JP2006262428A - 高速伝送システムにおける復号装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】 SDM伝送方式とSTOBC伝送方式を組み合わせたMIMO伝送システムにおいて、復号過程における演算量が削減され、且つ受信ダイバーシチにより、通信の信頼性が向上される順序付け遂次復号装置及び方法を提供する。
【解決手段】 送信機において、独立したSTOBC符号化を行うことにより、MIMOチャネル係数行列Hが部分的な直交性を持つことを利用する。この直交性により、逆行列演算を必要としない復号が行え、更に復号過程における順序付け及び逐次的な復号を簡単化することもできるため、受信ダイバーシチを得つつ、演算量を削減することができる。
【選択図】図5
【解決手段】 送信機において、独立したSTOBC符号化を行うことにより、MIMOチャネル係数行列Hが部分的な直交性を持つことを利用する。この直交性により、逆行列演算を必要としない復号が行え、更に復号過程における順序付け及び逐次的な復号を簡単化することもできるため、受信ダイバーシチを得つつ、演算量を削減することができる。
【選択図】図5
Description
本発明は、MIMO(Multi−Input Multi−Output)伝送システムにおける受信機の復号装置及び方法に関連し、特に、送信機が、独立した系列に対してSTOBC(Space−Time Orthogonal Block Coding)符号化を行う手段を備え、受信機が、各送受信アンテナ間のチャネル係数を推定する手段を備えているMIMO伝送システムにおける受信機の復号装置及び方法に関する。
MIMO伝送方式には、高速伝送を目的とする方式と高信頼度伝送を目的とする方式の二つの基本的なクラスがある。前者に属する方式として、SDM(Space Division Multiplexing)伝送方式があり、後者に属する方式として、STBC(Space−Time Block Coding)伝送方式がある。
SDM伝送方式は、多数の送信アンテナから同一時刻,同一周波数帯域で異なる信号を送信することにより周波数利用効率を向上させ、高速伝送を図る方式である。SDM伝送方式では、各送信アンテナから同一時刻,同一周波数帯域で異なる信号を送信するため、受信アンテナで受信する信号は各送信アンテナからの信号が干渉し合ったものとなる。このため、受信信号から送信信号を復号するには干渉除去を行う必要があり、その一つの方式として、V−BLAST(Vertical−Bell Labs Layered Space Time)方式がある。(非特許文献1参照)
V−BLAST方式は、事前に推定されたMIMOチャネル係数行列Hを元に、重み行列を求め、この重み行列を用いて受信信号から最も雑音の影響を受けていない送信信号を探し出し、この送信信号を硬判定復号し、受信信号から復号した送信信号の干渉を除去した後、MIMOチャネル係数行列Hから復号した送信信号に対応したチャネル係数をヌリング(Nulling)して新しいチャネル係数行列を作る、という過程を全ての送信信号を復号するまで繰り返し行う順序付け遂次復号方式である。V−BLAST方式は、このような復号を行うことで、受信ダイバーシチを達成し、通信の信頼性を向上させる方式である。重み行列としては、ZF(Zero Forcing)基準のものやMMSE(Minimum Mean Square Error)基準のものがある。
一方、STBC伝送方式は、マルチパスフェージング環境において、多数の送信アンテナから適切に符号化された信号を送信し、受信信号に対して最大比合成を行うことで送信ダイバーシチを達成し、高信頼度伝送を図る方式であり、その一つの方式として、STOBC方式が知られている。(例えば、非特許文献2参照)
非特許文献2に示されるSTOBC方式は、二つの複素送信信号に対して直交性を持つように符号化を行い、二つの送信アンテナから符号化した信号を送信し、受信信号に対して最大比合成を行うことで、符号化率R=1と、送信アンテナ数のフル送信ダイバーシチとを達成する方式である。
また、非特許文献3及び非特許文献4により、上記SDM伝送方式と上記STOBC伝送方式とを組み合わせたMIMO伝送システムが提案されている。非特許文献3及び非特許文献4によれば、前記MIMO伝送システムにおいては、4送信アンテナと2受信アンテナとを用いることで、周波数利用効率の向上による高速伝送と、送信ダイバーシチによる高信頼度伝送とを同時に達成することができる。しかし、非特許文献3にあっては、復号過程において、逆行列演算を行う必要があり、その演算量はO(M3)となり、更に受信ダイバーシチを達成することができない。また、非特許文献4にあっては、復号過程において、逆行列演算を必要とせず、復号過程における演算量はO(M2)となるが、非特許文献3と同様に、受信ダイバーシチを達成することができない。
ここで、上記MIMO伝送システムの送信機ブロック図を図1に示し、上記MIMO伝送システムの受信機ブロック図を図2に示す。
図1に示す送信機は、マッパー101と、S/P(シリアル/パラレル)変換器102と、STOBC符号器103a,103bと、変調器104a,104b,104c,104dと、アンテナ105a,105b,105c,105dとを備える。図2に示す受信機は、アンテナ201a,201bと、復調器202a,202bと、チャネル係数推定器203a,203bと、復号器204と、P/S(パラレル/シリアル)変換器205と、デ・マッパー206とを備える。
図1に示す送信機においては、ユーザ・データは、マッパー101によりPSK(Phase Shift Keying)/QAM(Quadrature Amplitude Modulation)コンスタレーション・マッピングされる。マッピングされた信号は、S/P変換器102によりS/P変換される。S/P変換された信号S1,S2は、それぞれSTOBC符号器103a,103bにより2シンボル毎にSTOBC符号化される。STBC符号後のSTBC符号化信号EC1,EC2,EC3,EC4は、それぞれ変調器104a,104b,104c,104dによりベースバンド信号から無線伝送信号に変調され、それぞれ送信アンテナ105a,105b,105c,105dから送信される。
STOBC符号器103a,103bにおいて行われる符号化は、それぞれ式(1),式(2)で表すことが出来る。
式(1)におけるS1(t1)及びS1(t2)は、それぞれ信号S1の時点t1,t2における信号であり、式(2)における信号S2(t1)及びS2(t2)は、それぞれ信号S2の時点t1,t2における信号である。また、* は複素共役である。
式(1)におけるS1(t1)及びS1(t2)は、それぞれ信号S1の時点t1,t2における信号であり、式(2)における信号S2(t1)及びS2(t2)は、それぞれ信号S2の時点t1,t2における信号である。また、* は複素共役である。
図2に示す受信機においては、アンテナ105a,105b,105c,105dから送信された無線伝送信号が、マルチパス伝送路の影響を受けて、アンテナ201a,201bにより受信される。受信された信号は、復調器202a,202bにより無線伝送信号からベースバンド信号に復調される。復調された信号R1,R2は、チャネル係数推定器203a,203bにより推定されたMIMOチャネル係数行列Hを元に、復号器204により復号される。復号された信号DC1,DC2,DC3,DC4は、P/S変換器205によりP/S変換される。P/S変換された信号は、デ・マッパー206によりPSK/QAMコンスタレーション・デ・マッピングされ、ユーザ・データに復元される。
MIMOチャネル係数行列Hは、送信機において、事前にトレーニング信号を送信させることで、受信機のチャネル係数推定器203a,203bにより推定される。
ここで、図3に送信アンテナ−受信アンテナ間の伝送路モデル図を示す。この伝送路環境は、マルチパスフェージング環境であるとする。また、簡単のため、トレーニング信号及びSTOBC符号化信号を送信する時間間隔の間は、伝送路が変化しないものとする。また、各送受信アンテナ間の伝送路は、それぞれ独立しているものとする。
ここで、信号R1及びR2は、式(3)のように表すことができる。
R=H・S+N 式(3)
ここで、R,H,S,Nは、
である。
R1(t1)及びR1(t2)は、それぞれ信号R1の時点t1,t2における信号であり、R2(t1)及びR2(t2)は、それぞれ信号R2の時点t1,t2における信号であり、N1(t1),N1(t2),N2(t1),N2(t2)は、それぞれ信号R1(t1),R1(t2),R2(t1),R2(t2)に対して付加される白色熱雑音である。
R=H・S+N 式(3)
ここで、R,H,S,Nは、
である。
R1(t1)及びR1(t2)は、それぞれ信号R1の時点t1,t2における信号であり、R2(t1)及びR2(t2)は、それぞれ信号R2の時点t1,t2における信号であり、N1(t1),N1(t2),N2(t1),N2(t2)は、それぞれ信号R1(t1),R1(t2),R2(t1),R2(t2)に対して付加される白色熱雑音である。
非特許文献3によれば、復号においては、MIMOチャネル係数行列Hを元にしたZF基準の線形方式を適用することで信号DC1,DC2,DC3,DC4を復号することができ、その演算処理及び演算結果は式(4)で表される。
DC=H−1・R=S+H−1・N 式(4)
ここで、DCは、
DC=[DC1 DC2 DC3 DC4]T
であり、H−1・Nは、白色熱雑音による誤差成分である。
DC=H−1・R=S+H−1・N 式(4)
ここで、DCは、
DC=[DC1 DC2 DC3 DC4]T
であり、H−1・Nは、白色熱雑音による誤差成分である。
上記MIMO伝送システムの復号においては、MIMOチャネル係数行列Hを元にした、MMSE基準の線形方式やZF基準及びMMSE基準のV−BLAST方式を適用することでも復号を行うことができる。
G.D.Golden,C.J.Foschini,R.A.Valenzuela and P.W.Wolniansky,"Detection algorithm and initial laboratory results using V−BLAST space−time communication architecture",Electoronics Letters 7th January 1999 Vol.35 No.1
S.M.Alamouti, "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communicatins",IEEE,Journal on Selected Areas of Communicatins,1998 Vol.16 No.8
平 明徳,石津 文雄,村上 圭司, "SDMおよびSTCを用いるMIMO−OFDMシステムの受信特性",電子情報通信学会技術研究報告,CS2003−42
X.Zhuang,F.W.Vook,S.Rouquette−Leveil and K.Gosse,"Transmit Diversity and Spatial Multiplexing in Four−Transmit−Antenna OFDM",IEEE,International Conference on Communications,2003 Vol.26 No.1
上記MIMO伝送システムにおいて、ZF基準及びMMSE基準の線形方式により復号を行う場合は、復号過程における演算量はO(M3)となり、受信ダイバーシチを達成することができない。また、非特許文献4における復号方法を行う場合は、逆行列演算を行う必要がなくなり、復号過程における演算量はO(M2)となるが、線形方式と同様に、受信ダイバーシチを達成することができない。更に、上記MIMO伝送システムにおいて、ZF基準及びMMSE基準のV−BLAST方式により復号を行う場合は、受信ダイバーシチを達成することはできるが、復号過程において、逆行列演算を複数回行う必要があり、O(M4)の演算量が必要となる。ここで、Mは、同一時刻,同一周波数で送信する異なる信号の数である。まな、本書類における演算量は、簡単のために、乗算の回数を表すものと定義する。
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、復号過程における演算量を削減と、受信ダイバーシチによる通信の信頼性の向上とを同時に達成する順序付け遂次復号装置及び方法を提案することである。
上記MIMO伝送システムの送信機においては、独立したSTOBC符号化を行うことで、MIMOチャネル係数行列Hが部分的な直交性を持つ。この直交性を利用することにより、ZF基準及びMMSE基準の重み行列を用いた順序付け遂次復号において、逆行列演算を必要としない復号が行え、更に復号過程における順序付け及び遂次的な復号を簡単化することができる。これらにより、復号過程における演算量の削減と、受信ダイバーシチによる通信の信頼性の向上とを同時に達成する順序付け遂次復号を行う
本発明である順序付け遂次復号装置及び方法にあっては、SDM伝送方式及びSTBC伝送方式を組み合わせたMIMO伝送システムの受信機における復号過程において、逆行列演算を必要としない復号が行え、更に復号過程において、順序付け及び遂次的な復号を簡単化することできる。その結果、復号過程における演算量をO(M2)に削減でき、且つ受信ダイバーシチにより、通信の信頼性を向上することができる。
本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。
本発明に係る送信機については、既に上述し、ブロック図を図1に示した。
図4に、本発明に係る受信機のブロック図を示す。
図4に示す受信機は、アンテナ201a,201bと、復調器202a,202bと、チャネル係数推定器203a,203bと、本発明である順序付け遂次復号を行う復号器210と、P/S変換器205と、デ・マッパー206とを備える。
図4に示す受信機においては、アンテナ105a,105b,105c,105dから送信された無線伝送信号が、マルチパス伝送路の影響を受けて、アンテナ201a,201bにより受信される。受信された信号は、復調器202a,202bにより無線伝送信号からベースバンド信号に復調される。復調された信号R1,R2は、チャネル係数推定器203a,203bにより推定されたチャネル係数を元に、本発明である順序付け遂次復号を行う復号器210より復号される。復号された信号DC1,DC2,DC3,DC4は、P/S変換器によりP/S変換される。P/S変換された信号は、デ・マッパー205によりPSK/QAMコンスタレーション・デ・マッピングされ、ユーザ・データに復元される。
チャネル係数は、送信機において、事前にトレーニング信号を送信させることで、受信機のチャネル係数推定器203a,203bにより推定される。
また、信号R1,R2の時点t1,t2における信号は、式(1),式(2)及び式(5)より式(3)のように表すことができる。
式(6)において、行列Wの1行2列と、2行1列と、3行4列と、4行3列の要素はNullingされている。これは、図1に示す送信機において、STOBC符号化を行うことで、信号S1(t1)と信号S1(t2)は互いに完全に干渉除去され、信号S2(t1)と信号S2(t2)も互いに完全に干渉除去されることを示している。
また、行列Wの対角成分は、それぞれ信号S1(t1),S1(t2),S2(t1),S2(t2)の送信ダイバーシチゲインであり、信号S1(t1)及び信号S1(t2)は同じ送信ダイバーシチゲインαを得て、信号S2(t1)及び信号S2(t2)は同じ送信ダイバーシチゲインβを得ることを示している。
また、行列Wの対角成分は、それぞれ信号S1(t1),S1(t2),S2(t1),S2(t2)の送信ダイバーシチゲインであり、信号S1(t1)及び信号S1(t2)は同じ送信ダイバーシチゲインαを得て、信号S2(t1)及び信号S2(t2)は同じ送信ダイバーシチゲインβを得ることを示している。
復号過程における順序付けは、信号S1(t1)及び信号S1(t2)に対する送信ダイバーシチゲインαと、信号S2(t1)及び信号S2(t2)に対する送信ダイバーシチゲインβとを比較して行う。α>βである場合は、信号S1(t1)と信号S1(t2)とを先に復号し、α<βである場合、信号S2(t1)と信号S2(t2)とを先に復号する。
本発明である順序付け遂次復号装置及び方法において、ZF基準及びMMSE基準の重み行列を用いた場合の復号過程を示したフローチャート図を図5に示す。また、復号過程における演算処理の詳細について図5を参照しつつ以下に説明する。
まず、式(3)における信号群Rに対して、推定されたMIMOチャネル係数行列Hのエルミート転置を乗算し、信号群Yを求める(FC51)。この演算処理を式(7)に示す。
Y=HH・R 式(7)
但し、Y及びN′は、
Y=[Y1 Y2 Y3 Y4]T,N′=HH・N
である。
ここで、ZF基準の重み行列を用いる場合は、式(8)に示す演算によりA,Bを求め、MMSE基準の重み行列を用いる場合は、式(9)に示す演算によりA,Bを求める(FC52)。
但し、σ2は、信号群Rに対して付加される白色熱雑音の分散値である。
また、式(10)に示す演算によりγ,δを求める(FC53)。
次に、AとBとの比較行い(FC54)、A>Bである場合(SW51a)は、まず、式(11)に示す演算を行うことで、信号DC1,DC2を求める(FC55a)。その後、式(12)に示すように、信号DC1,DC2に対して、硬判定復号を行う(FC56a)。最後に、式(13)に示す演算を行うことで、信号DC3,DC4を求める(FC57a)。
ここで、Qは、硬判定復号を表す。
一方、A<Bである場合(SW51b)は、まず、式(14)に示す演算を行うことで、信号DC3,DC4を求める(FC55b)。その後、式(15)に示すように、信号DC3,DC4に対して、硬判定復号を行う(FC56b)。最後に、式(16)に示す演算を行うことで、信号DC1,DC2を求める(FC57b)。
Y=HH・R 式(7)
但し、Y及びN′は、
Y=[Y1 Y2 Y3 Y4]T,N′=HH・N
である。
ここで、ZF基準の重み行列を用いる場合は、式(8)に示す演算によりA,Bを求め、MMSE基準の重み行列を用いる場合は、式(9)に示す演算によりA,Bを求める(FC52)。
但し、σ2は、信号群Rに対して付加される白色熱雑音の分散値である。
また、式(10)に示す演算によりγ,δを求める(FC53)。
次に、AとBとの比較行い(FC54)、A>Bである場合(SW51a)は、まず、式(11)に示す演算を行うことで、信号DC1,DC2を求める(FC55a)。その後、式(12)に示すように、信号DC1,DC2に対して、硬判定復号を行う(FC56a)。最後に、式(13)に示す演算を行うことで、信号DC3,DC4を求める(FC57a)。
ここで、Qは、硬判定復号を表す。
一方、A<Bである場合(SW51b)は、まず、式(14)に示す演算を行うことで、信号DC3,DC4を求める(FC55b)。その後、式(15)に示すように、信号DC3,DC4に対して、硬判定復号を行う(FC56b)。最後に、式(16)に示す演算を行うことで、信号DC1,DC2を求める(FC57b)。
本発明である順序付け遂次復号の演算量の詳細を以下に示す。本発明である順序付け遂次復号の復号過程は、上述したように式(7)〜式(16)に示す演算及び処理からなる。ここで、それぞれの式に示す演算に必要な演算量を表2に示す。但し、表2におけるMは、上述したように、同一時刻,同一周波数で送信する異なる信号の数であり、ここでは、M=4である。
本発明である順序付け遂次復号の復号過程は、上述したように式(7)〜式(16)に示す演算及び処理からなり、それらの演算量を表2に示した。一度の復号過程において、重み行列は、ZF基準かMMSE基準のどちらか一方しか用いないため、式(8)に示す演算と式(9)に示す演算を同時に行うことはない。また、AとBの比較により、演算及び処理を分岐させるため、式(11)〜式(13)に示す演算と式(14)〜式(16)に示す演算も同時に行うことはない。以上より、本発明である順序付け遂次復号の演算量は、O(M2)となる。
101...マッパー
102...S/P変換器
103...STOBC符号器
104...変調器
105...送信アンテナ
201...受信アンテナ
202...復調器
203...チャネル係数推定器
204...復号器
205...P/S変換器
206...デ・マッパー
210...本発明である順序付け遂次復号器
102...S/P変換器
103...STOBC符号器
104...変調器
105...送信アンテナ
201...受信アンテナ
202...復調器
203...チャネル係数推定器
204...復号器
205...P/S変換器
206...デ・マッパー
210...本発明である順序付け遂次復号器
Claims (2)
- 送信機が、独立したSTOBC(Space−Time Orthogonal Block Coding)符号化を行う手段を備え、受信機が、送受信アンテナ間の伝送路を推定する手段を備えているMIMO(Multi−Input Multi−Output)伝送システムにおいて、受信機における復号過程の演算量の削減と、受信ダイバーシチによる通信の信頼性の向上とを同時に達成することを特徴とする順序付け遂次復号装置。
- 送信機が、独立したSTOBC符号化を行う手段を備え、受信機が、送受信アンテナ間の伝送路を推定する手段を備えているMIMO伝送システムにおいて、受信機における復号過程の演算量の削減と、受信ダイバーシチによる通信の信頼性の向上とを同時に達成することを特徴とする順序付け遂次復号方法。
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---|---|---|---|
JP2005117506A JP2006262428A (ja) | 2005-03-16 | 2005-03-16 | 高速伝送システムにおける復号装置及び方法 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008147932A (ja) * | 2006-12-08 | 2008-06-26 | Kyushu Institute Of Technology | 受信信号の干渉信号を除去する復号装置及び復号方法 |
-
2005
- 2005-03-16 JP JP2005117506A patent/JP2006262428A/ja active Pending
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