CN1829137A - 无线数据通信***及无线数据通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可以减低因使用正交调制解调的MIMO通信而产生的IQ失配的MIMO数据通信***。在进行发送天线数为M、接收天线数为N的正交调制的MIMO传输过程中，将发送信号矢量设为由M个复数信号的同相部分和正交部分组成的元素数为2M的矢量，将接收信号矢量设为由N个复数信号的同相部分和正交部分组成的元素数为2N的矢量，将传输路径矩阵设为由2N行2M列组成的实数矩阵，利用训练信号来求取包含IQ失配的传输路径矩阵，由此进行MIMO编码、解码。在传输路径矩阵的学习过程中，使用训练信号，该训练信号在星座图上每一个发送天线都具有二个线性独立的信号点。

Description

无线数据通信***及无线数据通信方法

技术领域

本发明涉及无线数据通信***及无线数据通信方法，特别涉及到适用于利用多个接收天线接收来自多个发送天线的无线数据的MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)通信中的无线数据通信***及无线数据通信方法。

背景技术

在以往的无线通信***中，为了使接收灵敏度得到提高，一般利用两种技术，一是采用多个天线从发送机发送信号的技术，二是采用多个天线接收信号的技术。这些技术被称为波束成形(beam firming)或者分集。

波束成形和分集因使接收灵敏度得到提高而可以抑制由噪声和干扰而引起的传输特性恶化，但是提高传输速率的效果较小。

对此，人们提出了利用多个天线来提高传输速率并且获得更大的接收灵敏度提高的效果之技术(MIMO)。

例如，在推进了无线LAN标准化的IEEE802.11，对于在任务组n中超过100Mbps的方式进行了研讨，使采用MIMO的技术几乎成为事实。另外，正在研究为了也在第4代移动通信***中增大传输速率而采用MIMO。

但是，在构建MIMO传输***时，如下面的非专利文献1、2所示，存在正交调制机和正交解调机中的IQ失配产生较大影响、使传输特性恶化这样的问题。所谓IQ失配指的是，复数信号的同相部分和正交部分(分别对应于复数的实部和虚部)的振幅转换比率不同，并且双方的相位差偏离90度而失衡。

非专利文献1  鎌田裕之、水谷庆、阪口啓、荒木纯道、「有关因RF***的不完全性而引起的MIMO通信***特性恶化的研究」、2004年电子情报通信学会团体大会B-5-23

非专利文献2  阪口啓、テインシ—ホ—、荒木纯道、「MIMO固有模式传输***的构建和测量实验结果」、电子情报通信学会论文志B、vol.J87-B，no.9，pp.1454-1466，2004年

在下面，将首先采用图1来说明MIMO方式的原理。

图1说明的是通常MIMO方式的原理。

在MIMO发送机101中，发送数据被分配给M根发送天线102，形成发送信号矢量x＝(x(1)，x(2)，…，x(M))^T。在MIMO接收机104中，由N根接收天线103接收信号，形成接收信号矢量y＝(y(1)，y(2)，…，y(N))^T。当从发送天线102-i向接收天线103-i传送信号时，由于振幅衰减和相位旋转，信号成H_ij倍。如果使用具有H_ij的元素的传输路径矩阵H，则信号的传播由下面的(公式1)来表达。

y＝Hx         …(式1)

在此，信号矢量x、y、传输路径矩阵H采用复数来表现。

而且，如果M和N相等，则可以利用下面的(公式2)，从接收信号矢量y还原发送信号矢量x(ZF方式：Zero Forcing)。

x＝H^-1y       …(式2)

采用上述ZF方式，虽然需要M和N相等，但是一般情况下M和N即使不相等也可以。此时，例如可以利用下面所示的固有模式传输方式来还原信号。矩阵H利用奇异值展开，如下面的(公式3)被展开。

H＝UΛV^H                     …(式3)

在此，V是M行M列的单个矩阵，U是N行N列的单个矩阵，V^H表示矩阵V的埃尔米特转置。Λ是N行M列的矩阵，其对角部分成为H的奇异值也就是HH^H本征值的平方根，其他部分为零。利用这种关系对发送前的信号使用矩阵V的转换，对接收后的信号使用矩阵U^H的转换。此时，接收信号由下面的(公式4)来表达。

y＝U^HHVx＝U^HUΛV^HVx＝Λx…(式4)

这样，如同(公式4)的最右边所示，由于成为由只具有对角部分的矩阵做出的转换，因而可以从接收信号还原发送信号。

除上述ZF方式和固有模式传输方式之外，还可以利用最大似然检测方式、时间空间编码方式等来还原发送信号。

当进行发送矢量x的还原时，传输路径矩阵H为必须的。因此，在进行数据传输时，需要预先发送由在收发机之间所确定的已知信号构成的训练信号，并由接收机求取传输路径矩阵H。对于无线LAN来说，由于在以往的IEEE802.11a标准中，在数据帧的标题配置有载波频率同步和时间调整用的训练信号，因而正在研究在IEEE802.11n中同时配置MIMO用训练信号。在该训练信号中使用BPSK(BinaryPhase Shift Keying)信号。

在采用上述方法为理想的情况下，与从1根发送天线发送信号并由1根接收天线接收的情形(SISO：Single-Input Single-Output)相比，可以通过MIMO实现min(M，N)倍的传输速率。

但是，在构建MIMO传输***时如上述非专利文献1、2所示，存在正交调制机和正交解调机中的IQ失配产生较大影响、使传输特性恶化的问题。

在下面，采用图2及图3来说明IQ失配。

图2明确表示出，图1所示的以往技术所涉及的处于MIMO发送机、接收机内部的正交调制机和正交解调机。

图3表示的是，在四相移键控调制(QPSK：Quadrature Phase ShiftKeying)的星座图(constellation：在用相互正交的2个座标轴(在图3的示例中横轴是I轴，纵轴是Q轴)表现出I(同相部分)及Q(正交部分))时，由其2个座标轴形成的座标平面)上由IQ失配而引起的传输信号失真。

在MIMO发送机101内，最初在由MIMO调制机107进行串行·并行转换、纠错编码及交织之类的处理之后，信号被转换为复数。在此进行MIMO编码，并且输出与发送天线数相同数目的复数信号。因为复数信号是由同相部分和正交部分的2个部分来表示的，所以在每个复数信号中存在2个部分的输出。该复数信号由正交调制机105转换成中心频率为无线电波频率的信号，通过M根发送天线102进行传送。在接收部中，通过N根接收天线103所接收到的信号由MIMO接收机104内的正交解调机转换成基带信号，并且由同相、正交2个部分组成的复数信号传送给MIMO解调机108。然后，在MIMO解调机108中，按照与接收天线数相同数目的复数信号进行MIMO解码，此后经过反交织、纠错码的解码及并行·串行转换来还原数据。在此，由MIMO调制机107执行的MIMO编码和由MIMO解调机108执行的MIMO解码，是根据N行M列的复数传输路径矩阵H来进行的。这里，在正交调制机105和正交解调机106中发生的IQ失配成为问题。

图3表示因IQ失配而引起的复数信号恶化的状况，并且对横轴取用同相部分，对纵轴取用正交部分，比较出理想时的QPSK信号(白圈)和因IQ失配而失真的情形(黑圈)。这样，就在复数信号中发生失真使传输特性恶化。因IQ失配而引起的恶化如果其失配的大小相同，则在正交调制机和正交解调机中都成为同等的恶化。

IQ失配虽然在SISO中也使特性恶化，但是在MIMO中更为显著。由图2的正交调制机105收到因IQ失配而引起的失真后的信号在传输过程中，在空间上进行混合。另外，在接收时由正交解调机106再受到IQ失配的影响，在MIMO解码时再次混合。由于这种IQ失配的蓄积，因而如果是通常情况下，则发生下述现象，即随着信号噪声比(SNR：Signal to Noise Ratio)增大，误码率(BER：Bit ErrorRate)变小，但是不会比某个BER变得更小。

发明内容

本发明是为了解决上述问题所在而做出的，其目的在于提供一种可以减低因使用正交调制解调的MIMO通信而产生的IQ失配的MIMO数据通信***。

如果表示本发明的代表性一个示例，则如下所示。也就是说，本发明的无线数据通信***，用来在具有M根发送天线的发送机和具有N根接收天线的接收机之间进行数据通信，其特征为：上述发送机具备调制机，用来调制对各个发送天线的发送信号，上述接收机具备解调机，用来对来自各个接收天线的接收信号进行解调，从上述发送机给上述接收机发送训练信号，根据M个发送信号矢量的同相部分和正交部分、及N个接收矢量的同相部分和正交部分，来运算表示发送信号矢量和接收信号矢量的关系的2N行2M行传播矩阵，该发送信号矢量和接收信号矢量包含调制时产生的上述调制机的同相部分偏差和正交部分偏差以及解调时产生的上述解调机的同相部分偏差和正交部分偏差；利用在发送上述训练信号后从上述发送机给上述接收机发送的数据，根据上述传播矩阵来运算被输入给上述解调机的同相部分和正交部分。

在本发明的MIMO数据通信***中，具有M根发送天线；具有调制机、发送机及N根接收天线，该发送机具备正交调制机，用来正交调制对各个发送天线的发送信号；在解调机和接收机之间进行数据通信，该接收机具备正交解调机，用来对来自各个接收天线的接收信号进行正交解调。

在这种结构的***中，首先从发送机给接收机发送训练信号。

在接收机一侧，按照M个发送信号矢量的同相部分和正交部分以及N个接收矢量的同相部分和正交部分，来运算表示发送信号矢量和接收信号矢量关系的2N行2M行传播矩阵，该发送信号矢量和接收信号矢量包含调制时产生的上述正交调制机的同相部分偏差和正交部分偏差以及解调时产生的上述正交解调机的同相部分偏差和正交部分偏差。在以往表示为复数部分的传播矩阵，而在本发明的传播矩阵，其特征为，以这样包含IQ失配的同相部分和正交部分来表不。

而且，在发送训练信号后，通过从发送机给接收机发送的数据，根据传播矩阵来运算被输入给解调机的同相部分和正交部分。

根据本发明，可以提供一种可以减低因使用正交调制解调的MIMO通信而产生的IQ失配的MIMO数据通信***。

附图说明

图1说明的是通常MIMO方式的原理。

图2明确表示出图1所示的以往技术所涉及的处于MIMO发送机、接收机内部的正交调制机和正交解调机。

图3表示的是QPSK的星座图中因IQ失配而引起的传输信号失真。

图4表示的是本发明的第一实施示例所涉及的数据通信***的结构和表现传输路径的矩阵。

图5只表示出图4的发送方。

图6只表示出图4的接收方。

图7是表示以往技术所涉及的通信方法和本发明所涉及的通信方法之SNR对BER特性比较的曲线图。

图8表示的是具有二个线性独立信号点的训练信号的星座图示例。

图9表示的是QPSK中训练信号的星座图示例。

图10表示的是BPSK中训练信号和数据的配置关系以及星座图的赋予方法(其一)。

图11表示的是BPSK中训练信号和数据的配置关系以及星座图的赋予方法(其二)。

具体实施方式

下面，采用图4至图11来说明本发明所涉及的各实施方式。

【实施示例1】

下面，采用图4至图7来说明本发明所涉及的第一实施示例。

图4表示的是本发明的第一实施示例所涉及的数据通信***结构和表现传输路径的矩阵。

图5只表示出图4的发送方。

图6只表示出图4的接收方。

图7是表示以往技术所涉及的通信方法和本发明所涉及的通信方法的SNR对BER特性比较的曲线图。

在本发明MIMO数据无线通信***的MIMO发送机101内，最初在由MIMO调制机107进行串行·并行转换、纠错编码及交织之类的处理后，信号被转换成复数表现的形式。在此进行MIMO编码，并且输出与发送天线数相同数目的复数信号。因为复数信号由同相部分和正交部分的2个部分来表示，所以在每个复数信号中存在2个部分的输出。该复数信号由正交调制机105转换成中心频率为无线电波频率的信号，通过M根发送天线102进行传送。

在接收部中，由N根接收天线103所接收到的信号通过MIMO接收机104内的正交解调机转换成基带信号，由同相、正交2个部分组成的复数信号被传送给MIMO解调机108。然后，在MIMO解调机108中，按照与接收天线数相同数目的复数信号进行MIMO解码，此后经过反交织、纠错码的解码及并行·串行转换，来还原数据。

在此，将MIMO传输过程中的发送信号矢量、接收信号矢量作为实数矢量，并且设为，发送信号矢量是由M个复数信号的同相部分和正交部分组成的元素数为2M的矢量，接收信号矢量是由N个复数信号的同相部分和正交部分组成的元素数为2N的矢量，传输路径矩阵T是由2N行2M列组成的实矩阵。由MIMO调制机107执行的MIMO编码和由MIMO解调机108执行的MIMO解码是根据上述传输路径矩阵T来进行的。由于在传输路径矩阵T中包含由正交调制机和正交解调机产生的IQ失配的信号转换M_T、M_T，因而也可以在MIMO编码和解调的过程中对IQ失配进行补偿。

图5只表示出图4的发送方，并且将对应于发送天线102-i从MIMO调制机107输出并输入给正交调制机105-i的同相、正交信号分别设为I_T(i)、Q_T(i)，将从正交调制机105-i输出并通过天线102-i传送的信号设为x(i)。假设正交调制机105-i的振幅失配为G_T(i)，并且相位失配为θ_T(i)，则在I_T(i)、Q_T(i)和x(i)之间，下面(公式5)、(公式6)的关系成立。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x\left(i\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(x\left(i\right)\right)\end{array}\right)=m_T\left(i\right)\left(\begin{array}{c}{I}_T\left(i\right)\\ Q_T\left(i\right)\end{array}\right)$ …(式5)

$m_T\left(i\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_T\left(i\right)/2)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_T\left(i\right)/2)\\ -\sin ({\mathrm{\θ}}_T\left(i\right)/2)& \cos ({\mathrm{\θ}}_T\left(i\right)/2)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\sqrt{G_T\left(i\right)}& 0\\ 0& 1/\sqrt{G_T\left(i\right)}\end{array}\right)$ …(式6)

因而，可以用下面(公式7)的2M行2M列实矩阵来表示传输路径矩阵M_T。

…(式7)

另一方面，图6只表示出图4的接收方。将由接收天线103-i接收并输入给正交解调机106-j的信号设为y(j)，将从正交解调机106-j输出并输入给MIMO解调机108的同相、正交信号分别设为I_R(j)、Q_R(j)。另外，假设正交解调机106-j的振幅失配为G_R(j)，并且相位失配为θ_R(j)，则在y(j)和I_R(j)、Q_R(j)之间，下面(公式8)、(公式9)的关系成立。

$\left(\begin{array}{c}{I}_R\left(j\right)\\ Q_R\left(j\right)\end{array}\right)=m_R\left(j\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y\left(j\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(y\left(j\right)\right)\end{array}\right)$ …(式8)

$m_R\left(j\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos ({\mathrm{\θ}}_R\left(j\right)/2)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_R\left(j\right)/2)\\ -\sin ({\mathrm{\θ}}_R\left(j\right)/2)& \cos ({\mathrm{\θ}}_R\left(j\right)/2)\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\sqrt{G_R\left(j\right)}& 0\\ 0& 1/\sqrt{G_R\left(j\right)}\end{array}\right)$ …(式9)

因而，可以用下面(公式10)的2N行2N列实矩阵来表示传输路径矩阵M_R。

…(式10)

而且，在由图2所示的N行M列实矩阵表示的传输路径矩阵H和由图5所示的2N行2M列实矩阵表示的传输路径矩阵H_IQ之间，存在下面所示的关系。作为H之(j，i)部分的H_ij表示，从发送天线102-i给接收天线103-j的复数信号的传送系数，并且若将发送信号x(i)和接收信号y(j)的关系分为同相、正交部分来表示，则成为下面的(公式11)、(公式12)。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y\left(j\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(y\left(j\right)\right)\end{array}\right)=h_{\mathrm{ji}}\left(\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x\left(i\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(x\left(i\right)\right)\end{array}\right)$ …(式11)

$h_{\mathrm{ji}}=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left(H_{\mathrm{ji}}\right)& -\mathrm{Im}\left(H_{\mathrm{ji}}\right)\\ \mathrm{Im}\left(H_{\mathrm{ji}}\right)& \mathrm{Re}\left(H_{\mathrm{ji}}\right)\end{array}\right)$ …(式12)

因而，可以用下面(公式13)的2N行2M列实矩阵来表示传输路径矩阵H_IQ。

…(式13)

由上面得知，图4的传输路径矩阵T用M_R·H_IQ·M_T来表示，并且可以将因正交调制机105和正交解调机106的IQ失配的信号转换取用于传输路径矩阵中。具体而言，可以在数据发送前将训练信号从发送机方发送给接收机方，来求取传输路径矩阵T，并且如果使用该传输路径矩阵T实施MIMO编码、解码，则IQ失配也被同时补偿。这里，在发送天线的数目和接收天线的数目相等时，可以通过用(公式2)求取传输路径矩阵T的逆矩阵，来得到输入给MIMO解调机108的同相部分和正交部分。

另外，即使在发送天线的数目和接收天线的数目不相等时，也可以采用(公式3)、(公式4)所示的方法，得到要输入给MIMO解调机108的同相部分和正交部分。

对于训练信号的传输路径矩阵T的学习，则不需要单独求取M_T、M_R、H_IQ，只要是连传输路径矩阵T的各元素可以学习即可。还有，下面将有关星座图上优选信号点的赋予方法，进行说明。

根据本实施示例，可以通过MIMO传输方式中的MIMO编码和解码，补偿由发送机的正交调制机和接收机内的正交解调机产生的IQ失配。另外，与使用以往MIMO传输技术的情形相比，可以抑制因IQ失配而产生的BER恶化，因此能够以高于以往的传输速率进行数字数据通信。

若具体从以往方式和本发明方式的SNR对BER特性比较的这种观点出发，对其进行表示，则如图7所示。该图用来比较由4根发送天线、4根接收天线采用ZF方式对64QAM信号进行MIMO传输时的模拟结果。

将4个正交调制机的振幅失配设为1.03、0.98、1.05、1.01，将相位失配设为4°、2°、0°、-3°，并且将4个正交解调机的振幅失配设为1.05、0.96、1.01、1.03，将相位失配设为3°、-2°、-1°、1°。实线表示没有IQ失配的情形。对于用口(方块)所示的以往方式，因IQ失配而产生的影响使BER从10^-2开始下降。对此，就本发明的方式来说，如用○(圆圈)所示，则几乎不受到IQ失配的影响，而获得与没有IQ失配时大致同等的BER。这样表示出，根据本实施方式的方法，可以抑制因IQ失配而引起的BER恶化。

如同由上面的实施示例所理解的那样，本发明的数据通信方法通过采用大的多值数的调制方式的数据通信，带来更大的效果。原因是，根据以往方式，多值数越大，因IQ失配而引起的BER恶化越是增大。另外，即便采用在进行数据通信时按照SNR来变更调制多值数的数据通信方式，也能获得较大的效果。在这种数据通信方式中，例如有由IEEE802.11n进行标准化的无线LAN***。在这种***中，虽然在SNR较高时要使调制多值数增加来提高传输速率，但是如同上述非专利文献2所说明的那样，由于因IQ失配的影响使BER恶化，因而发生传输速率不加快这样的问题。如果使用了本发明的数据通信方法，则可以避免这种问题。

【实施示例2】

下面，采用图8至图11，说明本发明的MIMO数据通信中训练信号的赋予方法。

图8表示的是具有二个线性独立信号点的训练信号星座图示例。

图9表示的是QPSK中训练信号的星座图示例。

图10及图11表示的是，在双相移键控调制(BPSK：Binary PhaseShift Keying)中训练信号和数据的配置关系以及星座图的赋予方法。

根据本发明的方法，由于将MIMO传输中的传输路径矩阵分为复数信号的同相部分和正交部分来表现，因而需要在传输路径矩阵训练信号的星座图中配置相互线性独立的2个以上信号点。例如，图8所示的星座图上的信号点109-1和109-2为线性独立，因此可以将由该星座图构成的信号作为本发明的训练信号来使用。

另外，也可以在训练信号中使用图9所示的QPSK信号。虽然信号点109-1和109-3是线性相关，并且信号点109-2和109-4也是线性相关，但是信号点109-1、109-3和信号点109-2和109-4是线性独立，因此可以由QPSK构成本发明的训练信号。

再者，如图10所示，将训练信号按时间方向分割为2，在2个训练信号中也可以使用相位相互相差90°的BPSK信号。由BPSK所构成的前一半训练信号的信号点109-1和109-3是线性相关，后一半训练信号的信号点109-2和109-4也是线性相关。但是，由于在前一半和后一半中其相位相差90°，因而前一半和后一半的训练信号为线性独立。因而，即便是图10所示的星座图，也可以作为本发明的训练信号来使用。

另外，也可以由BPSK来构成训练信号，并且每次输出训练信号都使BPSK的相位旋转90°。训练信号不按时间方向邻接也可以。再者，在2个训练信号之间也可以加入数据等与训练信号不同的信号。由图11所示的BPSK所构成的训练信号1的信号点109-1和109-3是线性相关，训练信号2的信号点109-2和109-4也是线性相关。但是，训练信号1和训练信号2相位相差90°，因此训练信号1和2为线性独立。因而，可以作为本发明的训练信号来使用。

还有，在以往的无线LAN中，由于训练信号由BPSK来构成，因而即使是以后将要进行标准化的新无线LAN标准，为了取得后向互换性，也要求使用由BPSK构成的训练信号。因而，与图8和图9所示的星座图相比，如图10和图11所示，由BPSK来构成训练信号在无线LAN的利用过程中亲和性更高。

本发明可以使用于ZF方式、最大似然检测方式、时间空间编码方式及固有模式传输方式等其他各种各样的MIMO方式。另外，不限于无线LAN那样的固定无线通信，还可以利用于移动电话等的移动无线通信。

本发明中的正交调制/正交解调特别指的是以模拟进行的方式的正交调制/正交解调。以数字形式进行的正交调制/解调方式一般被称为「数字IF」，区别于狭义的正交调制/正交解调。数字IF虽然有不发生IQ失配这样的优点，但是对A/D转换机或D/A转换机的要求性能变得严格等的技术问题也较多，因此在现状下不能通过无线LAN等加以实用化。

不过，考虑到将来在数字IF得以实用化时，如果收发机的任一个由模拟方式的正交调制机或正交解调机来构成，则依然能产生IQ失配的问题。因此，本发明在这样的数字方式的调制/解调方式即混合存在数字IF的模拟调制方式的无线数据通信***以及无线数据通信方法中也是有效的。

符号说明

101…MIMO发送机

102…发送天线

103…接收天线

104…MIMO接收机

105…正交调制机

106…正交解调机

107…MIMO调制机

108…MIMO解调机

109…星座图上的信号点

Claims (9)

1.一种无线数据通信***，用来在具有M根发送天线的发送机和具有N根接收天线的接收机之间进行数据通信，其特征为：

上述发送机具备调制机，用来调制对各个发送天线的发送信号，

上述接收机具备解调机，用来对来自各个接收天线的接收信号进行解调，

从上述发送机给上述接收机发送训练信号，

根据M个发送信号矢量的同相部分和正交部分、及N个接收矢量的同相部分和正交部分，来运算表示发送信号矢量和接收信号矢量的关系的2N行2M行传播矩阵，该发送信号矢量和接收信号矢量包含调制时产生的上述调制机的同相部分偏差和正交部分偏差以及解调时产生的上述解调机的同相部分偏差和正交部分偏差；

利用在发送上述训练信号后从上述发送机给上述接收机发送的数据，根据上述传播矩阵来运算被输入给上述解调机的同相部分和正交部分。

2.根据权利要求1所述的无线数据通信***，其特征为，

为了确定上述传输路径矩阵，而使用训练信号，该训练信号对于一个发送天线在星座图上至少具有二个线性独立的信号点。

3.根据权利要求1所述的无线数据通信***，其特征为，

采用QPSK来构成上述训练信号。

4.根据权利要求2所述的无线数据通信***，其特征为，

从第一训练信号和第二训练信号提取各个信号点，采用上述提取的信号点在星座图上的相位相互相差90°的BPSK来构成。

5.根据权利要求2所述的无线数据通信***，其特征为，

由BPSK来构成上述训练信号，每次传送上述训练信号都使上述训练信号在星座图上的信号点的相位旋转90°。

6.一种无线数据通信方法，用来在具有M根发送天线的发送机和具有N根接收天线的接收机之间进行数据通信，其特征为，

上述发送机用来调制对各个发送天线的发送信号并将数据从上述发送天线进行发送，

上述接收机用来对来自各个接收天线的接收信号进行解调并取出数据，

具有下述步骤：

从上述发送机给上述接收机发送训练信号的步骤；

按照M个发送信号矢量的同相部分和正交部分以及N个接收矢量的同相部分和正交部分，来运算表示发送信号矢量和接收信号矢量的关系的2N行2M行传播矩阵的步骤；该发送信号矢量和接收信号矢量包含调制时产生的上述调制机的同相部分偏差和正交部分偏差以及解调时产生的上述解调机的同相部分偏差和正交部分偏差；

在发送上述训练信号后，将数据从上述发送机发送给上述接收机，从上述发送天线发送给上述接收天线的步骤；

利用所发送的数据，根据上述传播矩阵来运算被输入给上述解调机的同相部分和正交部分的步骤。

7.根据权利要求6所述的无线数据通信方法，其特征为，

采用QPSK来构成上述训练信号。

8.根据权利要求6所述的无线数据通信方法，其特征为，

从第一训练信号和第二训1练信号提取各个信号点，采用上述提取的信号点在星座图上的相位相互相差90°的BPSK来构成。

9.根据权利要求6所述的无线数据通信方法，其特征为，

由BPSK来构成上述训练信号，每次传送上述训练信号都使上述训练信号在星座图上的信号点的相位旋转90°。

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