KR101271505B1 - 스위칭 전력 변환기들에서 경부하 효율을 개선시키는 적응적 멀티-모드 디지털 제어 - Google Patents

스위칭 전력 변환기들에서 경부하 효율을 개선시키는 적응적 멀티-모드 디지털 제어 Download PDF

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Abstract

적응적 멀티 모드 디지털 제어 방식들은 가청 잡음 또는 과도한 전압 리플들과 같은 성능 문제들을 야기하지 않으면서 스위치-모드 전력 변환기들에서 경부하 효율(및 그에 따른 전체 평균 효율)을 개선시킨다. 실시예들은 가청 잡음들을 생성하는 스위칭 주파수들에 도달하기 전에 제 2 펄스폭 변조(PWM : pulse-width-modulation) 모드를 이용하여 전력 변환기에서 전류를 감소시키는 스위치-모드 전력 변환기를 포함한다. 전력 변환기의 출력 양단의 부하가 감소될 때, 전력 변환기는 고부하 조건들에서 제 1 PWM 모드로부터 제 1 펄스 주파수 변조(PFM : pulse frequency modulation) 모드로, 그 다음으로 제 2 PWM 모드로, 그리고 마지막으로 제 2 PFM 모드로 전이된다. 제 2 PFM 모드 동안에, 스위칭 주파수는 가청 주파수 레벨들로 떨어진다. 그러나, 전력 변환기에서의 전류는 제 2 PFM 모드로 전이되기 전에 제 2 PWM 모드에서 감소된다.

Description

스위칭 전력 변환기들에서 경부하 효율을 개선시키는 적응적 멀티-모드 디지털 제어{ADAPTIVE MULTI-MODE DIGITAL CONTROL IMPROVING LIGHT-LOAD EFFICIENCY IN SWITCHING POWER CONVERTERS}
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 2008년 12월 29일자로 출원된 "Adaptive Multi-Mode Digital Control Improving Light-Load Efficiency in Switching Power Converters(스위칭 전력 변환기들에서 경부하 효율을 개선시키는 적응적 멀티-모드 디지털 제어)"라는 명칭의 함께 계류 중인 미국 특허 가출원 제61/141,059호를 35 U.S.C.§119(e) 하에서 우선권 주장하며, 참조를 위해 그 전체가 본 명세서에 통합된다.
본 발명은 경부하(light load) 조건들에서 전력 변환기의 효율을 증가시키기 위하여 하나를 초과하는 동작 모드에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 것에 관한 것이다.
스위칭 전력 변환기의 효율은 2개의 유형들의 손실, 즉, 스위칭 손실(switching loss) 및 전도 손실(conduction loss)에 의해 주로 지배된다. 대부분의 스위칭 전력 변환기들에서는, 전력 변환기의 출력 양단의 부하가 감소될수록 스위칭 손실이 더욱 큰 역할을 한다. 반대로, 부하가 증가될수록 전도 손실이 더욱 큰 역할을 한다. 고부하(high load) 조건들 및 경부하(light load) 조건들의 둘 모두에서 손실을 감소시키기 위하여, 일부 기존의 스위칭 전력 변환기들은 상이한 부하 조건들에서 펄스폭 변조(PWM : pulse width modulation) 및 펄스 주파수 변조(PFM : pulse frequency modulation)를 이용한다. PWM 모드는 일반적으로 더 높은 부하 조건들에서 PFM 모드 보다 더욱 효율적이다. PFM 모드는 일반적으로 더 낮은 부하 조건들에서 PWM 모드 보다 더욱 효율적이다.
PWM 모드에서, 전력 변환기의 제어기는 스위칭 전력 변환기의 스위치를 일정한 스위칭 주파수에서 턴온(turn on)하지만, 각각의 스위칭 주기 동안에 스위치를 얼마나 오래 온(on)으로 유지할 것인지를 조절함으로써 스위치의 듀티 사이클(duty cycle)을 변동시킨다. 반대로, PFM 모드에서, 스위치는 설정 기간(set duration) 동안에 턴온되지만, 스위칭 주파수는 부하에 따라 변동된다. 구체적으로, PFM 모드에서는, 부하가 증가할수록 스위칭 주파수가 증가되고, 부하가 감소할수록 스위칭 주파수가 감소된다.
일부 기존의 전력 변환기들은 변동하는 부하 조건들에서 높은 효율을 달성하기 위하여 부하 조건들에 따라 PFM 모드 및 PWM 모드 둘 모두에서 동작한다. 도 1은 라인 J-K에 의해 표현되는 정전압(CV : constant voltage) 모드에서의 이러한 기존의 전력 변환기의 동작을 예시하는 그래프이다. 라인 K-L은 정전류(CC : constant current) 모드에서의 전력 변환기의 동작을 나타낸다. CV 모드에서, 출력 전압 Vout은 일정하게 유지된다. 그러므로, 부하는 출력 전류 Iout에 비례한다. 도 1에 예시된 바와 같이, 전력 변환기는 I3 및 I4 사이의 고부하 조건들 동안에는 PWM 모드에서 동작한다. 경부하 조건들(임계 출력 전류 I3 미만의 출력 전류)에서는, 전력 변환기가 PFM 모드에서 동작한다. 임계 레벨 I3는 전력 변환기에 의해 처리될 수 있는 최대 전류(또는 부하)의 10% 미만으로 일반적으로 설정된다.
그러나, 임계 레벨 I3의 이러한 낮은 설정은 25% 부하에서 효율을 개선시킨다. 그러므로, 낮은 임계 레벨 I3에 의한 기존의 PWM/PFM 제어는 예를 들어, US-EPA 2.0 및 EU-CoC와 같은 전 세계적인 에너지 표준들에 의해 정의된 바와 같이, 전체 평균 효율의 개선에 도움이 되지 않는다. 이러한 표준들은 4개의 부하 지점들, 25% 부하, 50% 부하, 75% 부하, 및 100% 부하에서의 효율들의 평균화에 기초하여 전력 변환기의 평균 효율을 지정한다. 그러므로, PFM 모드의 전력 절감 특징을 활용하기 위하여 더 높은 부하 조건(예를 들어, 최대 전류의 50%)에서 PFM 모드로 전이하는 것이 바람직하다.
그러나, 기존의 제어 접근법들에서는, 더 높은 부하 조건들에서의 PWM 모드의 PFM 모드로의 전이는 PWM 모드 및 PFM 모드 사이의 평탄하지 않은 전이에 의해 야기되는 과도한 전압 리플(voltage ripple)들과 같은 심각한 성능 문제들을 겪게 된다.
그 외의 기존의 전력 변환기들은 부하 조건들의 전체 범위 전반에 걸쳐 PFM 모드에서 동작한다. PFM 모드에서만 동작하는 전력 변환기들은 스위칭 주파수가 16 kHz 근처로 떨어지면 가청 잡음(audible noise)들을 겪게 된다. 가능한 부하들의 폭넓은 동적 범위에 의하여, 이 기술을 이용하여 오디오 대역 외부에 체류하는 것이 어렵다.
일부 기존의 전력 변환기들은 부하 조건들의 전체 범위 전반에 걸쳐 PWM 모드에서 동작한다. 이러한 기존의 전력 변환기들은 가청 범위보다 높은 스위칭 주파수에서 동작하므로, 가청 잡음들을 생성하지 않는다. 그러나, PWM 모드에서만 동작하는 전력 변환기들은 경부하 조건들에서 낮은 효율을 겪게 된다.
전력 변환기가 전력 변환기에 대해 의도된 최대 출력의 일부인 출력 전력을 제공하는 능동-모드 효율(active-mode efficiency)들에 부가하여, 부하 없는 조건(no-load condition)들과 관련된 전력 소비는 전 세계적인 에너지 표준들의 또 다른 규제 목표이다. 부하 없는 조건은 전력 변환 동작 조건을 지칭하며, 이 전력 변환 동작 조건 동안에는, 전력 변환기의 입력이 전원(power source)에 연결되지만, 출력은 임의의 부하에 연결되지 않는다. 부하 없는 조건들에서는, 그 출력 전력 및 부하가 제로(zero)이지만, 전력 변환기는 주로 스위치에 의해 야기된 스위칭 및 전도 손실들로 인한 어떤 입력 전력, 제어기 자체에 의해 소비되는 전력, 및 전력 변환기 내부의 저항들 및 커패시터들에 의해 소비되는 전력을 여전히 소비한다.
실시예들은 큰 가청 잡음들 또는 과도한 전압 리플 또는 열화된 동적 부하 응답과 같은 성능 문제들을 야기하지 않으면서 스위칭 전력 변환기의 경부하(light-load) 효율을 개선시키는 적응적 멀티-모드 디지털 제어 방법들을 포함한다. 스위칭 전력 변환기는 부하를 전원에 전기적으로 결합하거나 부하를 전원으로부터 전기적으로 결합해제하는 스위치를 포함한다. 스위치에 결합된 스위치 제어기는 스위치의 온-시간(on-time) 및 오프-시간(off-time)을 제어한다. 스위치 제어기는 스위치의 온-시간 및 오프-시간을 제어하는 펄스 신호를 생성하기 위한 디지털 로직을 포함한다. 부하가 제 1 부하 레벨을 초과하면, 디지털 로직은 펄스 신호의 폭을 변조하고 제 1 주파수에서 펄스 신호의 주파수를 유지한다. 또한, 부하가 제 1 부하 레벨보다 낮게 떨어지지만 제 2 부하 레벨을 초과하면, 디지털 로직은 펄스 신호의 주파수를 변조하고 펄스 신호의 폭을 일정하게 유지한다. 부하가 제 2 부하 레벨보다 낮게 떨어지지만 제 3 부하 레벨을 초과하면, 디지털 로직은 펄스 신호의 폭을 변조하고 (제 1 주파수보다 낮은) 제 2 주파수에서 펄스 신호의 주파수를 유지한다.
하나의 실시예에서, 제 2 주파수는 가청 주파수 범위보다 높다. 전력 변환기에서의 전류는 PFM 모드에서 펄스 신호의 주파수를 변조하기 전에 제 2 주파수에서 PWM 모드의 펄스 신호의 폭을 변조함으로써 감소된다. 이에 따라, 전력 변환기에서의 전류는 주파수 변조에 의해 가청 주파수 범위에 도달하기 전에 상당히 감소된다. 이와 같은 방식으로, 전력 변환기에 의해 생성되는 가청 잡음은 전력 변환기가 경부하 조건들에서 동작할 때에 상당히 감소된다.
하나의 실시예에서, 부하가 제 4 부하 레벨을 초과하지만 제 3 부하 레벨을 초과하지 않으면, 펄스 신호의 주파수는 PFM 모드에서 변조되고 펄스 신호의 폭은 일정하게 유지된다. 부하가 제 5 부하 레벨을 초과하지만 제 4 부하 레벨을 초과하지 않으면, 펄스 신호의 폭이 변조되고 펄스 신호의 주파수는 PWM 모드에서 제 3 주파수에서 유지된다. 제 3 주파수는 부하 없는 조건 또는 매우 가벼운 부하 조건으로부터 부하의 전력 변환기로의 초기 연결에 따라 전력 변환기의 출력 전압의 언더슈트를 허용가능한 범위 내에 유지하도록 결정될 수 있다. 이와 같은 방식으로, 부하가 부하 없는 조건들 또는 매우 가벼운 부하 조건들로부터 전력 변환기에 초기에 연결되면, 전력 변환기는 개선된 동적 성능을 나타낼 수 있다.
명세서에 설명된 특징들 및 장점들은 모두 포괄적인 것은 아니며, 특히, 도면들 및 명세서를 고려할 경우에, 다수의 추가적인 특징들 및 장점들이 당업자에게 명백할 것이다. 또한, 본 명세서에서 사용된 언어는 가독성 및 교육적인 목적들을 위해 주로 선택되었고, 발명의 요지를 기술하거나 제한하도록 선택되지 않을 수 있다는 점에 주목해야 한다.
본 발명의 실시예들의 교시 내용들은 첨부 도면들과 관련하여 다음의 상세한 설명을 고려함으로써 용이하게 이해될 수 있다.
도 1은 기존의 스위칭 전력 변환기에서의 동작의 모드들을 예시하는 그래프이다.
도 2a는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기를 예시하는 회로도이다.
도 2b는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 제어기의 핀-출력(pin-out)들을 예시하는 도면이다.
도 2c는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 제어기의 내부 회로를 더욱 구체적으로 예시하는 블럭도이다.
도 3a는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 그래프이다.
도 3b는 하나의 실시예에 따라 도 3a의 동작 모드들을 구현하는 스위칭 전력 변환기 내의 제어기의 디지털 로직 제어 블럭의 예시적인 회로를 예시하는 블럭도이다.
도 3c는 하나의 실시예에 따라 도 3a의 동작 모드들을 구현하는 제어기의 디지털 로직 제어 블럭의 부하 검출기를 예시하는 블럭도이다.
도 3d는 하나의 실시예에 따라 도 3a의 동작 모드들을 구현하는 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 상태 전이도(state transition diagram)이다.
도 4a는 115V의 라인 입력 전압에서, 하나의 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 측정된 효율을 기존의 스위칭 전력 변환기와 비교하여 예시하는 그래프이다.
도 4b는 230V의 라인 입력 전압에서, 하나의 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 측정된 효율을 기존의 스위칭 전력 변환기와 비교하여 예시하는 그래프이다.
도 5a는 또 다른 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 그래프이다.
도 5b는 하나의 실시예에 따라 경부하 조건들에서 도 5a의 동작 모드들을 더욱 구체적으로 예시하는 그래프이다.
도 5c는 하나의 실시예에 따라 도 5a 및 도 5b의 동작 모드들을 구현하는 스위칭 전력 변환기 내의 제어기의 예시적인 제어 모듈을 예시하는 블럭도이다.
도 5d는 하나의 실시예에 따라 도 5a 및 도 5b의 동작 모드들을 구현하는 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 상태 전이도이다.
도면들 및 다음의 설명은 오직 예시를 위한 본 발명의 바람직한 실시예들과 관련된다. 다음의 논의로부터, 본 명세서에 개시된 구조들 및 방법들의 대안적인 실시예들은 본 발명의 원리들로부터 벗어나지 않으면서 채용될 수 있는 실용적인 대안들로서 용이하게 인식될 것이라는 점에 주목해야 한다.
본 발명의 몇몇 실시예들에 대해 구체적으로 참조될 것이고, 그 예들은 첨부 도면들에 예시되어 있다. 실용가능한 경우에는, 유사하거나 동일한 참조 번호들이 도면들에서 이용될 수 있고 유사하거나 동일한 기능을 표시할 수 있다는 점에 주목해야 한다. 도면들은 오직 예시를 위한 목적으로 본 발명의 실시예들을 도시한 것이다. 당업자는 다음의 설명으로부터, 본 명세서에 예시된 구조들 및 방법들의 대안적인 실시예들이 본 명세서에 설명된 발명의 원리들로부터 벗어나지 않으면서 채용될 수 있다는 것을 용이하게 인식할 것이다.
실시예들은 전력 변환기에서 가청 잡음을 생성하는 스위칭 주파수들에 도달하기 전에 PWM 모드를 이용하여 전력 변환기에서 전류를 감소시키는 스위치-모드 전력 변환기를 포함한다. 전력 변환기의 출력 양단의 부하가 감소될수록, 전력 변환기는 고부하 조건들의 제 1 펄스폭 변조(PWM : pulse width modulation) 모드로부터 제 1 펄스 주파수 변조(PFM : pulse frequency modulation) 모드로, 그 다음에는 제 2 PWM 모드로, 그리고 제 2 PFM 모드로 전이한다. 제 2 PFM 모드 동안, 스위칭 주파수는 가청 주파수로 떨어진다. 그러나, 전력 변환기 내의 전류는 제 2 PFM 모드로 전이하기 전에 제 2 PWM 모드 내의 무시할 수 있는 레벨로 감소된다. 그러므로, 전력 변환기는 변동되는 부하 조건들에 걸쳐 높은 효율을 달성하면서, 스위칭 주파수가 제 2 PFM 모드 내의 가청 주파수 레벨들로 떨어질 경우에 경부하 조건들에서 가청 잡음을 거의 생성하지 않거나 전혀 생성하지 않는다. 또한, 전력 변환기는 경부하 또는 부하 없는 조건들에서 전력 변환기의 동적 응답을 증대시키기 위하여, 경부하 또는 부하 없는 조건들에서 제 3 PWM 모드로 전이할 수 있고 제 3 PWM 모드에서 동작할 수 있다. 임의의 경우들에 있어서 부하가 더 떨어지거나 부하 과도현상 중인 경우, 전력 변환기는 출력 전압이 비정상적으로 높은 레벨로 증가하는 것을 방지하기 위하여 제 3 PFM 모드로 전이할 수 있다.
PWM 모드에서, 전력 변환기의 전력 스위치는 일정한 스위칭 주파수에 의해 ON 또는 OFF 된다(그러므로, 일정한 스위칭 주기를 가진다). 스위치의 듀티 사이클은 각각의 스위칭 주기 동안에 스위치가 얼마나 오래 ON 상태를 유지하는지를 조절함으로써 변동된다. 듀티 사이클은 스위치가 ON으로 되는 스위칭 주기의 일부(종종 백분율로서 표현됨)를 지칭한다. 예를 들어, PWM 모드에서, 스위치는 100 kHz의 스위칭 주파수(그러므로, 10 ㎲의 스위칭 주기를 가진다)에서 ON 될 수 있다. 30%의 듀티 사이클에 대하여, 스위치는 각각의 스위칭 주기의 3 ㎲ 동안 ON이고, 7 ㎲ 동안 OFF이다.
PFM 모드에서, 전력 변환기의 전력 스위치는 설정 기간 동안 ON 되지만, 가변 스위칭 주파수로 동작한다(그러므로, 가변 스위칭 주기를 가진다). 예를 들어, PFM 모드에서, 스위치는 각각의 스위칭 주기의 5 ㎲ 동안 턴온될 수 있지만, 스위칭 주파수는 40 kHz 및 130 kHz 사이에서 변동될 수 있다. 40 kHz의 스위칭 주파수는 25 ㎲의 스위칭 주기에 대응하므로, 이 스위칭 주파수에서의 듀티 사이클은 20%(= 5 ㎲ / 25 ㎲)이다. 130 kHz의 스위칭 주파수에 대하여, 스위칭 주기는 7.7 ㎲이므로, 130 kHz에서의 듀티 사이클은 65%(= 5 ㎲ / 7.7 ㎲)이다.
부하 없는 조건은 전력 변환기의 입력은 전원에 연결되어 있지만 전력 변환기의 출력이 임의의 부하에 연결되어 있지 않은 전력 변환 동작 조건을 지칭한다. 부하 없는 조건들에서는, 그 출력 전력 및 부하가 제로(zero)이지만, 전력 변환기는 전력 변환기 내부의 저항들 및 커패시터들에 의해 소비되는 전력뿐만 아니라, 주로 스위치에 의해 야기된 스위칭 및 도전 손실들로 인해 일정한 입력 전력과, 제어기 자체에 의해 소비되는 전력을 여전히 소비한다.
예시적인 전력 변환기 회로
도 2는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기(100)를 예시하는 회로도이다. 전력 변환기(100)는 3개의 주요 부분들, 즉, 프론트 엔드(front end)(104), 전력 스테이지(power stage), 및 2차 스테이지(secondary stage)를 포함한다. 프론트 엔드(104)는 노드들 L, N에서 AC 전압원(voltage source)(도시하지 않음)에 연결되고, 인덕터(L1), 저항들(R1, F1), 다이오드들(D1, D2, D3, D4) 및 커패시터(C2)로 이루어진 브릿지 정류기(bridge rectifier)를 포함한다. 노드(105)에서의 정류된 입력 라인 전압은 저항들(R10 및 R11)을 통해 제어기 IC(102)의 공급 전압 핀 Vcc(핀 1)에 입력된다. 또한, 노드(105)에서의 라인 전압은 전력 트랜스포머(T1-A)의 1차 권선(106)에 연결된다. 커패시터(C5)는 정류된 라인 전압으로부터 고주파 잡음을 제거한다. 노드(105)에서의 프론트 엔드부의 출력은 조절되지 않은 DC 입력 전압이다.
전력 스테이지는 전력 트랜스포머(T1-A), BJT 전력 스위치(Q1), 및 제어기 IC(102)로 이루어진다. 전력 트랜스포머(T1-A)는 1차 권선(106), 2차 권선(107), 및 보조 권선(108)을 포함한다. 제어기(102)는 BJT 전력 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태들의 제어를 통해 출력 조절(output regulation)을 유지한다. BJT 전력 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태들은 제어기 IC(102)의 OUTPUT 핀(핀 5)으로부터의 제어 신호(110) 출력을 통해 제어된다. 제어 신호(110)는 BJT 전력 스위치(Q1)의 베이스(B)를 구동한다. BJT 전력 스위치(Q1)의 컬렉터(C)는 1차 권선(106)에 연결되는 반면, BJT 전력 스위치(Q1)의 에미터(E)는 제어기 IC(102)의 ISENSE 핀(핀 4)에 연결되고 또한 저항(R12)을 통해 접지(ground)에 연결된다. ISENSE 핀은 감지 저항(R12) 양단의 전압의 형태로 1차 권선(106) 및 BJT 스위치(Q1)를 통한 전류를 감지한다. 제어기 IC(102)는 전력 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태들, BJT 전력 스위치(110)의 듀티 사이클들 및 BJT 베이스 전류의 진폭을 제어하기 위하여, 도 3a 또는 도 5a 및 도 5b를 참조하여 이하에 더욱 구체적으로 설명되는 바와 같은 변조 기술을 채용한다. 제어기 IC(102)의 GND 핀(핀 2)은 접지에 연결된다.
2차 스테이지는 출력 정류기로서 작동하는 다이오드(D6)와, 출력 필터로서 작동하는 커패시터(C10)로 이루어진다. 노드(109)에서의 결과적인 조절된 출력 전압 Vout은 부하(도시하지 않음) 및 전부하(pre-load)(R14)에 전달된다. 전부하(R14)는 부하 없는 조건들에서 전력 변환기의 출력을 안정화한다. 또한, ESD(Electrostatic Discharge : 정전기 방전) 갭(ESD1)은 1차 권선(106) 및 다이오드(D6) 사이에 결합된다.
노드(109)에서의 출력 전압(Vout)은 보조 권선(108)의 양단에 반영되고, 이것은 저항들(R3 및 R4)로 이루어진 저항성 전압 분배기(resistive voltage divider)를 통해 제어기 IC(102)의 VSENSE 핀(핀 3)에 입력된다. 또한, 제어기 IC(102)는 기동(start-up) 시에 라인 전압(105)에 의해 급전되지만, 제어기 IC(102)는 기동 후에 정상 동작 시에 보조 권선(108) 양단의 전압에 의해 급전된다. 따라서, 다이오드(D5) 및 저항(R2)은 정상 동작 중에 기동 후에 제어기 IC(102)의 VCC 핀(핀 1)에 입력되는 공급 전압으로서 이용하기 위하여 보조 권선(108) 양단의 전압을 정류하기 위한 정류기를 구성한다. 커패시터(C9)는 기동 시에 노드(105)에서의 라인 전압으로부터 또는 기동 후에 보조 권선(108) 양단의 전압으로의 전력을 스위칭 사이클들 사이에서 유지하기 위해 이용된다.
도 2b는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기(100)의 제어기 IC의 핀-출력들을 예시하는 도면이다. 제어기 IC(102)는 5-핀 IC이다. 핀 1(Vcc)은 공급 전압을 받아들이기 위한 전력 입력 핀이고, 핀 2(Gnd)는 접지 핀이고, 핀 3(VSENSE)은 출력 전압 Vout의 1차측 조절을 위하여 플라이백 스위칭 전력 변환기의 보조 권선(108) 양단의 전압을 받아들이도록 구성된 아날로그 입력 핀이고, 핀 4(ISENSE)는 사이클별 피크 전류 제어 및 제한을 위하여, 아날로그 전압의 형태로 플라이백 스위칭 전력 변환기의 1차측 전류를 감지하도록 구성된 아날로그 입력 핀이다. 핀 5(Output)는 BJT 베이스 전류의 진폭뿐만 아니라 BJT 전력 스위치(Q1)의 온-시간(on-time) 및 오프-시간(off-time)을 제어하기 위한 베이스 구동 신호(110)를 출력하는 출력 핀이다.
도 2c는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 제어기 IC(102)의 내부 회로를 더욱 구체적으로 예시하는 블럭도이다. 제어기 IC(102)는 핀 3에서의 VSENSE 전압 및 핀 4에서의 ISENSE 전압과 같은 아날로그 파라미터들을 받아들이지만, 핀 5(Output)에서 적절한 베이스 구동 신호를 생성하기 위하여 디지털 회로 및 디지털 상태 머신(state machine)들을 이용하여 이 파라미터들을 적응적으로 처리한다. 제어기 IC(102)는 기동 블럭(start-up block)(210), 신호 조절 블럭(signal conditioning block)(202), 디지털 로직 제어(204), 디지털-아날로그 변환기(DAC : digital-to-analog converter)(220), 턴온 로직 블럭(turn-on logic block)(206), 턴오프 로직 블럭(turn-off logic block)(208), SR 플립플롭(flip flop)(212), Ipeak 비교기(218), 과전류 보호(OCP : over-current protection) 비교기(216) 및 BJT 베이스 구동기(214)를 포함하는 몇몇 주요 회로 블럭들을 포함한다. 제어기 IC(102)는 적응적 디지털 1차측 피드백 제어에 의하여 스위칭 전력 공급 장치(100)의 출력 전압 Vout 및 출력 전류 Iout을 조절한다. ISENSE 핀(핀 4)에서 1차측 전류를 감지하는 것은 트랜스포머(T1-A)의 자화 인덕턴스(magnetizing inductance) Lm과는 무관한 정밀한 정전류(출력 전류 Iout) 제어뿐만 아니라, CV(Constant Voltage : 정전압) 및 CC(Constant Current : 정전류) 모드들에서의 사이클별 피크 전류 제어 및 제한을 허용한다. VSENSE 핀(핀 3)에서 보조 권선(108)의 양단에 반영된 출력 전압 Vout을 감지하는 것은 정밀한 출력 전압 조절을 허용한다.
제어기 IC(102)는 도 3a, 도 5a 및 도 5b를 참조하여 이하에서 구체적으로 설명되는 바와 같이, 부하 조건들에 따라 스위칭 전력 공급 장치(100)가 PWM/PFM 모드에서 동작하도록 한다. 더욱 구체적으로, 급전 후에, 공급 전압 Vcc 전압이 소정의 파워-온-재설정(POR : power-on-reset) 임계값보다 높은 전압으로 되면, 기동 블럭(210)으로부터 ENABLE 신호가 생성된다. ENABLE 신호는 턴온 명령을 착수하는 디지털 로직 제어 블럭(204)에 보내진다. 이에 응답하여, 턴온 로직 블럭은 SR 플립플롭(212)을 설정(set)하고, BJT 전력 스위치(Q1)를 턴온하기 위하여, BJT 베이스 구동 전류 생성기(214)가 OUTPUT 핀(핀 5)을 통해 베이스 구동 전류(110)를 생성하도록 한다. 그 다음으로, 제어기 IC(102)는 VSENSE 핀(핀 3)을 통해 보조 권선(108) 위에 반영된 바와 같은 출력 전압 Vout에 관한 피드백 정보를 받아들인다.
신호 조절 블럭(202)은 VSENSE 전압을 받아들이고, 디지털 로직 제어 블럭(204)에 의해 이용하기 위하여 다양한 전압 및 전류 피드백 파라미터들을 생성한다. 신호 조절 블럭(202)은 디지털 피드백 전압 값 VFB와 같은 다양한 전압 피드백 정보를 생성한다. VFB는 기준 전압 VREF와의 비교를 위한 필적가능한 레벨로 비율조정되며, 각각의 스위칭 사이클에서 트랜스포머 재설정 시간의 종료 시에 샘플링되는 VSENSE 전압을 나타내는 디지털 값이다. 또한, VREF는 2차 권선(107) 및 보조 권선(108) 사이의 권선 비율과 저항성 전압 분배기(R3/(R3 + R4))에 따라 더 낮은 값(예를 들어, 1.538 V)으로 비율조정되며, 스위칭 전력 변환기의 목표 조절된 출력 전압(예를 들어, 5V)을 나타내는 디지털 값이다. 따라서, 기준 전압 VREF의 특정 값은 스위칭 전력 변환기의 목표 조절된 출력 전압에 따라 결정된다. 전류 피드백에 대하여, 신호 조절 블럭(202)은 Tp(스위칭 주기) 및 Trst(트랜스포머 재설정 시간)와 같은 2차 전류 타이밍 정보를 디지털 로직 제어 블럭(204)으로 제공한다. VFB, Tp 및 Trst를 포함하는 전압 피드백 값들 및 전류 피드백 값들은 다양한 기존의 기술들 중의 하나를 이용하여 결정될 수 있다.
제어 전압 Vc, Tp 정보 및 Trst 정보는 피크 전류 모드 스위칭을 위한 피크 임계값으로서 이용될 Vipk의 적절한 디지털 값(219)을 계산하기 위해 이용된다. 제어 전압 Vc는 노드(109)에서의 부하의 레벨을 나타낸다. 노드(109)에서의 부하가 증가할수록 제어 전압 Vc가 증가하는 반면, 노드(109)에서의 부하가 감소할수록 Vc가 감소한다. PWM 또는 DPWM 또는 DDPWM 모드에서 스위칭하는 피크 전류 모드에서는, 출력 전압 Vout이 희망하는 것보다 낮을 경우, 스위치의 ON 시간을 증가시키는 Vc가 증가된다. 스위치의 ON 시간을 증가시킴으로써, 사이클당 더 많은 에너지가 전달되고, 이것은 그 다음으로 Vout을 증가시킨다. 반대로, 출력 전압 Vout이 희망하는 것보다 높은 경우, Vc는 감소된다. Vc에 있어서의 감소는 스위치의 ON 시간이 감소되도록 한다. ON 시간을 감소시키는 것은 사이클당(per cycle) 더 적은 에너지가 전달되도록 하고, 이것은 그 다음으로 Vout을 감소시킨다. 이와 유사하게, PFM 또는 DPFM 또는 DDPFM 모드에서 스위칭하는 피크 전류 모드에서는, 출력 전압 Vout이 희망하는 것보다 낮은 경우, 스위칭 사이클당 스위치의 OFF 시간을 감소시키는 Vc가 증가된다. 사이클당 스위치의 OFF 시간을 감소시킴으로써, 동일한 양의 시간 동안 더 많은 에너지가 전달되고, 이것은 그 다음으로 Vout을 증가시킨다. 반대로, 출력 전압 Vout이 희망하는 것보다 더 높은 경우, Vc는 감소된다. Vc에 있어서의 감소는 스위치의 OFF 시간이 사이클당 증가되도록 한다. 사이클당 OFF 시간을 증가시키는 것은 동일한 양의 시간 동안 더 적은 에너지가 전달되도록 하고, 이것은 그 다음으로 Vout을 감소시킨다.
안전 및 신뢰성을 위하여, 제어기 IC(102)는 또한 과전류 보호(OCP : over-current protection) 비교기(216)를 포함한다. ISENSE 핀 전압이 OCP 임계값(예를 들어, 도 2c의 예에서는 1.1 V)에 도달하면, 비교기(216)의 출력 Vocp는 하이(high)로 설정되고, 이것은 턴오프 블럭(208)이 SR 플립플롭(212)을 재설정(reset)하도록 한다. 이에 응답하여, BJT 베이스 구동기(214)는 BJT 전력 스위치(Q1)를 턴오프한다. 따라서, 스위칭 전력 공급 장치(100)가 어떤 동작 조건들 또는 어떤 동작 모드에 있더라도, BJT 베이스 구동기(214)는 안전상의 이유들로 즉시 턴오프된다. 저항(R12)이 단락될 경우에 전력 공급 장치를 보호하기 위한 메커니즘, 또는 고장이 발생할 때에 BJT 베이스 구동기(214)를 턴오프하기 위한 메커니즘과 같은 다른 안전 조치들이 또한 제어기(102) 내에 제공될 수 있고, 이것은 여기에서는 도시되지 않는다.
적응적 모드 전이( adaptive mode transition )
도 3a는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 동작을 예시하는 그래프를 예시한 것이다. 라인 J'-K'는 정전압(CV) 모드에서의 전력 변환기의 동작을 나타낸다. 라인 K'-L'은 정전류(CC) 모드에서의 전력 변환기의 동작을 나타낸다. PWM 모드로부터 PFM 모드로 전이하기 위한 지점은 효율을 증가시키기 위하여 A'으로 이동되고, 전력 변환기는 도 3a에서 점선 A'-D에 의해 예시된 바와 같이, I3의 출력 전류 레벨 미만의 가벼운 부하 조건(light loading condition)들에 걸쳐 단일 PFM 모드에서 동작한다고 가정한다. 전력 변환기는 PFM 모드에서 25% 부하 범위 근처에서 동작하기 때문에 전력 변환기의 효율이 증가될 수 있지만, 부하 레벨에 있어서 더 높은 전이 지점 A'의 이동은 또 다른 문제를 유발한다. 즉, 스위칭 주파수가 16 KHz 근처의 가청 주파수(audible frequency)(FSW1)에 접근할 때, 전력 변환기가 가청 잡음(audible noise)을 생성하기 시작한다. 가청 잡음은 전력 변환기의 트랜스포머에서의 전자-기계 진동(electro-mechanical vibration)에 의해 주로 생성된다. 전력 변환기의 출력 전류 IN1는 가청 주파수 FSW1에 도달될 때에 상대적으로 높게 유지되므로, 스위칭 주파수가 가청 주파수 FSW1로 떨어지면, 전력 변환기는 상당한 가청 잡음을 생성한다.
하나의 실시예에서, 전력 변환기는 라인들 M-A', A'-B, B-C 및 C-D에의해 표시되는 바와 같은 모드들에서 동작한다. 직선 M-A'으로서 나타낸 고부하 조건들에서는, 전력 변환기는 최대 출력 전류 I4에 이르는 I3보다 높은 범위에서 출력 전류 Iout를 생성하기 위하여 제 1 PWM 모드에서 동작한다. 출력 전류 Iout이 I3 보다 낮게 떨어지는 경우, 전력 변환기는 (라인 M-A'로 나타낸) 제 1 PWM 모드로부터 (라인 A'-B로 나타낸) 제 1 PFM 모드로 전이하고, 그 다음으로 제 2 PWM 모드(이하, 라인 B-C로 나타낸 "딥(deep)" PWM 또는 DPWM이라고 칭함)가 뒤따르고, 그 다음으로, 다시 제 2 PFM 모드(이하, 라인 C-D로 나타낸 "딥(deep)" PFM 또는 DPFM이라고 칭함)가 뒤따른다. I3보다 작은 출력 전류 레벨 전반에 걸쳐 라인 A'-D로 나타낸 단일 PFM 모드가 이용되는 기존의 전력 변환기들과 본 발명을 비교해야 한다.
전력 변환기의 출력 전류 Iout이 I3로 떨어질 때, 전력 변환기는 라인 A'-B로 나타낸 PFM 모드로 스위칭한다. 위에서 설명된 바와 같이, 전 세계적인 에너지 표준들은 4개의 부하 지점들(25% 부하, 50% 부하, 75% 부하, 및 100% 부하)에서의 효율들의 평균에 기초하여 전력 변환기의 평균 효율을 명시한다. 이러한 표준들을 충족시키기 위해서는, 전력 변환기가 25% 부하 레벨 근처의 PFM 모드에서 동작하도록, 최대 부하의 25%보다 실질적으로 높은 레벨에서 I3를 설정하는 것이 유리하다. 하나의 실시예에서, I3는 최대 출력 전류 I4의 50% 근처에서 설정된다.
전력 변환기의 출력 전류가 I2로 더욱 떨어지는 경우, 전력 변환기는 DPWM 모드로 전이하고, 이 모드에서, 스위치의 듀티 사이클은 임의의 PWM 모드에서와 같이, 각각의 스위칭 사이클에서 스위치의 ON 시간의 기간을 조절함으로써 제어된다. DPWM 모드 동안, 스위칭 주파수는 가청 주파수 범위보다 높은 FSW2에서 유지된다. 하나의 실시예에서, FSW2는 20 kHz 근처이고, 이것은 가청 주파수 범위보다 더 높다. 전력 변환기는 라인 B-C로 나타낸 바와 같이 DPWM 모드에서 동작하고, 이 모드에서, 전력 변환기는 I1 및 I2 사이의 출력 전류 Iout을 생성한다. 하나의 실시예에서, I1 및 I2는 최대 출력 전류 I4의 5% 및 20% 근처에서 각각 설정된다.
부하가 더욱 가벼워지더라도 DPWM 모드를 유지하는 것은 적어도 다음의 이유들 때문에 바람직하지 않다. 즉, (ⅰ) FSW2에서의 고정된 스위칭 주파수는 더 높은 스위칭 손실을 유발하고, (ⅱ) 부하 없는 조건들에서의 낮은 전력 소비가 달성될 수 없고, (ⅲ) 최대 스위칭 ON 시간 제한은 전력 변환기가 희망하는 것보다 높은 출력 전압을 생성하도록 강제한다. 그러므로, 전력 변환기의 출력 전류가 I1으로 더욱 떨어질 때, 전력 변환기는 DPFM 모드로 전이하고, 이 모드에서, 스위칭 주파수는 임의의 PFM 모드에서와 같이 제어된다. DPFM 모드의 동작 영역은 도 3a에서 라인 C-D에 의해 표시된다. DPFM 모드에서 동작하는 동안, 전력 변환기의 스위칭 주파수는 가청 주파수 범위에서 FSW1로 떨어진다. 그러나, DPFM 모드의 스위칭 주파수 FSW1에서의 전력 변환기의 출력 전류는 IN2이고, 이것은 도 1의 PFM 모드에서의 IN1보다 실질적으로 더 낮다. 따라서, 도 3a의 전이 방식에 따라 동작하는 전력 변환기는 (라인 A'-D로 나타낸 바와 같이) 단일 PFM 모드에서 동작하는 기존의 전력 변환기에 비해 적은 가청 잡음을 생성하거나 가청 잡음을 전혀 생성하지 않는다.
PFM 모드 및 DPFM 모드 사이에 중간의 DPWM 모드를 추가하는 것은 DPWM 모드가 PFM 모드 및 DPFM 모드 사이에서 평탄한 전이를 제공한다는 추가적인 이유 때문에 유리하다. DPWM 모드에서 동작함으로써, 스위칭 ON 시간들에서의 급격한 점프(jump)들 및 전력 변환기에서의 1차 피크 전류들은 감소되거나 제거된다. 그러므로, 과도한 전압 리플들 또는 출력 전력의 불안정한 조절이 회피된다. 또한, 중간의 DPWM 모드를 추가함으로써, 사이클당 에너지 전달이 가청 잡음을 야기하지 않을 정도로 충분히 낮을 때까지, 스위칭 주파수는 가청 주파수들보다 높게 유지될 수 있다.
디지털 로직 제어 블럭의 예
도 3b는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 제어기 IC의 디지털 로직 제어 블럭(204)의 회로의 예를 예시하는 블럭도이다. 디지털 로직 제어(204)는 다른 구성요소들 중에서, 부하 검출기(240), 디지털 상태 머신(250) 및 제어 모듈(260A)을 포함한다. 부하 검출기(240)는 제어 전압 Vc을 생성하기 위하여 신호 조절 블럭(202)에 의해 제공되는 전압 및 전류 피드백 파라미터들을 받아들인다. 제어 전압 Vc는 전력 변환기(100)의 노드(109)에서 부하의 레벨과 상관(correlate)된다. 구체적으로, 더 높은 Vc는 더 높은 부하 레벨을 나타내는 반면, 더 낮은 Vc는 더 낮은 부하 레벨을 나타낸다. 디지털 상태 머신(250)은 제어 전압 Vc에 기초하여 도 3a를 참조하여 설명된 4개의 모드들(PWM 모드, PFM 모드, DPWM 모드 및 DPFM 모드) 중의 하나를 선택한다. 디지털 상태 머신(250)은 전력 변환기(100)의 선택된 동작 모드를 나타내는 선택 신호(252)를 출력한다. 제어 모듈(260A)은 선택 신호(252)를 받아들이고, 다음의 4개의 제어 알고리즘들, 즉, PWM 모드를 구현하는 PWM 제어 알고리즘(262), PFM 모드를 구현하는 PFM 제어 알고리즘(264), DPWM 모드를 구현하는 DPWM 제어 알고리즘(266), 및 DPFM 모드를 구현하는 DPFM 제어 알고리즘(268) 중의 하나를 활성화한다. 활성화된 알고리즘은 DAC(220)를 위한 디지털 입력 신호(219)와, 턴온 로직 블럭(206)을 위한 턴온 신호(215)를 생성한다.
도 3c는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 제어기 IC(120)의 디지털 로직 제어 블럭의 부하 검출기(240)를 예시하는 블럭도이다. 부하 검출기(240)는 다른 구성요소들 중에서, 디지털 전압 피드백 값 VFB 및 디지털 기준 전압 값 VREF 사이의 차이를 결정하는 디지털 오차 생성기(digital error generator)(228)를 포함한다. 결과적인 디지털 오차 신호(230)는 적분기(232) 및 비례 블럭(234)으로 이루어진 P-I 함수(비례-적분 함수)(240)로 입력된다. 적분기(232)는 시간 상에서 디지털 오차 신호(230)를 적분하고, 그 출력은 제어 전압 Vc(236)을 생성하기 위하여 가산기(236) 내의 디지털 오차 신호(230)의 비율조정된 값(비례 블럭(234)에서의 계수 Kp에 의해 비율조정됨)에 더해진다. 제어 전압 Vc(236)은 전력 공급 장치 부하의 한도, 즉, 디지털 오차 신호(230)가 제로(zero)로 유지되도록 하기 위해 요구되는 출력 전압을 유지하기 위하여 얼마나 많은 에너지가 스위칭 사이클당 부하에 전달되어야 하는지를 나타낸다. 일반적으로, 높은 제어 전압 Vc은 출력 전류가 희망하는 것보다 낮고 증가되어야 함을 나타낸다. 제어 전압 Vc(236)을 부하 전류의 함수로서 정의하는 전달 함수의 구체적인 형상은 제어 모듈(260A)에서 알고리즘들(262, 264, 266 및 268)에 의해 정의된다. 구체적으로, 알고리즘들(262, 264, 266 및 268)은 각각의 동작 모드에 대한 시간에 관한 사이클 및 스위칭 주파수들을 정의한다. 도 3c는 제어 전압 Vc을 생성하는 디지털 구현예를 예시하지만, 전력 공급 장치 부하의 범위를 반역하는 유사한 파라미터를 생성하기 위하여 다른 아날로그 구현예들이 이용될 수 있다.
도 3d는 하나의 실시예에 따라 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 상태 전이도이다. 동작 모드들의 전이는 전력 변환기의 출력 양단의 부하에 대한 표시자(indicator)로서 작용하는 제어 전압 Vc에 기초하여 전력 변환기에서 발생한다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC_THRSH_PWM@PFM로 떨어지면, 전력 변환기의 동작 모드는 PWM 모드로부터 PFM 모드로 전이된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC_THRSH_PFM@DPWM로 더욱 떨어질 때, 전력 변환기는 PFM 모드로부터 DPWM 모드로 전이된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC_THRSH_DPWM@DPFM 보다 낮게 떨어질 때, 전력 변환기는 DPWM 모드로부터 DPFM 모드로 전이된다.
다른 한편으로, 제어 전압 Vc이 설정 값 VC _ THRSH _ DPFM2DPWM 보다 높게 상승하는 경우, 전력 변환기의 동작 모드는 DPFM으로부터 DPWM 모드로 전이된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC _ THRSH _ DPWM2PFM 보다 높게 상승하는 경우, 전력 변환기는 DPWM 모드로부터 PFM 모드로 전이된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC _ THRSH _ PFM2PWM 보다 높게 상승할 때, 전력 변환기는 PFM 모드로부터 PWM 모드로 전이된다. 하나의 실시예에서, VC_THRSH_DPWM2DPFM 및 VC _ THRSH _ DPFM2DPWM는 출력 전류가 어떤 히스테리시스(hysteresis)를 갖는 레벨 I1일 때에 부하 검출기(240)에 의해 생성되는 값들로 설정된다. 이와 마찬가지로, VC _ THRSH _ PFM2DPWM 및 VC _ THRSH _ DPWM2PFM는 출력 전류가 어떤 히스테리시스를 갖는 레벨 I2일 때에 부하 검출기(240)에 의해 생성되는 값들로 설정된다. VC _ THRSH _ PWM2PFM 및 VC_THRSH_PFM2PWM는 출력 전류가 어떤 히스테리시스를 갖는 레벨 I3일 때에 부하 검출기(240)에 의해 생성되는 값들로 설정될 수도 있다.
도 3a를 다시 참조하면, 제어기 IC(102)는 출력 조절을 위하여 정전압(CV) 모드 또는 정전류(CC) 모드 중의 어느 하나에서 동작할 수 있다. Vc, Tp 및 Trst 정보를 이용하여, 적절한 디지털 입력 신호(219) 뿐만 아니라, 전력 스위치(Q1)를 턴온하기 위한 적절한 턴온 신호(206)를 생성하기 위하여 4개의 제어 알고리즘들(262 내지 268) 중의 하나가 선택된다. 디지털 입력 신호(219)는 피크 전류 모드 스위칭을 위하여 아날로그 피크 전류 모드 임계 전압 Vipk로 변환된다. Vipk는 비교기(218)로 입력되고, 스위칭 전력 변환기(100) 내의 BJT 전력 스위치(Q1)를 통한 1차측 전류를 나타내는 ISENSE 전압과 비교된다. ISENSE 핀 전압이 피크 전류 모드 임계 전압 Vipk에 도달하면, 비교기(218)의 출력 Ipeak는 하이(high)로 설정되고, 이것은 턴오프 블럭(208)이 SR 플립플롭(212)을 재설정하도록 한다. 이에 응답하여, BJT 베이스 구동기 회로(214)는 BJT 전력 스위치(Q1)를 턴오프한다.
디지털 상태 머신(250)은 선택된 PWM 모드, PFM 모드, DPWM 모드 또는 DPFM 모드에 기초하여 BJT 전력 스위치(Q1)를 언제 턴온할 것인지를 결정한다. 또한, 결정된 Vipk 정보에 기초하여, 디지털 상태 머신(250)은 (ISENSE가 Vipk로 제한되므로) 최대 BJT 컬렉터 전류를 예측할 수 있고, BJT 전력 스위치(Q1)에서 베이스 전류가 얼마나 많이 필요한 것인지를 결정할 수 있다. Tp, Trst 타이밍 정보 및 결정된 베이스 전류 정보와 함께, 디지털 상태 머신(250)은 동적 베이스 구동 제어에 의해 BJT 전력 스위치(Q1)를 턴온할 수 있다. BJT가 턴온되고 트랜스포머 1차 전류가 생성된 후, 센서 저항(R12)(도 2 참조)이 BJT(Q1) 에미터로부터 접지로 연결되고 에미터가 ISENSE 핀에 연결되므로, ISENSE 핀 전압은 증가한다. 위에서 설명된 바와 같이, 일단 ISENSE 핀 전압이 임계 전압 Vipk에 도달하면, BJT 베이스 구동기(214)는 BJT 전력 스위치를 턴오프한다. 따라서, 디지털 로직 제어 블럭은 또한, 임계 전압 Vipk을 설정함으로써 피크 전류 모드 스위칭을 통해 BJT 전력 스위치(Q1)의 턴오프를 제어한다.
성능 비교
도 4a는 115V의 AC 입력 전압에서, 하나의 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 측정된 효율을 기존의 스위칭 전력 변환기와 비교하여 예시하는 그래프이다. 기존의 스위칭 전력 변환기는 도 3a에 예시된 바와 같이 PWM 모드 또는 PFM 모드에서 동작한다. 하나의 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기는 도 3a에 예시된 바와 같이 라인들 A'-B, B-C 및 C-D에 의해 모드들 사이에서 전이된다. 실시예의 스위칭 전력 변환기는 250 mA 출력 전류보다 높은 고부하 조건들에서 대략 동일한 레벨의 효율을 나타낸다. 기존의 스위칭 전력 변환기의 효율은 250 mA 출력 전류보다 낮은 경부하 조건들에서 상당히 떨어지는 반면, 실시예에 따른 전력 변환기는 부하가 떨어질수록 효율이 증가한다.
도 4b는 230V AC 입력에서, 하나의 실시예에 따른 스위칭 전력 변환기의 측정된 효율을 기존의 스위칭 전력 변환기와 비교하여 예시하는 그래프이다. 도 4b는 AC 입력 전압이 230V의 더 높은 레벨로 설정되는 점을 제외하고는 도 4a와 유사한 결과들을 예시한다. 실시예에 따른 전력 변환기는 심지어 부하가 250 mA 출력 전류 레벨보다 낮게 감소하더라도 효율에 있어서 상당한 하락을 나타내지 않는다. 이에 비해, 기존의 전력 변환기는 250 mA 출력 전류 레벨 미만에서는 효율에 있어서 상당한 하락을 경험한다.
경부하 조건들에서의 PWM 모드 동작
하나의 실시예에서, 전력 변환기는 동적 부하 응답을 개선시키기 위하여 매우 가벼운 부하 또는 부하 없는 조건들에서 제 3 PWM 모드(이하, '딥-딥 PWM' 또는 DDPWM이라고 지칭함)로 동작한다. 전력 변환기의 출력 양단의 부하가 (예를 들어, 초기에 전력 변환기가 매우 가벼운 부하 또는 부하 없는 조건인 동안에 전력 변환기를 외부의 출력 부하에 연결함으로써) 급격하게 증가되면, 전력 변환기의 출력 전압은 허용가능한 레벨보다 낮게 떨어질 수 있고, 경부하 조건들에서의 낮은 스위칭 주파수로 인해 조절된 출력 전압으로 다시 복원하기 위하여 연장된 크기의 시간이 걸릴 수도 있다. 매우 가벼운 부하 또는 부하 없는 조건들에서의 동적 출력 조절 성능을 증대시키기 위하여, 하나의 실시예에 따른 전력 변환기는 소정의 스위칭 주파수에서 DDPWM 모드에서 동작하도록 스위칭하고, 그 다음으로, 전력 변환기의 출력 양단의 부하가 증가되거나 감소될 때, DPFM 모드 또는 제 3 PFM 모드(이하, '딥-딥 PFM' 또는 DDPFM이라고 지칭함)로 전이된다.
도 5a는 하나의 실시예에 따라 DDPWM 및 DDPFM 모드들을 구현하는 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 그래프이다. 출력 전류 레벨 I1보다 높은 전력 변환기의 동작은 도 3a를 참조하여 위에서 설명된 실시예와 필수적으로 동일하므로, 간략함을 위하여 그 상세한 설명은 여기서 생략된다. 이 실시예에서, 전력 변환기는 경부하 조건들 전반에 걸쳐 단일 DPFM 모드에서 동작하는 대신에 출력 전류 Iout가 레벨 I1 보다 낮은 경부하 조건들에서 2개의 추가적인 모드들(DDPWM 모드 및 DDPFM 모드)로 동작한다.
도 5b는 또 다른 실시예에 따라 경부하 조건들에서 도 5a의 동작 모드들을 더욱 구체적으로 예시하는 그래프이다. 전력 변환기의 입력 전력이 P1(전력 변환기의 출력 전류가 도 5a에 예시된 바와 같이 I1일 때, P1는 전력 변환기의 입력 전력에 대응한다)보다 낮게 서서히 감소되는 시나리오에서, 전력 변환기는 임의의 PFM 모드에서와 같이 라인 C-E에 의해 나타낸 DPFM 모드에서 동작한다. 전력 변환기의 입력 전력이 Pa로 떨어지면, 전력 변환기는 전이되고, 임의의 PWM 모드에서와 같이 라인 E-F에 의해 나타낸 DDPWM 모드에서 동작한다.
하나의 실시예에서, 라인 E-F 효율은 통상적으로 부하 없는 동작에 대응하고, 이 동작 동안에는, 전력 변환기의 입력이 전원에 연결되지만, 전력 변환기의 출력은 어떤 부하에도 연결되지 않는다. 부하 없는 조건들에서는, 전력 변환기로부터의 실제 출력 전류는 제로이거나 제로에 근접하지만, 입력 전력은 전력 변환기에 의해 전력 소비로 인해 제로가 아니다. Pa는 전력 변환기의 입력 전력을 나타낸다. Pa는 전력 변환기의 최대 입력 전력 소비의 대략 1%일 수 있다. 도 5b의 수평 축은 (수평 축이 출력 전류를 나타내는 도 3a와 달리) 전력 변환기의 입력 전력을 나타낸다는 점에 주목해야 한다. 부하가 감소할수록, 전력 변환기에 의해 소비되는 전력은 더욱 지배적으로 되고 더 이상 무시할 수 없게 된다. 그러므로, 도 5b에서, 기준 지점들 P1, Pa 및 Pb는 전력 변환기의 최대 출력 전류 대신에 전력 변환기의 최대 입력 전력의 일부로서 표시된다.
DDPWM 모드에서, 전력 변환기의 스위칭 주파수는 FSW3에서 유지된다. 입력 전력이 추가적으로 떨어지면(예를 들어, 집적 회로로서 전형적으로 구현되는 제어기 자체가 매우 낮은 전력을 소비하거나 도 2a의 전부하 저항(R14)이 매우 크거나 완전히 제거되면), 입력 전력은 Pb로 추가적으로 떨어지고, 전력 변환기가 전이되며, 임의의 PFM 모드에서와 같이 라인 F-D에 의해 나타낸 DDPFM 모드에서 동작한다. 하나의 실시예에서, Pb는 전력 변환기의 최대 입력 전력 소비의 약 0.5%보다 작은 것을 나타낸다.
부하가 입력 전력이 Pb보다 낮은 지점으로부터 서서히 증가되는 시나리오에서, 전력 변환기는 입력 전력이 Pb에 도달할 때까지 DDPFM 모드에서 동작한다. 이 시점에서, 전력 변환기는 DDPWM 모드로 전이된다. 부하가 증가할수록, 전력 변환기의 듀티 사이클은 입력 전력이 Pa에 도달할 때까지 DDPWM 모드에서 증가된다. Pa에 도달한 후, 전력 변환기는 DPFM 모드로 전이되고, 부하가 증가하여 입력 전력이 P1에 도달할 때까지 DPFM 모드에서 동작된다.
전력 변환기를 DDPWM 모드에서 동작시키는 것은 다른 이유들 중에서도, 경부하 조건들에서의 전력 변환기의 동적 부하 응답이 개선되기 때문에 유리하다. 도 5a 및 도 5b의 실시예들에서, DDPFM 모드 이전의 DDPWM 모드에서의 전력 변환기의 동작은 라인 C-D로 나타낸 단일의 DPFM 모드에서만 전력 변환기를 동작시키는 것에 비해, (입력 전력이 Pa보다 낮은) 매우 낮은 부하 및 부하 없는 조건들에서 비교적 높은 주파수에서 전력 변환기의 스위칭 주파수를 유지한다. 입력 전력이 Pb인 경우를 예로 들면, DDPWM 및 DDPFM 모드들을 채용하는 전력 변환기의 스위칭 주파수는 FSW3이다. 스위칭 주파수 FSW3는 경부하 조건들 전반에 걸쳐 DPFM 모드에서 동작하는 전력 변환기의 입력 전력 레벨 Pb에 대응하는 스위칭 주파수 FSW4보다 높다. 전력 변환기는 사이클별로 전력 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태들과 다른 파라미터들을 조절한다. 이에 따라, 경부하 조건들에서 스위칭 주파수를 증가시키는 것은 경부하 조건들에서 전력 변환기의 동적 응답을 개선시킨다.
하나의 실시예에서, 부하가 초기에 부하 없는 조건으로부터 전력 변환기에 연결되면, 스위칭 주파수 FSW3는 허용가능한 전압 언더슈트(undershoot) △Vout 및 최대 출력 전류 Iinit에 기초하여 결정된다. 허용가능한 전압 언더슈트 △Vout 및 최대 출력 전류 Iinit는 예를 들어, 전력 변환기로부터 조절된 DC 전압을 받아들인 전자 장치의 제조자에 의해 지정될 수 있다. 스위칭 주파수 FSW3는 다음의 수학식 1에 의해 결정될 수 있다.
Figure 112011059047809-pct00001
여기서, Cout는 출력 필터의 커패시턴스(capacitance)이다(도 2에서, C10은 출력 필터에 대응한다). 이동 전화와 같은 전형적인 휴대용 전자 장치를 전력 변환기에 결합하는 것을 예로 들면, 출력 필터(C10)의 커패시턴스는 460 ㎌ 이고, Iinit는 600 mA이고, △Vout은 700 mV이다. 이 경우, 수학식 1은 약 1.8 kHz의 FSW3를 산출한다.
입력 전력이 더욱 떨어질 때에 전력 변환기의 동작을 DDPFM 모드로 전이하는 것은 다른 이유들 중에서도, 전이가 출력 전압이 비정상적으로 높게 형성되는 것을 방지할 수 있기 때문에 유리하다. 입력 전력이 제로로 떨어질 때까지 전체 부하 없는 조건에 걸쳐 DDPWM이 계속되는 경우, 비교적 높은 일정한 스위칭 주파수 FSW3 및 최소 스위칭 ON 시간 제한은, 예를 들어, (ⅰ) 제어기 자체의 전력 소비가 매우 낮을 때, (ⅱ) 전부하(R14)(도 2a 참조)가 매우 크고 DDPWM 스위칭 작업들에 의해 생성된 최소 전력을 소비하지 않을 때, 또는 (ⅲ) 전력 변환기로부터의 출력 부하의 급격한 제거 또는 연결 해제로 인한 과도 상태들에서, 전력 변환기가 희망하는 것보다 높은 전압을 생성하도록 강제할 것이다. 그러므로, 전력 변환기의 동작은 출력 전압에서의 비정상적인 증가를 방지함으로써 전력 변환기 동작의 안전을 보장하기 위하여 DDPFM 모드로 전이된다.
도 5c는 하나의 실시예에 따라 제어 모듈(260B)의 예시적인 회로를 예시하는 블럭도이다. 제어 모듈(260B)은 도 3b의 제어 모듈(260A)을 대체한다. 제어 모듈(260B)은 PWM 제어 알고리즘(262), PFM 제어 알고리즘(264), DPWM 제어 알고리즘(266) 및 DPFM 제어 알고리즘(268) 외에도, DDPWM 모드를 구현하기 위한 DDPWM 제어 알고리즘(520) 및 DDPFM 모드를 구현하기 위한 DDPFM 제어 알고리즘(530)을 추가적으로 저장한다. PFM 제어 알고리즘(264), DPWM 제어 알고리즘(266) 및 DPFM 제어 알고리즘(268)의 기능들은 도 3b를 참조하여 위에서 구체적으로 설명되어 있으며, 간략함을 위하여 그 상세한 설명은 여기서 생략된다. 제어 모듈(260B)의 활성화된 알고리즘은 DAC(220)를 위한 디지털 입력 신호(219) 및 턴온 로직 블럭(206)을 위한 턴온 신호(215)를 생성한다.
도 5d는 하나의 실시예에 따라 도 5a 및 도 5b의 동작 모드들을 구현하는 스위칭 전력 변환기의 동작 모드들을 예시하는 상태 전이도이다. PWM 모드 및 PFM 모드 사이의 전이, PFM 모드 및 DPWM 모드 사이의 전이, 그리고 DPWM 모드 및 DPFM 모드 사이의 전이는 도 3d를 참조하여 위에서 구체적으로 설명된 실시예와 필수적으로 동일하다. 이에 따라, 이 전이들에 대한 상세한 설명은 간략함을 위하여 여기서는 생략된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC _ THRSH _ DPFM2DDOWM로 떨어지면, 전력 변환기의 동작 모드는 DPFM 모드로부터 DDPWM 모드로 전이된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC_THRSH_DDPWM2DDPFM로 더욱 떨어질 때, 전력 변환기는 DDPWM 모드로부터 DDPFM 모드로 전이된다. 다른 한편으로, 제어 전압 Vc이 설정 값 VC _ THRSH _ DDPFM2DDPWM보다 높게 상승하는 경우, 전력 변환기의 동작은 DDPFM으로부터 DDPWM 모드로 전이된다. 제어 전압 Vc이 설정 값 VC _ THRSH _ DDPWM2DPFM보다 높게 더욱 상승하면, 전력 변환기는 DDPWM 모드로부터 DPFM 모드로 전이된다.
하나의 실시예에서, 전력 변환기의 입력 전력이 어떤 히스테리시스를 갖는 레벨 Pa일 때, VC _ THRSH _ DPFM2DDPWM 및 VC _ THRSH _ DDPWM2DPFM는 부하 검출기(240)에 의해 생성되는 값들로 설정된다. 이와 마찬가지로, 입력 전력이 어떤 히스테리시스를 갖는 레벨 Pb일 때, VC _ THRSH _ DDPWM2DDPFM 및 VC _ THRSH _ DDPFM2DDPWM는 부하 검출기(240)에 의해 생성되는 값들로 설정된다.
이 개시 내용을 읽고나면, 당업자들은 스위칭 전력 변환기들을 위한 추가의 대안적인 설계들을 여전히 이해할 것이다. 예를 들어, 제어기(102)는 아날로그 신호 처리에 기초하여 제어 신호(110)를 생성하는 아날로그 회로로서 구현될 수 있다. 또한, 도 2에 도시된 제어기(102) 및 그 응용 회로는 1차측 피드백 제어에 기초하고 있지만, 이 발명의 동일한 원리가 기존의 2차측 피드백 제어에 기초한 대안적인 설계들에도 적용가능하다. 또한, MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor : 금속-산화물-반도체 전계효과 트랜지스터) 스위치가 BJT 스위치(Q1) 대신에 이용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 특정 실시예들 및 응용들이 예시되고 설명되었지만, 발명은 본 명세서에서 개시된 정밀한 구조 및 구성요소들로 한정되지 않고, 본 발명의 취지 및 범위로부터 벗어나지 않으면서 본 명세서에서 개시된 본 발명의 방법 및 장치의 구성, 동작 및 상세 사항들에 있어서 당업자들에게 명백할 다양한 수정들, 변경들 및 변형들이 행해질 수 있다는 것을 이해해야 한다.

Claims (20)

  1. 부하를 전원에 전기적으로 결합하거나 부하를 전원으로부터 전기적으로 결합해제하는 스위치; 및
    상기 스위치의 온-시간(on-time) 및 오프-시간(off-time)을 제어하기 위하여 상기 스위치에 결합된 스위치 제어기를 포함하고,
    상기 스위치 제어기는 상기 스위치의 온-시간 및 오프-시간을 제어하기 위한 펄스 신호를 생성하는 디지털 로직을 포함하고,
    상기 디지털 로직은,
    제 1 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 폭을 변조하고 제 1 주파수에서 상기 펄스 신호의 주파수를 유지하고;
    상기 제 1 부하 레벨보다 낮게 감소하지만 제 2 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하고;
    상기 제 2 부하 레벨보다 낮게 감소하지만 제 3 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하고 상기 제 1 주파수보다 낮은 제 2 주파수에서 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 유지하도록 구성되는, 전력 변환기.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 디지털 로직은 상기 제 3 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하도록 추가적으로 구성되는, 전력 변환기.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 가청 주파수 범위보다 높은, 전력 변환기.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 20 KHz인, 전력 변환기.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 제 2 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 최대 부하의 25%보다 낮고, 상기 제 1 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 최대 부하의 25%보다 높은, 전력 변환기.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 디지털 로직은,
    제 4 부하 레벨을 초과하고 상기 제 3 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하고;
    제 5 부하 레벨을 초과하고 상기 제 4 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하고 제 3 주파수에서 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 유지하고;
    상기 제 5 부하 레벨보다 낮은 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하도록 추가적으로 구성되는, 전력 변환기.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 제 3 주파수는 부하 없는 조건으로부터 상기 부하의 상기 전력 변환기로의 초기 연결에 따라 상기 전력 변환기의 출력 전압의 언더슈트(undershoot)를 허용가능한 범위 내에서 유지하도록 결정되는, 전력 변환기.
  8. 청구항 6에 있어서,
    상기 제 4 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 최대 입력 전력 소비의 1%이고, 상기 제 5 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 상기 최대 입력 전력 소비의 0.5%보다 적은, 전력 변환기.
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 디지털 로직은,
    상기 제 3 부하 레벨과는 상이한 제 4 부하 레벨보다 높게 증가하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로부터 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하는 것으로 전이되고;
    상기 제 2 부하 레벨과는 상이한 제 5 부하 레벨보다 높게 증가하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하는 것으로부터 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로 전이되고;
    상기 제 1 부하 레벨과는 상이한 제 6 부하 레벨보다 높게 증가하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로부터 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로 전이되도록 구성되는, 전력 변환기.
  10. 전력 변환기에서 부하를 전원에 전기적으로 결합하거나 부하를 전원으로부터 전기적으로 결합해제하는 스위치의 온-시간(on-time) 및 오프-시간(off-time)을 제어하는 스위치 제어기로서,
    상기 스위치의 온-시간 및 오프-시간을 제어하기 위한 펄스 신호를 생성하는 디지털 로직을 포함하고,
    상기 디지털 로직은,
    제 1 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 폭을 변조하고, 제 1 주파수에서 상기 펄스 신호의 주파수를 유지하고;
    상기 제 1 부하 레벨보다 낮게 감소하지만 제 2 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하고;
    상기 제 2 부하 레벨보다 낮게 감소하지만 제 3 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하고 상기 제 1 주파수보다 낮은 제 2 주파수에서 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 유지하도록 구성되는, 스위치 제어기.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 디지털 로직은 상기 제 3 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하도록 추가적으로 구성되는, 스위치 제어기.
  12. 청구항 10에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 가청 주파수 범위보다 높은, 스위치 제어기.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 20 KHz인, 스위치 제어기.
  14. 청구항 10에 있어서,
    상기 제 2 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 최대 부하의 25%보다 낮고, 상기 제 1 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 최대 부하의 25%보다 높은, 스위치 제어기.
  15. 청구항 10에 있어서,
    상기 디지털 로직은,
    제 4 부하 레벨을 초과하고 상기 제 3 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하고;
    제 5 부하 레벨을 초과하고 상기 제 4 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하고 제 3 주파수에서 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 유지하고;
    상기 제 5 부하 레벨보다 낮은 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 유지하도록 추가적으로 구성되는, 스위치 제어기.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 제 3 주파수는 부하 없는 조건으로부터 상기 부하의 상기 전력 변환기로의 초기 연결에 따라 상기 전력 변환기의 출력 전압의 언더슈트를 허용가능한 범위 내에서 유지하도록 결정되는, 스위치 제어기.
  17. 청구항 15에 있어서,
    상기 제 4 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 최대 입력 전력 소비의 1%이고, 상기 제 5 부하 레벨은 상기 전력 변환기의 상기 최대 입력 전력 소비의 0.5%보다 적은, 스위치 제어기.
  18. 청구항 10에 있어서,
    상기 디지털 로직은,
    상기 제 3 부하 레벨과는 상이한 제 4 부하 레벨보다 높게 증가하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로부터 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하는 것으로 전이되고;
    상기 제 2 부하 레벨과는 상이한 제 5 부하 레벨보다 높게 증가하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하는 것으로부터 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로 전이되고;
    상기 제 1 부하 레벨과는 상이한 제 6 부하 레벨보다 높게 증가하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로부터 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하는 것으로 전이되도록 구성되는, 스위치 제어기.
  19. 전력 변환기에서 부하를 전원에 전기적으로 결합하거나 부하를 전원으로부터 전기적으로 결합해제하는 스위치의 온-시간(on-time) 및 오프-시간(off-time)을 펄스 신호에 의해 제어하는 방법으로서,
    제 1 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 폭을 변조하고 제 1 주파수에서 상기 펄스 신호의 주파수를 유지하는 단계;
    상기 제 1 부하 레벨보다 낮게 감소하지만 제 2 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하는 단계; 및
    상기 제 2 부하 레벨보다 낮게 감소하지만 제 3 부하 레벨을 초과하는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하고 상기 제 1 주파수보다 낮은 제 2 주파수에서 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 유지하는 단계를 포함하는, 스위치의 온-시간 및 오프-시간을 펄스 신호에 의해 제어하는 방법.
  20. 청구항 19에 있어서,
    제 4 부하 레벨을 초과하고 상기 제 3 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 일정하게 유지하는 단계;
    제 5 부하 레벨을 초과하고 상기 제 4 부하 레벨을 초과하지 않는 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 폭을 변조하고 제 3 주파수에서 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 유지하는 단계; 및
    상기 제 5 부하 레벨보다 낮은 상기 부하에 따라, 상기 펄스 신호의 상기 주파수를 변조하고 상기 펄스 신호의 상기 폭을 유지하는 단계를 더 포함하는, 스위치의 온-시간 및 오프-시간을 펄스 신호에 의해 제어하는 방법.
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