２２の他端に接続されている。スイッチング素子Ｑ６の他端およびスイッチング素子Ｑ８の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ４に接続されている。また、ダイオードＤ５〜Ｄ８はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の両端間において逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ４側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ４側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、これによりスイッチング回路４１も双方向スイッチング回路として機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、このスイッチング回路４１は、整流回路またはＤＣ／ＡＣインバータ回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８も、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成されるが、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ５〜Ｄ８の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

ＳＷ制御回路４６は、後述する電圧検出部３３により検出された補機バッテリ３０側の直流出力電圧Ｖdcout2に基づいてスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８を生成し、これによりスイッチング回路４１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、詳細は後述するが、スイッチング回路４１が前述の整流動作やＤＣ／ＡＣ変換動作を行うように制御するようになっている。

コンデンサＣ３は、スイッチング回路４１と後述するスイッチング回路４２との間において高圧ラインＬＨ４と低圧ラインＬＬ４との間に配置され、平滑コンデンサとして機能するものである。

スイッチング回路４２は、４つのスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３と、４つのダイオードＤ１０〜Ｄ１３とを有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１０の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１１の一端および後述する平滑回路４３内のインダクタ４３Ｌ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１２の一端は高圧ラインＬＨ４に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１３の一端および後述する平滑回路４３内のインダクタ４３Ｌ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１の他端およびスイッチング素子Ｑ１３の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ４に接続されている。また、ダイオードＤ１０〜Ｄ１３はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３の両端間において逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ４側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ４側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、これによりスイッチング回路４２も双方向スイッチング回路として機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、このスイッチング回路４２は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路または交流／直流変換（交流から直流への変換）を行うＡＣ／ＤＣコンバータ回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３も、例えばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成されるが、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ１０〜Ｄ１３の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。

なお、このスイッチング回路４２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ回路として機能していると
きに、力率改善動作を行うＰＦＣ（Power Factor Correction；力率改善）回路としても
機能するようになっている。具体的には、詳細は後述するが、ＰＦＣ回路としてのスイッ
チング回路４２への入力電圧を昇圧すると共に安定化させ、力率を改善できるようになっ
ている。

ＳＷ制御回路４５は、後述する電圧検出部４４により検出された入出力端子Ｔ５，Ｔ６間の交流出力電圧Ｖacout、または後述する電圧検出回路３３により検出された出力端子Ｔ３，Ｔ４間の直流出力電圧Ｖdcout2に基づいてスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３を生成し、これによりスイッチング回路４２内のスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。具体的には、詳細は後述するが、スイッチング回路４２が前述のＤＣ／ＡＣ変換動作、ＡＣ／ＤＣ変換動作およびＰＦＣ動作を行うように制御するようになっている。

平滑回路４３は、２つのインダクタ４３Ｌ１，４３Ｌ２と、コンデンサ４３Ｃとを有している。インダクタ４３Ｌ１は接続ラインＬ４１上に挿入配置され、一端はスイッチング素子Ｑ１０の他端およびスイッチング素子Ｑ１１の一端に接続されると共に他端は電圧検出部４４を介して入出力端子Ｔ５に接続されている。インダクタ４３Ｌ２は接続ラインＬ４２上に挿入配置され、一端はスイッチング素子Ｑ１２の他端およびスイッチング素子Ｑ１３の一端に接続されると共に他端は電圧検出部４４を介して入出力端子Ｔ６に接続されている。また、コンデンサ４３Ｃは、接続ラインＬ４１（インダクタ４３Ｌ１の他端部分）と接続ラインＬ４２（インダクタ４３Ｌ２の他端部分）との間に配置されている。

電圧検出部４４は、入出力端子Ｔ５，Ｔ６間の交流電圧（具体的には、交流出力電圧Ｖacout）を検出すると共に検出した交流出力電圧Ｖacoutに対応する電圧をＳＷ制御回路４５へ出力するものである。なお、この電圧検出部４４の具体的な回路構成としては、例えば、接続ラインＬ４１とＳＷ制御回路４５の０Ｖ電位との間、および接続ラインＬ４２とＳＷ制御回路４５の０Ｖ電位との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、交流出力電圧Ｖacoutを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

整流回路３１は、２つのダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２を有している。ダイオード３１Ｄ１のアノードは巻線２３Ａの一端に接続され、ダイオード３１Ｄ２のアノードは巻線２３Ｂの一端に接続され、ダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソード同士は互いに高圧ラインＬＨ３に共通接続されている。また、巻線２３Ａ，２３Ｂの他端は互いに共通接続され、低圧ラインＬＬ３に接続されている。すなわち、この整流回路３１はカソードコモン型の整流回路である。

平滑回路３２は、インダクタ３２Ｌと、コンデンサ３２Ｃとを有している。インダクタ３２Ｌは高圧ラインＬＨ３上に挿入配置され、一端はダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソードに接続されると共に他端は電圧検出部３３を介して出力端子Ｔ３に接続されている。また、コンデンサ３２Ｃは、高圧ラインＬＨ３（インダクタ３２Ｌの他端部分）と低圧ラインＬＬ３との間に配置され、この低圧ラインＬＬ３の他端は出力端子Ｔ４に接続されている。なお、出力端子Ｔ３，Ｔ４間には図示しない補機（例えば、パワーウィンドウなど）を駆動するための補機バッテリ３０が接続され、直流出力電圧Ｖdcout2（例えば、１４Ｖ程度）が供給されるようになっている。

電圧検出回路３３は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に供給される直流出力電圧Ｖdcout2を検出すると共に、検出した直流出力電圧Ｖdcout2に対応する電圧をＳＷ制御回路１２，４５，４６へ出力するものである。なお、この電圧検出部３３の具体的な回路構成としては、例えば、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、直流出力電圧Ｖdcout2を検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

ここで、巻線２１が本発明における「第１トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２２が本発明における「第２トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２３（２３Ａ，２３Ｂ）が本発明における「第３トランスコイル」の一具体例に対応する。また、主バッテリ１０が本発明における「第１の直流電源」の一具体例に対応し、補機バッテリ３０が本発明における「第２の直流電源」の一具体例に対応する。また、スイッチング回路１１が本発明における「第１のスイッチング回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路４１が本発明における「第２のスイッチング回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路４２が本発明における「第３のスイッチング回路」の一具体例に対応する。また、整流回路３１が本発明における「整流回路」の一具体例に対応し、ＳＷ制御回路１２，４５，４６が本発明における「制御部」の一具体例に対応する。また、入出力端子Ｔ５，Ｔ６が、本発明における「交流電圧入出力端子」の一具体例に対応する。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。

最初に、図１〜図５を参照して、主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されて
いるときに入出力端子Ｔ５，Ｔ６から交流出力電圧Ｖacoutを出力する場合の動作につい
て詳細に説明する。なお、このように主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給され
ているときの動作は、例えば本実施の形態のスイッチング電源装置が自動車に適用された
場合には、モータ駆動用のインバータや昇降圧コンバータから主バッテリ１０へ電力供給
があることにより補機バッテリ３０から補機を駆動すると共に外部へ交流出力電圧Ｖacou
tを出力する場合に相当し、エンジンの動作時（自動車の走行時）の動作や、エンジン停
止時に単に主バッテリ１０からの直流入力電圧Ｖdcinを基に交流出力電圧Ｖacoutを出力
する場合の動作に対応する。このＶacoutは、例えば商用電圧が想定される。

ここで図２は、主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されているときのエネルギーの伝送経路の一例を、矢印６１，６２で模式的に表したものである。なお、これらエネルギー伝送経路６１，６２のうちのエネルギー伝送経路６１が、上記直流出力電圧Ｖdcout2の生成・出力動作（ＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作）に対応するものである。

まず、図１および図２を参照して、補機バッテリ３０側の直流出力電圧Ｖdcout2を生成・出力する動作について詳細に説明する。

主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、スイッチング回路１１がＤＣ／ＡＣインバータ回路として機能し、直流入力電圧Ｖdcinをスイッチングすることにより交流のパルス電圧が生成され、トランス２の巻線２１に供給される。そしてトランス２の巻線２３Ａ，２３Ｂからは、変圧（ここでは、降圧）された交流のパルス電圧が取り出される。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線２１と巻線２３Ａ，２３Ｂとの巻数比によって定まる。

次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路３１内のダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に、整流出力が発生する。

次に、平滑回路３２では、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に生じた整流出力が平滑化され、これにより出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖdcout2が出力される。そしてこの直流出力電圧Ｖdcout2が補機バッテリ３０に供給されると共に、図示しない補機が駆動される。なお、この直流出力電圧Ｖdcout2は電圧検出部３３によって検出され、検出されたこの直流出力電圧Ｖdcout2に基づきＳＷ制御回路１２からスイッチング回路１１へスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４が出力されることにより、スイッチング回路１１がＤＣ／ＡＣ変換動作を行うと共に直流出力電圧Ｖdcout2が一定となるように、スイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されるようになっている。

このようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するスイッチング回路１１、トランス２の巻線２１，２３Ａ，２３Ｂ、整流回路３１および平滑回路３２によって、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinが直流出力電圧Ｖdcout2に直流電圧変換され、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される。これにより、補機バッテリ３０が定電圧充電されると共に、図示しない補機が駆動される。

次に、図１〜図５を参照して、交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する動作について詳細に説明する。なお、図２に示したエネルギー伝送経路６２が、この交流出力電圧Ｖacoutの生成・出力動作（ＤＣ／ＡＣインバータとしての動作）に対応するものである。

ここで図３は、直流入力電圧Ｖdcinを電圧変換および整流する動作の一例をタイミング波形図で表したものであり、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｃ）はトランス２の巻線２２の両端間に生じる電圧Ｖ２２を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｆ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を表している。また、図４は、この電圧Ｖ３に基づいて交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する動作の一例をタイミング波形図で表したものであり、（Ａ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、（Ｂ）〜（Ｅ）はそれぞれスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３を、（Ｆ）は交流出力電圧Ｖacoutを表している。なお、電圧Ｖ２２，Ｖ３，Ｖacoutについては、図２に示した矢印の方向が正方向を表している。

まず、上記したように主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、図３中のタイミングｔ１〜ｔ８で示したように、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４（図３（Ａ），（Ｂ））に基づきスイッチング回路１１において交流のパルス電圧が生成され、トランス２の巻線２１に供給される。このとき、トランス２の巻線２３Ａ，２３Ｂに加えて巻線２２からも、変圧された交流のパルス電圧Ｖ２２が取り出される（図３（Ｃ））。なお、この場合の変圧の度合いも、巻線２１と巻線２２との巻数比によって定まる。

次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路として機能するスイッチング回路４１内のダイオードＤ５〜Ｄ８によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ４と低圧ラインＬＬ４との間（コンデンサＣ３の両端間）に、例えば図３（Ｆ）および図４（Ａ）に示したような整流出力（電圧Ｖ３）が発生する。なお、スイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８（図３（Ｄ），（Ｅ））に基づいてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＰＷＭ動作を行い、スイッチング回路４１において同期整流動作がなされているのは、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８でのスイッチング損失を低減するためである。

次に、スイッチング回路４２がＤＣ／ＡＣインバータとして機能し、ＳＷ制御回路４５からのスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３（図４（Ｂ）〜（Ｅ）参照）に従って、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３が電圧Ｖ３をスイッチングする。

具体的には、例えばまずタイミングｔ１１〜ｔ１２の期間（正の半波期間Δ６２Ａ）では、スイッチング制御信号Ｓ１３が常時「Ｈ」となって（図４（Ｅ））スイッチング素子Ｑ１３が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１２が常時「Ｌ」となって（図４（Ｄ））スイッチング素子Ｑ１２が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４２および平滑回路４３の部分の等価回路は、図５（Ａ）に示したようになる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１０が、図４（Ｂ）に示したように、タイミングｔ１１〜ｔ１２の前半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていくと共に、タイミングｔ１１〜ｔ１２の後半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていく。また、図４（Ｃ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１１は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１１が常時オフ状態となってダイオードＤ１１が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１０がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この正の半波期間Δ６２Ａでは、図５（Ａ）に示したエネルギー経路６２Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作および平滑回路４３による平滑化処理により、入出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、図４（Ｆ）に示したように、上に凸の正弦波形となる。なお、この正の半波期間Δ６２Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１１が常時オン状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、スイッチング素子Ｑ１１でのスイッチング損失が低減するので好ましい。

次に、タイミングｔ１２〜ｔ１３の期間は、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がいずれもオフ状態となる（図４（Ｂ）〜（Ｅ））デッドタイムＴｄである。

次に、タイミングｔ１３〜ｔ１４の期間（負の半波期間Δ６２Ｂ）では、スイッチング制御信号Ｓ１１が常時「Ｈ」となって（図４（Ｃ））スイッチング素子Ｑ１１が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１０が常時「Ｌ」となって（図４（Ｂ））スイッチング素子Ｑ１０が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４２および平滑回路４３の部分の等価回路は、図５（Ｂ）に示したように、平滑回路４３の部分において図５（Ａ）に示したものと上下逆の構成となる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１２が、図４（Ｄ）に示したように、タイミングｔ１３〜ｔ１４の前半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていくと共に、タイミングｔ１３〜ｔ１４の後半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていく。また、図４（Ｅ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１３は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１３が常時オフ状態となってダイオードＤ１３が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１２がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この負の半波期間Δ６２Ｂでは、図５（Ｂ）に示したエネルギー経路６２Ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作および平滑回路４３による平滑化処理により、入出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、図４（Ｆ）に示したように、下に凸の正弦波形となる。なお、この負の半波期間Δ６２Ｂにおいても、スイッチング素子Ｑ１３が常時オン状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、スイッチング素子Ｑ１３でのスイッチング損失が低減するので好ましい。

次に、この後のタイミングｔ１４〜ｔ１５の期間は、やはりスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がいずれもオフ状態となる（図４（Ｂ）〜（Ｅ））デッドタイムＴｄである。また、タイミングｔ１５の動作状態はタイミングｔ１１の動作状態と等価であり、その後はタイミングｔ１１〜ｔ１５の動作を繰り返すこととなる。なお、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、電圧検出部４４によって検出され、検出されたこの交流出力電圧Ｖacoutに基づきＳＷ制御回路４５からスイッチング回路４２へスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３が出力されることにより、スイッチング回路４２がＤＣ／ＡＣ変換動作を行うと共に交流出力電圧Ｖacoutが安定化するように、スイッチング回路４２内のスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３のパルス幅が制御されるようになっている。また、出力端子Ｔ５，Ｔ６間に交流出力電圧Ｖacoutが供給されると、いわゆる商用電圧として、電気機器の電源電圧として機能するようになっている。

このようにして、図２に示したように主バッテリ１０から直流入力電圧Ｖdcinが供給されているときには、主バッテリ１０から入力される直流入力電圧Ｖdcinに基づいて、スイッチング回路１１、ＳＷ制御回路１２、トランス２の巻線２１，２３Ａ，２３Ｂ、整流回路３１および平滑回路３３からなるＤＣ／ＤＣコンバータによって直流出力電圧Ｖdcout2が生成され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力されると共に、スイッチング回路１１、トランス２の巻線２１，２２、スイッチング回路４１、スイッチング回路４２、ＳＷ制御回路４５，４６および平滑回路４３からなるＤＣ／ＡＣインバータによって、交流出力電圧Ｖacoutが生成され、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される。

次に、図１および図６〜図９を参照して、入出力端子Ｔ５，Ｔ６から交流入力電圧Ｖacinを入力する場合の動作（交流入力電圧Ｖacinに基づいて直流出力電圧Ｖdcout1，Ｖdcout2をそれぞれ生成・出力し、主バッテリ１０および補機バッテリ３０を充電する際の動作）について詳細に説明する。なお、この場合の動作は、例えば本実施の形態のスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には、エンジンが停止しているときに外部の商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力することにより、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方の充電を行う。

ここで図６は、商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力する場合のエネルギーの伝送経路の一例を、矢印６３，６４で模式的に表したものであり、図７および図９は、この場合の動作波形をタイミング波形図で表したものである。具体的には、図７は、交流入力電圧Ｖacinに基づいてコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を生成するまでの動作波形を表しており、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）〜（Ｅ）はそれぞれスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３を、（Ｆ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。また、図９は、電圧Ｖ３に基づいてコンデンサＣ１に充電（主バッテリ１０を充電）するまでの動作波形を表しており、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７を、（Ｃ）はトランス２の巻線２１の両端間に生じる電圧Ｖ２１を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｆ）はコンデンサＣ１の両端間の電圧Ｖ１を、それぞれ表している。なお、交流入力電圧Ｖacin、電圧Ｖ３，Ｖ２１，Ｖ１については、図６に示した矢印の方向が正方向を表している。

商用電源５０から入出力端子Ｔ５，Ｔ６を介し、図７（Ａ）で示したような交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）が入力すると、平滑回路４３においてノイズ成分が除去される平滑化処理がなされたのち、スイッチング回路４２へ入力する。すると、スイッチング回路４２が、インダクタ４３Ｌ１，４３Ｌ２のインダクタ成分を用いて昇圧型のＡＣ／ＤＣコンバータとして機能し、ＳＷ制御回路４５からのスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３（図７（Ｂ）〜（Ｅ））に従って、スイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３が交流入力電圧Ｖacinをスイッチングする。なお、ＳＷ制御回路４５は、スイッチング回路４２からの出力電圧に基づき制御される。

具体的には、例えばまずタイミングｔ２１〜ｔ２２の期間（交流入力電圧Ｖacinが上に凸の正弦波形を示す正の半波期間Δ６３Ａ（Δ６４Ａ））では、スイッチング制御信号Ｓ１３が常時「Ｈ」となって（図７（Ｅ））スイッチング素子Ｑ１３が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１２が常時「Ｌ」となって（図７（Ｄ））スイッチング素子Ｑ１２が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４２および平滑回路４３の部分の等価回路は、図８（Ａ）に示したようになる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１１が、図７（Ｃ）に示したように、タイミングｔ２１〜ｔ２２の前半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていくと共に、タイミングｔ２１〜ｔ２２の後半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていく。また、図７（Ｂ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１０は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１０が常時オフ状態となってダイオードＤ１２が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１１がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この正の半波期間Δ６３Ａ（Δ６４Ａ）では、図８（Ａ）に示したエネルギー経路６３Ａ，６４Ａにおいて、平滑回路４３による平滑化処理およびスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図７（Ｆ）に示したように、値が一定の直流電圧となる。なお、この正の半波期間Δ６３Ａ（Δ６４Ａ）において、スイッチング素子Ｑ１０がスイッチング素子Ｑ１１と逆位相状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、ダイオードＤ１０でのスイッチング損失および導通損が低減するので好ましい。

次に、タイミングｔ２２〜ｔ２３の期間（交流入力電圧Ｖacinが下に凸の正弦波形を示す負の半波期間Δ６３Ｂ（Δ６４Ｂ））では、スイッチング制御信号Ｓ１１が常時「Ｈ」となって（図７（Ｃ））スイッチング素子Ｑ１１が常時オン状態となる共に、スイッチング制御信号Ｓ１０が常時「Ｌ」となって（図７（Ｂ））スイッチング素子Ｑ１０が常時オフ状態となる。すると、この期間におけるスイッチング回路４２および平滑回路４３の部分の等価回路は、図８（Ｂ）に示したように、平滑回路４３の部分において図８（Ａ）に示したものと上下逆の構成となる。ここで、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ１１が、図７（Ｅ）に示したように、タイミングｔ２２〜ｔ２３の前半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていくと共に、タイミングｔ２２〜ｔ２３の後半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていく。また、図７（Ｄ）に示したように、スイッチング制御信号Ｓ１２は常時「Ｌ」となる。すなわち、この期間では、スイッチング素子Ｑ１２が常時オフ状態となってダイオードＤ１２が導通すると共に、スイッチング素子Ｑ１３がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。したがって、この負の半波期間Δ６３Ｂ（Δ６４Ｂ）では、図８（Ｂ）に示したエネルギー経路６３Ｂ，６４Ｂにおいて、平滑回路４３による平滑化処理およびスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３による上記スイッチング動作により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図７（Ｆ）に示したように、値が一定の直流電圧となる。なお、この負の半波期間Δ６３Ｂ（Δ６４Ｂ）においても、スイッチング素子Ｑ１２がスイッチング素子Ｑ１３と逆位相状態となって同期整流動作を行うようにしてもよい。そのようにした場合、ダイオードＤ１２でのスイッチング損失および導通損が低減するので好ましい。

なお、このときスイッチング回路４２および平滑回路４３では、上記したようなＡＣ／ＤＣ変換動作を行うためのコンデンサインプット型の整流器と比べ、力率が改善されるようになっている。これにより、ピーク電流が少なくなり、同容量の平滑コンデンサと比べてリップル電圧が小さくなるようになっている。

次に、コンデンサＣ３の両端間に蓄積された電圧Ｖ３に基づいて、エネルギー伝送経路６３，６４により、それぞれ主バッテリ１０および補機バッテリ３０の充電がなされる。

まず、エネルギー伝送経路６３については、スイッチング回路４１がＤＣ／ＡＣインバータ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が、図９（Ａ），（Ｂ）のタイミングｔ３１〜ｔ３８等に示したようにオン・オフ動作することにより、トランス２の巻線２２に交流のパルス電圧が生じる。そして巻線２２と巻線２１との巻数比に応じて、巻線２１の両端間に、図９（Ｃ）に示したような変圧された交流のパルス電圧Ｖ２１が生じる。次に、スイッチング回路１１は、この場合は整流回路として機能し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が図９（Ｄ），（Ｅ）に示したようにオン・オフ動作することにより、交流のパルス電圧Ｖ２１が整流され、コンデンサＣ１の両端間には図９（Ｆ）に示したような一定の直流電圧Ｖ１が印加される。このようにして、電圧Ｖ１に基づく直流出力電圧Ｖdcout1により、主バッテリ１０への充電がなされる。なお、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ動作を行い、このＰＷＭの動作はスイッチング回路４１のＰＷＭの動作と同期している。

一方、エネルギー伝送経路６４については、上記のようにトランス２の巻線２２に交流のパルス電圧が生じると、トランス２の巻線２３Ａ，２３Ｂにも、巻線２２と巻線２３Ａ，２３Ｂとの巻数比によって定まる変圧された交流のパルス電圧が取り出される。したがって、この変圧された交流のパルス電圧が整流回路３１で整流され、平滑回路３２で平滑化されることにより、補機バッテリ３０にも一定の電圧（直流出力電圧Ｖdcout2）による充電がなされる。なお、この直流出力電圧Ｖdcout2は電圧検出部３３によって検出され、検出されたこの直流出力電圧Ｖdcout2に基づき、ＳＷ制御回路４５からスイッチング回路４２へスイッチング制御信号Ｓ１０〜Ｓ１３が出力されることにより、スイッチング回路４２がＡＣ／ＤＣ変換動作を行うと共にコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３が一定となるように、スイッチング回路４２内のスイッチング素子Ｑ１０〜Ｑ１３がＰＷＭ制御される。また、同様に検出された直流出力電圧Ｖdcout2に基づき、ＳＷ制御回路４６からスイッチング回路４１へスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８が出力されることにより、スイッチング回路４１がＤＣ／ＡＣ変換動作を行うと共に直流出力電圧Ｖdcout1，Ｖdcout2がそれぞれ一定となるように、スイッチング回路４１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がＰＷＭ制御される。

このようにして、図６に示したように商用電源５０から交流入力電圧Ｖacin（商用電圧
）が供給されているときには、入力された交流入力電圧Ｖacinに基づいて、平滑回路４３、スイッチング回路４２、ＳＷ制御回路４５、スイッチング回路４１、ＳＷ制御回路４６、トランス２の巻線２２，２１、スイッチング回路１１およびＳＷ制御回路１２によって、直流出力電圧Ｖdcout1が生成され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２から出力されると共に、平滑回路４３、スイッチング回路４２、ＳＷ制御回路４５、スイッチング回路４１、ＳＷ制御回路４６、トランス２の巻線２２，２３Ａ，２３Ｂ、整流回路３１および平滑回路３２によって、直流出力電圧Ｖdcout2が生成され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力される。これにより、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方が充電される。

以上のように本実施の形態では、トランス２の巻線２１と主バッテリ１０との間にスイッチング回路１１を設け、トランス２の巻線２２と入出力端子Ｔ５，Ｔ６との間にスイッチング回路４１を設け、このスイッチング回路４１と入出力端子Ｔ５，Ｔ６との間にスイッチング回路４２を設けると共に、これらスイッチング回路１１，４１，４２がいずれも双方向スイッチ（互いに並列接続された１つのスイッチング素子と１つのダイオードとの対により構成）を含むようにしたので、交流出力電圧Ｖacoutを出力するための回路と、交流入力電圧Ｖacinを入力して主バッテリ１０に充電を行うための回路とを共通化することができる。よって、上記入出力端子Ｔ５，Ｔ６によって、交流電圧の入力端子および出力端子を共通化することが可能となる。

また、トランス２が巻線２１，２２と互いに磁気的に結合された巻線２３Ａ，２３Ｂを有すると共に、この巻線２３Ａ，２３Ｂと補機バッテリ３０との間に整流回路３１をさらに設けるようにしたので、主バッテリ１０からの直流入力電圧Ｖdcinに基づいて、入出力端子Ｔ５，Ｔ６への直流／交流変換（ＤＣ／ＡＣインバータ）動作に加えて補機バッテリ３０への直流電圧変換（ＤＣ／ＤＣコンバータ）動作を行うことが可能となると共に、入出力端子Ｔ５，Ｔ６からの交流入力電圧Ｖacinに基づく直流出力電圧Ｖdcout1,Ｖdcout2により、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方に対して充電動作を行うことが可能となる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態では、スイッチング回路１１，４１，４２がいずれもフルブリッジ型のスイッチング回路である場合について説明したが、スイッチング回路の構成はこれには限られず、例えばスイッチング回路１１，４２をハーフブリッジ型のスイッチング回路によって構成してもよい。

また、上記実施の形態では、トランス２が互いに磁気的に結合された巻線２１，２２，２３を有すると共に、この巻線２３側に整流回路３１、平滑回路３２および電圧検出部３３を設けることにより、交流出力電圧Ｖacoutの出力動作（ＤＣ／ＡＣインバータとしての動作）および交流入力電圧Ｖacinの入力動作（ＡＣ／ＤＣコンバータとしての動作）に加え、直流入力電圧Ｖdcinに基づく直流出力電圧Ｖdcout2の生成・出力動作（ＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作）をも行うようにした場合について説明したが、例えば補機バッテリ３０が不要となってＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作も不要であるような場合には、例えば図１０に示したスイッチング電源装置のように、トランス２の代わりに、互いに磁気的に結合された巻線２１，２２のみを有するトランス２Ａを設けると共に、巻線２３側の整流回路３１、平滑回路３２および電圧検出部３３を設けないようにしてもよい。

さらに、上記実施の形態では、例えば図３や図９に示したように、スイッチング回路４１がＰＷＭ動作を行うと共にスイッチング回路１１がスイッチング回路４１と同期整流している場合について説明したが、例えば、交流入力電圧Ｖacinに基づいて直流出力電圧Ｖdcout1を生成・出力して主バッテリ１０へ充電動作を行う際に、スイッチング回路４１内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が可変のパルス幅でスイッチング動作する一方、スイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が固定のパルス幅でスイッチング動作し、主バッテリ１０への充電量を調整できるようにしてもよい。

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。スイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路の一例を説明するための回路図である。直流入力電圧の変換動作の一例を説明するためのタイミング波形図である。交流出力電圧の生成動作の一例を説明するためのタイミング波形図である。図４に示した交流出力電圧の生成動作の際のスイッチング回路の動作について説明するための等価回路図である。スイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路の他の例を説明するための回路図である。交流入力電圧の変換動作を説明するためのタイミング波形図である。図７に示した交流入力電圧の変換動作の際のスイッチング回路の動作について説明するため等価回路図である。直流出力電圧の生成動作の一例を説明するためのタイミング波形図である。本発明の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。

符号の説明

１０…主バッテリ、１１，４１，４２…スイッチング回路、１２，４５，４６…ＳＷ制御回路、２，２Ａ…トランス、２１〜２３…巻線、３０…補機バッテリ、３１…整流回路、３２，４３…平滑回路、３３，４４…電圧検出部、４０…商用電源（交流電源）、６１〜６４，６２Ａ，６２Ｂ，６３Ａ，６３Ｂ，６４Ａ，６４Ｂ…エネルギー伝送経路、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ５，Ｔ６…入出力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｖdcin…直流入力電圧、Ｖdcout1，Ｖdcout2…直流出力電圧、Ｖacin…交流入力電圧、Ｖacout…交流出力電圧、Ｑ１〜Ｑ８，Ｑ１０〜Ｑ１３…スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１０〜Ｓ１３…スイッチング制御信号、Ｃ１，Ｃ３，３２Ｃ，４３Ｃ…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８，Ｄ１０〜Ｄ１３，３１Ｄ１，３１Ｄ２…ダイオード、３２Ｌ，４３Ｌ１，４３Ｌ２…インダクタ、ＬＨ１，ＬＨ３，ＬＨ４…高圧ライン、ＬＬ１，ＬＬ３，ＬＬ４…低圧ライン、Ｌ４１，Ｌ４２…接続ライン、Ｖ１，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ３…電圧、Ｔｄ…デッドタイム、ｔ１〜ｔ８，ｔ１１〜ｔ１５，ｔ２１〜ｔ２３，ｔ３１〜ｔ３８…タイミング、Δ６２Ａ，Δ６２Ａ，Δ６４Ａ…正の半波期間、Δ６２Ｂ，Δ６２Ｂ，Δ６４Ｂ…負の半波期間。

Claims

互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを有するトランスと、
前記第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含んで構成された双方向型の第１のスイッチング回路と、
前記第２トランスコイルと交流電圧入出力端子との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列同士が互いに並列接続されるようにして構成された双方向型の第２のスイッチング回路と、
前記第２のスイッチング回路と前記交流電圧入出力端子との間に配置され、一対のスイッチが直列接続されてなるスイッチ列を少なくとも１つ含んで構成された双方向型の第３のスイッチング回路と、
前記第３トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、
前記整流回路から前記第２の直流電源へ出力される直流電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて、前記第１ないし第３のスイッチング回路の動作を制御する制御部と
を備え、
前記第２の直流電源の電圧が、前記第１の直流電源の電圧よりも低くなっており、
前記制御部は、
前記第１の直流電源から供給される直流入力電圧に基づいて、前記第２の直流電源に対して充電動作を行うと共に前記交流電圧入出力端子から交流出力電圧を出力する出力モードにおいては、前記電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて前記第１のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ前記第２のスイッチング回路が整流動作を行うと共に前記第３のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行うように制御し、
前記交流電圧入出力端子から入力される交流入力電圧に基づいて、前記第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に対する充電動作を行う入力モードにおいては、前記電圧検出回路により検出された直流電圧に基づいて前記第３のスイッチング回路が交流／直流変換動作を行うと共に前記第２のスイッチング回路が直流／交流変換動作を行い、かつ前記第１のスイッチング回路が整流動作を行うように制御する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記入力モードにおいて、前記第３のスイッチング回路が力率改善動作をも行うように制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記入力モードにおいて、前記第２のスイッチング回路における各スイッチが可変のパルス幅でスイッチング動作を行うと共に、前記第１のスイッチング回路における各スイッチが固定のパルス幅でスイッチング動作を行うように、各スイッチに対してＰＷＭ制御を行うことにより、前記第１の直流電源への充電量を調整する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。