CN103166471B - 开关电源及其控制方法和控制芯片 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种开关电源及其控制方法和控制芯片，所述控制方法包括以下步骤：对预设的输出电压进行采样以获得采样信号；根据采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压；根据误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压判断开关电源的当前状态；如果误差电压小于第二基准电压且大于第三基准电压，则开关电源处于第一状态，并根据误差电压以模拟PFM方式控制开关电源；如果误差电压小于第三基准电压，则开关电源处于第二状态，并根据误差电压以数字PWM和数字PFM混合方式控制开关电源。本发明的控制方法能满足开关电源的输出电压的高精度，且在全负载范围内具有很高的转换效率，提高了开关电源的动态响应速度，可避免在轻负载状态下的音频噪声。

Description

开关电源及其控制方法和控制芯片

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种开关电源及其控制方法和控制芯片。

背景技术

随着环保和节能意识的增强，各国对交流设备中的电源适配器及内置电源的工作效率有了更苛刻的要求。如图1所示为传统次级反馈控制的开关电源的线路图，为了满足精度和隔离安全的要求，传统次级反馈控制电路配置光耦和运算放大器(图1所示的TL431)，输出电压经过电阻R6、R7分压后传输到运算放大器TL431进行放大处理，再由光耦将放大的输出电压信号传输到芯片IC的电压采样端2，芯片IC根据所采样到的输出电压控制功率三极管Q的导通时间或工作频率，从而实现对输出电压的控制，进而调整当前周期内初级电感所储存的能量，由此构成了一个闭环负反馈***以实现输出电压的稳定。但是，这种开关电源存在问题，由于光耦和运算放大器TL431所需要的工作电流都在1mA以上，因此给整个电路***带来了较大的待机功耗。

在现有技术中，通常采用脉冲宽度调制PWM(Pulse Width Modulation)方式对图1所示的传统次级反馈控制的开关电源进行控制，这种控制方式能够满足开关电源的输出电压的要求，但是存在的问题是，在轻负载状态下效率低下。

为了满足全负载范围内的效率要求，还可采用脉冲频率调制PFM(Pulse frequencymodulation)方式对传统的次级反馈控制的开关电源进行输出电压的控制，但是，这种控制方式由于频率下降会带来的动态响应和音频噪声。

为了减少光耦和运算放大器带来的待机功耗，如图2所示为初级控制的开关电源的线路图，可通过变压器次级绕组和辅助绕组的电压耦合来检测输出电压，将检测到的输出电压的幅值信号传输到控制芯片IC，无需配合光耦元件和运算放大器，并且整个***电路也相对更加简单。输出电压经过变压器次级绕组和辅助绕组的耦合以及电阻R6和R7电阻分压后传输到控制芯片IC内部，控制芯片IC根据所采到的输出电压控制功率三极管Q1的导通时间或工作频率以实现输出电压的稳定，但是，这种开关电源存在以下问题，一方面这种反激式拓扑结构的能量传递方式是功率三极管Q1导通时直流输入电压给初级电感充电，功率三极管Q1关闭时初级电感上的能量向次级传递，而输出电压的检测只能发生在次级消磁时间内，即采用间隔检测的方式，为满足开关电源全负载范围内的效率，必须根据不同的负载状态同时控制开关占空比和工作频率，另一方面，在开关频率下降至音频范围内前，开关占空比必须提前下降至较低水平以降低能量密度，屏蔽音频噪声。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一。

为达到上述目的，本发明提出一种开关电源的控制方法，包括：S1：对预设的输出电压进行采样以获得所述输出电压的采样信号；S2：根据所述采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压，其中，所述误差电压为所述第一基准电压和所述采样信号的差值；S3：根据所述误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压判断开关电源的当前状态，其中，所述第二基准电压大于所述第三基准电压；S4：如果所述误差电压小于所述第二基准电压且大于所述第三基准电压，则判断所述开关电源处于第一状态，并根据所述误差电压以模拟脉冲频率调制PFM方式控制所述开关电源；以及S5：如果所述误差电压小于所述第三基准电压，则判断所述开关电源处于第二状态，并根据所述误差电压以数字脉冲宽度调制PWM和数字脉冲频率调制PFM混合方式控制所述开关电源。

根据本发明实施例的开关电源的控制方法，在开关电源处于不同的状态时采用不同的控制方法，可让开关电源在全负载范围内具有很高的转换效率和高精度的输出电压，同时有效地降低了开关电源的损耗，提高了开关电源的动态响应速度，可避免开关电源在轻负载状态下的音频噪声，并且降低了开关电源的空载功耗。

为达到上述目的，本发明还提出一种开关电源，包括：第一转换模块；第一线圈，所述第一线圈的一端与所述第一转换模块相连；开关管，所述开关管连接在所述第一线圈和地之间；输出电压采样模块，所述输出电压采样模块用于对所述第一线圈的输出电压进行采样以生成所述输出电压的采样信号；控制模块，所述控制模块分别与所述开关管和所述输出电压采样模块相连，用于根据所述采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压，并根据所述误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压对所述开关管进行控制，其中，所述误差电压为所述第一基准电压和所述采样信号的差值，且所述第二基准电压大于所述第三基准电压；第二线圈，所述第二线圈与所述第一线圈对应设置，用于根据所述第一线圈的电流变化生成相应的交流输出；以及第二转换模块，用于将所述交流输出转换为所述直流输出。

根据本发明实施例的开关电源，一方面通过输出电压采样模块可对开关电源的输出电压进行采样，因此电路简单且功耗低，另一方面通过控制模块可在开关电源处于不同的状态时采用不同的控制方法，可让开关电源在全负载范围内具有很高的转换效率和高精度的输出电压，同时有效地降低了开关电源的损耗，提高了开关电源的动态响应速度，可避免开关电源在轻负载状态下的音频噪声，并且降低了开关电源的空载功耗。

为达到上述目的，本发明又提出一种控制芯片，包括：电源模块，用于根据预设的电源电压生成第一基准电压、第二基准电压和第三基准电压；误差放大模块，所述误差放大模块的反向输入端接收预定的采样信号，所述误差放大模块的同向输入端接收所述第一基准电压，用于根据所述采样信号和第一基准电压生成误差电压；模式判定模块，所述模式判定模块与所述误差放大模块的输出端相连，用于根据所述第二基准电压和第三基准电压生成模式选通信号；第一调制模块，所述第一调制模块与所述模式判定模块相连，用于当所述模式选通信号为低电平时以模拟PFM的方式生成第一控制信号；第二调制模块，所述第二调制模块与所述模式判定模块相连，用于当所述模式选通信号为高电平时以数字PWM和数字PFM的混合方式生成第二控制信号；以及驱动模块，用于根据所述第一控制信号或第二控制信号生成驱动电流或驱动电压以控制开关管。

根据本发明实施例的控制芯片，根据预设的采样信号判断控制芯片的被控对象所处的状态，并根据不同的状态采用不同的控制方法，可让被控对象在全负载范围内具有很高的转换效率，并且具有高精度的输出，同时有效地降低了被控对象的损耗，提高了被控对象的动态响应速度，可避免被控对象在轻负载状态下的音频噪声，并且降低了被控对象的空载功耗。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为现有技术的传统次级反馈控制的开关电源的线路图；

图2为现有技术的初级控制的开关电源的线路图；

图3为本发明实施例的开关电源的控制方法的流程图；

图4为本发明实施例的开关电源的示意图；

图5为本发明实施例的控制芯片的示意图；

图6为本发明实施例的模式判定模块的示意图；

图7为本发明实施例的第一调制模块的示意图；

图8为本发明实施例的方波信号生成单元的示意图；

图9为本发明实施例的第二调制模块的示意图；

图10为本发明实施例的数字PWM和数字PFM的混合方式的控制时序的示意图；

图11为本发明一个实施例的第二调制模块的示意图；以及

图12为本发明实施例的控制芯片的工作过程示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。

其中，术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”、“第五”、“第六”、“第七”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

图3为本发明实施例的开关电源的控制方法的流程图。如图3所示，根据本发明实施例的开关电源的控制方法，包括以下步骤：

步骤S101，对预设的输出电压进行采样以获得输出电压的采样信号。具体地，采样信号包含开关电源的负载信息。在本发明的一个实施例中，负载越轻，采样信号越高，反之，负载越重，采样信号越低。

步骤S102，根据采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压，其中，误差电压为第一基准电压和采样信号的差值。在本发明的一个实施例中，误差电压为第一基准电压减去采样信号的差值，因此，误差电压为采样信号的反向电压，因此，负载越重，误差电压越大，负载越轻，误差电压越小。

步骤S103，根据误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压判断开关电源的当前状态，其中，第二基准电压大于第三基准电压。

在本发明的一个实施例中，在步骤S103之前还包括，对误差电压进行嵌位，以使嵌位后的误差电压低于第二基准电压。由于误差电压越高导致开关电源中开关管的工作频率越高，从而产生噪声，箝位的误差电压可限制开关管的最高工作频率，从而有效遏制噪声的产生。

步骤S104，如果误差电压小于第二基准电压且大于第三基准电压，则判断开关电源处于第一状态，并根据误差电压以模拟脉冲频率调制PFM方式控制开关电源。其中，第一状态在满负载状态(100％)和半负载状态(50％)之间。

具体地，首先根据误差电压生成方波信号，再根据方波信号生成第一频率控制信号，然后根据第一频率控制信号生成第一控制信号，其中，所述第一控制信号控制开关电源中开关管的工作频率。

在本发明的一个实施例中，步骤S104还包括，获取开关管的工作电流，判断工作电流是否大于预设的关断阈值，如果工作电流大于关断阈值，则关闭开关电源的开关管。

步骤S105，如果误差电压小于第三基准电压，则判断开关电源处于第二状态，并根据误差电压以数字脉冲宽度调制PWM和数字脉冲频率调制PFM混合方式控制开关电源。其中，第二状态在半负载状态(50％)和空载状态之间。

具体地，预设n个不同的控制状态，每个控制状态包括一个频率信号和一个幅值信号，其中，根据误差电压设置频率信号。再根据第三基准电压和开关管的工作电流从n个控制状态中选择一个控制状态，最后根据所选择的控制状态对应的频率信号和幅值信号生成第二控制信号，其中，第二控制信号控制所述开关管的开启。

在本发明的一个实施例中，在步骤S104之后还包括，判断误差电压是否小于预设的第四基准电压，其中，第四基准电压小于第三基准电压。如果误差电压小于第四基准电压，则判断开关电源为第三状态，并根据误差电压以数字PFM方式控制开关电源，其中，第三状态在轻负载状态(5％)和空载状态之间。

根据本发明实施例的开关电源的控制方法，在开关电源处于不同的状态时采用不同的控制方法，可让开关电源在全负载范围内具有很高的转换效率和高精度的输出电压，同时有效地降低了开关电源的损耗，提高了开关电源的动态响应速度，可避免开关电源在轻负载状态下的音频噪声，并且降低了开关电源的空载功耗。

图4为本发明实施例的开关电源的示意图。如图4所示，根据本发明实施例的开关电源，包括第一转换模块110、第一线圈120、开关管130、输出电压采样模块140、控制模块150、第二线圈160和第二转换模块170。

第一线圈120一端与第一转换模块110相连。开关管130连接在第一线圈120和地之间。输出电压采样模块140用于对第一线圈120的输出电压进行采样以生成输出电压的采样信号Vsample。具体地，输出电压采样模块140包括第三线圈141和检测子模块142，第三线圈141与第一线圈120对应设置用于根据第一线圈120的电流变化生成相应的交流检测输出，检测子模块142用于根据交流检测输出生成输出电压的采样信号。

控制模块150分别与开关管130和输出电压采样模块140相连，用于根据采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压，并根据误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压对开关管130进行控制，其中，误差电压为第一基准电压和采样信号的差值，且第二基准电压大于第三基准电压。具体地，如果误差电压小于第二基准电压且大于第三基准电压，则控制模块150判断开关电源处于第一状态并根据误差电压以模拟PFM的方式控制开关电源，如果误差电压小于第三基准电压，则控制模块150判断开关电源处于第二状态并根据误差电压以数字PWM和数字PFM的混合方式控制开关电源。其中，第一状态在满负载状态(100％)和半负载状态(50％)之间，第二状态在半负载状态(50％)和空载状态之间。

在本发明的一个实施例中，控制模块150包括电源子模块、误差放大子模块、模式判定子模块、第一调制子模块、第二调制子模块和驱动子模块。具体地，电源子模块用于根据电源电压生成第一基准电压、第二基准电压和第三基准电压。误差放大子模块的同向输入端接收第一基准电压，用于根据采样信号和第一基准电压生成误差电压。模式判定子模块与误差放大子模块的输出端相连，用于根据第二基准电压和第三基准电压生成模式选通信号，其中，所述模式选通信号为高低电平信号。第一调制子模块与模式判定子模块相连，用于当模式选通信号为低电平时以模拟PFM方式生成第一控制信号。第二调制子模块与模式判定子模块相连，用于当模式选通信号为高电平时以数字PWM和数字PFM混合方式生成第二控制信号。驱动子模块用于根据第一控制信号或第二控制信号控制开关管的开启或关断。

第二线圈160与第一线圈120对应设置，用于根据第一线圈120的电流变化生成相应的交流输出。第二转换模块170用于将交流输出转换为直流输出。

在本发明的一个实施例中，还包括滤波模块180，滤波模块180连接在第一转换模块110和第一线圈120之间，用于对交流输入进行滤波。

在本发明的一个实施例中，还包括启动模块190，启动模块190分别与第一转换模块110和控制模块150相连，启动模块190在交流输入大于预设的第一阈值之后，控制控制模块150启动并为控制模块150提供电源电压。其中，第一阈值为控制模块150的工作电压。

在本发明的一个实施例中，还包括峰值检测模块1100，用于检测开关管130的工作电流，并将工作电流反馈至控制模块150，由此可以获取开关管130的工作电流，判断该工作电流是否大于预设的关断阈值，如果工作电流大于关断阈值，则关闭开关管130，从而起到保护作用。

根据本发明实施例的开关电源，一方面通过输出电压采样模块可对开关电源的输出电压进行采样，因此电路简单且功耗低，另一方面通过控制模块可在开关电源处于不同的状态时采用不同的控制方法，可让开关电源在全负载范围内具有很高的转换效率和高精度的输出电压，同时有效地降低了开关电源的损耗，提高了开关电源的动态响应速度，可避免开关电源在轻负载状态下的音频噪声，并且降低了开关电源的空载功耗。

图5为本发明实施例的控制芯片的示意图。如图5所示，根据本发明实施例的控制芯片包括电源模块210、误差放大模块220、模式判定模块230、第一调制模块240、第二调制模块250和驱动模块260。

其中，电源模块210用于根据预设的电源电压生成第一基准电压V0、第二基准电压和第三基准电压，并且电源模块210还用于为控制芯片的所有模块提供工作电压。误差放大模块220的反向输入端接收预定的采样信号Vsample，误差放大模块220的同向输入端接收第一基准电压V0，用于根据采样信号Vsample和第一基准电压V0生成误差电压Vea，采样信号Vsample为控制芯片的被控对象的反馈信号，采样信号Vsample反映被控对象的负载特性，例如开关电压的输出电流，在本发明的一个实施例中，被控对象的负载越轻，采样信号Vsample越高，反之，被控对象的负载越重，采样信号Vsample越低。

模式判定模块230与误差放大模块220的输出端相连，用于根据第二基准电压V1和第三基准电压V2生成模式选通信号Vc。图6为本发明实施例的模式判定模块230的示意图。如图6所示，具体地，模式判定模块230包括晶体管M0和第一比较器VA1，其中，在晶体管M0的漏极输入之前还连接有电容C0，用于对漏极输入进行滤波。

具体地，晶体管M0可为一个P型MOS管，晶体管M0的漏极与误差放大模块220的输出端相连，接收误差电压Vea，晶体管M0的栅极与预设的第五基准电压V3相连，第五基准电压V3与晶体管M0的导通电压阈值Vth之和为第二基准电压V1，当误差电压输出大于第五基准电压V3与晶体管M0的导通电压阈值Vth之和，即第二基准电压V1时，将误差电压Vea箝位至第二基准电压V1以下，因此误差电压Vea的最高电压Vmax＝V1＝V3+Vth。第一比较器VA1的同向输入端与第三基准电压V2相连，第一比较器VA1的反向输入端与箝位的误差电压Vea相连，第一比较器VA1输出端根据第三基准电压和箝位的误差电压Vea输出模式选通信号Vc，如果误差电压Vea小于第二基准电压V1且大于第三基准电压V2，则模式选通信号Vc为低电平信号，如果误差电压Vea小于第三基准电压V2，则模式选通信号Vc为高电平信号。

第一调制模块240与模式判定模块230相连，用于当模式选通信号Vc为低电平时以模拟PFM的方式生成第一控制信号。其中，在模拟PFM的方式下，误差放大模块220的输出误差电压Vea在第二基准电压V1和第三基准电压V2之间变化。图7为本发明实施例的第一调制模块240的示意图。如图7所示，具体地，第一调制模块240包括第一选通器SD1、方波信号生成单元241、第一控制器242和第一峰值电流比较单元243。

其中，第一选通器DS1用于根据误差电压Vea、第三基准电压V2和模式选通信号Vc输出调制信号，其中，调制信号为误差放大模块220的输出的在第二基准电压V1和第三基准电压V2之间变化的误差电压Vea，通过设置不同的第二基准电压V1和第三基准电压V2的比例可灵活地调整该模拟PFM的方式下的功率的调整范围。

方波信号生成单元241与第一选通器SD1相连，用于根据调制信号生成方波信号Vf。具体地，如图8所示，方波信号生成单元241包括第一电阻R1、误差放大器VA2、第一电流源I0、第一N型晶体管M1、第二电流源I1、第三电流源I2、第二N型晶体管M2、第一电容C1、第二比较器VA3、第三比较器VA4和RS触发器RS。

其中，误差放大器VA2的正向输入端与第一选通器SD1相连，接收调制信号，反向输入端通过第一电阻R1接地。第一N型晶体管M1的栅极与误差放大器VA2输出端相连，源极通过第一电阻R1接地，漏极与第一电流源I0相连。第二电流源I1和第三电流源I2为第一电流源I0的镜像电流源，第三电流源的I2输出电流大于第二电流源I1的输出电流。第二N型晶体管M2的源极与第三电流源I2相连，漏极与第二电流源I1相连。第一电容C1一端与第二电流源I1相连，另一端接地。第二比较器VA3的正向输入端与第二N型晶体管M2的漏极相连，反向输入端接收预设的第六基准电压V4，第六基准电压V4大于第二基准电压V1。第三比较器VA4的反向输入端与第二比较器VA3的正向输入端相连，正向输入端接收预设的第七基准电压V5，第六基准电压V4大于第七基准电压V5。RS触发器RS的S端与第二比较器VA3的输出端相连，R端与第三比较器VA4的输出端相连，第一输出端与第二N型晶体管M2的栅极相连，第二输出端输出方波信号Vf。

方波信号生成单元241具体的工作过程如下，开始，第一电容C1上的电位为0，第三比较器VA4输出为高电平，RS触发器RS置0，第二N型晶体管M2关闭，第二电流源I1给第一电容C1充电，当第一电容C1两端的电压值大于第六基准电压V4时，第二比较器VA3输出端输出高电平，第三比较器VA4输出端输出低电平，RS触发器RS置1，第二N型晶体管M2被导通，第一电容C1以第三电流源I2与第二电流源I1的差值为放电电流进行放电，当第一电容C1两端的电压低于调制信号时，第二N型晶体管M2被关断。由此以第一电容C1的一次充放电为一个循环周期，RS触发器RS的第二输出端输出方波信号。当调制信号的电压幅值为第三基准电压V2时，第一电容C1的充放电所需时间最长，频率最低，当调制信号的电压幅值为第二基准电压V1时，第一电容C1的充放电所需时间最短，频率最高。由此，通过调制信号可控制工作频率。

第一控制器242与方波信号生成单元241相连，用于根据方波信号Vf生成频率信号，并根据频率信号生成第一控制信号，第一控制信号控制开关管的开启。

第一峰值电流比较单元243用于将开关电源中开关管的工作电流与预设的关断阈值进行比较，在工作电流大于关断阈值时控制开关管的关断。其中，第一峰值电流比较单元243的关断阈值可设置为一个较大的固定值，第一峰值电流比较单元243用于处理异常情况，当出现开关管的工作电流过大时，产生开关管的关断信号由此保护电路。

第二调制模块250与模式判定模块230相连，用于当模式选通信号Vc为高电平时以数字PWM和数字PFM的混合方式生成第二控制信号。其中，在数字PWM和数字PFM的混合方式下，误差放大模块220的输出误差电压Vea为固定的第三基准电压V2。图9为本发明实施例的第二调制模块250的示意图。如图9所示，具体地，第二调制模块250包括计数器251、多个选通器SDn(n＝2-10)、第二频率控制器252和第二峰值电流比较单元253。

计数器251与模式判定模块230的第一比较器VA1相连，用于计数模式选通信号Vc为高电平的个数，计数器251设置上限值。多个选通器SDn(n＝2-10)的个数与上限值相同，在此为了理解本发明的内容，选择上限值为9。每个选通器SDn(n＝2-10)具有预设的频率信号(Fmin为根据第三基准电压V2产生的频率，具体地频率信号生成方法就在后续的实施例中介绍)和幅值信号(例如，幅值信号可为电压信号，具体地电压信号生成方法就在后续的实施例中介绍)及自身的触发值，多个选通器SDn(n＝2-10)均与计数器251的输出端相连，在计数器251的计数个数与自身的触发值相对应时，输出对应的频率信号和幅值信号。第二频率控制器252与多个选通器SDn(n＝2-10)的输出端相连，根据选通的选通器SDn(n＝2-10)输出的频率信号生成第二控制信号。第二峰值电流比较单元253用于将开关电源中开关管的工作电流与预设的关断阈值进行比较，在工作电流大于关断阈值时控制开关管的关断，其中，预设的关断阈值为选通的选通器SDn(n＝2-10)输出的幅值信号。

具体地，当被控对象的负载变小时，第一比较器VA1输出为高电平，计数器251加1，相反当被控对象的负载变大时，计数器251减1，计数器251会根据第一比较器VA1的输出不停地进行计数，且计数器251有计数的上限值和下限值，并在上下限值计数保持。根据计数器251当期的计数值会触发对应的选通器SDn(n＝2-10)，例如计数器251为1时，选通器SD2被选通，再加1则选通器SD3被选通，被选通的选通器SDn(n＝2-10)将预设的幅值信号和频率信号分别送往第二峰值电流比较单元253和第二频率控制器252，例如计数器251触发了选通器SD9，则第二峰值电流比较单元253的关断阈值将被设定为0.25V，第二频率控制器252的工作频率被设定为0.25Fmin。

图10为本发明实施例的数字PWM和数字PFM的混合方式的控制时序的示意图。如图10所示，Ipk表示为图9中所示的电压幅值信号。当模式选通信号Vc为高电平状态时，模式判定模块230判定为被控对象的输出负载减小，则控制输出状态减小Ipk或Fmin以保持输出电压恒定，反之则根据当前状态增大Ipk或Fmin以提高输出能力以保持输出电压恒定。由于前期的各个运算放大器(如误差放大模块220的放大器)和比较器(例如第一比较器VA1)拥有较高增益水平，因此可保证输出电压在预设值上下非常小的波动，即获得非常好的输出负载调整率。则输出电压的计算公式如下：

$\mathrm{Vout}=V_0\×\frac{R_6+R_7}{R_7}\×\frac{N_s}{N_a}-V_{D7},$

其中，V0为第一基准电压，Ns为第二线圈的匝数，Na为第三线圈的匝数，VD7为输出二极管D7(如图2所示)的正向导通压降。

下面结合图10和图11说明本发明的一个实施例的第二调制模块250中。如图11所示，第二调制模块250还包括分压器254、频率发生器255和分频器256。

其中，分压器254与电源模块210相连，用于根据电源电压生成n个不同的幅值信号，所述n与多个选通器SDn(n＝2-10)的个数相同，n个幅值信号分别作为n个选通器SDn(n＝2-10)的输入幅值信号。频率发生器255根据第二基准电压V2生成第一频率Fmin。分频器256与频率发生器255相连，根据第一频率Fmin生成m个不同的频率信号，其中m小于多个选通器SDn(n＝2-10)的数目，m个频率分别作为m个选通器的输入频率信号，第一频率Fmin作为其余n-m个选通器的输入频率信号。具体生成的频率信号和幅值信号如图10所示。

驱动模块260用于根据第一控制信号或第二控制信号生成驱动电流或驱动电压以控制开关管。

下面结合图12具体说明本发明实施例的控制芯片的工作过程。

如图12所示，横坐标表示被控对象负载的变化，左侧的纵坐标表示开关频率信号fosc，右侧的纵坐标表示开关幅值信号Ipk，IOUT表示被控对象的输出电压。在满负载(100％)状态至半负载(50％)状态下，控制芯片采用模拟PFM控制方式，根据负载状态线性降低开关频率fosc，工作幅值信号Ipk保持不变，即第一峰值比较单元的关断阈值保持不变且为最大值，由此可保证输出电压IOUT恒定同时大大降低损耗，保证工作效率。在半负载(50％)状态至较轻负载(5％)状态下，控制芯片采用数字PWM控制方式，此时不再降低开关频率从而避免工作频率进入音频范围并且提高了动态响应速度，通过降低工作幅值信号Ipk可保证输出电压IOUT恒定。在较轻负载(5％)状态至空载(0％)状态下，控制芯片采用数字PFM控制方式，再次降低开关频率可满足极低负载时效率要求且极大降低空载功耗，此时工作幅值信号Ipk保持不变。

在本发明的一个实施例中，在第一调制模块240和第二调制模块250的输出端与驱动模块260的输入端之间设置逻辑处理模块，逻辑处理模块用于将预定的异常保护信号和第一调制模块240或第二调制模块250的输出信号进行逻辑处理，处理后的输出信号通过驱动模块260控制开关管130的开通或关闭。

根据本发明实施例的控制芯片，根据预设的采样信号判断控制芯片的被控对象所述的状态，并根据不同的状态采用不同的控制方法，可让被控对象在全负载范围内具有很高的转换效率，并且具有高精度的输出，同时有效地降低了被控对象的损耗，提高了被控对象的动态响应速度，可避免被控对象在轻负载状态下的音频噪声，并且降低了被控对象的空载功耗。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (21)

1.一种开关电源的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：对预设的输出电压进行采样以获得所述输出电压的采样信号；

S2：根据所述采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压，其中，所述误差电压为所述第一基准电压和所述采样信号的差值；

S3：根据所述误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压判断开关电源的当前状态，其中，所述第二基准电压大于所述第三基准电压；

S4：如果所述误差电压小于所述第二基准电压且大于所述第三基准电压，则判断所述开关电源处于第一状态，并根据所述误差电压以模拟脉冲频率调制PFM方式控制所述开关电源；以及

S5：如果所述误差电压小于所述第三基准电压，则判断所述开关电源处于第二状态，并根据所述误差电压以数字脉冲宽度调制PWM和数字脉冲频率调制PFM混合方式控制所述开关电源，

其中，所述步骤S5进一步包括：

S51：预设n个不同的控制状态，其中，每个所述控制状态包括一个频率信号和一个幅值信号；

S52：根据所述第三基准电压和开关管的工作电流从所述n个控制状态中选择一个控制状态；

S53：根据所选择的控制状态对应的频率信号和幅值信号生成第二控制信号，其中，所述第二控制信号控制所述开关管的开启。

2.如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述第一状态在满负载状态和半负载状态之间，所述第二状态在所述半负载状态和空载状态之间。

3.如权利要求2所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述步骤S3之前还包括：

对所述误差电压进行箝位，以使所述误差电压低于所述第二基准电压。

4.如权利要求3所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述步骤S4进一步包括：

S41：根据所述误差电压生成方波信号；

S42：根据所述方波信号生成第一频率控制信号；

S43：根据所述第一频率控制信号生成第一控制信号，其中，所述第一控制信号控制所述开关电源中开关管的工作频率。

5.如权利要求4所述的开关电源的控制方法，其特征在于，所述步骤S4还包括：

获取所述开关电源中的开关管的工作电流；

判断所述工作电流是否大于预设的关断阈值；

如果所述工作电流大于预设的关断阈值，则关闭所述开关电源的所述开关管。

6.如权利要求2所述的开关电源的控制方法，其特征在于，在所述步骤S4之后，还包括：

判断所述误差电压是否小于预设的第四基准电压，其中，所述第四基准电压小于所述第三基准电压；

如果所述误差电压小于所述第四基准电压，则判断所述开关电源为第三状态，并根据所述误差电压以数字脉冲频率调制PFM方式控制所述开关电源，其中，所述第三状态在轻负载状态和所述空载状态之间。

7.一种开关电源，其特征在于，包括：

第一转换模块；

第一线圈，所述第一线圈的一端与所述第一转换模块相连；

开关管，所述开关管的一端与所述第一线圈的另一端相连，所述开关管的另一端接地；

输出电压采样模块，所述输出电压采样模块用于对所述第一线圈的输出电压进行采样以生成所述输出电压的采样信号；

控制模块，所述控制模块分别与所述开关管和所述输出电压采样模块相连，用于根据所述采样信号和预设的第一基准电压生成误差电压，其中所述误差电压为所述第一基准电压和所述采样信号的差值，根据所述误差电压、预设的第二基准电压和第三基准电压对所述开关管进行控制，其中所述第二基准电压大于所述第三基准电压，如果所述误差电压小于所述第二基准电压且大于所述第三基准电压，则所述控制模块判断所述开关电源处于第一状态并根据所述误差电压以模拟PFM的方式控制所述开关电源，如果所述误差电压小于所述第三基准电压，则所述控制模块判断所述开关电源处于第二状态并根据所述误差电压以数字PWM和数字PFM的混合方式控制所述开关电源，在所述第二状态中预设n个不同的控制状态，其中，每个所述控制状态包括一个频率信号和一个幅值信号，所述控制模块根据所述第三基准电压和所述开关管的工作电流从所述n个控制状态中选择一个控制状态，并根据所选择的控制状态对应的频率信号和幅值信号生成第二控制信号，其中，所述第二控制信号控制所述开关管的开启；

第二线圈，所述第二线圈与所述第一线圈对应设置，用于根据所述第一线圈的电流变化生成相应的交流输出；以及

第二转换模块，用于将所述交流输出转换为直流输出。

8.如权利要求7所述的开关电源，其特征在于，还包括：

滤波模块，所述滤波模块连接在所述第一转换模块和所述第一线圈之间。

9.如权利要求8所述的开关电源，其特征在于，还包括：

启动模块，所述启动模块分别与所述第一转换模块和所述控制模块相连，所述启动模块在交流输入大于预设的第一阈值之后，控制所述控制模块启动并为所述控制模块提供电源电压。

10.如权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述输出电压采样模块进一步包括：

第三线圈，所述第三线圈与所述第一线圈对应设置，用于根据所述第一线圈的电流变化生成相应的交流检测输出；以及

检测子模块，用于根据所述交流检测输出生成所述输出电压的采样信号。

11.如权利要求7所述的开关电源，其特征在于，还包括：

峰值检测模块，用于检测所述开关管的工作电流，并将所述工作电流反馈至所述控制模块。

12.如权利要求10所述的开关电源，其特征在于，所述控制模块进一步包括：

电源子模块，用于根据所述电源电压生成所述第一基准电压、第二基准电压和第三基准电压；

误差放大子模块，所述误差放大子模块的同向输入端接收所述第一基准电压，用于根据所述采样信号和第一基准电压生成误差电压；

模式判定子模块，所述模式判定子模块与所述误差放大子模块的输出端相连，用于根据所述第二基准电压和第三基准电压生成模式选通信号，其中，所述模式选通信号为高低电平信号；

第一调制子模块，所述第一调制子模块与所述模式判定子模块相连，用于当所述模式选通信号为低电平时以模拟PFM方式生成第一控制信号；

第二调制子模块，所述第二调制子模块与所述模式判定子模块相连，用于当所述模式选通信号为高电平时以数字PWM和数字PFM混合方式生成第二控制信号；以及

驱动子模块，用于根据所述第一控制信号或第二控制信号控制所述开关管的开启或关断。

13.一种控制芯片，其特征在于，包括：

电源模块，用于根据预设的电源电压生成第一基准电压、第二基准电压和第三基准电压；

误差放大模块，所述误差放大模块的反向输入端接收预定的采样信号，所述误差放大模块的同向输入端接收所述第一基准电压，用于根据所述采样信号和第一基准电压生成误差电压；

模式判定模块，所述模式判定模块与所述误差放大模块的输出端相连，用于根据所述第二基准电压和第三基准电压生成模式选通信号；

第一调制模块，所述第一调制模块与所述模式判定模块相连，用于当所述模式选通信号为低电平时以模拟PFM的方式生成第一控制信号；

第二调制模块，所述第二调制模块与所述模式判定模块相连，用于当所述模式选通信号为高电平时以数字PWM和数字PFM的混合方式生成第二控制信号；以及

驱动模块，用于根据所述第一控制信号或第二控制信号生成驱动电流或驱动电压以控制开关管，

其中，所述模式判定模块进一步包括：

晶体管，所述晶体管的漏极与所述误差放大模块的反相输入端相连，所述晶体管的栅极与预设的第五基准电压相连，所述第五基准电压与所述晶体管的导通电压阈值之和为所述第二基准电压，且所述晶体管用于当所述误差电压大于所述第二基准电压时，将所述误差电压箝位至所述第二基准电压以下；和

第一比较器，所述第一比较器的同向输入端与所述第三基准电压相连，所述第一比较器的反向输入端与所述箝位的误差电压相连，所述第一比较器输出端根据所述第三基准电压和所述箝位的误差电压输出模式选通信号。

14.如权利要求13所述的控制芯片，其特征在于，

如果所述误差电压小于所述第二基准电压且大于所述第三基准电压，则所述模式选通信号为低电平信号；

如果所述误差电压小于所述第三基准电压，则所述模式选通信号为高电平信号。

15.如权利要求13所述的控制芯片，其特征在于，所述第一调制模块进一步包括：

第一选通器，所述第一选通器用于根据所述误差电压、第三基准电压和所述模式选通信号输出调制信号；

方波信号生成单元，所述方波信号生成单元与所述第一选通器相连，用于根据所述调制信号生成方波信号；

第一控制器，与所述方波信号生成单元相连，用于根据所述方波信号生成频率信号，并根据所述频率信号生成第一控制信号；以及

第一峰值电流比较单元，所述第一峰值电流比较单元用于将开关电源中开关管的工作电流与预设的关断阈值进行比较，在所述工作电流大于所述关断阈值时控制所述开关管的关断。

16.如权利要求15所述的控制芯片，其特征在于，所述方波信号生成单元进一步包括：

第一电阻；

误差放大器，所述误差放大器的正向输入端与所述第一选通器相连，接收所述调制信号，反向输入端通过所述第一电阻接地；

第一电流源；

第一N型晶体管，所述第一N型晶体管的栅极与所述误差放大器输出端相连，源极通过所述第一电阻接地，漏极与所述第一电流源相连；

第二电流源；

第三电流源，所述第二电流源和第三电流源为所述第一电流源的镜像电流源；

第二N型晶体管，所述第二N型晶体管的源极与所述第三电流源相连，漏极与所述第二电流源相连；

第一电容，所述第一电容的一端与所述第二电流源相连，另一端接地；

第二比较器，所述第二比较器的正向输入端与所述第二N型晶体管的漏极相连，反向输入端接收预设的第六基准电压；

第三比较器，所述第三比较器的反向输入端与所述第二比较器的正向输入端相连，正向输入端接收预设的第七基准电压；以及

RS触发器，所述RS触发器的S端与所述第二比较器的输出端相连，R端与所述第三比较器的输出端相连，所述RS触发器的输出端输出方波信号。

17.根据权利要求16所述的控制芯片，其特征在于，所述第三电流源的输出电流大于所述第二电流源的输出电流。

18.根据权利要求16所述的控制芯片，其特征在于，所述第六基准电压大于所述第七基准电压，所述第六基准电压大于所述第二基准电压。

19.根据权利要求15所述的控制芯片，其特征在于，所述第二调制模块进一步包括：

计数器，所述计数器与所述模式判定模块相连，用于计数所述模式选通信号为高电平的个数，所述计数器设置上限值；

多个选通器，所述多个选通器的个数与所述上限值相同，且每个所述选通器具有预设的频率信号和幅值信号及自身的触发值，所述多个选通器均与所述计数器的输出端相连，在所述计数器的计数个数与所述自身的触发值相对应时，输出对应的频率信号和幅值信号；

第二频率控制器，与所述多个选通器的输出端相连，根据所述选通的选通器输出的频率信号生成第二控制信号；和

第二峰值电流比较单元，所述第二峰值电流控制单元用于将开关电源中开关管的工作电流与预设的关断阈值进行比较，在所述工作电流大于所述关断阈值时控制所述开关管的关断。

20.根据权利要求19所述的控制芯片，其特征在于，所述第二调制模块还包括：

分压器，所述分压器与所述电源模块相连，用于根据所述电源电压生成n个不同的幅值信号，所述n与所述选通器的个数相同，所述n个幅值信号分别作为n个选通器的输入幅值信号；

频率发生器，所述频率发生器根据所述第二基准电压生成第一频率；以及

分频器，所述分频器与所述频率发生器相连，根据所述第一频率生成m个不同的频率信号，所述m小于所述选通器的数目，所述m个频率分别作为m个选通器的输入频率信号，所述第一频率作为其余n-m个选通器的输入频率信号。

21.根据权利要求13所述的控制芯片，其特征在于，在所述第一调制模块和第二调制模块的输出端与所述驱动模块的输入端之间设置逻辑处理模块，所述逻辑处理模块用于将预定的异常保护信号和第一调制模块或第二调制模块的输出信号进行逻辑处理，所述处理后的输出信号通过驱动模块控制开关管的开通或关闭。