TWI382695B

TWI382695B - 校正多輸入多輸出正交分頻多工無線收發器之波束形成方法及相關裝置

Info

Publication number: TWI382695B
Application number: TW97148762A
Authority: TW
Inventors: Chien Cheng Tung; Jr Thomas Edward Pare
Original assignee: Ralink Technology Corp
Priority date: 2008-12-15
Filing date: 2008-12-15
Publication date: 2013-01-11
Also published as: TW201023543A

Description

校正多輸入多輸出正交分頻多工無線收發器之波束形成方法及相關裝置

本發明係關於一種無線通信傳送器及接收器，尤指一種透過使用了正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技術之一多輸入多輸出(Multi-Input-Multi-Output，MIMO)傳送器及接收器，以達成天線波束形成的方法及裝置。

個人裝置，如電腦、行動電話、個人數位助理及類似的裝置，近年來受到廣大的歡迎。隨著技術的進步，個人裝置的體積不斷地縮小，也更便於攜帶。現今各式各樣的可攜式無線裝置透過彼此間的通信，讓使用者在使用上更便利，並且使得資料、聲音及音頻訊號的傳遞變得更加容易。為了達成這個目的，行動式網路的建置和可攜式無線裝置缺一不可。

對於應用在個人裝置的無線網路而言，一種適用於工業標準IEEE 802.11n的數據機預期將被廣泛地使用。也就是說，多個天線所形成之一陣列被放置在個人裝置之內部或週邊，而一射頻(radio frequency，RF)半導體裝置則透過天線陣列及一類比數位轉換器(analog-to-digital converter，ADC)接收訊號及資料。類比數位轉換器通常內建在個人裝置之中，用來將所接收之訊號轉換至基頻。接著，一基頻處理器將所接收之訊號處理並解碼，以取得原始資料，橫列資料可能是由另一個人裝置或類似裝備透過遠端無線傳輸傳送過來之檔案。

為了達成這個目的，天線陣列(因其係由多個天線所組成，故稱為多輸入多輸出系統)至一指定位置間的接收與傳送品質最為關鍵，以改善處理資料或資訊的速率、單端接收及連線範圍。最新之工業標準IEEE802.11n為了同步地處理平行資料串，已納入先進的多天線技術，以增加總處理能力，以及透過「聰明地」傳送和接收射頻訊號，改善連線品質。

標準IEEE802.11n之一草案(2.0)中規定了兩種基本的波束形成方法：外顯式(Explicit)和內內隱式(Implicit)。在外顯式的波束形成方法中，一接收器測量一傳送器與接收器之間通道之一通道狀態資訊(Channel State Information，CSI)，並將通道狀態資訊回傳至傳送器。傳送器即可使用通道狀態資訊去計算一最佳之「路徑」或「方向」，以針對一特定用戶傳送封包，而這種使用通道狀態資訊的方法有時即被稱為「波束形成」。當外顯式的波束形成方法直接測量通道時，需要在線路間傳送通道狀態資訊，造成網路常駐性耗時的問題，使得網路的總處理能力下降。

在內內隱式的波束形成方法中，波束狀態資訊不需要以一封包逐封包之基準回傳至傳送器內隱式，而是依靠通道之一互易性質(Channel Reciprocity)。通道的互易性質假設一上串流通道與一下串流通道在一轉置操作(Transpose Operation)上本質上相同，使得接收器可使用測量到的通道狀態資訊，並以形成波束的方式將通道狀態資訊之封包回送至傳送器。如此一來，外顯式的通道狀態資訊不須要在線路上傳送，藉此消除網路常駐性耗時的問題。在內內隱式的波束形成方式中，下串流通道在傳送器與接收器之間需要一校正程序，以確認通道的互易性質成立。在一存取點(Access Point)與用戶之間(大量的通道狀態資訊在此週期性地被交換)，校正程序需要使用複數座標(Complex Coordination)。所謂存取點係指在裝置間網路透過無線通信方式傳送與接收訊號之一裝置。

然而，近期被提出用於實現校正內隱式波束形成之方法存有難以處理、複雜且缺乏效率的問題。舉例來說，在目前的標準中，每一子載體(Sub-carrier，一般有56或118個)須要執行一快速傅立葉轉換，且將快速傅立葉轉換之結果從一個人裝置傳送至另一裝置，造成網路處理能力及效率降低，並使問題更為複雜。

因此，即使於內隱式的波束形成之方法被提出來，仍無法避免時間消耗及複雜校正交換的問題。如標準IEEE802.11n D2.0所定義，在內隱式的波束形成方法中，在一對傳送器與接收器之間需要校正交換，以於每一子載體中雙向地傳送通道狀態資訊。由於校正步驟係一耗時的流程，執行校正步驟將會降低網路之總處理效能，且無論通道之狀況如何改變，校正步驟仍須被重複，造成大量的資料被傳送入網路中。

除此之外，由於內隱式的波束形成方法需要複雜的校正交換，其複雜度與內部操作能力的議題變得更加重要。在此情形下，實現過程或資料編排上的微小差異可能會產生不同供應商所提供之解決方案無法相容的危險。另外，校正交換實際上必須透過硬體/韌體來實現。

如標準IEEE802.11n D2.0所描述之校正無法補償非線性的前端衰減，例如同相成分及正交成分之非正交性。

如前所述，為了改善內隱式的波束形成方法之校正步驟，依標準IEEE802.11n D2.0發展一用來接收與傳送訊號之無線收發器實屬必要。

簡單來說，本發明一實施例包含一用於波束形成及接收複數個波束之校正系統，該校正系統適用於一多輸入多輸出系統。該校正系統包含一第一校正電路，對應於一波束之同相成分及正交成分，用來校正每一波束之同相成分及正交成分；一第二校正電路，對應於所有波束校正後之同相成分及正交成分；其中，該第一校正電路及該第二校正電路係用來在時域上執行校正。

本發明之一實施例提供用於校正一多輸入多輸出系統之波束形成的裝置(例如一接收器)及方法，以執行二階段式的校正流程。第一階段係由傳送器及接收器對同相及正交收發訊號執行一增益更正及一群組延遲計算。第二階段則對第一階段之結果執行一相位更正及一第二群組延遲更正，以校正橫跨傳送器及接收器之訊號。其中，第一階段之校正電路及第二階段之校正電路皆在時域上執行校正。

請參考第1圖，第1圖係本發明實施例一通用多輸入多輸出無線收發器波束形成系統(Universal Multi-Input-Multi-Output Transceiver Beamforming System)10之示意圖。系統10包含一接收器電路12、一傳送器電路14、一通道處理器16、一使用者設定檔儲存單元18及一多重存取控制(Multiple Access Control，MAC)單元20。接收器電路12及傳送器電路14有時被稱為無線收發器，用來以封包形式，傳送及接收資訊。

如第1圖所示，接收器電路12包含串接於一序列之一接收器射頻(Radio Frequency，RF)模組22，一接收器校正模組24、一快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，FFT)器26、一頻域等化器(Frequency Equalizer，FEQ)通道估計電路28、一解碼器30及一循環冗餘碼(Cyclic Redundancy Code，CRC)檢查器32。

傳送器電路14包含串接於一序列之一傳送器射頻模組34、一傳送器校正模組36、一逆快速傅立葉(Inverse Fast Fourier Transform)轉換器38、一空間映射矩陣單元40、一星狀圖映射器(Constellation Mapper)42、一資料編碼器41。星狀圖映射器42係由資料編碼器41接收已編碼之資料，並將已編碼之資料映射至符號星狀圖點(Symbol Constellation Points)。

如第1圖所示，接收器電路12另透過估計電路28耦接於通道處理器16，而傳送器電路14另透過空間映射矩陣單元40耦接於使用者設定檔儲存單元18。通道處理器16另耦接於循環冗餘碼檢查器32，使用者設定檔儲存單元18另耦接於多重存取控制單元20，以接收多重存取控制單元20之輸出訊號。

一般來說，第1圖中之系統10用來對採用多輸入多輸出(multi-input-multi-output，MIMO)之架構執行正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)。系統10之一關鍵特色係在時域上執行校正，藉此避免使用到非必要的頻寬。具體來說，本發明可免除在網路上傳送校正資訊的需求，例如系統須要在頻域上執行校正，以及將校正資訊隨子載體一一傳送。

在第1圖中，接收器電路12中之各元件執行不同的功能，以解調所接收之訊號。模組22用來將一射頻訊號轉換至基頻，而模組24則用來校正波束形成。快速傅立葉轉換器26透過快速傅立葉轉換執行一時域至頻域之轉換，而電路28用來執行通道估測。解碼器30用來將通道解碼，而檢查器32用來執行一冗餘碼檢查，以減少錯誤。透過電路28所執行的通道估測包含對每一資料子載體，計算正交多分工通道之參數(或一參數矩陣)。

在第1圖中，接收器電路14中之各元件執行不同的功能。映射器42將預備傳送之訊號映射至一已知的星狀圖，而空間映射矩陣單元40對映射器42之輸出執行一空間上的映射。映射器42從編碼器41接收編碼後之資料，編碼器41通常包含一二進位迴旋編碼器(Binary Convolutional Encoder)、一刺穿器(Puncturer)及一位元交錯運算器。逆快速傅立葉轉換器38將空間映射矩陣單元40之輸出透過逆快速傅立葉轉換從頻域轉換至時域。傳送器校正模組36通常對逆快速傅立葉轉換器38之輸出執行校正，而傳送器射頻模組34通常將一基頻訊號轉換至射頻，使得轉換後之射頻訊號可以在裝置間的網路被傳送，後續將舉例作簡短說明。

通道處理器16用來決定每一子載體的最佳波束形成參數。使用者設定檔儲存單元18用來儲存系統10每一使用者的波束形成資訊，波束形成資訊係根據波束係數，且通常以一矩陣形式儲存，以具體指出每一傳送器天線及接收器天線之間的最佳增益和最佳相位方向。空間映射矩陣單元40由單元18接收使用者設定資訊，且對每一個單獨的資料子載體實現波束形成。多重存取控制單元20用來辨識封包所欲傳送之目的地，以從單元18獲得對應的使用者設定資訊。如此一來，多重存取控制單元20可執行傳送波束形成之授權、使用者多重存取控制之定址、傳送N站以及正交相位成份更新之授櫂。

模組24、36分別用來更正射頻衰減及對位誤差(misalignment)。在系統10中，射頻衰減及對位誤差分別由接收器類比電路及傳送器類比電路所引起。

系統10通常應用在多個裝置的網路，且每一裝置係透過封包的形式傳送及接收訊號。

第1A圖係本發明實施例一多輸入多輸出波束形成收發器10之示意圖。在第1A圖中，解碼器30耦接於一訊框檢查序列(Frame Check Sequence，FCS)之循環冗餘碼電路43。電路43耦接於處理器16，處理器16包含一通道估測器44及一傳送器波束形成矩陣單元45，兩者耦接於一起。電路43之一輸出端耦接於單元45之一輸入端，而單元45之一輸出端耦接於一區域記憶體映射電路46。電路46耦接於一子載體矩陣儲存電路49，電路49則耦接於區域記憶體映射電路46。在電路49上端和下端的區域記憶體映射電路46實質上完全相同。應用上，有兩種實質上不同的區域記憶體映射電路46可供選用。電路49包含一矩陣，矩陣之垂直方向為子或體而水平方向為串流，如第1A圖所示之q0、q1、q2。多重存取控制單元20將訊號輸出至電路49上端之電路46或電路49另輸出至空間映射矩陣單元40及電路49下端之電路46。

在電路43上所執行之驗證能預防含有錯誤封包之通道資訊進入儲存電路49，因此能減低多重存取控制單元20之工作量，以提升網路之效能。

在操作上，電路43驗證快速傅立葉轉換器26所接收之訊號(或訊號中之封包)是否為正交分頻多工訊號。如果驗證成功，電路43使用循環冗餘碼檢查去驗證所有接收到正交分頻多工封包之準確性。如果任一驗證未通過，所接收之訊號將無法通過電路43。電路46及49共同包含第1圖中之使用者設定儲存單元18。

即使電路43之驗證皆已通過，仍須透過多重存取控制單元20執行另一驗證，以檢查使用者是否屬於這個網路。為了達到這個目的，多重存取控制單元20對照一多重存取控制表所列之使用者身份資訊，檢查使用者的身分。如果使用者屬於這個網路，系統10繼續完成既定之程序且儲存此波束形成資訊；反之，轉換器26所接收之訊號將不再被處理。根據傳輸或接收的動作是否發生，多重存取控制單元20提供送件者和收件者之位址至電路46。

為了順利地操作系統10，儲存及擷取波束形成資訊的能力變得格外重要。由於網路中每一個使用者的資訊量非常大，網路必須在封包被驗證前就先進行處理。因此，封包先被儲存在一暫時性的區域直到所有必須的檢查皆通過。這些檢查可驗證相對應之資料，以利於儲存，其中一種檢查方式係透過前述之訊號檢查及循環冗餘碼檢查。如前所述，所接收之封包可能通過所有的檢查，但封包本身並非要被傳送到這個網路。這時，多重存取控制單元20的工作就是確認封包是否屬於此存取點的基地台，且注意封包有效性。對於每一個封包，多重存取控制單元20提供一特殊之送件辨識器于基頻元件(包含單元24-32、16、18、41及36-42)，以正確地儲存所欲傳送之波束形成資料。更具體的說，對每一個封包，多重存取控制單元20提供電路46一送件者定址(或稱為使用者辨識)功能，並接著執行如第1B圖所示之流程。

第1B圖為第1A圖中電路46所執行步驟之流程圖。通道處理器16啟用波束形成計算後，在步驟500中，當電路43檢查所對應封包之有效性的同時，波束形成資訊被儲存在一暫時性的位置(記憶體電路49)。接著，在步驟502中，透過檢查使用者是否屬於這個網路，多重存取控制單元20判斷所接收封包是否有效。若步驟502之驗證失敗，則進行步驟504。在步驟504中，處理器16及步驟500所做之設定將被重置。反之，若步驟502之驗證通過，則進行步驟506。在步驟506中，寄送封包的使用者被指派至一暫時性的位置(其係視為使用者辨識資料的一部分)。以表2之表格為例，步驟506中的使用者被指派至一標題為「TEMP」之直行中的暫時性位置。

接下來，步驟508會判斷使用者是否為一新使用者。如果使用者是新使用者，則進行步驟510，以判斷出一最失效(Most Stale)的使用者位置，供後續使用。在表2的例子中，最失效的使用者位置即為標示為「1」之行。此外，一失效的使用者係指最近沒有送封包至波束形成系統10的使用者。另一方面，如果使用者非新使用者，則進行步驟512，以將使用者的前一個位置當作下一個暫時性的位置。在典型的例子中，單一使用者連續不斷地傳送多個封包，造成使用者波束控制資訊被交錯地儲存在記憶體中的兩個位置(如步驟512所述)。

在步驟510及步驟512之後，流程進行至步驟514。在步驟514中，每一使用者之一失效計數會被更新，以得到一最暫時性的位置，亦即，最近使用者之失效計數為零，而其他使用者之失效計數漸增。上述步驟的執行方法可有兩種：第一種方法是根據一系統時脈，決定失效計數之增加額度(取絕對值)；如此一來，失效計數依序漸增且在一段預設時間後停止增加(因為預設時間的靜止)。第二種方法是每收到一有效的新封包，即增加失效計數，並在失效計數達到一預設的臨界值後，重置失效計數。在第二種方法中，失效的判斷係反應使用者間相對的活躍程度。不管使用哪一種失效計數漸增方法，使用者逾時的情況會造成使用者所儲存之資訊成為無效，並且須要在為一特定使用者重新啟動波束控制之前，透過一新封包重新計算使用者所儲存之資訊。

第2圖為第1圖中系統10之一應用實施例之示意圖。在第2圖中，一無線網路50包含有無線裝置52、58、62、68及80，其與一存取點74彼此間透過無線方式通信。存取點74之一例係基地台。無線裝置52、58、62、68及80皆包含一已校正的無線收發器模組，亦即第1圖中之系統10。無線收發器係指一傳送器及一接收器之電路。

在第2圖中，無線裝置52、58、62、68及80都包含已校正的無線收發器模組。舉例來說，裝置52包含已校正的無線收發器模組56，裝置62包含已校正的無線收發器模組66，裝置58包含已校正的無線收發器模組60，裝置80包含已校正的無線收發器模組82，以及裝置68包含已校正的無線收發器模組72。

另外，透過耦接於無線裝置52、58、62、68及80上之天線，無線裝置52、58、62、68及80可用來傳送及接收資訊。舉例來說，裝置52透過所配接之一天線54傳送及接收資訊，裝置62透過所配接之一天線64傳送及接收資訊，裝置58透過所配接之一天線98傳送及接收資訊，裝置80透過所配接之一天線84傳送及接收資訊，以及裝置68透過所配接之一天線70傳送及接收資訊。

存取點74可包含一校正無線收發器模組76，且透過所配接之一天線78傳送及接收資訊。存取點74(透過無線的方式通信)亦可耦接於一網路介面86，以從網際網路之一寬域網路(Wide Area Network，WAN)或一區域網路(Local Area Network，LAN)接收輸入訊號。另外，在第2圖中，如先前技術所述，天線54、64、70、78、84及98中的每一個天線可能是一個天線陣列或多個天線陣列，用來同時地傳送及接收資料。

如第2圖所示，多個天線被應用在不同的無線裝置，因此，產生一多輸入多輸出的環境。裝置52、62、58、68及80都配接了一個區域校正模組，可將波束形成資訊回送至存取點74。第2圖所示之例及各式各樣無線裝置的服務僅用以說明本發明之精神，實際上之應用不限於在筆記型電腦或行動裝置上所執行之服務，如瀏覽網際網路、透過網路攝影機分享照片、透過無線相容認證(Wireless Fidelity，WiFi)電話進行對話、透過高畫質數位電視(High-Definition Digital TV，HDTV)及影片伺服器觀看影片或取得影片原始碼、網路廣播節目之聲音串流功能等。

第3圖為第1圖中各元件的細部架構示意圖。電路12用來接收N個射頻訊號100所形成之群組。N個接收器射頻模組102所組成之群組耦接於N個射頻訊號100所形成之群組，用來接收射頻訊號100。N個增益更正單元108所組成之群組耦接於N個接收器射頻模組102。N個同相正交相位更正單元112所組成之群組耦接於N個增益更正單元108所組成之群組。N個群組延遲調整單元116所組成之群組耦接於N個同相正交相位更正單元112，用來產生已校正之N個接收器基頻訊號142。

在電路12及電路14中，群組中的每一個模組或單元皆耦接於另一群組中之模組或單元。舉例來說，模組104所形成之群組包含接收器射頻模組102所組成之群組中之一接收器射頻模組，其係耦接於增益更正單元108所組成之群組中之一增益更正單元106。增益更正單元106耦接於同相正交相位更正單元112所形成之群組中之一同相正交相位更正單元110。同相正交相位更正單元110耦接於群組延遲調整單元116所組成之群組中之一群組延遲調整單元114，用來產生校正後之接收器基頻訊號1。相似地，在電路12中，群組中其餘的單元或模組亦耦接於所對應之單元或模組。

在N個增益更正單元106所形成之群組中，每一個增益更正單元用來更正所接收訊號之同相成分路徑及正交成分路徑之間之一增益偏移。此更正的功能通常是先透過校正偏移來完成，而校正偏移的實現係透過測量每一路徑上之功率(使用後敘之式10及式11)和對同相成分路徑和正交成分路徑其中之一或兩者使用一乘法器，以等化同相成分訊號和正交成分訊號的功率，如式12、式13及第6圖所示。

在第3圖中，電路14用來處理一M個傳送器基頻訊號140所形成之群組，並包含有M個群組延遲調整單元124所形成之群組、M個同相正交相位更正單元122所形成之群組、M個同相正交增益更正單元120所形成之群組及M個傳送器射頻模組118所形成之群組。上述各群組連接於一序列，如第3圖所示。

M個群組延遲調整單元124所形成之群組包含一群組延遲調整單元126，其係耦接於同相正交相位更正單元122所形成之群組中之一相位更正單元128。相位更正單元128耦接於同相正交增益更正單元120所形成之群組中之一增益更正單元130。增益更正單元130耦接於傳送器射頻模組118所形成之群組中之一傳送器射頻模組132。相似地，在電路14中，群組中其餘的單元或模組耦接於所對應之單元或模組。傳送器射頻模組118所形成之群組用來產生已校正之N個射頻訊號。

模組104所形成之群組實質上等於第1圖中之模組22，而傳送器射頻模組118所形成之群組實質上等於第1圖中之模組34。增益更正單元108、同相正交相位更正單元112及群組延遲調整單元116被包含於第1圖中之模組24，而同相正交增益更正單元120、同相正交相位更正單元122及群組延遲調整單元124被包含於第1圖中之模組36。

在同相正交相位更正單元112及同相正交相位更正單元122所形成之群組中，同相正交相位更正單元可用來調整相位，以確保每一同相成分通道及相對應的正交成分通道實質上正交(亦即同相成分反正交成分之間相差90度)；除此之外，另可用來等化每一傳送器及接收器之間的總相位。

在群組延遲調整單元114及群組延遲調整單元124所形成之群組中，每一群組延遲調整單元可用來補償或更正電路佈局上的限制，並分別為每一個接收路徑和傳送路徑，消除路徑延遲所造成的不匹配現象(每一同相成分通道及相對應的正交成分通道之路徑延遲不盡相同)。群組延遲調整單元114所形成之群組用來更正接收器通道中路徑延遲不相等的問題；同時，群組延遲調整單元124所形成之群組用來更正跨越傳送器電路所造成群組延遲不相等的問題。

波束形成需要精確的校正步驟，以消除或減少多輸入多輸出無線收發器類比電路中非預期的作用。舉例來說，崎嶇不規則的天線電路軌跡、功率放大器的變異、射頻電路跨接收器通道及傳送器通道造成的不匹配問題都會減低系統的效能。如果在傳送器中不更正這些缺陷，這些缺陷會造成的波束被傳送至一偏離預期接收器的「點」，使得系統的效能降低。相似地，接收器射頻的缺陷會造成進入基頻處理器的波束不匹配，及降低波束形成所帶來的好處。第3圖中的實施例便是用來減輕前述缺陷造成的問題。

如第3圖所示，每一個更正模組皆需要一參數組，參數組在一校正模式的期間就先被預設。在校正模式的期間，一外接裝置被裝配到第3圖之電路，以提供一已校正的參考訊號串接至電路12。在校正模式下，藉由已校正的參考訊號在所接收之訊號串間循環，為每一接收訊號鏈計算增益、相位及群組延遲參數，如第4圖中之單元162所示。在此，一接收訊號鏈包含有一射頻電路，耦接於一對類比數位轉換器(Analog-to-Digital Converter，ADC)，其係耦接於基頻數位補償電路108、112及114。

第4圖為本發明實施例一校正系統150之示意圖。校正系統150包含一校正模式裝置152及一外接校正裝置154。在第4圖中，外接校正裝置154耦接於校正模式裝置152，用以提供N個校正訊號串156至校正模式裝置152(N為整數)。在多輸入多輸出環境中，校正模式裝置152之校正和波束形成有關，其為本發明實施例之電路12、14。在外接校正裝置154中，一已校正之訊號源單元174用來產生校正訊號串156。

校正模式裝置152包含N個接收射頻模組160所形成之群組及一補償參數計算單元162。接收射頻群組160用來接收校正訊號串156。補償參數計算單元162用來產生N個增益、相位及群組延遲參數。

校正模式裝置152另包含N個傳送射頻模組168所形成之群組，用以接收一校正訊號串產生器164之輸出訊號，並產生未校正的M個傳送射頻訊號158所形成之群組至外接校正單元154中之一補償參數計算單元172。為了傳送補償模組166之即時使用，補償參數計算單元172用來產生傳送M個增益、相位及群組延遲參數(補償參數)。傳送補償模組166包含傳送補償單元120、122及124。

在此，所指稱之無線收發器係一接收器及傳送器之組合或接收器及傳送器之電路。

在校正模式之期間，校正訊號源單元174提供一預儲存之訊號串集合至射頻模組之群組160。透過前述之方式，裝置152依序對所接收之訊號串(N個校正訊號串156)計算每一接收鏈之增益、相位及群組延遲參數。

一部分的傳送類比電路(例如第3圖之電路14)為M個傳送射頻模組168所形成之群組。傳送射頻模組168之校正係透過在訊號串產生器164使用一參考訊號(參考訊號可能等同於校正訊號源單元174所產生之校正訊號串)，以及透過將傳送模組158輸出訊號傳送至外接校正裝置154。如第4圖所示，透過將補償參數計算單元172耦接於補償模組166，傳送器補償參數可在裝置154被計算、儲存及回送至裝置152。

校正模式裝置152可以是實驗室設備，例如用來產生校正訊號串的訊號產生器。傳送器補償參數可透過一訊號分析器來擷取及計算。校正模式裝置152亦可能是一配接(透過射頻纜線)在一未校正裝置上的一個已預先校正無線區域網路卡。傳送器校正模組「預先校正」訊號，以消除傳送器射頻模組之影響。

計算校正訊號串及參數之流程如下所列：

1.增益計算(由單元108執行)：計算每一接收鏈之平均功率。計算正規化常數(Normalizing Constants)，使得所接收之功率在所有的接收鏈之同相成分/正交成分對中相等。

2.相位計算(由單元112執行)：相位更正參數的計算分成兩個階段來執行。第一階段，每一對同相成分/正交成分之間的相對相位係透過平均所接收同相成分訊號及正交成分訊號之間的外積值來決定(使用一合適之寬頻帶參考訊號)。第二階段，透過在每一接收路徑上使用一個或多個正弦波參考訊號(頻率相對上較低)，以及測量所接收訊號之間的相位，計算每一接收路徑之間的相對相位。

3.最後，計算同相成分及正交成分之間的群組延遲(由單元116執行)及每一接收通道之間的群組延遲。在此所指的通道可以是通道1~N中之任何一個通道或任一訊號。一適合測量正交分頻多工訊號群組延遲之方法係在數個頻率點測量(較佳地涵蓋了整個訊號頻帶)參考正弦波之相位。舉例來說，如標準IEEE802.11n所規定，在20MHz頻寬下，有56個子載體(編號從-28到28)，參考訊號串由8個參考音調(Tone)所組成(用7個子載體隔開)，分別使用子載體集合中編號-28、-21、-14、-7、7、14、21及28之子載體。每一子載體之相位被測量且儲存。按順序排列頻率之線性相位(或斜率)可用來測量一特定通道上的群組延遲。具有最大群組延遲之子通道決定了其他通道所需要之補償量。換言之，其他通道將被延遲以配合具有最大群組延遲的子通道。每一子通道之延遲從相位斜率被換成一取樣延遲之分數。如此一來，在時域中，可透過使用一重新取樣器(Resampler)實現時間延遲的補償。

無線收發器(包含接收器及傳送器)前端之校正能讓接下來的波束控制變得精確，且校正的流程確保通道之互易性實質上成立。通道之互易性係指上串流通道數學模型H _US 為下串流通道數學模型H _DS 之轉置：

H _US =α _REC (H _Ds ) ^T

(式1)

其中，H _US 為上串流通道之數學模型、H _DS 為下串流通道之數學模型、α_REC 為互易性常數(可能為任一常數值)、() ^T 表示() 的轉置。上串流通道及下串流通道之差異係指通道中資訊被傳輸的方向不同。條件的細節討論可參考標準IEEE802.11n草案2.0。如果線路之兩端按前述討論之方法被校正，則互易性得以成立。

波束控制參數被計算以供一正交分頻多工符號之每一子載體使用。一般來說，計算過程分為兩個階段。第一階段用來對每一子載體進行通道估測。估測結果係一M×N之複數矩陣。M為矩陣列的個數，等於天線之個數；N為矩陣行的個數，等於資料串之個數(一般來說N<M)。在第二階段中，透過數值方法例如QR拆解(QR decomposition)或奇異值拆解(Singular Value Decomposition，SVD)，將估測結果之通道矩陣拆解。拆解後的矩陣為傳送器提供控制資訊，以「預先等化」資料封包，對一單波數封包而言，將使得接收端之訊號具有最高的信號噪音比(Signal to Noise Ratio，SNR)，或者舉例來說，當傳送多個串流時，接收端之訊號已有效地「解耦」(decouple)資料串流。

當使用奇異值拆解時，一已知通道H 之拆解可以寫成：H =U ΣV ^* (式2)而使用QR拆解時，一已知通道H 之拆解可以寫成：H =QR (式3)H 表示通道矩陣、Σ 係一對角奇異矩陣(Diagonal Singular Matrix)、矩陣Q 、U 及V 為酉矩陣(Unitary Matrices)，酉矩陣係指特徵值(eigenvalue)全為「1」之矩陣。因此，透過Hermitian轉置運算，酉矩陣可完美地達成反置運算。換言之，U ^* U =I 、Q ^* Q =I ...等。重要的是，這些從估計結果之通道矩陣拆解而來的矩陣可用來波束控制每一子載體。透過此內隱式的波束控制方法及這些拆解而來的矩陣，表1提供一些可供選擇的波束控制實現方法。在表1中，圈起來的矩陣係原矩陣之共軛值。在實現內隱式的波束控制時，需要這些共軛值。

波束控制矩陣被計算(根據接收到的封包)、儲存及擷取(為了波束控制所傳送之封包)，使得最終得以透過一中途存取控制(Medium Access Control，MAC)層模組來控制流程，如第1圖所示。當接收到封包時，通道之估測及拆解(使用QR拆解，奇異值拆解等方法)即開始，如果發現封包具有一訊號有效的資訊，則繼續循環冗餘碼檢查。辨識封包須要透過一有效且獨特的使用者中途存取控制位址，使得一通道狀態資訊(Channel State Information，CSI)可被儲存在一適當之位置(為了稍後之擷取)。中途存取控制層模組計算使用者位址，且將使用者位址映射至實體記憶體之一位置。除此之外，中途存取控制層模組會決定是否為一特定使用者授權傳送波束控制。

前述之本發明實施例係用來減少時間消耗及消除複雜的校正交換程序，藉此改善網路的總處理效能。然而，無論通道狀況如何改變，網路的總處理效能受一重複的時間消耗流程影響，重複的時間消耗流程需要在網路間傳送大量的資料。另外，本發明藉由消除不同供應商解決方案不相容的危險(因為實現過程或資料編排上的微小差異)，解決複雜度和內部操作能力的問題，同時，亦免於實際上去實現校正交換流程。

標準IEEE802.11n所述之校正無法補償非線性的前端衰減，例如串流之同相成分及正交成分非正交。與之相較，本發明實施例可補償非線性的前端衰減，且本發明實施例之波束形成可提升網路效能。對一典型之通道狀況(IEEE模型B：小家庭/辦公室環境)而言，一具有內隱式波束形成之3X3多輸入多輸出無線收發器(包含兩端點之校正電路)的效能可改善4～7dB。

透過波束控制方法或「智慧型天線」，本發明實施例可最佳化天線陣列之效能。在此情形下，透過最佳化天線效能，四個天線可被縮減至三個，三個天線可被縮減至二個...依此類推。因此，前述之波束控制系統可用來減輕多輸入多輸出無線區域網路(Wireless Local Area Network，WLAN)的複雜度(成本)及高功率消耗之問題。

本發明實施例之優點包含容易實現、無複雜的校正交換步驟、低網路常駐性耗時(因為無線收發器間不須要傳送通道狀態資訊)、無互用性的問題(因為此解決方案本質上係針對單邊)以及可改善4~7dB的效能。

除此之外，透過波束形成所增加的效能可用來移除一個或多個接收器/傳送器通道，以降低未來產品之消耗功率及成本。

本發明實施例校正方法及裝置之其他細節可參考附圖及對應之方程式。在此，將先介紹這些方程式的由來。

數學符號KA、ATX 及ARX 係用來表示一無線裝置(工作站A)之行為，如第5圖所示。相似地，數學符號BRX、KB 及BTX 係用來表示一工作站B之行為。HAB 表示接收器端之通道，HBA 表示傳送器端之通道。如前所述，因為有N個資料(或訊號)串，前述之數學符號皆代表矩陣。理想上來說，矩陣HBA 為矩陣HAB 之轉置矩陣，矩陣HAB 為矩陣HBA 之轉置矩陣(下列的方程式皆假設這兩個條件成立)。矩陣KA 及KB 係校正矩陣，矩陣KA 及KB 之值在校正交換期間決定，以保證通道之互易性。

標準IEEE802.11n之草案2.0重新規定內隱式波束形成之校正。矩陣ATX、ARX、BTX 及BRX 係無線收發器中類比/射頻部分之「衰減」或缺陷，須要被校正或更正。為了正交分頻多工頻譜中(根據通道頻寬之大小，包含56或114個子載體)之每一子載體，更正矩陣KA 及KB 一般被實現在基頻。根據IEEE802.11n，更正矩陣在一「校正交換」期間被決定，藉此將所測量之通道狀態資訊傳送至工作站A及工作站B之間。因為在上串流通道及下串流通道之通道狀態資訊係可得，通道互易性之條件可被用來計算更正矩陣：

B _RX H _AB A _TX K _A =(A _RX H _BA B _TX K _B )^T

(式4)

其中，B _RX 表示工作站B之接收器衰減矩陣矩陣，HAB 表示從工作站A至工作站B之通道，ATX 表示工作站A之傳送器衰減矩陣，KA 表示工作站A之校正矩陣，ARX 表示工作站A之接收器衰減矩陣，HBA 表示從工作站B至工作站A之通道，BTX 表示工作站B之傳送器衰減矩陣，以及KB 表示工作站B之校正矩陣。

如標準IEEE802.11n所規定，通道之互易性隱含下列關係：

K _A =B ^-1 _TX B ^T _RX 及K _B =A ^-1 _TX A ^T _RX

(式5)

其中「^-1 」表示反置運算，因此B ^-1 _TX 為B _TX 之反置矩陣。

對於每一子載體，衰減之資訊皆須要被廣播出去。標準IEEE802.11n所產生的問題，例如大量的常駐性耗時、實現上的複雜度以及可能的內部操作能力問題，皆可透過本發明實施例來解決。

第5圖為本發明實施例二無線裝置(工作站A及工作站B)間之一通信模型之示意圖。在第5圖中，為補償衰減之更正流程在無線收發器之接收器端及傳送器端執行。傳送器電路在工作站A中被模組化為單元200，接收器電路在工作站B中被模組化為單元202。工作站B之傳送器電路被模組化為單元206，工作站A之接收器電路被模組化為單元204。具體來說，如第5圖所示，在工作站A，單元KAT 補償衰減矩陣ATX ，單元KAR 補償衰減矩陣ARX ；同時，在工作站B，單元KBR 補償衰減矩陣BRX ，單元KBT 補償衰減矩陣BTX 。這個新的校正波束形成方法可以被視為一區域性的解決方案，藉由：

K _AT =a _AT A ^-1 _TX ，k _AR =b _AR A ^-1 _RX 及K _BR =a _BR B ^-1 _RX ，K _BT =b _BT B ^-1 _TX

(式6)

其中，a _AT 、a _BR 、b _AR 及b _BT 表示任意常數，其在執行校正程序期間被定義(和下列方程式所討論之方法類似)。除此之外，在每一接收器及傳送器通道執行之校正係操作在時域；反之，在每一單獨子載體所執行之式6校正方法係操作在頻域。在本發明實施例中，透過一內建的校正方法及前述配接一外接參考訊號源於無線收發器的方法，校正模組可在無線收發器被校正。如此一來，不須在空氣中估計通道資訊，使得沒有衰減的校正流程可以被實現。

如第5圖所示，下串流通道為上側的訊號串(從工作站A至工作站B之箭頭)。換言之，以矩陣的形式來表示，下串流通道可以表示成：

H _DS =K _BR B _RX H _AB A _TX K _AT

(式6A)

相似地，第5圖中之上串流通道為下側的訊號串(從工作站B至工作站A之箭頭)。以矩陣的形式來表示，上串流通道可以表示成：

H _US =K _AR A _RX H _BA B _TX K _BT

(式6B)

若使用式6所定義的校正矩陣，則下串流通道及上串流通道分別變成：

H _DS =a _BR a _AT H _AB

(式7A)

及

H _US =b _AR b _BT H _BA

(式7B)

因為理想的通道滿足H _BA =(H _AB )^T 的性質，透過H _BA =(H _AB )^T 之代換，式7A及式7B可合併成：

(式8A)

重新安排式8A，可得：

(式8B)

式8B係式1之互易性條件，其中式1之互易性常數可寫成：

(式9)

本發明實施例之校正方法及裝置(在時域中被執行)能用一種二階段式的流程來描述。第一階段包含對於每一串流的校正，而第二階段包含跨串流的校正。上述的串流包含接收串流及傳送串流，接收串流(或接收器鏈)係指接收器射頻電路、類比數位轉換器及相關的基頻校正、濾波模組所形成之硬體，而傳送串流(或傳送器鏈)係指基頻校正/濾波模組、數位類比轉換器、傳送器射頻電路及相關的傳送器天線。在用詞上，「串流」及「鏈」實質上相等。對於校正流程的接收部分而言，此二階段式流程的描述建立在了解校正流程之傳送部份使用和接收部分相同的校正過程。

如第5A圖所示，二階段式流程係根據一射頻/類比衰減模型，用來將經過第3圖校正流程之串流的衰減過程模組化。

在第5A圖中，一射頻天線及分波器(demixer)電路衰減模型1000包含一射頻天線1002，射頻天線1002耦接於一分波器電路衰減模型1004。模型1004本質上為一數學模型或模組102用數學表示之結果。在模型1004中，為了執行前述之波束形成，衰減被分成兩階段，使得擷取之缺陷能被校正及補償。

如第5A圖所示，第一階段電路包含天線1002及相關射頻電路(圖中未顯示)，第二階段電路(亦即模組1004)包含「分波器」階段，一般來說，分波器階段將射頻訊號轉換至基頻。射頻/天線電路包含一時間延遲(或群組延遲)電路1006，每一天線之時間延遲電路1006皆不同，並且可被模組化為e ^jτ ^0ω 的形式，其中τ為一延遲常數，τ₀ 表示N個串流中第一個串流電路之延遲常數τ，N為一整數而ω表示頻率。

相位延遲(或偏移)電路1008和頻率ω呈線性關係，並且可被模組化為e ^j ^φ0 ，其中φ表示相位，φ₀ 表示N個串流中第一個串流電路之相位。另外，每一天線電路皆有其相對應之相位φ。

如第5A圖所示，分波器電路被模組化為一非正交性參數(用Φ表示)，時間(或群組)延遲差異及增益差異A ^I /A ^Q 被用來產生基頻訊號之同相成分及正交成分。A ^I 為同相成分通道之增益，A ^Q 為正交成分通道之增益。非正交性參數Φ表示一完美正交的同相成分及正交成分(相差90度)之外的偏移。

校正/更正流程之第一階段係移除分波器之非線性效應。對於每一接收器電路，皆須執行第一皆段之移除步驟。為了改善訊號品質及第二階段校正之精確度，移除分波器之非線性效應變的非常重要。

在第5A圖中，非線性效應或衰減被模組化為電路1010～1022。一混波器1012將電路1010之子載體之同相成分和電路1008之輸出混合(或相乘)。一混波器1016將電路1014之子載體之正交成分和電路1008之輸出被混合(或相乘)。混波器1016之輸出經過一同相成分/正交成分時間延遲差異電路1018，並產生一段同相成分/正交成分時間延遲差異。電路1018將輸出提供至第一串流電路之一正交成分增益A ₀ ^Q 偏移電路1022。混波器1012將輸出提供至一同相成分增益A ₀ ^I 偏移電路1020，A ^I /A ^Q 表示同相成分及正交成分之間的增益不匹配。電路1020及1022分別將輸出提供至類比數位轉換模組1024中之二類比數位轉換器，如第5A圖所示。一般來說，類比數位轉換模組1024之位置介於模組102及單元106之間。模組1024將輸出提供至一分波器同相成分/正交成分非線性校正電路1026，電路1026實際上為單元106、單元110及單元114之組合。在第5A圖中，具有群組延遲及相位效應之一射頻電路1040包含天線1002、時間延遲電路1006及相位偏移電路1008。電路1040將輸出提供至一射頻分波器電路1042，電路1042包含電路1012、1016、1018、1020及1022。

如第5B圖所示，校正流程之第二階段包含有測量及更正天線電路(或串流)之相位及延遲變異，以利於解出互易性條件。

為了解第二階段之流程如何解出互易性條件(如式4至式9所列)，以第5B圖所對應之實施例為例，N等於三，接收器N個串流(每一串流負責一射頻訊號)中之第二接收器電路被發現具有最大的延遲參數τ₁ 。概念上來說，其他的接收器電路(0和2)可被補償，以達到匹配的目的。尤指射頻訊號0及1分別被具有φ₁ -φ₀ 及φ₁ -φ₂ 相位之訊號混合，以等化相位。相似地，射頻訊號0及1分別經過τ₁ -τ₀ 及τ₁ -τ₂ 之時間偏移，以等化時間延遲，如第5B圖所示。

在此須注意的是，第5B圖中之天線1050、1052及1054分別用來接收射頻訊號0、1及2。所接收之訊號經由串流校正電路1056處理，電路1056實際上為一訊號鏈354之模型。更具體的說，三個串流中之任一串流皆包含一時間延遲(或群組延遲)電路、一相位偏移電路及一已校正的基頻同相成分/正交成分對。如先前所述，三個串流中的第二個串流具有最長的延遲。因此，在經過電路1056處理之後，第一串流及第三串流之輸出被提供至一相位更正電路1058，電路1058實際上為一ξi電路群組358之模型。電路1058之處理包含將電路1056中對應串流電路之輸出與一相位混合，並將混合後之訊號輸出至一群組更正電路1060，電路1060係用來更正第一串流及第三串流之延遲。電路1060實際上為一重新取樣器362之模型。電路1060將輸出訊號傳送至一多輸入多輸出之解調及解碼電路，以解調及解碼所接收之訊號。

得出二階段式的校正流程串後，式6之要件即獲得滿足。舉例來說，若將二階段式的校正流程應用至第5圖中之工作站A，產生的互易性條件可以表示成：

K _AR A _RX =a _AR I =e ^j ^(τ1ω+φ1) I

(式9A)

使得

a _AR =e ^j ^(τ1ω+φ1)

(式9B)

其中I 為一3x3的單位矩陣(identity matrix)。

在第5圖中，在工作站A之傳送器校正流程係透過一類似的方式來完成。對傳送器而言，校正參考訊號在傳送器中產生，經過射頻電路，最後由一外接裝置(例如補償參數計算單元172)接收。參數的估計方式和接收器相同，估計後的參數送回至傳送器補償模組(模組118~124之群組)。舉例來說，假設第三射頻電路具有最長的延遲，互易性常數可寫成：

a_AT =e^j(τ2ω+φ2)

(式9C)

在此須注意的是，對傳送器及接收器電路而言，校正流程可在工作站A及工作站B區域內完成。如此一來，式9便可獲得滿足(每一係數以式9B之形式呈現)。因此，傳送器射頻及混波器電路和接收器射頻及分波器電路皆同等重要。

第6圖及第10圖之電路為實施二階段式校正流程之實施例，但亦存在有變異性，例如，透過改變電路元件的順序可產生不同的實施例。

第6圖為本發明實施例一第一階段校正模組300。模組300包含一射頻校正參考訊號源250(或校正訊號串156)，耦接於一接收器類比電路252。按順序地，電路252耦接於一第一階段校正電路254。

接收器類比電路252包含一射頻模組256(或模組102)、一同相成分之類比數位轉換器258及一正交成分之類比數位轉換器260。第一階段校正電路254包含一同相成分之β電路266，其耦接於一同相成分之γ電路270及一同相成分之加總器274，而加總器274耦接於一同相成分之重新取樣器278。第一階段校正電路254另包含一正交成分之α電路264，耦接於一正交成分加總器276，而加總器276耦接於一正交成分之重新取樣器280。第一階段校正電路254另包含一增益更正計算單元262，用來接收一數位同相成分訊號290及一數位正交成分訊號292。同時，數位同相成分訊號290亦作為β電路266之輸入，而數位正交成分訊號292亦作為α電路264之輸入。第一階段校正電路254另包含一正交更正計算電路268，用來接收電路266及電路264之輸出訊號，並在二輸出端298產生一訊號γ。在β電路266及α電路264分別將輸出訊號傳送至加總器274及276之前，輸出端298同時***作在電路β266及α電路264之輸出端，操作之方式係按方程式所列。

在接收器類比電路252中，射頻模組256用來接收射頻校正參考源250之輸出訊號，並產生一類比同相成分訊號294及一類比正交成分訊號296。射頻模組256將一射頻訊號(射頻校正參考源250之輸出訊號)轉換至基頻。類比數位轉換器258可將類比同相成分訊號294轉換成數位形式，同樣地，類比數位轉換器260則將類比正交成分訊號296轉換成數位形式。

重新取樣器278及280之輸出係已校正的同相成分正交成分訊號鏈1，其被供應至一第二階段校正電路。增益更正計算單元262和第3圖之增益更正單元106相似，用來更正所接收基頻訊號同相成分及正交成分之間的增益偏移。

校正測量及補償之訊號串依序排列，使得同相成分正交成分增益偏移可先被測量及補償。對增益偏移測量而言，射頻校正訊號源250注入一寬頻帶射頻訊號，作為射頻模組256之輸入。射頻模組256將該注入的訊號轉換至一基頻訊號(或依實際需求，轉換成一等效之中頻訊號)，基頻訊號之同相成分及正交成分分別等於訊號294及296。理想上來說，訊號290及292(分別從訊號294及296轉換而來)之功率相同，但由於類比數位轉換器、射頻放大器及電路增益不匹配等非理想效應，訊號290及292之功率可能不同。透過平均類比數位轉換器之同相成分及正交成分之取樣點所形成之資料串(資料串必須夠長)，訊號290及292之功率可被估計：

(式10)

(式11)

在式10及式11中，I_POW 為在同相成分訊號290路徑上估計之功率等級，Q_POW 為在正交成分訊號292路徑上估計之功率等級。表示從N-1至L取樣點對同相成分I連加之總合，表示從N-1至L取樣點對正交成分Q連加之總合。另外，L為一整數，其值必須大到足以確保功率測量之準確性足夠，k為訊號290及訊號292在測量期間之索引。增益調整值之計算係透過比較所測量之功率與一目標功率等級P：

(式12)

(式13)

式12中之α表示電路264所執行之功能，式13中之β表示電路266所執行之功能。如第6圖所示，增益調整之實現係透過增益單元。√代表平方根運算。

在增益偏移更正完成後，單元268在同相成分及正交成分訊號上執行一非正交性更正。非正交性更正之執行係根據下列方程式：

(式14)

理想上來說，若同相成分訊號290及正交成分訊號292正交，同相成分訊號290及正交成分訊號292之平均內積為零。任何的非正交性會造成二分枝之間的更正以及產生一非零的平均內積。所量測到之γ值和非正交性成正比，可被用來消除同相成分及正交成分之間的交叉相關性，如第6圖所示。在式13中，根據校正期間所呈現之相對雜訊，整數L必須夠大以確保非正交性之測量準確度足夠。非正交性之更正係透過將增益更正乘法器、電路266及264之輸出訊號乘以所量測到非正交性常數g的二分之一(使用在乘法器電路270及272)。透過減法器274，正交成分乘法器電路272之輸出被減去同相成分訊號。相似地，透過減法器276，同相成分乘法器電路270之輸出被減去正交成分訊號。

在訊號290及292經過為了非線性計算之增益等化步驟及更正步驟後，單元282測量及更正同相成分訊號及正交成分訊號之間的群組延遲。在本發明之一實施例中，單元282之測量及更正功能係使用一快速傅立葉轉換模組，傅立葉轉換模組為正交分頻多工無線收發器中常見之硬體單元。一測試訊號串被餵入訊號290及292，訊號290及292在每一快速傅立葉轉換音調上皆包含一參考訊號。如第7圖所示，快速傅立葉轉換之同相成分及正交成分輸出之相位在每一音調上被測量、紀錄及儲存。若繪出相位對應子載體數目之關係圖，無論在同相成分分枝或正交成分分枝，相位曲線之斜率和群組延遲係成正比。如第8圖和第9圖所示，若群組延遲不匹配，則同相成分相位曲線和正交成分相位曲線之斜率將會不同。須要被補償的群組延遲和差異曲線δθ=θ_Q -θ_I 之斜率成正比，如第9圖所示。

第7圖為本發明實施例一群組延遲計算單元304之示意圖。群組延遲計算單元304包含一同相成分快速傅立葉轉換電路310及一正交成分快速傅立葉轉換電路312。在第7圖中，一增益及正交更正模組302用來產生一同相成分訊號306及一正交成分訊號308，分別傳輸至同相成分快速傅立葉轉換電路310及正交成分快速傅立葉轉換電路312。增益及正交更正模組302之電路和第6圖中之電路254相似(除了電路282、重新取樣器278及280之外)。增益及正交更正模組302所執行之增益及正交更正在時域中完成。當有N_FFT 個用來測量同相成分和正交成分路徑之間群組延遲的頻率點時，電路310及電路312皆用來執行一NFFT點快速傅立葉轉換。在第7圖之實施例中，群組延遲之計算在頻域執行。在另一可供選擇的實施例中，群組延遲之計算在時域執行，如後續之圖所示。

第8圖為同相成分和正交成分訊號之間相位的關係圖，y軸代表相位θ_I 或θ_Q ，相位θ_I 和θ_Q 分別和同相成分路徑及正交成分路徑上之群組延遲成正比。x軸代表k，k為子載體之索引，用來在頻域測量群組延遲。在測量期間，在時域中之同一訊號經過增益及正交更正電路302之處理，並且為加總器電路274及276之輸出(視為第一階段校正流程的一部分)。對第一階段群組延遲校正流程而言，第9圖為同相成分及正交成分訊號相位差異之關係圖，y軸代表相對相位，如下式所列：

δθ=θ_Q -θ_I

(式15)

而x軸代表子載體之索引k。

因此，在經過第一階段校正流程之同相成分正交成分增益校正及非正交性校正後，仍存在一隨子載體數目線性變化之相位偏移，相位偏移和同相成分及正交成分訊號之間的群組延遲不匹配成正比。在同相成分正交成分增益校正及非正交性校正之後，本發明接著使用另一校正流程，用來測量同相成分正交成分群組延遲偏移，如後續之簡述。

群組延遲補償之估計係先透過產生一針對第9圖之相位差異曲線之線性近似。產生線性近似的方法中其中之一即最小平方曲線擬合法(least squares curve fitting method)，其可用來減少測量雜訊之效應。最小平方曲線擬合法假設一線性模型，如下所列：

y=mx+b

(式16)

為了群組延遲補償，最小平方曲線擬合法須要決定斜率m。m及b之聯立解如下所列：

(式17)

其中δθ為所測量之相位差異向量，如第9圖所示。子載體索引，而K為一Nx2的矩陣：

(式18)在式18中，矩陣(K^T K)^-1 K^T 預先被儲存，以方便後續計算。m之估計值和同相成分和正交成分之間的群組延遲差異成正比，且m之估計值在取樣點中被轉換成等效的分數延遲，而分數延遲被應用在延遲最短的分枝。換言之，最主要的分枝被延遲，使得同相成分及正交成分上之群組延遲相等。延遲最主要分枝的步驟一般是透過重新取樣器來執行。

舉例來說，一典型的計算過程會產生m=-5^o /子載波。因為m為負數，表示同相成分通道中的延遲比正交成分通道中的延遲更長。因此，一部分的延遲須要被加入正交成分通道中。這個步驟的問題係需要將多少的延遲加入正交成分通道中。舉例來說，假設有64個子載體，亦即在最外側的子載體5×32=160^o ，160^o 轉換成取樣點則需要個延遲取樣點。在此情況下，當第6圖之重新取樣器278被旁通，重新取樣器278提供所需之延遲。加入取樣延遲之分數係透過一標準數位重新取樣電路。

前述之校正方法使用外接訊號源，以校正同相成分/正交成分通道。在本發明另一實施例中，透過一迴路校正亦可達到等效的補償功能，而不須要透過外接訊號源。

以下將透過一相關的第二階段校正電路來說明第二階段的校正流程。在接收器及傳送器串流經過第一階段的校正流程後，第二階段的校正流程將補償或調準接收器及傳送器串流。儘管單一串流已經被校正完成，仍無法保證串流間之校正已完成，因此，第二階段的校正流程仍屬必要。具體的說，串流間的相位及群組延遲變異必須被校正。校正串流間相位及群組延遲變異方法之其中一種如第10圖所示。

在第10圖中，一第二階段校正電路350耦接於一校正後N個同相成分正交成份訊號鏈之群組354，群組354用來接收一射頻校正參考訊號源352之輸出。群組354中之每一鏈結係一校正後的同相成分正交成分鏈。舉例來說，群組354中之校正後的同相成分正交成分鏈1用來接收重新取樣器278及280所產生之訊號。因此，第一階段校正流程之輸出被供應至第二階段校正流程。群組354之輸出被提供至電路350，電路350包含一第二階段群組延遲及相位計算電路366及一ξi電路之群組358。電路366用來接收群組354之輸出訊號，群組358中之每一ξi電路用來接收群組354中對應校正後之同相成分正交成分鏈的輸出訊號。群組358之輸出被傳送至一重新取樣器群組362，群組362提供全部校正完成之多輸入多輸出訊號。

電路366執行同相成分訊號及對應正交成分訊號之間的相位更正，以及執行另一群組延遲操作。在此所執行之相位更正和電路110所執行之相位更正相似。

在同相成分訊號及正交成分訊號被校正後，快速傅立葉轉換單元測量及更正N個接收/傳送鏈分枝之間的群組延遲及相位差異，測量及更正之方法和第一階段校正電路相同。在接收器之測量及更正方法被提出後，一相似的測量及更正方法被應用至傳送器。

校正參數ξ1、ξ2、...、ξN及延遲參數之計算係透過電路366，如第11圖所示。在第11圖中，電路366包含N個快速傅立葉轉換電路，例如電路370和371。電路370及371之輸入由校正後的同相成分正交成分鏈之群組354提供。當有N個子載體時，每一快速傅立葉轉換電路皆執行一N點快速傅立葉轉換。

計算串流間的相位及延遲參數所使用之電路和計算和同相成分/正交成分校正之電路相同。此處之測量亦使用快速傅立葉轉換電路，但校正後訊號模組之輸出為複數。快速傅立葉轉換模組之複數輸出被轉換成相位，且經常被用來計算斜率m及零點頻率(DC)截取點b(過去常使用線性估計器)：

在此情況下，因為輸入為複數，圖中原點處之相位不須穿過原點。相較之下，第一階段中，在輸入為實數的情況下(分別對同相成分及正交成分而言)，圖中原點處之相位會穿過原點。在原點、b₁ 、b₂ 、...、b_N 估計相位須要在串流間被補償(或移除)。此補償(或移除)的步驟可透過相子(phasor)來完成：

ξ₁ =e^-jb1

ξ₂ =e^-jb2

ξ_N =e^-jbN

如第10圖所示，相子被實現為複數乘法器。對每一第二階段校正流程之接收鏈而言，第12圖為複數訊號之相位關係圖。對第二階段校正流程而言，第13圖為不同訊號鏈之間相位差之關係圖。

串流或訊號鏈之間的群組延遲之補償方式和同相成分正交成分群組延遲之補償方式相同。換言之，透過比較所有測量到的斜率m₁ 、m₂ 、…、m_N (如式18所列)，可以找出延遲最長的分枝。剩下分枝(延遲較短)之間的差異亦被計算出來。剩下分枝之間的差異並且被轉換成一取樣點之分數，且透過重新取樣器來實現，如第10圖所示，使得每一串流間的群組延遲相同。

●若發現延遲差超過一完整的取樣點，則使用一完整的取樣點延遲連接分數延遲，以補足延遲差。

●電路366之快速傅立葉轉換電路係用來估計群組延遲，但不須要用來執行此校正機制，確切的說，電路366為非必須之電路。反之，在離散頻率點上的純音調可被用來增進相位測量向量。此方法可全部在時域中實現，且有簡單容易實現的優點。另一可供選擇的方法詳述如下。

●在另一實施例中，二個校正階段中的重新取樣電路可被合併成一個重新取樣器，合併後的重新取樣電路結合了全部所測量的延遲，以簡化電路。舉例來說，重新取樣器362及電路254之重新取樣器可被合併成一個重新取樣器。

第一階段及第二階段校正流程之參數皆被估計完成後，校正電路之整體結構如第14圖所示。

在第14圖中，一校正系統400被應用在多輸入多輸出系統中，其包含一射頻天線之群組402，耦接於一第一階段校正電路之群組404，以將輸出訊號傳送至群組404。依序，群組404將輸出訊號傳送至一第二階段校正電路之群組406，群組406用來產生校正完畢之串流，以供一多輸入多輸出接收器訊號處理器單元408處理。第14圖中之每一群組皆包含N個裝置，其中N為接收器的數目。另外，M表示傳送器或傳送裝置的數目，小寫k表示快速傅立葉轉換輸出中的索引。群組404包含電路類似第6圖之電路254，而群組406包含電路類似第10圖之電路350。

對一傳送器而言，第14圖中箭頭的方向將相反，且上述的校正流程將在一獨立的單元中完成，獨立單元可能是一射頻資料收集系統或一校正後的射頻/基頻模組。如第4圖中模組172及166之間的交互影響所描述，為了後續校正傳送器波束形成的流程，參數從遠端處理器被載入。

在示範應用中，此處所展示及討論的實施例被應用在使用正交分頻多工的系統中。各式各樣實施例展示用於波束形成之校正流程，在此波束形成特別是指內隱式的波束形成。

第15圖展示用於接收器子載體電路之間相位及群組延遲的時域校正流程。在第15圖中，一時域相位及群組延遲校正系統500耦接於一外接射頻訊號源501，外接射頻訊號源501提供一射頻訊號至系統500，以校正系統500。

系統500包含一射頻/類比數位轉換器單元之群組504，群組504耦接於一同相成分正交成分校正模組之群組506，群組504、506包含三個單元(或模組)，但實際應用上不限於三個。模組506耦接於一交互關聯電路508及510。更具體的說，群組506中之第一模組及第二模組耦接於電路508，群組506中之第二模組及第三模組耦接於電路510。電路508將訊號輸出至一累加器電路512，電路510將訊號輸出至一累加器電路514。電路512耦接於一對照表(look-up-table，LUT)電路516，電路514耦接於一對照表電路518。對照表電路516及518將輸出訊號傳送至一估計參數電路520。本發明實施例系統500包含群組504、506、電路508、510、512、514、對照表電路516、518及電路520。

系統500操作於時域，以在時域決定群組延遲及相位補償參數。為了達到這個目的，訊號源501提供一類比的正弦波參考訊號源，而群組504將正弦波參考訊號源轉換成數位形式。如前所述，群組506將轉換後的數位正弦波參考訊號源再轉換成同相成分及正交成分訊號的形式。群組506的輸出訊號可以寫成：

其中，w_r 為正弦波參考頻率，w_c 為任一載體偏移，θ₀ 及θ₁ 為單一訊號之相位。群組506之輸出係以兩兩成對的方式交互關聯，使得電路508可以產生交互關聯之同相成分及正交成分訊號，以供電路512及514使用。電路508所產生的交互關聯訊號可以寫成：

電路512將電路508之輸出δθ₀₁ 累加，電路514將電路510之輸出δθ₁₂ 累加。每一累加訊號之角度和相位(在訊號源501提供之參考訊號之頻率下)成正比。電路512及514累加訊號之時間必須足夠久，以減低任何在測量角度上之雜訊效應。對照表電路516及518用來決定累加訊號δθ₀₁ 及δθ₁₂ 所對應之實數角度。相似地，一座標旋轉數位計算機(Coordinate Rotation Digital Computer，CORDIC)模組(或一數值反正切函數)用來計算對應累加複數之相位。

角度在間距相等之頻率(在訊號頻寬範圍內)上被計算，例如對一頻寬為20MHZ之正交分頻多工訊號而言，角度在頻率-6MHz、-2MHz、2MHz及6MHz上被計算，並將計算結果儲存成向量的形式。透過第15圖之實施例，相對相位只須要透過二個簡單設計的關聯器(亦即電路508及510)就可直接被計算。相較之下，在頻域的方法中，計算相對相位須要透過三個獨立的快速傅立葉轉換電路。將累加訊號δθ₀₁ 及δθ₁₂ 對頻率作圖，如第16圖所示，訊號δθ₀₁ 曲線之斜率m₀₁ 和0訊號鏈及1訊號鏈之間的群組延遲成正比，同時，訊號δθ₀₁ 之相位和頻率為零之相位偏移b₀₁ 成正比。相似地，訊號δθ₁₂ 之測量結果亦可找出所對應之相位及群組延遲。按前述之方法，相位及群組延遲參數亦可透過估計器來估計：

(式20)

其中

(式21)

第一行之數字-6、-2、+2及+6表示角度被計算時的頻率點，如先前所述。

以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

H _AB 、H _BA ‧‧‧通道

b ₁ 、b _N 、b ₀₁ 、b ₁₂ ‧‧‧點

K _AR 、K _AT 、K _BR 、K _BT 、A _TX 、K _BR 、K _BT 、U 、V 、H 、Q 、R ‧‧‧矩陣

θ 、δθ 、δθ ₀₁ 、δθ ₁₂ 、θ _I 、θ _Q 、θ ₁ 、θ _N ‧‧‧相位

α 、β 、γ/2 ‧‧‧增益

k‧‧‧子載體數目

m ₀₁ 、m ₁₂ ‧‧‧斜率

N‧‧‧資料串個數

STAA、STAB‧‧‧工作站

TEMP‧‧‧標題

10‧‧‧多輸入多輸出無線收發器波束形成系統

12、202、204‧‧‧接收器

14、200、206．．．傳送器

16．．．通道處理器

408．．．多輸入多輸出接收器訊號處理器單元

18．．．使用者設定檔儲存單元

49．．．子載體矩陣儲存電路

20．．．多重存取控制單元

22、102．．．接收器射頻模組

24．．．接收器校正模組

26．．．快速傅立葉轉換器

28．．．頻域等化器通道估計電路

30．．．解碼器

32．．．循環冗餘碼檢查器

34、132．．．傳送器射頻模組

36．．．傳送器校正模組

38．．．逆快速傅立葉轉換器

40．．．空間映射矩陣單元

41．．．編碼器

42．．．星狀圖映射器

43．．．訊框檢查序列之循環冗餘碼電路

44．．．通道估計器

45．．．傳送器波束形成矩陣單元

46．．．區域記憶體映射電路

50．．．無線網路

52、58、62、68、74、80．．．無線裝置

54、64、70、78、84、98、352、1002、1050、1052、1054．．．天線

56、60、66、72、76、82．．．已校正的無線收發器模組

86．．．網路介面處理器

88．．．網際網路之寬域網路或區域網路連結

100、104、108、112、116、118、120、122、124、140、142、156、158、160、168、354、358、354、358、362、402、404、406、504q506．．．群組

106、130．．．同相正交增益更正單元

110、128．．．同相正交相位更正單元

114、126．．．群組延遲調整單元

150、400．．．校正系統

152．．．校正模式裝置

154．．．外接校正裝置

162、172．．．補償參數計算單元

164．．．校正訊號串產生器

166．．．傳送補償模組

174．．．校正訊號源單元

250．．．射頻校正參考訊號源

252．．．接收器類比電路

254．．．第一階段校正電路

256．．．射頻模組

258、260．．．類比數位轉換器

262．．．增益更正計算單元

264、266、270、272．．．乘法器電路

274、276．．．加總器

278、280、364．．．重新取樣器

282．．．群組延遲計算單元

290．．．數位同相成分訊號

292．．．數位正交成分訊號

294．．．類比同相成分訊號

296．．．類比正交成分訊號

300．．．第一階段校正模組

302．．．更正模組

306．．．同相成分訊號

308．．．正交成分訊號

310、312、370、371．．．快速傅立葉轉換電路

350．．．第二階段校正電路

356、372．．．已校正的同相成分正交成分訊號鏈

360．．．ζi電路

366．．．第二階段群組延遲及相位計算電路

368．．．訊號

500．．．時域相位及群組延遲校正系統

501．．．外接射頻訊號源

508、510．．．交互關聯電路

512、514．．．累加器電路

516、518．．．對照表電路

520．．．估計參數電路

1000．．．射頻天線及分波器電路衰減模型

1004．．．分波器電路衰減模型

1006．．．群組延遲延遲電路

1008．．．相位延遲電路

1010、1014．．．電路

1012、1016．．．混波器

1018．．．同相成分／正交成分時間延遲差異電路

1020．．．同相成分增益偏移電路

1022．．．正交成分增益偏移電路

1024．．．類比數位轉換模組

1026．．．分波器同相／正交非線性校正電路

1040．．．射頻電路

1042．．．射頻分波器電路

1056．．．串流校正電路

1058．．．相位更正電路

1060．．．群組更正電路

第1圖為本發明實施例一通用多輸入多輸出波束形成無線收發器之示意圖。

第1A圖為本發明實施例一多輸入多輸出波束形成無線收發器之示意圖。

第1B圖為第1A圖中區域記憶體映射電路所執行步驟之流程圖。

第2圖為第1圖中系統之示範應用示意圖。

第3圖為第1圖中元件的細部架構示意圖。

第4圖為本發明實施例一校正系統之示意圖。

第5圖為二無線通信裝置之模組示意圖。

第5A圖及第5B圖為衰減模組之示意圖。

第6圖為本發明實施例一第一階段校正模組之示意圖。

第7圖為本發明實施例一群組延遲計算單元。

第8圖為群組延遲對應子載體數目之關係圖。

第9圖為同相成分訊號及正交成分訊號之相位差對應子載體數目之關係圖。

第10圖為一第二階段校正電路之示意圖。

第11圖為透過N點快速傅立葉轉換實現第10中之第二階段群組延遲及相位計算電路之示意圖。

第12圖為第二階段校正流程中同相成分相位及正交成分相位對應子載體數目之關係圖。

第13圖為第二階段校正流程中同相成分及正交成分之相位差對應子載體數目之關係圖。

第14圖為本發明實施例一校正系統。

第15圖為在時域校正相位及接收器子載體之間群組延遲之流程示意圖。

第16圖為累加訊號對頻率關係圖。

表1為本發明實施例部分非必要之內隱式波束形成實現方式及拆解矩陣。

表2為區域記憶體映射電路儲存內容之範例。

10．．．多輸入多輸出無線收發器波束形成系統

12．．．接收器

14．．．傳送器