JP2016116336A - 電源回路とその制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】PWM制御とPFM制御との間で制御モードを切り替えた際に生じる出力電圧のリップルを軽減できる電源回路とその制御方法を提供すること。【解決手段】入力端と出力端の間に主電流路が接続され、駆動信号により導通が制御されるスイッチング素子を有する。出力電圧と所定の参照電圧を比較し、制御値を生成する制御値生成回路を有する。出力電流のフィードバック電流と前記制御値を比較する比較回路を有する。PWM制御モードでは一定周期、PFM制御モードでは前記出力電圧の変動に応じたタイミングでスイッチング信号を生成する信号生成回路を有する。前記スイッチング信号に応答し、前記比較回路の比較結果に応じてパルス幅が調整された前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路を有する。PWM制御とPFM制御との間の制御モードの切替時に、前記フィードバック電流の平均値が等しくなるように前記制御値を変更する。【選択図】図1
Description
本実施形態は、電源回路とその制御方法に関する。
従来、負荷が重負荷の場合にPWM(Pulse Wide Modulation)制御を行い、軽負荷の場合にPFM(Pulse Frequency Modulation)制御に切り替える電源回路の技術が開示されている。
しかしながら、電源回路の制御モードをPWM制御とPFM制御との間で切替えた際に、出力電圧にリップルが生じ、出力電圧の変動を生じさせる場合が有る。この為、PWM制御とPFM制御との間で、制御モードを切り替えた際の出力電圧のリップルを軽減する技術が望まれる。
一つの実施形態は、PWM制御とPFM制御との間で制御モードを切り替えた際に生じる出力電圧のリップルを軽減させて制御モードの切替を行うことが出来る電源回路とその制御方法を提供することを目的とする。
一つの実施形態によれば、直流入力電圧が印加される入力端と出力電圧を出力する出力端の間に主電流路が接続され、その制御電極に印加される駆動信号によりオン/オフが制御されるスイッチング素子を有する。前記出力電圧と所定の参照電圧を比較し、その比較結果に基づいて制御値を生成する制御値生成回路を有する。出力電流に応じたフィードバック電流と前記制御値を比較する比較回路を有する。PWM制御モードでは一定周期のスイッチング信号を生成し、PFM制御モードでは前記出力電圧が所定の閾値電圧よりも小さくなったタイミングでスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成回路を有する。前記スイッチング信号生成回路からのスイッチング信号に応答し、前記比較回路の比較結果に応じてパルス幅が調整された前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路を有する。前記PWM制御モードと前記PFM制御モードとの間で制御モードを切り替えた際に、制御モード切替後における前記フィードバック電流の平均値が制御モード切替前の前記フィードバック電流の平均値に等しくなるように前記制御値を変更する制御回路を有する電源回路が提供される。
以下に添付図面を参照して、実施形態にかかる電源回路とその制御方法を詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態の電源回路の構成を示す図である。本実施形態の電源回路は、入力端子10を有する。入力端子10には、直流電圧Vinを供給する入力電圧源1が接続される。入力端子10には、第1のスイッチングトランジスタ11のソース電極が接続される。第1のスイッチングトランジスタ11のドレイン電極は端子16に接続される。第1のスイッチングトランジスタ11のゲート電極は、駆動回路37に接続される。第1のスイッチングトランジスタ11は、駆動回路37からの駆動信号drive_highsideによってオン/オフが制御される。第1のスイッチングトランジスタ11の主電流路であるソース・ドレイン路は入力端子10と出力端子20との間に接続される。
図1は、第1の実施形態の電源回路の構成を示す図である。本実施形態の電源回路は、入力端子10を有する。入力端子10には、直流電圧Vinを供給する入力電圧源1が接続される。入力端子10には、第1のスイッチングトランジスタ11のソース電極が接続される。第1のスイッチングトランジスタ11のドレイン電極は端子16に接続される。第1のスイッチングトランジスタ11のゲート電極は、駆動回路37に接続される。第1のスイッチングトランジスタ11は、駆動回路37からの駆動信号drive_highsideによってオン/オフが制御される。第1のスイッチングトランジスタ11の主電流路であるソース・ドレイン路は入力端子10と出力端子20との間に接続される。
第2のスイッチングトランジスタ12のドレイン電極が端子16に接続される。第2のスイッチングトランジスタ12のソース電極は、接地される。第2のスイッチングトランジスタ12のゲート電極は、駆動回路37に接続される。第2のスイッチングトランジスタ12は、駆動回路37からの駆動信号drive_lowsideにより、第1のスイッチングトランジスタ11に対して相補的にオン/オフが制御される。尚、駆動制御回路36により生成された駆動信号driveから第1のスイッチングトランジスタ11を駆動する駆動信号drive_highsideと第2のスイッチングトランジスタ12を駆動する駆動信号drive_lowsideを駆動回路37において生成する構成であってもよく、あるいは、駆動制御回路36において第1のスイッチングトランジスタ11を駆動する駆動信号drive_highsideと第2のスイッチングトランジスタ12を駆動する駆動信号drive_lowsideを生成し、駆動回路37において、これらの駆動信号drive_highsideと駆動信号drive_lowsideを増幅する構成であってもよい。
端子16には、インダクタンス14の一端が接続される。インダクタンス14の他端は、出力端子20に接続される。出力端子20には、平滑コンデンサ15の一端が接続される。平滑コンデンサ15の他端は接地される。出力端子20には、負荷(図示せず)が接続される。出力端子20の出力電圧Voutと出力電流Ioutが、負荷に供給される。
出力電圧Voutは、補償回路30に供給される。補償回路30には、所定の参照電圧Vrefが供給される。補償回路30は、出力電圧Voutと参照電圧Vrefを比較し、出力電圧Voutが参照電圧Vrefに等しくなるようにPID(Proportional Integral Derivative)制御を行い、その制御の為の制御値Ictrlを生成して出力する。
制御値Ictrlは、比較回路35に供給される。比較回路35には、インダクタンス電流ILから得られるフィードバック電流Isenseが供給される。フィードバック電流Isenseは、電流センサ13によって検知され、比較回路35に供給される。電流センサ13は、例えば、インダクタンス14に直列に接続された抵抗(図示せず)と、その抵抗に生じる電圧降下を検知する差動増幅器(図示せず)で構成される。インダクタンス電流ILがインダクタンス14を介して出力端子20に供給され出力電流Ioutとして負荷に供給される。従って、インダクタンス電流ILを検知してフィードバック電流Isenseとして帰還させることにより、負荷電流、すなわち出力電流Ioutを検知することが出来る。
比較回路31には、出力電圧Voutと閾値電圧V_thが供給される。比較回路31は、例えば、出力電圧Voutが閾値電圧V_thよりも低くなると、Highレベルの信号をスイッチング信号生成回路32に供給する。
比較回路35は、フィードバック電流Isenseを制御値Ictrlと比較し、その比較結果を駆動制御回路36に供給する。駆動制御回路36は、例えば、RSフリップフロップ回路(図示せず)を備え、比較回路35の出力信号が、そのRSフリップフロップ回路のリセット端子(図示せず)に供給される。フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlよりも大きくなると駆動制御回路36のRSフリップフロップ回路がリセットされ、駆動制御回路36から出力される駆動信号driveが立ち下がる。これにより、第1のスイッチングトランジスタ11のオン時間が制御される。
スイッチング頻度計算回路34には、スイッチング信号生成回路32の出力信号であるクロック信号clk_swが供給される。クロック信号clk_swの周波数は、第1のスイッチングトランジスタ11と第2のスイッチングトランジスタ12のスイッチング周波数に等しい。スイッチング頻度計算回路34は、例えば、カウンタ(図示せず)を備えており、所定期間内におけるクロック信号clk_swの周波数をカウントする。
有限オートマトン33には、補償回路30からの制御値Ictrlと、スイッチング頻度計算回路34からの出力が供給される。有限オートマトン33は、スイッチング頻度計算回路34からの出力と補償回路30からの制御値Ictrlを受け、負荷状態が重負荷か軽負荷かを判定する。
有限オートマトン33は、例えば、所定期間内のスイッチング信号生成回路32のクロック信号clk_swの周波数が予め定めた閾値周波数fthを超えた場合には、重負荷になったと判断して、スイッチング信号生成回路32がPWM制御を行うように制御する。一方、補償回路30からの制御値Ictrlが所定の閾値Ithより小さくなった場合には、軽負荷になったと判断して、スイッチング信号生成回路32がPFM制御を行うように制御する。また、PWM制御とPFM制御間の制御モードの切替にあたり、有限オートマトン33は、制御モード切替前後のフィードバック電流Isenseの平均値が等しくなるように補償回路30の制御値Ictrlを書替える制御を行う。この制御値の書替えについては、後述する。
スイッチング信号生成回路32には、基準クロック信号clk_baseと比較回路31の出力信号と有限オートマトン33からの制御信号が供給される。スイッチング信号生成回路32は、有限オートマトン33の制御により、例えば、PWM制御においては、基準クロック信号clk_swで立上りが制御されるクロック信号clk_swを出力し、PFM制御においては、比較回路31からの出力信号で立上りが制御されるクロック信号clk_swを出力する。
スイッチング信号生成回路32は、例えば、カウンタ(図示せず)を有する。カウンタのカウント値を適宜設定することにより、スイッチング信号生成回路32のクロック信号clk_swの立上りと立下りを制御することが出来る。例えば、基準クロック信号clk_baseのゼロ番目のカウント値で立上り、N番目のカウント値で立下がるクロック信号cls_swを生成する構成とすることが出来る。尚、例えば、スイッチング信号生成回路32内にリングオシレータ(図示せず)を設け、そのリングオシレータが出力する基準周波数の信号(図示せず)を基準クロック信号clk_baseとして用いる構成であっても良い。
本実施形態によれば、駆動信号driveの立上りは、PWM制御においては、基準クロック信号clk_baseから生成される一定周期のクロック信号clk_swの立上りで制御され、PFM制御においては出力電圧Voutが閾値電圧V_thより低くなったタイミングで制御される。一方、駆動信号driveの立下りは、PWM制御及びPFM制御のいずれにおいても、フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlを超えたタイミングで制御される。すなわち、PWM制御及びPFM制御のいずれにおいても、フィードバック電流Isenseのピーク値を、制御値Ictrlで制限する構成となっている。従って、PWM制御とPFM制御の間で制御モードの切替を行う際に、制御値Ictrlを制御することによって制御モード切替前後のフィードバック電流Isenseの平均値が同じになるように制御することが出来る。フィードバック電流Isenseの平均値が等しくなるように制御することによりインダクタンス電流ILの平均値、従って、出力電流Ioutの平均値を等しくする制御を行うことが出来る為、制御モードの切替に伴う出力電圧Voutに生じるリップルの発生を抑制することが出来る。
図2は、第1の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。図2は、制御モードの切替のステップを状態遷移図で示している。重負荷におけるPWM制御(100)は、補償回路30の制御値Ictrlが所定の閾値Ithよりも小さい場合に維持される(101)。制御値Ictrlが所定の閾値Ithよりも大きくなるとPFM制御(200)に移行させる制御を行う(110)。軽負荷になり、出力電圧Voutと参照電圧Vrefとの誤差が大きくなった場合の制御である。
クロック信号clk_swの周波数fが閾値fthよりも小さい時には、PFM制御を維持する(201)。
クロック信号clk_swの周波数fが閾値fthよりも大きくなると、PWM制御に移行させる(210)。重負荷になり、出力電圧Voutが閾値電圧V_thよりも低下する頻度が高くなった場合の制御である。
(第2の実施形態)
図3は、第2の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。PFM制御をPWM制御に移行させる場合の制御方法を示す。出力電圧Voutが閾値電圧V_thより低くなると、スイッチング信号生成回路32のクロック信号clk_swが立上る。クロック信号clk_swの立上りに応答して、駆動信号driveが立上る。フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlより大きくなると、駆動制御回路36のフリップフロップ回路(図示せず)がリセットされ、駆動信号driveが立下がる。一定の周期で出力されるクロック信号clk_swの立上りに応答して立上り、フィードバック電流Isenseと制御値Ictrlの比較結果に応答して立下がる駆動信号driveが生成されるPFM制御が行われる。フィードバック電流Isenseのピーク値は、制御値Ictrlで制御される。
図3は、第2の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。PFM制御をPWM制御に移行させる場合の制御方法を示す。出力電圧Voutが閾値電圧V_thより低くなると、スイッチング信号生成回路32のクロック信号clk_swが立上る。クロック信号clk_swの立上りに応答して、駆動信号driveが立上る。フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlより大きくなると、駆動制御回路36のフリップフロップ回路(図示せず)がリセットされ、駆動信号driveが立下がる。一定の周期で出力されるクロック信号clk_swの立上りに応答して立上り、フィードバック電流Isenseと制御値Ictrlの比較結果に応答して立下がる駆動信号driveが生成されるPFM制御が行われる。フィードバック電流Isenseのピーク値は、制御値Ictrlで制御される。
クロック信号clk_swの周波数fが閾値fthを超えると有限オートマトン33がPWMイネーブル信号en_pwmをHighレベルにする。このPWMイネーブル信号en_pwmのHighレベルへの立上りに応答して、スイッチング信号生成回路32がクロック信号clk_swを出力する。すなわち、クロック信号clk_swの位相シフトが行われる。例えば、スイッチング信号生成回路32に備えられるカウンタ(図示せず)をリセットし、クロック信号clk_swを立上げることによりクロック信号clk_swの位相シフトを行うことが出来る。クロック信号clk_swの位相シフトを行った後は、カウンタに設定された所定のカウント値に従い、スイッチング信号生成回路32から一定周期のクロック信号clk_swが出力される。
PWMイネーブル信号en_pwmの立上りに応答して、有限オートマトン33は、新たな制御値Ictrlを算出して、補償回路30の制御値Ictrlを書替える制御を行う。新たな制御値Ictrlは、フィードバック電流Isenseの平均値が制御モード切替前のフィードバック電流Isenseに等しくなる値に設定される。この新たな制御値Ictrlの算出方法については後述する。フィードバック電流Isenseが新たな制御値Ictrlより大きくなるタイミングで駆動信号driveは立下がる。すなわち、PWM制御においては駆動信号driveの立上りは、クロック信号clk_swの立上りで制御され、駆動信号driveの立下りは、フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlより大きくなるタイミングで制御される。
本実施形態の電源回路の制御方法によれば、PFM制御からPWM制御への移行は、クロック信号clk_swの周波数fが閾値fthを超えた時に行われる。PFM制御からPWM制御への移行に伴い、クロック信号clk_swが出力電圧Voutが閾値電圧V_thよりも低くなった時に出力される制御から、クロック信号clk_swが一定のタイミングで出力される制御に移行する。PFM制御とPWM制御におけるフィードバック電流Isenseのピーク値は、いずれの制御モードにおいても制御値Ictrlによって制御される。従って、PFM制御とPWM制御間の制御モード切替に応じて制御値Ictrlを調整することによりフィードバック電流Isenseの平均値を制御モードの切替前後で等しい値に設定することが出来る。制御値の設定方法については、後述する。
(第3の実施形態)
図4は、第3の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。PWM制御をPFM制御に移行させる場合の制御方法を示す。PWM制御においてはクロック信号clk_swの立上りに応答して駆動信号driveが立上り、フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlより大きくなったタイミングで駆動信号driveが立下がる。
図4は、第3の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。PWM制御をPFM制御に移行させる場合の制御方法を示す。PWM制御においてはクロック信号clk_swの立上りに応答して駆動信号driveが立上り、フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlより大きくなったタイミングで駆動信号driveが立下がる。
制御値Ictrlが閾値Ithより大きくなると有限オートマトン33はPWMイネーブル信号en_pwmをLowレベルにし、制御モードをPFM制御に移行させる。軽負荷になり、出力電圧Voutと参照電圧Vrefの誤差が大きくなった状態に相当する。PWMイネーブル信号en_pwmがLowレベルになったことに応答して、クロック信号clk_swが立上る。例えば、スイッチング信号生成回路32に備えられるカウンタ(図示せず)をリセットさせて、クロック信号clk_swを立ち上げる。PWM制御からPFM制御への切替が行われた後のクロック信号clk_swの立上げは、出力電圧Voutが閾値電圧V_thよりも低くなったタイミングに応答して行われる。すなわち、クロック信号clk_swの立上がりは比較回路31からの出力信号によって制御される。すなわち、駆動信号driveの立上りが、出力電圧Voutが閾値電圧V_thより小さくなったタイミングで制御されるPFM制御が行われる。
駆動信号driveの立下りは、フィードバック電流Isenseが制御値Ictrlより大きくなったタイミングに応答して行われる。
本実施形態の電源回路の制御方法によれば、PWM制御からPFM制御への移行は、制御値Ictrlが閾値Ithを超えた時に行われる。PWM制御からPFM制御への移行に伴い、駆動信号driveの立上りが一定のタイミングで出力されるクロック信号clk_swに応答する制御から、出力電圧Voutが閾値電圧V_thよりも低くなった時に出力されるクロック信号clk_swに応答する制御に移行する。一方、駆動信号driveの立下りは、フィードバック電流Isnseが制御値Ictrlより大きくなったタイミングに応答する制御が行われる。すなわち、PWM制御とPFM制御におけるフィードバック電流Isenseのピーク値は、いずれも制御値Ictrlによって制御される。尚、PFM制御においては、クロック信号clk_swの発生タイミングが出力電圧Voutと閾値電圧V_thの比較結果によって変化し、PWM制御からPFM制御に切替えた後のインダクタンス電流ILの平均値が切替前のインダクタンス電流ILの平均値になる制御となる為、PFM制御への移行時の新たな制御値Ictrlは適宜設定することが出来る。
(第4の実施形態)
図5は、第4の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。PFM制御からPWM制御へ制御モードを切り替える際の制御値Ictrlの設定方法を説明する。
図5は、第4の実施形態の電源回路の制御方法を説明する為の図である。PFM制御からPWM制御へ制御モードを切り替える際の制御値Ictrlの設定方法を説明する。
制御モードを切り替える前のPFM制御におけるフィードバック電流Isenseが形成する三角形(A)、すなわち、ポイントT1、ポイントT2及びポイントT3で囲まれた三角形(A)の面積は、高さH、幅α×Hとすると、0.5×α×H×Hで示すことができる。一方、制御方法をPWM制御に切り替えた後のフィードバック電流Isenseが形成する三角形(B)、すなわち、ポイントt1、ポイントt2及びポイントt3で囲まれた三角形(B)の面積は、高さh、幅α×hとすると、0.5×α×h×hで表すことが出来る。
夫々の三角形(A)及び三角形(B)は、夫々電荷量に相当する。従って、夫々の三角形(A)及び三角形(B)の面積に相当する電荷量を、夫々の周期T(=β×t)及びtで除した値は、フィードバック電流Isenseの夫々の周期における平均値となる。従って、0.5×α×H×H/Tで求まる値と0.5×α×h×h/tで求まる値を等しくすることで制御モード切替前後におけるフィードバック電流Isenseの平均値を等しくすることが出来る。
三角形(A)と三角形(B)のそれぞれの高さH及びhは、制御値Ictrl1と制御値Ictrl2によって制御される。すなわち、ポイントT2及びポイントt2における高さH及び高さhは、夫々、制御値Ictrl1と制御値Ictrl2によって求めることが出来る。
また、三角形(A)及び三角形(B)の斜辺の傾きは、インダクタンス14によって定まる為、三角形(A)と三角形(B)は相似形となる。この為、夫々の三角形(A)と三角形(B)の高さ(H、h)と夫々の底辺の長さの比率αは、等しい。
従って、制御モード切替前の周期Tと切替後の周期tの関係が、T=β×tの場合、三角形(B)の高さhを、三角形(A)の高さHをβの平方根で除した値とすることにより制御モード切替前後のフィードバック電流Isenseの平均値を等しくすることが出来る。尚、切替前の周期Tは、切替直前の周期ではなく、複数サイクル分の周期の平均の値を用いることも出来る。
補償回路30が出力する制御値Ictrlは、例えば、次の式(1)で示される。
Ictrl[n]=Ictrl[n−1]+a×error[n]
+b×error[n−1]+c×error[n−2]
+d×error[n−3] ・・・ (1)
Ictrl[n]=Ictrl[n−1]+a×error[n]
+b×error[n−1]+c×error[n−2]
+d×error[n−3] ・・・ (1)
式(1)において、errorは誤差値、a、b、c及びdは補償係数を示す。また、[n]は、現在の値、[n−1]は、一つ前のサイクルの値、[n−2]は、2サイクル前の値、[n−3]は3サイクル前の値であることを示している。Ictrl[n−1]をβの平方根で除した値にして新たな制御値Ictrl[n]を求め、補償回路30の制御値をその新たな制御値に書替えることにより、制御モード切替後のフィードバック電流Isenseの平均値を制御モード切替前のフィードバック電流Isenseの平均値に等しくすることが出来る。
本実施形態によれば、制御値Ictrlの書替えのみで制御モード切替前後におけるフィードバック電流Isenseの平均値を等しい値に制御することが出来る為、制御が容易である。フィードバック電流Isenseの平均値を制御モードの切換え前後で等しくすることにより、制御モードの切替に伴う出力電圧Voutのリップルの発生を抑制することが出来る。
(第5の実施形態)
図6は、第5の実施形態の電源回路の構成を示す図である。既述の実施形態に対応する構成要素には同一の符号を付し、重複した記載は必要な場合のみ行う。本実施形態は、駆動制御回路36の出力信号を受けるピーク/バレー検出制御回路40を有する。ピーク/バレー検出制御回路40からの制御信号は、選択回路42と駆動制御回路36の動作モードを、ピーク検知モードとバレー検知モードとの間で切替る。
図6は、第5の実施形態の電源回路の構成を示す図である。既述の実施形態に対応する構成要素には同一の符号を付し、重複した記載は必要な場合のみ行う。本実施形態は、駆動制御回路36の出力信号を受けるピーク/バレー検出制御回路40を有する。ピーク/バレー検出制御回路40からの制御信号は、選択回路42と駆動制御回路36の動作モードを、ピーク検知モードとバレー検知モードとの間で切替る。
フィードバック電流Isenseは、ゼロ調整回路41に供給される。ゼロ調整回路41は、制御信号STBYに応答してスタンバイ状態におけるフィードバック電流Isenseの値を保持し、スタンバイ状態におけるフィードバック電流Isenseの値に相当する制御値Izeroを選択回路42に供給する。選択回路42は、ピーク検知/バレー検知制御回路40からの制御信号に応答して、制御値Izeroと補償回路30からの制御値Ictrlを切り替える。
選択回路42の出力は、DAコンバータ43に供給される。DAコンバータ43によりアナログ変換された制御値Icompが比較回路35に供給される。
駆動制御回路36により生成された駆動信号driveは、駆動回路37に供給され、駆動回路37で増幅されて第1のスイッチングトランジスタ11を駆動する駆動信号drive_highsideと第2のスイッチングトランジスタ12を駆動する駆動信号drive_lowsideとして、夫々、第1のスイッチングトランジスタ11と第2のスイッチングトランジスタ12のゲートに供給される。尚、駆動制御回路36が出力する駆動信号driveは、第1のスイッチングトランジスタ11を駆動する駆動信号drive_highsideと第2のスイッチングトランジスタ12を駆動する駆動信号drive_lowsideを含むが、便宜的に駆動信号driveとして示している。
(第6の実施形態)
図7を用いて、図6に示す実施形態の電源回路の制御方法を説明する。本実施形態においては、クロック信号clk_swの立上りに応答して、第1のスイッチングトランジスタ11をオンさせる駆動信号drive_highsideが立上る。フィードバック電流Isenseが制御値Icompより大きくなると第1のスイッチングトランジスタ11を駆動する駆動信号drive_highsideが立下る。すなわち、フィードバック電流Isenseのピーク値は、制御値Icompにより制御される。PWM制御に切り替えた場合には、出力電圧Voutと参照電圧Vrefとの誤差値に応じて新たな制御値Ictrlが補償回路30により設定される。図7の上段に示す「新制御値」は、その制御値を示す。
図7を用いて、図6に示す実施形態の電源回路の制御方法を説明する。本実施形態においては、クロック信号clk_swの立上りに応答して、第1のスイッチングトランジスタ11をオンさせる駆動信号drive_highsideが立上る。フィードバック電流Isenseが制御値Icompより大きくなると第1のスイッチングトランジスタ11を駆動する駆動信号drive_highsideが立下る。すなわち、フィードバック電流Isenseのピーク値は、制御値Icompにより制御される。PWM制御に切り替えた場合には、出力電圧Voutと参照電圧Vrefとの誤差値に応じて新たな制御値Ictrlが補償回路30により設定される。図7の上段に示す「新制御値」は、その制御値を示す。
フィードバック電流Isenseが制御値Icompより大きくなったタイミングで第2のスイッチングトランジスタ12をオンさせる駆動信号drive_lowsideが立上る。フィードバック電流Isenseが制御値Icompより大きくなったタイミングでピーク/バレー検出制御回路40は、選択回路42を制御して、バレー検知モードに切り替える。すなわち、ゼロ調整回路41からの制御値IzeroがDAコンバータ43に供給される制御に切り替える。
バレー検知モードに切替えられると、フィードバック電流Isenseが制御値Izeroよりも小さくなったタイミングで駆動信号drive_lowsideが立下がる。すなわち、フィードバック電流Isenseが制御値Izeroよりも小さくなったタイミングで第2のスイッチングトランジスタ12をオフさせる。第2のスイッチングトランジスタ12をオフさせることにより、インダクタ電流ILが接地側に逆流する現象を回避することが出来る。これにより、インダクタ電流ILが接地側へ放出されることを回避することが出来るため、電力効率を高めることが出来る。
本実施形態の電源回路においては、一つの比較回路35によりピーク検知モードとバレー検知モードを行うことが出来る。すなわち、選択回路42を切り替えて、比較回路35によりフィードバック電流Isenseのピーク値と補償回路30からの制御値Ictrlを比較する制御により、フィードバック電流Isenseのピーク値を制御するピーク検知モードとなり、制御値Izeroとフィードバック電流Isenseのバレー値を比較する制御によりバレー検知モードとなる。
本実施形態によれば、フィードバク電流Isenseのピーク値とバレー値を検知する度にフィードバック電流Isenseを検知するモードをピーク検知モードとバレー検知モードとの間で切り替える制御を行う。ピーク検知モードによってフィードバック電流Isenseのピーク値を制御することが出来る。この制御により、既述の通り、PFM制御とPWM制御の間で制御モードの切替を行った際のフィードバック電流Isenseの平均電流を等しくする制御を行う事が出来る。また、バレー検知モードにおいてフィードバック電流Isenseがゼロになるタイミングで第2のスイッチングトランジスタ12をオフにする制御を行うことが出来るため、インダクタ電流ILが接地側へ逆流する現象を回避することが出来る。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
10 入力端子、11 第1のスイッチングトランジスタ、12 第2のスイッチングトランジスタ、13 電流センサ、14 インダクタンス、15 平滑コンデンサ、20 出力端子、30 補償回路、31 比較回路、32 スイッチング信号生成回路、33 有限オートマトン、34 スイッチング頻度計算回路、35 比較回路、36 駆動制御回路、37 駆動回路、42 選択回路、43 DAコンバータ、40 ピーク/バレー検出制御回路。
Claims (9)
- 直流入力電圧が印加される入力端と出力電圧を出力する出力端の間に主電流路が接続され、その制御電極に印加される駆動信号によりオン/オフが制御されるスイッチング素子と、
前記出力電圧と所定の参照電圧を比較し、その比較結果に基づいて制御値を生成する制御値生成回路と、
出力電流に応じたフィードバック電流と前記制御値を比較する比較回路と、
PWM制御モードでは一定周期のスイッチング信号を生成し、PFM制御モードでは前記出力電圧が所定の閾値電圧よりも小さくなったタイミングでスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成回路と、
前記スイッチング信号生成回路からのスイッチング信号に応答し、前記比較回路の比較結果に応じてパルス幅が調整された前記駆動信号を生成する駆動信号生成回路と、
前記PWM制御モードと前記PFM制御モードとの間で制御モードを切り替えた際に、制御モード切替後における前記フィードバック電流の平均値が制御モード切替前の前記フィードバック電流の平均値に等しくなるように前記制御値を変更する制御回路と、
を具備することを特徴とする電源回路。 - 前記PFM制御モードにおいては、前記フィードバク電流のピーク値が前記制御値によって制御されることを特徴とする請求項1に記載の電源回路。
- 前記制御モード切替前の前記制御値と、前記制御モード切替前の前記スイッチング素子のスイッチングの周期と、前記制御モード切替後の前記スイッチング素子のスイッチングの周期を用いて、前記制御モード切替後の前記制御値を設定することを特徴とする請求項1または2に記載の電源回路。
- 前記PWM制御モードから前記PFM制御モードへの切替は、前記制御値が所定の閾値より小さくなった時に行い、前記PFM制御モードから前記PWM制御モードへの切替は、前記スイッチング素子のスイッチングの周波数が所定の周波数よりも高くなった時に行うことを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の電源回路。
- 前記制御モード切替のタイミングで、前記スイッチング素子に供給される前記駆動信号を立ち上げることを特徴とする請求項1から4のいずれか一項に記載の電源回路。
- 主電流路の一端が入力端に接続され、他端が出力端に接続され、その制御電極に供給される第1の駆動信号によってオン/オフが制御される第1のスイッチングトランジスタと、
主電流路の一端が前記出力端に接続され、その他端が基準電位に接続され、その制御電極に供給される第2の駆動信号によってオン/オフが制御される第2のスイッチングトランジスタを備え、
前記第1のスイッチングトランジスタに印加される第1の駆動信号によって前記第1のスイッチングトランジスタのオン/オフを制御して出力電圧を調整する電源回路において、
出力電流に応じたフィードバック電流が予め設定された第1の制御値より大きくなったタイミングによって前記第1の駆動信号の立下りを制御する第1のモードと、
前記フィードバック電流が予め設定された第2の制御値より小さくなったタイミングによって前記第2の駆動信号の立下りを制御する第2のモードとを有し、
前記第1のモードにおいて前記フィードバック電流が予め設定された前記第1の制御値より大きくなった時に前記第2のモードに切り替え、前記第2のモードにおいて前記フィードバック電流が予め設定された前記第2の制御値より小さくなった時に前記第1のモードに切り替えるモード切替制御回路を有することを特徴とする電源回路。 - 前記第1の制御値と前記第2の制御値が前記第1のモードと前記第2のモードの切替に応じて切り替えられて供給される第1の入力端と、前記フィードバック電流が供給される第2の入力端を有する比較回路を備え、前記比較回路の出力により前記第1の駆動信号と前記第2の駆動信号の立下りを制御することを特徴とする請求項6に記載の電源回路。
- 直流入力電圧が印加される入力端と出力電圧を出力する出力端の間に主電流路が接続され、その制御電極に印加される駆動信号によりオン/オフが制御されるスイッチング素子と、
前記出力電圧と所定の参照電圧を比較し、その比較結果に基づいて制御値を生成する制御値生成回路と、
出力電流に応じたフィードバック電流と前記制御値を比較する比較回路と、
前記比較回路の比較結果に応じて前記駆動信号のパルス幅を調整するパルス幅制御回路と、
PWM制御モード又はPFM制御モードに制御モードを切り替えて前記スイッチング素子の制御電極に前記駆動信号を供給する駆動制御回路と、
を具備する電源回路の制御方法において、
前記PWM制御モードと前記PFM制御モードとの間の制御モード切替前の前記制御値を求め、
前記PWM制御モードと前記PFM制御モードとの間の制御モード切替前の前記スイッチング素子のスイッチングの周期を求め、
前記制御モード切替前の前記制御値と、前記制御モード切替後の前記スイッチング素子のスイッチングの周期と、前記制御モード切替後の前記スイッチング素子のスイッチングの周期から前記制御モード切替後の制御値を設定すること、
を特徴とする電源回路の制御方法。 - 前記出力電圧と前記所定の参照電圧との誤差値から前記制御値を出力する補償回路を備え、前記制御モード切替を行う時に前記補償回路の制御値を前記制御モード切替後の制御値に設定することを特徴とする請求項8に記載の電源回路の制御方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014253264A JP2016116336A (ja) | 2014-12-15 | 2014-12-15 | 電源回路とその制御方法 |
US14/844,930 US9602000B2 (en) | 2014-12-15 | 2015-09-03 | Power supply circuit and control method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014253264A JP2016116336A (ja) | 2014-12-15 | 2014-12-15 | 電源回路とその制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016116336A true JP2016116336A (ja) | 2016-06-23 |
Family
ID=56112115
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014253264A Pending JP2016116336A (ja) | 2014-12-15 | 2014-12-15 | 電源回路とその制御方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US9602000B2 (ja) |
JP (1) | JP2016116336A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2022002461A (ja) * | 2020-06-22 | 2022-01-06 | トレックス・セミコンダクター株式会社 | スイッチング電源回路 |
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CN104779799B (zh) | 2015-04-28 | 2017-05-31 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器 |
CN106549578B (zh) * | 2016-12-21 | 2019-10-11 | 湖南国科微电子股份有限公司 | 多模式电源管理*** |
US10756627B2 (en) * | 2017-09-14 | 2020-08-25 | Microchip Technology Incorporated | Enhanced switching regulator topology with adaptive duty control and seamless transition of operating modes |
TW201917999A (zh) | 2017-10-17 | 2019-05-01 | 力智電子股份有限公司 | 電源轉換裝置、時間信號產生器與其方法 |
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CN109617421B (zh) * | 2019-01-22 | 2023-12-26 | 富满微电子集团股份有限公司 | 开关电源控制芯片及其自适应线网电压补偿电路 |
US10811966B1 (en) * | 2019-07-31 | 2020-10-20 | Ncku Research And Development Foundation | Digital constant on-time controller adaptable to a DC-to-DC converter |
CN112350574B (zh) * | 2019-08-06 | 2022-03-15 | 财团法人成大研究发展基金会 | 适用于直流转换器的数字固定导通时间控制器 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP4667836B2 (ja) * | 2004-11-26 | 2011-04-13 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの出力電圧切換方法 |
JP2007259658A (ja) | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Fujitsu Ltd | Dc−dcコンバータ制御回路、dc−dcコンバータおよびdc−dcコンバータ制御方法 |
JP4592638B2 (ja) * | 2006-05-02 | 2010-12-01 | 株式会社東芝 | スイッチング電源回路 |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US9602000B2 (en) | 2017-03-21 |
US20160172974A1 (en) | 2016-06-16 |
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