KR20110122730A - 다수의 변조 모드간 변환을 위한 파워 컨트롤 - Google Patents

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Abstract

스위칭 파워 컨버터에서, PWM 모드와 PFM 모드는, 독립적으로 결정된 각 제어 섹션에서 전압 레인지를 제어하는, 두 개의 독립된 제어 섹션으로 구분된다. PWM 및 PFM 변조 모드 각각은 자신의 경계를 넘어 연속적인 동작을 할 수 없고, 연속적이지 않은 동작이 허용된 두 개의 제어 섹션 사이에서 제어 갭을 형성한다. 제어 갭 내에서 로드 조건을 제공하기 위해, 파워 서플라이는 제어 갭의 두 경계에서 동작한다. PWM 및 PFM 모드 사이의 변환은, 낮은 출력 전압 리플과 함께 빠르게 발생한다. 제어 갭에 의해 PWM 및 PFM 모드가 분리되어, PWM 및 PFM 제어 섹션에서의 제어 파라미터가 서로 매칭될 필요가 없기 때문에, 각각의 PWM 및 PFM 제어 섹션에서 제어 전압 범위에 제한이 있을 필요가 없다.

Description

다수의 변조 모드간 변환을 위한 파워 컨트롤{POWER CONTROL FOR TRANSITION BETWEEN MULTIPLE MODULATION MODES}
본 발명은, 스위칭 파워 컨버터(또한, 스위치 모드 파워 서플라이라고도 함)에 있어서 서로 다른 변조 모드간 변환에 관한 것이며, 그러한 변환 동안 출력 전압 리플과 오버슈트(overshoot) 및 언더슈트(undershoot)를 저감하는 것에 관한 것이다.
스위치 모드 파워 서플라이에 있어서, 전력 손실은 전류 전도 손실 혹은 파워 스위치에서의 스위칭 손실에 기인한다. 중-로드(heavy load) 조건 하에서는, 전류는 높기 때문에 전도 손실이 지배적인 요소이다. 그러나, 경-로드(light load) 조건 하에서는, 전류가 낮으므로 스위칭 손실이 지배적인 요소이다.
스위칭 파워 컨버터의 경-로드 효율을 개선하기 위해서, 서로 다른 출력 전류(로드) 조건에서 스위칭 파워 컨트롤을 제어하기 위해 다수의 변조 모드가 이용된다. 예컨대, 모든 로드 조건에 대하여 전력 효율을 최적화하기 위해, 스위칭 파워 컨버터는 전형적으로 중-로드 조건에서는 PWM(pulse width modulation)을 이용하고, 경-로드 조건에서는 PFM(pulse frequency modulation)을 이용한다.
PWM 모드에서, 스위칭 파워 컨버터는 일정한 스위칭 주파수, 즉 일정한 스위칭 주기로 제어되지만, 스위칭 파워 컨버터에 있어서 파워 스위치의 듀티 사이클(duty cycle)은 다양하다. 듀티 사이클은, 파워 스위치가 ON상태인 동안 스위칭 주기의 분율(종종 퍼센티지로 표현됨)을 의미한다. 예컨대, PWM 스위칭 형식은 100 ㎑의 스위칭 주파수, 따라서 10 ㎲의 스위칭 주기를 가질 수 있다. 따라서, 30% 듀티 사이클에 있어서, 파워 스위치는 각각의 스위칭 주기의 3 ㎲에 대해서는 ON 상태, 7 ㎲에 대해서는 OFF 상태일 수 있다. PWM 제어 하에서, 스위칭 파워 컨버터는, 파워 스위치의 듀티 사이클을 조정함으로써 피드백 신호에 기초하여 출력 전압을 규제하지만, 일정한 스위칭 주파수를 유지한다.
PFM 모드에서, 스위칭 파워 컨버터는, 파워 스위치가 한 세트 주기의 펄스에서는 턴-온 되도록 제어되지만, 파워 스위치의 듀티 사이클은 다양한 스위칭 주파수, 즉 다양한 스위칭 주기로 제어된다. 예컨대, PFM 스위칭 형식은 각각의 스위칭 주기의 5 ㎲에 대하여 파워 스위치를 턴-온 시킬 수 있지만, 40 ㎑ 내지 130 ㎑ 사이에서 스위칭 주파수가 변화된다. 40 ㎑ 스위칭 주파수는 25 ㎲의 스위칭 주기, 즉 20%의 듀티 사이클에 상응하는 한편, 130 ㎑의 스위칭 주파수는 7.7 ㎲의 스위칭 주기, 즉 65%의 듀티 사이클에 상응한다. 따라서, PFM 제어 하에서, 스위칭 파워 컨버터는, 파워 스위치의 주파수 및 주기를 조정함으로써 피드백 신호에 기초하여 출력 전압을 규제하지만, 파워 스위치는 동일한 기간 혹은 각각의 스위칭 주기 동안 동일한 전압-초(second) 프로덕트에 상응하는 기간 동안 ON 상태이다.
도 1A는 스위칭 파워 컨버터에 대한 종래의 제어 형식을 도시한다. 스위칭 파워 컨버터는 두 가지 동작 모드, 즉 PWM 및 PFM에서 동작한다. 파워 컨버터의 출력 전류(즉, 로드)가 로드 레벨(출력 전류 레벨) LO 이상이면, 파워 컨버터는 일정한 스위칭 주파수로 PWM 모드에서 동작한다. 그러나, 로드가 로드 레벨 LO보다 작으면, 파워 컨버터는, 로드가 감소함에 따라 감소하는 스위칭 주파수로 PFM 모드에서 동작한다.
하나 이상의 변조 모드가 파워 컨버터 제어 형식에 결합되면서, 서로 다른 동작 모드에 있어서 변환 포인트가 존재한다. 도 1A의 종래 제어 형식에 있어서 PWM 및 PFM 모드 사이의 변환은 연속적임에 주목한다. 로드 포인트 LO에서, 파워 컨버터는 PWM 및 PFM 모드 사이의 변환 포인트에 있고, PWM 모드, PFM 모드에서 동작하거나 PWM 및 PFM 모드 사이의 앞뒤에서 실행할 수 있다. 파워 컨버터가 PWM 및 PFM 모드 사이의 앞뒤에서 실행하면, 출력 전압 리플은 전형적으로 높게 된다. 이것은, 다른 변수들, 즉 펄스 폭 및 주기를 변조하는 동안 PWM 및 PFM 모드는 동일한 제어 전압에 응답해야 하기 때문이다. PWM 및 PFM 모드간의 완벽한 변환을 위해서는, 두 개의 동작 모드로부터 제어 전압 요건들이 변환 포인트(15)에서 동일해야 할 뿐 아니라, 로드 변화에 상응하는 제어 전압 변화의 경사도도 동일해야 하는데, 이것은 파워 컨버터 설계에 있어서 힘든 요구사항이 된다. 임의의 불일치가 출력 전압 리플로 하여금, 정상치인 요구되는 레벨 이상의 값을 야기할 수 있다.
도 1B는 스위칭 파워 컨버터에 대한 또 다른 종래의 제어 형식을 도시한다. 이 제어 형식에서는, 동작 모드간 변환에 있어서 시간 지연이 도입된다. 즉, 파워 컨버터가 동작 모드에 들어가면, 제어 루프는 그러한 동작 모드에 있기 이전에 정착하기 위해 대기해야 한다. 또한, 동작 모드간 변환을 최소화하기 위해 제어 전압 히스테리시스(hysteresis)가 도입된다. 즉, 제어 전압은 다른 동작 모드로 변환하기 위해, 로드(출력 전류)에서 정의된 히스테리시스 Lhys를 나타내는 레벨 이상으로 되어야 한다. 예컨대, 도 1B에 도시된 바와 같이, PFM 모드로 변환(20)하기 위해 PWM 모드에서 스위칭 파워 컨버터의 로드는, 로드 LO-Lhys 보다 많이 떨어져야 하고, PWM 모드로 변환(10)하기 위해 PFM 모드에서 스위칭 파워 컨버터의 로드는 LO+Lhys 보다 많이 올라가야 한다. 그 결과, 동작 모드간 변환에 기인하는 출력 전압 리플이 저감될 수 있다.
히스테리시스를 도입함으로써, 로드가 히스테리시스 범위 밖을 벗어나지 않으면, 파워 서플라이는 하나의 변조 모드에서 안정적으로 동작할 수 있다. 그러나, 히스테리시스 범위가 큰 경우, 출력 전압 오버슈트 또는 언더슈트가 동작 모드간 변환 동안 발생할 수 있는데, 이것은 히스테리시스가 강제적으로 하나의 동작 모드에서의 제어 전압을 다른 동작 모드에서의 제어 전압 이상 또는 이하로 되게끔 하기 때문이며, 그 결과, 새로운 동작 모드로의 변환 후 제어 전압의 계단 함수(step function)를 초래한다. 반면, 히스테리시스가 너무 작으면, 동작 모드간 진동을 충분히 방지할 수 없다. 그 결과, 불완전한 슬로프 매칭 뿐 아니라 히스테리시스 그 자체로 인하여 출력 전압 리플은 보다 높아질 수 있다.
도 1A 및 도 1B의 제어의 또 다른 단점은 폭넓은 제어 전압 범위에 있다. 예컨대, 플라이백 타입(Flyback type) 스위칭 파워 컨버터에 있어서, 출력 전력은
Figure pct00001
로 표현될 수 있다. 여기서,
Figure pct00002
는 출력 전력이고,
Figure pct00003
는 정류된 입력 전압이고,
Figure pct00004
는 파워 MOSFET 스위치의 턴-온 시간이고,
Figure pct00005
는 트랜스포머의 자화 인덕턴스이고,
Figure pct00006
는 스위칭 주기이고,
Figure pct00007
는 변환 효율이다. PWM 모드에서 VinTon 제어를 이용하는 경우, 제어 변수는 VinTon이다. PWM 제어가 10% 내지 100% 로드를 다루면, 로드 비율은 100%:10% = 10:1이다. 제어 전압 비율은
Figure pct00008
: 1 또는 3.16:1로 도출될 수 있다. PFM 모드에서, 제어 변수는 Tp 이다. PFM이 로드 범위 10% 내지 0.5%를 다루면, 제어 전압 비율은 50:1이다. 따라서, 훨씬 큰 제어 전압 비율이 PFM 제어에 의해 지지될 필요가 있다. 특히, PFM 모드에 있어서 최고 제어 전압은 PWM 모드에서 최저 제어 전압을 초과할 수 없다는 한계로 인해, PFM 모드에 있어서 보다 넓은 범위의 제어 전압 범위를 필요로 하는 것은 실행에 어려움을 초래할 수 있다.
본 발명의 구체예에는, 스위칭 파워 컨버터의 변조 모드 사이에서 적용 가능한 변환 방법을 포함하고, 여기서 PWM 모드 및 PFM 모드는 두 개의 독립적인 제어 섹션으로 분리되며, 이들은 독립적으로 결정된 각 제어 섹션에서의 제어 전압 범위와 명백히 정의된 각 제어 섹션에 대한 경계를 갖는다. PWM 및 PFM 변조 모드 각각은 자신의 경계를 넘어 연속적인 동작을 할 수 없고, 두 개의 제어 섹션 사이에서 제어 갭을 형성한다. 제어 갭 내에서 로드 조건을 제공하기 위해, 파워 서플라이는 제어 갭의 두 경계에서 동작한다.
보다 구체적으로 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법은, 제1 출력 전류 레벨 보다 높고 제2 출력 전류 레벨 보다 낮은 제1 출력 전류 범위에서 펄스 주파수 변조 모드로 스위칭 파워 컨버터를 동작하는 단계와, 제3 출력 전류 레벨 보다 높고 제4 출력 전류 레벨 보다 낮은 제2 출력 전류 범위에서 펄스 폭 변조 모드로 스위칭 파워 컨버터를 동작하는 단계 -상기 제3 출력 전류 레벨은 상기 제2 출력 전류 레벨 보다 높음-로 구성되고 있다. 상기 스위칭 파워 컨버터는, 제2 출력 전류 레벨과 제3 출력 전류 레벨 사이에서, 상기 펄스 주파수 변조 모드 또는 상기 펄스 폭 변조 모드로 동작하지 않고, 제어 갭을 형성한다.
선정된 히스테리시스 전압을 더한 기준 전압을 초과하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 증가하고, 상기 제3 출력 전류 레벨 아래로 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 감소하는 경우, 상기 펄스 폭 변조 모드에서 상기 펄스 주파수 변조 모드로 변환한다. 선정된 히스테리시스 전압을 차감한 기준 전압을 초과하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 감소하고, 상기 제2 출력 전류 레벨을 넘어 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 증가하는 경우, 상기 펄스 주파수 변조 모드에서 상기 펄스 폭 변조 모드로 변환한다.
본 발명은, 변환 동안 낮은 출력 전압 리플을 발생시키면서, PWM 모드 및 PFM 모드간의 변환이 빠르게 발생하는 장점을 갖는다. 제어 갭에 의해 PWM 및 PFM 모드가 분리되어, PWM 및 PFM 제어 섹션에서의 제어 파라미터가 서로 매칭될 필요가 없기 때문에, 각각의 PWM 및 PFM 제어 섹션에서 제어 전압 범위에 제한이 있을 필요가 없다.
명세서에 기재된 특징 및 장점이 전부 포괄적인 것은 아니며, 특히, 많은 추가의 특징 및 장점들이 도면과 명세서의 관점에서 해당 분야의 통상의 숙련자에게 명백할 것이다. 또한, 명세서에 사용된 언어는 알아보기 쉽고 설명적인 목적으로 주로 선택되며, 발명의 주제를 상세히 기술하거나 제한하도록 선택되지 않는다.
본 발명에 관한 실시형태의 사상은, 수반하는 도면과 함께 다음의 상세한 설명을 고려하면 보다 쉽게 이해될 수 있다.
도 1A는 스위칭 파워 컨버터에 있어서 종래 제어 형식을 도시한다.
도 1B는 스위칭 파워 컨버터에 있어서 또 다른 종래 제어 형식을 도시한다.
도 2A는 본 발명의 일 실시형태에 따른, 플라이백 타입 AC-DC 스위칭 파워 컨버터를 도시한다.
도 2B는 제어 전압(Vc)을 발생시키는, 도 2A의 보상 모듈 회로의 예시를 도시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른, 도 2A의 스위칭 파워 컨버터의 동작 파형을 도시한다.
도 4A 및 도 4B는 본 발명의 일 실시형태에 따른, 스위칭 파워 컨버터의 동작 모드간 변환을 도시한다.
도 4C는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른, 스위칭 파워 컨버터의 동작 모드간 변환을 도시한다.
도 5는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른, 시그마 델타 모듈레이터를 이용하여 다수의 동작 포인트 사이에서의 변환을 제어하는 방법을 도시한다.
도면과 다음의 설명은 본 발명의 바람직한 실시형태를 묘사하는 것에만 관련된다. 다음 논의로부터, 여기에 개시된 구조 및 방법에 관한 또 다른 실시형태들이, 본 발명의 사상을 벗어나지 않는 한 이용될 수 있는 다양한 대안들로서 쉽게 인식될 수 있음을 주목해야 한다.
본 발명의 몇몇 실시형태에 대하여 상세히 언급될 것이며, 그것의 예시들은 수반하는 도면에 도시된다. 어느 도면에서건, 실질적으로 유사하거나 같은 참조 번호가 도면에서 이용되며, 유사하거나 동일한 기능을 나타낼 수 있음에 주목해야 한다. 도면은 단지 설명을 목적으로만 본 발명의 실시형태를 묘사한다. 해당 분야의 숙련자들은, 본 명세서에 묘사된 구조 및 방법에 대한 또 다른 실시형태들이, 본 명세서에 기재된 발명의 원리를 벗어나지 않는 한 이용될 수 있다는 다음의 설명으로부터, 쉽게 인식할 것이다.
본 발명의 다양한 실시형태에 따르면, 스위칭 파워 컨버터의 변조 모드 사이에서 적용 가능한 변환 방법이 제공되며, 여기서 PWM 모드 및 PFM 모드는 두 개의 독립적인 제어 섹션으로 분리되며, 이들은 독립적으로 결정된 각 제어 섹션에서의 제어 전압 범위와 명백히 정의된 각 제어 섹션에 대한 경계를 갖는다.
도면으로 돌아가면, 도 2A는 본 발명의 일 실시형태에 따른, 플라이백 타입 AC-DC 스위칭 파워 컨버터를 도시한다. 파워 컨버터(200)는 트랜스포머(T1), 다이오드(D1), 캐패시터(C0), 파워 MOSFET 스위치(Q1), 레지스터(R1, R2) 및 컨트롤러(202)를 포함한다. 컨트롤러(202)는, 스위치(Q1)를 구동하는 출력 구동 신호(210)를 발생시킨다. AC 파워는 AC 파워 소스(미도시)로부터 수신되고, 규제된 DC 입력 전압(VIN)을 제공하도록 정류된다. 스위치(Q1)가 켜져 있을 때 다이오드(D1)가 리버스 바이어스 되기 때문에, 스위치(Q1)가 켜져 있는 동안 입력 전력은 트랜스포머(T1)에 저장된다. 스위치(Q1)가 꺼져 있을 때, 다이오드(D1)는 포워드 바이어스 되기 때문에, 스위치(Q1)가 꺼져 있는 동안, 정류된 입력 전력은 그 후, 캐패시터(C0)를 경유하는 로드(ZL)에 전달된다. 다이오드(D1)는 출력 렉티파이어로서 기능하고, 캐패시터(C0)는 출력 필터로서 기능한다. 결과로서 얻어지는 규제된 출력 전압(VOUT)은 로드(ZL)에 전달되고, 레지스터(RL)는 로드가 없는 상태에서 출력을 안정화하기 위해 전형적으로 이용되는 이전 로드(pre-load)이다.
컨트롤러(202)는 타이밍 센스 모듈(205), Vout 센스 모듈(204), 루프 보상 모듈(206) 및 PWM/PFM 제어 모듈(208)을 포함한다. 컨트롤러(202)는, 파워 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태와 듀티 사이클을 제어하기 위해, 펄스 폭 변조(PWM), 또는 펄스 주파수 변조(PFM)와 같은, 많은 잘 알려진 변조 테크닉 중 임의의 것을 이용할 수 있다. 따라서, PWM 모드 및 PFM 모드를 포함하는 다양한 동작 모드에서, PWM/PFM 제어 모듈(208)은, 스위칭 파워 컨버터의 이전 스위칭 사이클에서 감지된 출력 전압(VOUT) 및 감지된 1차 측 전류(Ip)에 기초한 피드백 루프를 이용하여, 파워 스위치(Q1)의 온-타임 및 오프-타임을 제어하고 출력 전압(VOUT)을 규제하기 위해, 적절한 스위치 구동 펄스(210)를 발생시킨다.
전압 ISENSE는 센스 레지스터(RS)를 경유하는 전압의 형태로, 1차 권선(Np) 및 스위치(Q1)를 통해 1차 전류(Ip)를 감지하는데 이용된다. PWM/PFM 컨트롤러(208)에 있어서 전압 ISENSE는, 1차 전류(Ip)가 피크 전류 임계치에 도달할 때 그것을 제한하기 위해 피크 전류 모드 스위칭을 수행하도록, 피크 1차 전류에 상응하는 전압(Vipk)과 비교된다. 출력 전압(Vout)은 트랜스포머(T1)의 보조 권선(Na)에 걸쳐 반영되는데, 이것은 레지스터(R1 및 R2)로 구성된 레지스티브 전압 분배기를 통해 전압 VSENSE로서 Vout 센스 모듈(204) 및 타이밍 센스 모듈(205)에 입력된다. Vout 센스 모듈(204)은, 파워 컨버터(200)의 각 스위칭 사이클에서 트랜스포머의 리셋 시간 종료시 전압 VSENSE 을 샘플링하고, 목표의 규제된 출력 전압과의 비교를 위해, 샘플링된 전압을 비교할만한 레벨로 스케일링함으로써, 피드백 전압(Vfb)을 결정한다. 피드백 전압(Vfb)은 보상 모듈(206) 및 PWM/PFM 컨트롤러(208)에 제공된다. 보상 모듈(206)은 제어 전압(Vc)을 결정하기 위해 피드백 전압(Vfb)을 이용하는데, 이것은 PWM/PFM 컨트롤러(208)에 입력된다. 이하에 설명하는 바와 같이, 제어 전압(Vc)은 파워 서플라이 로딩의 범주, 즉, 요구되는 출력 전압을 유지하기 위해 스위칭 사이클 당 얼마나 많은 에너지가 로드에 전달되어야 하는가를 나타내는 파라미터이다. 타이밍 센스 모듈(205)은 또한, VSENSE 신호에 기초해 스위칭 파워 컨버터(200)의 다양한 타이밍 파라미터, 즉, 스위칭 주기(Tp), 트랜스포머 리셋 시간(Trst) 등을 감지하는데, 이것 또한 PWM/PFM 컨트롤러에 입력된다. 감지된 타이밍 파라미터와 제어 전압(Vc)에 기초하여, PWM/PFM 컨트롤러(208)는, 파워 컨버터(200)를 제어하기 위해 어느 동작 모드(PWM 또는 PFM)가 적용될지를 결정하고, 선택된 동작 모드(PWM 또는 PFM) 하에서 적절한 스위치 구동 신호(210)를 발생시킨다. 이하에 도 4A, 도 4B 및 도 4C를 참조하여 보다 상세히 설명하는 바와 같이, PWM/PFM 컨트롤러(208)는, 스위칭 파워 컨버터(200)의 로드(출력 전류)과 감지된 출력 전압(VOUT)에 기초하여, 파워 컨버터(200)의 제어를 위해 PWM 모드 또는 PFM 모드를 선택한다. 상기한 바와 같이, 제어 전압(Vc)은 파워 컨버터(200)의 로드(출력 전류)의 레벨을 나타내는 프록시로서 이용되며, 피드백 전압(Vfb) 또는 VSENSE는 실제 출력 전압(VOUT)을 나타내는 프록시로서 이용될 수 있다.
도 2B는 제어 전압(Vc)을 발생시키는, 도 2A에 있어서 보상 모듈 회로의 예시를 도시한다. 보상 모듈(206) 내에, 디지털 전압 피드백 값(Vfb)과 목표 (규제) 출력 전압에 대응하는 디지털 값(VREF)의 차이를 결정하는 기준 전압 디지털 에러 발생기(252)가 있다. 결과로서 얻어지는 디지털 에러 신호(254)는 인테그레이터(264)와 비례 블록(262)으로 구성되는 P-I 함수 (비례 정함수(integral function))(260)에 입력된다. 인테그레이터(264)는 모든 이전의 스위칭 싸이클이나 소정의 많은 이전의 스위칭 사이클에 걸쳐 디지털 에러 신호(254)를 통합하고, 그것의 출력은 디지털 에러 신호(254)의 조정 값(비례 블록(262)에서 계수(Kp)로 조정됨)에 더해져, 제어 전압(Vc)을 발생시킨다. 따라서, 제어 전압(Vc)은 파워 서플라이 로딩의 범위(출력 전류의 레벨), 즉, 요구되는 출력 전압을 유지하기 위해 스위칭 사이클 당 얼마나 많은 에너지가 로드에 전달되어야 하는가를 나타낸다. 일반적으로, 제어 전압(Vc)의 증가는, 출력 전압(VOUT)이 원하는 값보다 낮아서 증가되어야 함을 나타내고, 제어 전압(Vc)의 감소는, 출력 전압(VOUT)이 원하는 값보다 높아서 감소되어야 함을 나타낸다. 따라서, 에러 신호(254)가, 출력 전압(VOUT (Vfb))이 원하는 값보다 낮은 것을 나타내면, 제어 전압(Vc)은 P-I 함수(260)에 의해 증가될 것이고, 스위치(Q1)의 온-타임(Ton) 증가를 초래하여 스위칭 사이클 당 로드(ZL)에 보다 많은 에너지를 전달함으로써 필요한 출력 규제 전압을 유지시키도록 한다. 에러 신호(254)가, 출력 전압(VOUT(Vfb))이 원하는 값보다 높은 것을 나타내면, 제어 전압(Vc)은 P-I 함수(260)에 의해 감소될 것이고, 스위치(Q1)의 온-타임(Ton) 감소 또는 스위치(Q1)의 스위칭 주파수 감소를 초래하여, 스위칭 사이클 당 로드(ZL)에 보다 적은 에너지를 전달함으로써 필요한 출력 규제 전압을 유지시키도록 한다. 도 2B는 제어 전압(Vc)을 발생시키기 위한 디지털 실행 회로의 일례를 도시하지만, 다른 디지털 또는 아날로그 실행이 파워 서플라이 로딩의 범위를 반영하는 유사한 파라미터를 발생시키는데 이용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시형태에 따른, 도 2A의 스위칭 파워 컨버터의 동작 파형을 도시한다. 도 2A와 함께 도 3을 참조하면, 컨트롤러(202)는 제어 신호(210)(OUTPUT, 전류의 형태))를 출력하는데, 이것은 파워 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태를 정의한다. 스위치(Q1)와 1차 권선(Np)을 흐르는 1차 전류(Ip)는 전압 ISENSE(304)으로 표현된다. 제어 신호(210)가 높아서 파워 스위치(Q1)가 ON 상태에 있으면 1차 전류(ISENSE로 표현됨)(304)는 급격히 증가된다(램프 업). 1차 전류(ISENSE)(304)의 램프 업 비율은 대부분 입력 라인 전압(VIN)과 1차 권선(Np)의 자화 인덕턴스(magnetizing inductance, Lm)에 기초한다. 파워 스위치(Q1)가 ON 상태이면, 출력 렉티파이어 다이오드(D1)는 리버스 바이어스되어 VSENSE 전압(306)(출력 전압(VOUT)으로 표현됨)은 이상적으로 '0'이며 출력 전류(2차 전류)(Is)(308) 또한 0 A와 동일하다. 따라서, 파워 스위치(Q1)가 ON 상태에 있는 동안, 파워 트랜스포머(T1)에 에너지는 저장되지만 출력에서 로드(ZL)에 전달되지 않는다.
1차 전류(ISENSE)(304)가 피크 전류 모드 임계(Vipk)에 도달하면, 제어 신호(210)는 낮아져서, 파워 스위치(Q1)는 OFF 상태로 스위칭 된다. 그 결과, 출력 렉티파이어 다이오드(D1)는 포워드 바이어스되고 트랜스포머(T1)에 저장된 에너지는 1차 권선(Np)과 2차 권선(Ns) 사이의 권선 비율(Np/Ns)에 기초해 2차 권선(Ns)에 전달된다. 파워 트랜스포머(T1)에 저장된 에너지가 2차 권선(Ns)에 전달되면, 2차 전류(Is)(308)는 급격히 상승한 다음 하강하기 시작한다. 유사하게, VSENSE 전압(306) 또한 급격히 상승한 다음 천천히 하강한다. 파워 트랜스포머(T1)에 저장된 모든 에너지가 2차 측(Ns)에 전달되면, 2차 전류(Is)(308)는 0 A와 동일해지는데, 또한 그 점은 트랜스포머 리셋 포인트(312)라 불린다. 2차 전류(Is)가 급격히 상승한 다음 "0"에 도달하는 동안의 기간(Trst)은 트랜스포머 리셋 타임(Trst)으로 불린다. 또한, OUTPUT 신호(210)의 완전한 주기는 스위칭 주기(Tp)라 불린다. (도 2A를 참조하여 상기한) 피드백 전압(Vfb)은 트랜스포머 리셋 포인트(312)에서 VSENSE로부터 샘플링됨을 주목한다. 파워 스위치(Q1)가 트랜스포머 리셋 포인트(312) 이후까지 OFF상태로 남으면, 전압은 고주파 링잉(ringing)을 나타내는데, 일반적으로 전압 링잉 기간(310) 동안 링잉 디케잉(decaying)과 함께 발생한다. 그 후, 컨트롤러(202)(PWM/PFM 모듈(208))는 선택된 동작 모드(PWM 또는 PFM)에 기초해 파워 스위치(Q1)의 다음 턴-온 시간을 결정하고 다음 스위칭 사이클에 대한 파워 스위치(Q1)를 턴-온하도록 높은 제어 신호(210)를 발생시킬 것이며, 상기한 동작은 다음의 추가의 연속적인 스위칭 사이클에서 반복된다.
도 4A 및 도 4B는, 본 발명의 일 실시형태에 따른, 스위칭 파워 컨버터에서 동작 모드간의 변환을 도시한다. 도 4A를 도 2A와 함께 참조하면, 로드 레벨(출력 전류)이 L3와 L4 사이(동작 포인트 1과 동작 포인트 0) 사이)에 있을 때, PWM/PFM 컨트롤러(208)는 일정한 스위칭 주파수로 PWM 모드에서 파워 컨버터(200)를 작동한다. 로드 레벨이 L1과 L2 사이이면, PWM/PFM 컨트롤러(208)는, 로드 레벨이 감소함에 따라 감소하는 스위칭 주파수로 PFM 모드에서 파워 컨버터(200)를 작동한다.
플라이백 타입 스위칭 파워 컨버터에 있어서, 출력 전력은
Figure pct00009
로 결정되는데, 여기서
Figure pct00010
는 출력 전력,
Figure pct00011
는 정류된 입력 전압,
Figure pct00012
는 파워 MOSFET 스위치(Q1)의 턴-온 시간,
Figure pct00013
는 트랜스포머(T1)의 자화 인덕턴스,
Figure pct00014
는 스위칭 주기,
Figure pct00015
는 변환 효율이다. 동작 포인트 0과 1 사이의 PWM 제어 섹션에서, 스위칭 주기(Tp)는 VinTon 제어로부터 독립적으로 결정된다. 따라서, PWM 제어에 대한 최저 규제 전력 한계는 최저 허용 PWM 제어 전압에 의해 동작 포인트 1에 존재한다. 동작 포인트 2 와 3 사이의 PFM 제어 섹션에서, VinTon 는 Tp 제어로부터 독립적으로 결정된다. 따라서, PFM 제어에 대한 최고 규제 전력 한계는 최고 허용 PFM 제어 전압에 의해 동작 포인트 2에 존재한다.
로드 레벨 L2 및 L3 사이에서 제어 갭 A가 있는 점을 주목하자. 특히, PWM/PF 컨트롤러(208)는, PWM 제어가 PWM 제어 전압 한계 이상, 즉 동작 포인트 1(로드 L3) 이하에서 연속되지 않는 식으로, 스위칭 파워 컨버터(200)의 동작을 제어한다. 이를 위해, 로드 L3에 대응하는 VinTon 경계는 PWM 제어 섹션을 위해 명시되고, 파워 컨버터(200)는 그러한 VinTon 경계 너머에서 작동하지 않도록 제어된다. 유사하게, PWM/PFM 컨트롤러(208)는, PFM 제어가 그것의 PFM 제어 전압 한계 너머, 즉 동작 포인트 2(로드 L2) 이상에서 연속되지 않도록, 스위칭 파워 컨버터(200)의 동작을 제어한다. 이를 위해, L2에 대응하는 Tp 경계는 PFM 제어 섹션에 대하여 명시되고 파워 컨버터(200)는 그러한 Tp 경계너머에서 작동하지 않도록 제어된다. 동작 포인트 1이 동작 포인트 2 보다 높은 출력 전력을 규제하는 것이 보장되는 한, 동작 포인트 2에서 VinTon은 PFM 섹션에서 독립적으로 명시될 수 있고, 동작 포인트 1에서 Tp 는 PWM 섹션에서 독립적으로 명시될 수 있다.
PWM 모드 및 PFM 모드 사이의 변환은 두 가지 변수, 즉 출력 전압(VOUT) 및 로드 조건에 기초하여 행해진다. 도 4B는 스위칭 파워 컨버터(200)에서, 출력 전압(VOUT)이 PWM 모드 및 PFM 모드 사이의 변환을 결정하는데 어떻게 이용되는지를 도시한다. 감지된 출력 전압(VOUT)은 아날로그 또는 디지털 포맷일 수 있다. 도 4B는 출력 전압(VOUT)이 디지털 포맷인 상황을 도시한다. 일 실시형태에서, PWM/PFM 컨트롤러(208)는, 두 가지 조건을 만족하면, 파워 컨버터(200)를 제어하여 PWM 제어로부터 PFM 제어로 변환시키는데, 즉, 두 가지 조건은, (1) 타임 t1과 같이, 감지된 출력 전압 센스(VOUT)가 기준 전압(Vref)과 소정의 히스테리시스 전압(Vhys)의 합, 즉 Vref+Vhys 이상이고, (2) 로드 조건이 동작 포인트 1이 도달되는 식으로 되어, 동작 포인트 1 이하로 되는 경향에 있는 것이다. 기준 전압(Vref)은 스위칭 파워 컨버터(200)의 목표 출력 전압에 상응한다. 또한, 일 실시형태에서, PWM/PFM 컨트롤러(208)는, 두 가지 조건이 만족되면, 스위칭 파워 컨버터(200)를 제어하여, PFM 제어로부터 PWM 제어로 변환시키는데, 두 가지 조건은, (1) 타임 t2과 같이, 감지된 출력 전압 센스(VOUT)가 기준 전압(Vref)에서 소정의 히스테리시스 전압(Vhys)을 차감한 값, 즉 Vref-Vhys 이하이고, (2) 로드 조건이 동작 포인트 2가 도달하는 식으로 되어 동작 포인트 2 이상으로 되는 경향에 있는 것이다.
이러한 제어 테크닉으로, 제어 갭 A는 로드 레벨 L2와 L3 사이에 제공되고, 파워 컨버터(200)는 로드 레벨 L2와 L3 사이의 로드 레벨에서 PWM 모드 또는 PFM 모드로 동작하지 않는다. 예컨대, 스위칭 파워 컨버터(200)의 로드 레벨이 어떤 이유로 인해 L3에서 L0으로 떨어진다고 가정하자. 그 결과, 일정한 출력 전력을 유지하기 위해 로드가 감소되기 때문에 출력 전압(VOUT)은 증가될 것이다. 결국, VOUT 는 Vref+Vhys 이상으로 증가하고, 출력 전압(VOUT)은 원하는 값 이상의 레벨로 증가되므로, 도 2B의 회로를 통해 동작 포인트 1 보다 낮은 값에 대응하는 로드 레벨로, 제어 전압(Vc)은 감소할 것이다. 따라서, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는 동작 포인트 2(PFM 모드)로 이동할 것이다. 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어가 동작 포인트 2에 머무르면, 로드 레벨(L0)이 동작 포인트 3에서 출력 전력이 지지할 수 있는 것 이상으로 되기 때문에 출력 전압(VOUT)은 감소할 것이다. 결국, VOUT 는 Vref-Vhys 이하로 감소하고, 출력 전압(VOUT)은 원하는 값 이하의 값으로 감소하기 때문에 도 2B의 회로를 통해 동작 포인트 2 보다 높은 값에 대응하는 로드 레벨로 제어 전압(Vc)은 증가할 것이다. 따라서, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는 동작 포인트 1(PWM 모드)로 이동할 것이다. 로드 레벨이 로드 레벨 L2와 L3 사이의 L0에 있는 경우, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어가 각각의 동작 포인트 제어 경계에서 동작 포인트 2(PFM 모드)와 동작 포인트 1(PWM 모드)사이를 앞뒤로 이동하는 식으로, 이러한 프로세스는 반복된다. 로드 레벨 L2와 L3 사이에서 스위칭 파워 컨버터(200)는 어떠한 동작 모드(PWM 또는 PFM)에서도 작동되지 않는다. 스위칭 파워 컨버터(200)의 출력 전력은, 제어 갭의 각 경계, 즉 동작 포인트 1과 2에서 발생(occurrences) 수의 비율에 의해 결정된다.
도 4A 및 도 4B의 그러한 제어 방법에 따르면, PWM 모드 및 PFM 모드간 변환에 의해 발생된 출력 리플이 출력 전압 히스테리시스 경계(2×Vhys)에 의해 결정된다. 출력 캐패시터(Co)는 전형적으로 출력 리플을 완화시킬 정도로 충분히 높다. 본 발명에 따른 히스테리시스는, 종래 히스테리시스 방법에서와 같이 제어 전압(Vc)에 적용되기 보다는, 출력 전압에 적용(가산 또는 가감)됨을 주목한다. 본 발명에 따르면, 제어 전압 히스테리시스는 필요하지 않다. 따라서, 출력 전압 리플은 기준 전압 히스테리시스에 의해 명백히 정의된다. 출력 전압이 이러한 범위를 넘으면, 동작 모드 제어는 제어 갭 A의 다른 측에서 동작함으로써 전력 레벨을 증가 또는 감소시키는데, 이러한 응답은 하나의 스위칭 사이클 만큼 빠르다. 본 발명에 따른 제어의 또 다른 장점은, PWM 섹션 및 PFM 섹션으로부터 제어 전압 사이에 직접적인 상관관계가 없다는 점이다. 각 제어 섹션에 있어서 제어 전압의 범위는, 경계 동작 포인트 1 및 2가 변화하지 않는 한, 독립적으로 결정될 수 있다. 이것은, 각 제어 섹션(PWM 및 PFM)에 이용된 제어 전압의 범위를 보다 폭넓게 하는 장점을 제공하여, 스위칭 파워 컨버터의 용이한 수행과 설계를 가능하게 한다.
또 다른 실시형태에서, 주기 시간이 제어 전압(Vc)에 따라 직접 계산될 수 있으면, 다수의 동작 포인트 간의 변환이 제어될 수 있다. 도 5는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른, 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 다수의 동작 포인트 간의 변환을 제어하는 방법을 도시한다. 주기 시간 계산 모듈(502)은 로드 레벨 L0(도 4A)에 대하여 시간 주기(504)를 결정하기 위해 제어 전압(Vc)을 이용한다. 시간 주기(504)는 가산기(506, 508, 512) 및 어큐뮬레이터(510)로 구성된 첫번째 오더 시그마 델타 모듈레이터(500)를 구동하는데 이용될 수 있다. 그 다음, 그러한 계산의 결과(514)는 정의된 동작 포인트, 즉 양자화 노이즈(Enq)를 이용하는 동작 포인트 1 과 2(도 4A) 중 하나로 양자화된다. 시그마 델타 모듈레이터(500)는, 다수의 스위칭 사이클에 걸쳐 양자화된 시간(514)의 평균이 원래 계산된 값과 동일해질 것임을 보장할 것이다. 도 5의 방법이 더 복잡하고 모든 응용에 있어서 필요한 것은 아니지만, 두 가지 장점이 있다. 첫째로, 양자화 노이즈(Enq)는, 대부분의 노이즈가 고주파 범위에 있도록 시그마 델타 작동에 의해 형상화되는데, 이 주파수 범위에서는. 최종 출력에 있어서 대부분의 노이즈가 필터되므로 양자화 단계들 사이에서 앞뒤로 이동함으로 인해 발생되는 AC 리플을 저감할 수 있다. 둘째로, 스위칭 결정 프로세스에서 어떠한 히스테리시스도 필요하지 않다. 이러한 방법에서, 노이즈는 양자화 레벨(Enq), 시그마 델타 오버-샘플링 팩터 및 노이즈 형상화에 의해 결정된다.
또한, 전력 레벨 사이에서 보다 짧은 단계들을 허용하도록, 제어 경계 사이에서 하나 이상의 디스크리트 동작 포인트를 삽입하는 것도 가능하다. 도 4C는 본 발명의 또 다른 실시형태에 따른, 스위칭 파워 컨버터에 있어서 동작 모드의 변환을 묘사하는 그러한 일례를 도시한다. 또한, 적용 가능한 변환 제어는, 제어 경계 사이에서 디스크리트 전력 제어 레벨을 허용할 수 있다. 도 4C에서, 동작 포인트 1 및 동작 포인트 2 사이의 갭은 디스크리트 동작 포인트 4와 함께 두 개의 보다 짧은 갭(B 및 C)로 분리된다. 이러한 포맷에서, 1차 변환이 동작 포인트 1 및 동작 포인트 4 사이에서 행해지고, 2차 변환이 동작 포인트 4와 동작 포인트 2 사이에서 이루어진다. 각 갭(갭 B 및 갭 C)에서의 변환 조건은 도 4B를 참조로 상기한 것과 동일하다. 즉, 각 갭(갭 B 및 갭 C)은, 도 4A 및 도 4B를 참조로 상기한, 변환을 위한 갭 A와 동일하게 다루어진다.
예컨대, 도 4C를 참조하여, 스위칭 파워 컨버터(200)의 로드 레벨이 어떤 이유로, L3에서 L0로 떨어진다고 가정하자. 그 결과, 일정한 출력 전력을 유지하기 위해 로드가 감소하기 때문에 출력 전압(VOUT)은 증가할 것이다. 결국, VOUT 는 Vref+Vhys 이상으로 증가하고, 출력 전압(VOUT)은 원하는 값 이상의 레벨로 증가되므로, 도 2B의 회로를 통해 동작 포인트 1 보다 낮은 값에 대응하는 로드 레벨로, 제어 전압(Vc)은 감소할 것이다. 따라서, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는, 가장 근접한 동작 포인트인 동작 포인트 4로 이동할 것이다. 그 다음, 동작 포인트 4에서, 로드 레벨(L0)은 동작 포인트 4에서 출력 전력이 지지할 수 있는 것 이상이기 때문에, VOUT 는 감소할 것이다. 결국, 출력 전압(VOUT)은 Vref-Vhys 이하로 감소하고, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는 동작 포인트 1로 다시 이동한다. 제어 갭(갭 B 및 갭 C) 내의 동작 포인트의 변화를 결정하는데 제어 전압(Vc)이 이용되지 않고, 출력 전압(VOUT) 만이 제어 갭(갭 B 및 갭 C) 내에서 동작 포인트의 변화를 결정하기 위한 단독 결정자로서로 사용됨을 주목한다. 따라서, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는 동작 포인트 1(PWM 모드)로 다시 이동한다. 이러한 프로세스는, 로드 레벨 L5 및 L3 사이에서 로드 레벨이 L0에 있을 때, 동작 포인트 1(PWM 모드)과 동작 포인트 4 사이에서 스위칭 파워 컨버터의 제어가 앞뒤로 이동하는 식으로 반복된다. 스위칭 파워 컨버터(200)는 로드 레벨 L5 및 L3 사이에서 PWM 모드 또는 PFM 모드로 작동되지 않는다.
반면, 스위칭 파워 컨버터(200)의 로드 레벨이 어떤 이유로, L3에서 L6으로 떨어진다고 가정하자. 그 결과, 일정한 출력 전력을 유지하기 위해 로드가 감소하기 때문에 출력 전압(VOUT)은 증가할 것이다. 결국, VOUT 는 Vref+Vhys 이상으로 증가하고, 출력 전압(VOUT)은 원하는 값 이상의 레벨로 증가되므로, 도 2B의 회로를 통해 동작 포인트 1 보다 낮은 값에 대응하는 로드 레벨로, 제어 전압(Vc)은 감소할 것이다. 따라서, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는, 가장 근접한 동작 포인트인 동작 포인트 4로 이동할 것이다. 그 다음, 동작 포인트 4에서, 로드 레벨(L6)은 동작 포인트 4에서 출력 전력이 지지할 수 있는 것 이하이기 때문에, VOUT는 증가할 것이다. 결국, 출력 전압(VOUT)는 Vref+Vhys 이상으로 증가될 것이고, 스위칭 파워 컨버터(200)의 제어는 동작 포인트 2(PFM 모드)로 이동한다. 제어 갭(갭 B 및 갭 C) 내의 동작 포인트의 변화를 결정하는데 제어 전압(Vc)이 이용되지 않고, 출력 전압(VOUT) 만이 제어 갭(갭 B 및 갭 C) 내에서 동작 포인트의 변화를 결정하기 위한 단독 결정자로서 이용됨을 주목한다. 그 후, 동작 포인트 2에서, 출력 전력은 로드 L6에서 로드를 지지하는데 요구되는 것 이하이기 때문에, 출력 전압(VOUT)은 감소한다. 결국, 출력 전압(VOUT)는 Vref-Vhys이하로 감소하고, 제어 전압(Vc)은 동작 포인트 2 이상으로 증가한다. 그 결과, 스위칭 파워 컨버터의 제어는 동작 포인트 4로 다시 이동한다. 이러한 프로세스는, 로드 레벨이 로드 레벨 L2와 L5 사이에서 L6에 있을 때, 동작 포인트 2(PFM 모드)와 동작 포인트 4 사이를 앞뒤로 이동하는 식으로 반복된다. 스위칭 파워 컨버터(200)는 로드 레벨 L2와 L5 사이에서 PWM 모드 또는 PFM 모드로 작동되지 않는다.
본 발명은, 변환 동안 낮은 출력 전압 리플을 발생시키면서, PWM 모드 및 PFM 모드간의 변환이 빠르게 발생하는 장점을 갖는다. 제어 갭에 의해 PWM 및 PFM 모드가 분리되어, PWM 및 PFM 제어 섹션에서의 제어 파라미터가 서로 매칭될 필요가 없기 때문에, 각각의 PWM 및 PFM 제어 섹션에서 제어 전압 범위에 제한이 있을 필요가 없다.
본 게시물을 이해함으로써, 해당 분야의 숙련자들은 스위칭 파워 컨버터의 작동 모드 사이에서 적용할 수 있는 변환에 대한 추가의 대안적인 설계를 인식할 것이다. 예컨대, 도 4A 및 도 4C는 PWM 모드 및 PFM 모드 사이에서 하나 또는 두 개의 제어 갭을 도시하지만, 보다 많은 제어 갭(3개 이상)이 이용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 특정 실시형태 및 응용이 도시 및 설명되었지만, 본 발명의 사상 및 범주를 벗어나지 않는 한, 본 발명은 여기에 개시된 정확한 구성 및 구성요소에 제한되지 않고, 해당 분야의 숙련자들에게 명백한 다양한 수정, 변경 및 변형이 본 명세서에 개시된 본 발명의 방법 및 장치의 배열, 동작 및 상세에 행해질 수 있음이 이해될 것이다.

Claims (14)

  1. 제1 출력 전류 레벨 보다 높고 제2 출력 전류 레벨 보다 낮은 제1 출력 전류 범위에서 펄스 주파수 변조 모드로 스위칭 파워 컨버터를 동작하는 단계;
    제3 출력 전류 레벨 보다 높고 제4 출력 전류 레벨 보다 낮은 제2 출력 전류 범위에서 펄스 폭 변조 모드로 스위칭 파워 컨버터를 동작하는 단계 -상기 제3 출력 전류 레벨은 상기 제2 출력 전류 레벨 보다 높음-;
    를 포함하고,
    상기 스위칭 파워 컨버터는,
    제2 출력 전류 레벨과 제3 출력 전류 레벨 사이에서, 상기 펄스 주파수 변조 모드 또는 상기 펄스 폭 변조 모드로 동작하지 않고, 제어 갭(control gap)을 형성하는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    선정된 히스테리시스 전압을 더한 기준 전압을 초과하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 증가하고, 상기 제3 출력 전류 레벨 아래로 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 감소하는 경우, 상기 펄스 폭 변조 모드에서 상기 펄스 주파수 변조 모드로 변환하는 단계
    를 더 포함하는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    선정된 히스테리시스 전압을 차감한 기준 전압을 초과하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 감소하고, 상기 제2 출력 전류 레벨을 넘어 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 증가하는 경우, 상기 펄스 주파수 변조 모드에서 상기 펄스 폭 변조 모드로 변환하는 단계
    를 더 포함하는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어 갭은,
    상기 제2 출력 전류 레벨 보다 높고 제5 출력 전류 레벨 보다 낮은 제3 출력 전류 범위에 상당하는 제1 제어 갭과, 상기 제5 출력 전류 레벨 보다 높고 제3 출력 전류 레벨 보다 낮은 제4 출력 전류 범위에 상당하는 제2 제어 갭을 포함하고,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 불연속 동작 포인트에 상당하는 상기 제5 출력 전류 레벨은, 상기 펄스 폭 변조 모듈 및 상기 펄스 주파수 변조 모드 모두 동작하지 않는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 상기 제2 출력 전류 레벨과 상기 제3 출력 전류 레벨 사이일 경우,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 동작 포인트 사이의 변환은, 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨과 관계없이, 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압 레벨에 오직 근거하여 발생하는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 상기 제2 출력 전류 레벨과 상기 제3 출력 전류 레벨 사이일 경우,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 동작은, 상기 펄스 폭 변조 모듈과 상기 펄스 주파수 변조 모드 사이에서 전후를 반복하여 변환하는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 감소 함에 따라 상기 펄스 주파수 변조 모드에서 상기 스위칭 전류 변환기의 스위칭 주파수를 낮추는 단계
    를 더 포함하는, 스위칭 파워 컨버터의 동작 방법.
  8. 스위칭 파워 컨버터의 출력을 스위칭 파워 컨버터에 대한 입력 전압에 결합시키거나, 혹은 스위칭 파워 컨버터의 출력을 스위칭 파워 컨버터에 대한 입력 전압으로부터 결합 해제시키도록 구성된 스위치;
    상기 스위치와 커플되고, 상기 스위치의 상태를 온 또는 오프로 제어하기 위해 구성된 컨트롤러 - 상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터를 동작함-;
    제1 출력 전류 레벨 보다 높고 제2 출력 전류 레벨 보다 낮은 제1 출력 전류 범위에서 펄스 주파수 변조 모드로 상기 스위칭 파워 컨버터를 동작하고,
    제3 출력 전류 레벨 보다 높고 제4출력 전류 레벨 보다 낮은 제2 출력 전류 범위에서 펄스 폭 변조 모드로 상기 스위칭 파워 컨버터를 동작하며 -상기 제3 출력 전류 레벨은 상기 제2 출력 전류 레벨 보다 높음-;,
    상기 컨트롤러는 상기 제2 출력 전류 레벨과 상기 제3 출력 전류 레벨 사이에서 상기 펄스 주파수 변조 모드 또는 상기 펄스 폭 변조 모드로 동작하지 않고, 컨트롤 캡을 형성하는, 스위칭 파워 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    선정된 히스테리시스 전압을 더한 기준 전압을 초과하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 증가하고, 상기 제3 출력 전류 레벨 아래로 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 감소하는 경우,
    상기 컨트롤러는,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 동작을, 상기 펄스 폭 변조 모드에서 상기 펄스 주파수 변조 모드로, 변환하는, 스위칭 파워 컨버터.
  10. 제8항에 있어서,
    선정된 히스테리시스 전압을 차감한 기준 전압을 초과하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 감소하고, 상기 제2 출력 전류 레벨을 넘어 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 증가하는 경우,
    상기 컨트롤러는,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 동작을, 상기 펄스 주파수 변조 모드에서 상기 펄스 폭 변조 모드로 변환하는, 스위칭 파워 컨버터.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 제어 갭은,
    상기 제2 출력 전류 레벨 보다 높고 제5 출력 전류 레벨 보다 낮은 제3 출력 전류 범위에 상당하는 제1 제어 갭과,
    상기 제5 출력 전류 레벨 보다 높고 제3 출력 전류 레벨 보다 낮은 제4 출력 전류 범위에 상당하는 제2 제어 갭을 포함하고,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 불연속 동작 포인트에 상당하는 상기 제5 출력 전류 레벨은, 상기 펄스 폭 변조 모듈 및 상기 펄스 주파수 변조 모드 모두 동작하지 않는, 스위칭 파워 컨버터.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 상기 제2 출력 전류 레벨과 상기 제3 출력 전류 레벨 사이일 경우,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 동작 포인트 사이의 변환은, 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨과 관계없이, 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압 레벨에 오직 근거하여 발생하는, 스위칭 파워 컨버터.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 상기 제2 출력 전류 레벨과 상기 제3 출력 전류 레벨 사이일 경우,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 동작은, 상기 펄스 폭 변조 모듈과 상기 펄스 주파수 변조 모드 사이에서 전후를 반복하여 변환하는, 스위칭 파워 컨버터.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 컨트롤러는,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전류 레벨이 감소 함에 따라 상기 펄스 주파수 변조 모드에서 상기 스위칭 전류 변환기의 스위칭 주파수를 낮추는, 스위칭 파워 컨버터.
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