KR20050045890A

KR20050045890A - 스위칭 전원회로

Info

Publication number: KR20050045890A
Application number: KR1020040091461A
Authority: KR
Inventors: 야스무라마사유키
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2003-11-12
Filing date: 2004-11-10
Publication date: 2005-05-17
Also published as: EP1531539A2; CN1617435A; JP2005168276A; US7054167B2; US20050099826A1

Abstract

고역률이 유지되는 동안에 전원변환효율을 개선하는 스위칭 전원회로가 기술되어 있다. 전류공진 변환기의 역률은 스위칭 출력을 정류전류 경로상으로 공급함으로써 개선되므로 정류전류를 선택적으로 차단하게 된다. 그러므로 교류입력전류의 도전 각도(conduction angle)를 확장하게 된다. 그러므로, 전원쵸크코일의 삭제를 통해 전원변환효율의 개선을 도모하게 된다. 게다가, 절연 변환기 트랜스포머의 자속밀도는 소정의 레벨보다 더욱 낮게 설정되므로, 부하변동 또는 입력전압에 관계없이 2차측 정류전류는 정상적으로 연속적인 모드를 유지하게 된다. 이에 의해 상기 2차측 정류전류가 비연속모드에 있게 되는 경우에 나타나는 전력손실을 감소시키고 그에 의해 전원변환효율의 개선을 달성하게 된다.

Description

스위칭 전원회로{switching power supply circuit}

본 발명은 여러 가지 전자 장치내에서 전원으로 제공되는 스위칭 전원회로에 관한 것이다.

최근에는, 비교적 높은 전류와 고주파 전압을 이겨낼 수 있는 스위칭 소자의 개발에 의해, 희망하는 직류전압을 얻기 위해서 상업적인 전원장치로부터 교류전압을 정류하는 대부분의 전원회로는 스위칭 시스템의 전원회로로서 형성된다.

스위칭 전원회로는 트랜스포머와 다른 부품들의 크기를 감소시키기 위해서 높은 스위칭 주파수를 이용하며 여러 가지 전자 장치의 전원으로 이용되기 위해 고전력의 직류-직류 변환기로 형성된다.

게다가, 종래에는, 교류 입력전압이 정류되면, 평활회로를 통해 흐르는 전류는 전원의 이용시에 효율을 나타내는 역률을 악화시키는 왜곡된 파형을 가지게 된다는 것이 알려져 있다.

게다가, 왜곡된 파형을 가지는 전류로부터 발생하는 더 높은 고조파(harmonics)는 부하측에 부정적인 영향을 끼칠 가능성을 가지고 있으므로, 전류 파형내의 이러한 왜곡을 제거하는 대책이 요구된다.

그러므로, 상업적인 전원 쵸크코일이 교류 전원라인내에 직렬로 삽입되어 교류 입력 전류의 도전 각도를 확장하고 역률의 개선을 달성하게 되는 스위칭 전원회로(소위, 쵸크 입력 시스템)가 이미 공지되어 있다.

도 30은, 쵸크 입력 시스템에 따라 역률을 개선하는 대책을 포함하는 종래의 스위칭 전원회로의 구성을 도시하고 있다.

도 30에 도시된 전원회로는 독립적으로 여기되는 형태의 전류공진 변환기와 부분전압 공진회로의 결합을 1차측의 구성으로 채택한 것이다.

도 30을 참조하면, 도시된 전원회로는 한 쌍의 필터 커패시터(CL)와 상업적인 교류전원(교류)의 라인을 위한 공통 모드 쵸크코일(CMC)로 구성되는 잡음필터를 포함한다.

잡음필터의 다음 단계에서는, 브릿지 정류 다이오드(Di)와 평활 커패시터(Ci)를 포함하는 전파정류 평활회로가 제공되어 있다. 정류평활전압(Ei)(직류입력전압)은 브릿지 정류 다이오드(Di)와 평활 커패시터(Ci)에 수행되는 협동적인 전파정류 동작에 의해 평활 커패시터(Ci)상에서 얻어진다. 정류평활전압(Ei)은 교류 입력전압(V교류)과 동일한 레벨을 가지고 있다.

게다가, 전원쵸크코일(PCH)은, 상업적인 교류전원(교류)의 라인내에서 도 30에 도시된 잡음필터와 브릿지 정류 다이오드(Di) 사이에 직렬로 삽입된다.

스위칭 동작을 수행하기 위해서 직류 입력전압을 수신하는 전류공진 변환기는 하프 브릿지 형태로 연결된 MOS-FET의 형태로 형성되어 있는 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 포함하고 있다. 바디 다이오드(body diode)의 형태로 되어 있는 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 드레인들과 소스들의 사이에서 도 30에 도시된 방향으로 병렬로 각각 연결되어 있다.

부분 공진 커패시터(Cp)는 스위칭 소자(Q2)의 드레인과 소스 사이에서 병렬로 접속되어 있다. 부분 공진 커패시터(Cp)의 용량과 1차 권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)는 병렬공진회로(부분 전압 공진회로)를 형성한다. 그러므로, 단지 스위칭 소자(Q1, Q2)의 비동작시에만 전압공진이 나타나는 부분 전압 공진동작이 얻어진다.

전원회로내에서, 스위칭용 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동시키기 위해서, 일반용 IC에 의해 일반적으로 형성되는 발진 및 구동회로(2)가 제공된다. 발진 및 구동회로(2)는 도시되지 않은 발진회로와 구동회로를 포함한다. 발진회로와 구동회로는 협력적으로 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트에 인가되며 요구되는 주파수의 구동신호(게이트 전압)를 생성한다. 결과적으로, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 희망하는 스위칭 주파수내에서 스위치 온/오프를 교대적으로 수행하는 스위칭 동작을 수행한다.

분리 변환기 트랜스포머(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측으로 전달한다. 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)은 그 한 단부에서 1차측 직렬공진 커패시터(C1)의 직렬연결을 통해 스위칭 소자(Q2)의 드레인과 스위칭 소자(Q1)의 소스 사이의 노드(스위칭 출력 포인트)에 연결되어 있다. 그러므로, 스위칭 출력이 전달된다.

1차 권선(N1)은 그 다른 단부에서 1차측 접지에 연결되어 있다.

1차 권선(N1)을 포함하는 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 누설 인덕턴스(L1)와 직렬 공진 커패시터(C1)의 용량은 전류 공진형의 동작이 1차측 스위칭 변환기의 동작이 되도록 하기 위해서 1차측 직렬공진회로를 형성하게 된다.

그러므로, 상기 설명으로부터, 상기한 1차측 스위칭 변환기는 1차측 직렬공진회로(L1-C1)에 의한 전류공진형태의 동작과 상술한 부분전압 공진회로(Cp//L1)에 의한 부분전압 공진동작을 제공한다.

즉, 도 30에 도시된 전원회로는 다른 공진회로와 공진형태의 변환기와 같은 1차측 스위칭 변환기를 형성하기 위한 공진회로의 결합을 포함하는 구성을 가지고 있다. 본 명세서에서는, 상술한 형태의 스위칭 변환기가 복합 공진 변환기로 일컬어진다.

도면에 도시되지 않았지만, 분리 변환기 트랜스포머(PIT)는 페라이트 물질로 된 E형태 코어들의 결합을 포함하는 EE형태 코어이다. 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 배선 수용부는 1차측과 2차측에 대한 권선 수용부들로 분할된다. 다음의 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2A, N2B)은 EE 형태 코어의 중앙 자기 레그(leg)상에 권선되어 있다.

간격(G)은 EE 형태 코어의 중앙 자기 레그내에 형성된다. 특히, 간격(G)은 거의 1.0mm의 크기로 형성되므로, 약 0.85의 결합계수(k)가 얻어진다.

게다가, 도 30에 도시된 회로내에서는, 2차 권선(N2A, N2B)과 1차 권선(N1)의 권선의 수는 2차측 권선의 각 권수(1T) 마다 유기된 전압레벨이 5 V/T가 되도록 설정된다.

분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 2차 권선(N2)은 중앙 탭을 가지고 있으며 두 개의 권선(N2A, N2B)으로 분할된다. 1차 권선(N1)으로 전달된 스위칭 출력에 대응하는 교류전압은 2차 권선(N2A, N2B)의 각각에서 여기된다.

2차 권선(N2)의 중앙 탭은 2차측 접지에 연결되어 있다. 전파정류회로는 2차 권선(N2A, N2B)에 연결되어 있다. 그리고 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C0)를 포함한다. 결과적으로, 2차측 직류 출력전압(E0)은 평활 커패시터(C0)의 전압으로 얻어진다. 2차측 직류 출력전압(E0)은 도시되지 않은 부하에 공급되며 아래에 기술된 제어회로(1)를 위한 검출전압으로 입력된다.

제어회로(1)는 2차측 직류 출력전압(E0)의 레벨 변화에 대응하는 검출 출력을 발진 및 구동회로(2)에 공급한다. 발진 및 구동회로(2)는 제어회로(1)에 입력되는 검출 출력에 응답하여 변화하는 스위칭 주파수를 가지고 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동한다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수가 이와같이 변화되므로, 2차측 직류 출력전압의 레벨이 안정화된다.

도 30에 도시된 바와같이 쵸크 입력 시스템에 의한 역률의 개선을 실현하기 위한 이러한 구성에 따르면, 상술한 바와같이 상업적인 교류전원(교류)의 라인내에서 직렬로 삽입된 전원 쵸크 코일(PCH)이 상업적인 교류전원의 주파수 영역내에서 전력을 평활시키며(smooth) 교류입력전류(I교류)의 도전 각도를 확장시키므로 역률이 개선된다.

일본 공개특허 번호 2003-189617호는 관련된 스위칭 전원회로를 기술하고 있다.

쵸크 입력 시스템을 채택하는 도 30의 회로에서는, 코어의 철 손실(iron loss)과 코일들의 구리 손실로부터 발생한 리액티브 전력은 전원 쵸크 코일(PCH)에 의해 생성된다. 이와같이 전원 쵸크 코일(PCH)에 의해 생성된 리액티브 전력은 전원회로의 교류-직류 전력변환 효율을 저하시킨다.

역률개선의 충분한 효과를 얻기 위해서 전원 쵸크 코일(PCH)의 인덕턴스 값이 더 높게 설정되면, 상술한 이러한 철 손실과 구리 손실은 증가하게 되며, 이에 의해 전력변환효율의 열화가 발생하게 된다.

본 발명의 목적은 높은 역률을 유지하면서 전력변환효율의 개선을 달성하는 스위칭 전원회로를 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따르면, 정류된 평활전압을 얻기 위해서 교류 전압을 입력으로 수신하는 정류평활부와, 스위칭 동작을 수행하기 위해서 상기 정류된 평활전압을 직류 입력전압으로 수신하는 스위칭 소자를 포함하는 스위칭부와, 상기 스위칭 동작을 수행하기 위해서 소정의 스위칭 주파수에서 상기 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 구동부를 포함하는 스위칭 전원회로가 제공된다.

상기 스위칭 전원회로는, 상기 스위칭부의 상기 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력을 수신하기 위해 권선된 1차측 권선과, 상기 1차측 권선에 의해 얻어지는 상기 스위칭 출력을 이용하여 교류전압을 여기시키기 위해 권선된 이차 권선을 포함하는 절연 변환기 트랜스포머포와, 상기 절연 변환기의 상기 1차측 권선의 누설 인덕턴스성분과 상기 1차측 권선에 직렬로 연결된 1차측 직렬공진 커패시터의 용량으로 형성되어 상기 스위치부를 전류 공진 형태의 동작을 수행시키는 상기 1차측 직렬공진회로와, 2차측 평활 커패시터와, 2차측 직류 출력전압을 상기 2차측 평활 커패시터의 전압으로 얻기 위해서, 상기 절연변환기 트랜스퍼머의 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류 전압을 정류하고 상기 2차측 평활 커패시터를 최종 전류로 충전시키는 직류 출력 전압 발생부와, 상기 2차측 직류 출력 전압의 정전압 제어를 수행하기 위해서 상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 응답하여 상기 스위칭 구동부의 상기스위칭 주파수를 가변적으로 제어하는 정전압 제어부와, 상기 스위칭부의 스위칭 출력에 근거하여 교류전압을 상기 정류 평활부 내에서 형성되는 정류 전류 경로로 피드백하고, 상기 스위칭 출력에 근거하여 상기 교류전압을 이용하여, 상기 정류 평활부내에 제공된 정류소자에 의해 정류된 전류성분을 선택적으로 차단하여 역률을 개선하는 역률개선회로로 구성되며, 상기 절연 변환기 트랜스포머는 상기 2차측 직류 출력전압에 연결된 부하조건과 상기 교류전압의 변화에 관계없이 상기 직류출력 전압발생회로내에 흐르는 2차측 정류전류가 연속적인 모드를 가지는 소정의 레벨에서 자속밀도가 설정되도록 형성된다.

스위칭 전원회로에서는, 전류공진 변환기가 1차측 스위칭 변환기로 형성된다. 게다가, 역률개선은 스위칭부의 스위칭 출력을 입력교류전압을 위한 정류평활회로의 정류전류 경로상으로 공급함으로써 개선되므로 정류전류를 선택적으로 차단하게 된다. 그러므로 교류입력전류의 도전 각도(conduction angle)를 확장하게 된다.

상기 구성에 따르면, 예를 들어, 종래의 스위칭 전원회로내에서 사용되는 전원 쵸크 코일에 대한 필요성이 없어진다.

게다가, 절연 변환기 트랜스포머의 자속밀도는 입력교류전압의 레벨 변화 또는 부하의 변동이 발생하더라도, 2차측 정류전류는 정상적으로 연속적인 모드를 유지하게 되도록 정의 레벨에서 설정된다. 2차측 정류전류가 연속모드를 가지는 경우에, 2차측 정류전류의 연속 구간은 교류의 경우의 연속구간과 비교했을 때에 확장되며, 2차측 정류전류는 비연속적인 모드를 가지게 된다. 결과적으로, 2차측 정류전류의 피크 레벨은 억제된다. 결과적으로, 2차측 정류전류가 비연속 모드에 있기 때문에 스위칭 전원이 과부하 상태에 있는 경우에는 종래의 스위칭 전원회로는 2차측 정류전류가\의 연속 손실의 증가를 나타내지만, 본 발명의 스위칭 전원회로는 연속 손실의 증가를 억제하게 된다.

그러므로, 스위칭 전원회로에서는, 역률개선을 위해 정상적으로 제공된 전원 쵸크 코일이 제거될 수 있으므로, 전력변환효율은 이러한 전력 쵸크 코일에 의해 발생할 수 있는 리액티브 전력의 발생이 없이도 개선될 수 있다.

게다가, 절연 변환기 트랜스포머의 자속밀도는 소정의 레벨로 설정되므로, 2차측 정류전류의 비연속 구간내에서 나타나는 리액티브화 소자의 연속 손실이 억제될 수 있다. 결과적으로, 이러한 연속손실에 의해 발생되는 리액티브 전력의 감소가 억제된다. 즉, 이에 의해 역률을 개선하기 위한 구성을 가지는 스위칭 전원회로의 전력변환효율의 개선이 달성된다.

도 1은, 앞으로 기술되는 본 발명의 제 1실시예에 근거하고 본 발명이 적용되는 스위칭 전원회로의 기본 구성을 도시하고 있다.

도 1에 도시된 스위칭 전원회로는 기본적으로 도 30을 참조하여 상술한 스위칭 전원회로의 구성을 채택하고 있으며, 교류-직류 전력변환효율의 개선을 달성하기 위해서 2차 측에 형성된 동기정류회로를 포함한다.

여기에서, 교류-직류 전력변환효율과 바로 언급한 동기정류회로간의 관계가 간단하게 기술된다.

먼저, 1차 측의 스위칭 요소의 스위칭 주파수가 2차 측 직류 출력전압의 안정화를 달성하기 위해서 가변적으로 제어되는 구성을 가지는 경우에, 아래에 기술되는 현상이 발생한다고 일려져 있다. 특히, 1차 측의 스위칭 주파수가, 예를 들어 부하가 가벼운 부하가 될 때에 안정화 제어에 의해 낮게 억제되는 경우에, 1차 측의 직렬공진회로에 흐르는 직류 공진 전류와 2차 측의 정류회로에 흐르는 2차 측 정류전류는 연속적으로 흐르지 않는다(전류 비연속 모드).

상술한 이러한 비연속 모드 조건에서는, 1차측 직렬 공진 전류가 흐르는 구간보다 더 짧은 구간내에서 2차측 정류전류가 흐르는 전류 비연속 상태가 발생하게 된다. 정류전류가 이와같이 더 짧은 구간동안에 흐르게 되는 경우에, 정류전류의 피크 레벨은 비교적 높아지게 되며, 결과적으로 2차측의 정류 다이오드의 연속손실이 비교적 높게 된다.

도 30을 참조하여 기술된 회로내에서, 비연속모드가 입력될 때에 나타나는 이러한 정류 다이오드의 연속 손실은 2차 측에 대응하는 전력 손실을 일으키게 된다.

상술한 부하변화에 의해 그리고 상업적인 교류 전원(교류)에 의해 2차측 직류 출력 전압의 레벨이 변화되므로, 스위칭 주파수 변화제어에 의한 안정화 제어는 상업적인 교류 전원(교류)의 변화에 근거하여 동등하게 작용한다는 사실이 확인을 위해 기술되었다. 따라서, 상업적인 교류 전원(교류)의 레벨 변화는 이러한 비연속 모드의 역률을 상술한 바와같이 만들 수 있다.

그러므로, 정류 다이오드의 이러한 연속 손실에 의해 2차측의 전력 손실을 감소시키는 기술로서, 저항이 낮은 MOS-FET이 정류를 위해 사용되는 동기정류회로를 형성한다는 것이 알려져 있다.

동기정류회로는, 예를 들어, 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 2차측 권선(N2)(2차 권선 : N2A, N2B)에서 얻어지는 교류 전압을 검출하기 위한 저항소자와, MOS-FET가 검출된 전압에 의해 정류소자로서 구동된다. 저항이 낮은 MOS-FET이 정류소자로서 이용되므로, 정류소자의 연속 손실은 감소되며 결과적으로 2차측의 전력 손실이 감소된다.

이와같이 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 2차 권선(N2)에서 얻어지는 교류 전압의 저항기에 의한 검출 결과에 근거하여, MOS-FET이 정류소자로 구동되는 동기정류회로의 구성이 앞으로는, 권선전압 검출 시스템으로 일컬어진다.

그러나, 이러한 권선전압 검출 시스템의 동기정류회로가 상술한 전류 비연속 모드내에 있다면, 평활 커패시터로 흐르는 충전 전류가 0레벨로 감소된 후에, 동일한 극성의 1차측 직렬 공진 전류가 비연속 구간내에서 계속하여 흐르게 된다. 그러므로, 2차 권선(N2)의 유기된 전압은 극성의 반전을 나타내지 않으며 그 구간내에서 MOS-FET은 완전히 오프 상태로 되어 있지 않고 온 상태를 유지한다.

평활 커패시터로 흐르는 충전 전류가 0레벨로 감소된 후에, MOS-FET이 온 상태에 있다면, 그 구간내에서는, 역방향내의 전류가 정류전류로 흐르게 되며, 리액티브 전력은 역방향 전류에 의해 발생하게 된다.

이에 의해, 권선전압 검출 시스템의 종래의 동기정류회로에서는, 저항이 낮은 정류소자의 연속 손실이 감소되지만, 전력변환효율의 효과적인 개선은 역방향 전류에 의한 리액티브 전력의 발생으로 인해 완전히 달성될 수 없다.

그러므로, 도 1에 도시된 전원회로에서는, 역률 개선을 위한 구성을 포함하는 전원회로의 전력변환효율의 개선을 달성하기 위해서 아래와 같은 구성이 이용된다.

도 1을 참조하면, 도시된 전원회로에서는, 도 30을 참조하여 기술된 종래의 전원회로의 경우와 같이, 잡음필터가 한 쌍의 필터 커패시터(CL)와 상업적인 교류전원(교류)의 라인을 위한 공통 모드 쵸크코일(CMC)로 형성된다.

전파정류 평활회로는 잡음필터의 후속되는 단계로 연결되며, 정류 다이오드(D1-D4)로 형성되는 브릿지 정류회로(Di)와, 한 개의 평활 커패시터(Ci)를 포함한다. 전파정류 평활회로는 브릿지 정류 다이오드(Di)의 전파정류 동작에 의해 평활 커패시터(Ci)에 걸리는 교류 입력 전압(V교류)의 레벨과 동일한 레벨의 정류된 평활전압(Ei)(직류 입력 전압)이 발생하게 된다.

또한, 도 1에 도시된 전원회로에서는, 전원 쵸크 코일(PCH)이 도 1에 도시된 바와같이 잡음필터와 브릿지 정류회로(Di) 사이에서 직렬로 삽입되어 있다.

즉, 도 1에 도시된 회로는 상술한 전원 쵸크 코일(PCH)을 포함하는 쵸크 입력 시스템에 따라 역률의 개선을 달성하기 위해 구성되어 있다.

스위칭 동작을 수행하기 위해서 직류 입력 전압을 수신하는 전류 공진 변환기는 하프 브릿지 연결 형태로 연결된 MOS-FET의 형태의 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)로 구성되는 스위칭 회로를 포함한다.

댐퍼 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 드레인들과 소스들의 사이에서 각각 병렬로 연결되어 있다. 댐퍼 다이오드(DD1)의 애노드와 캐소우드는 스위칭 소자(Q1)의 소스와 드레인에 각각 연결되어 있다.

이와같이, 댐퍼 다이오드(DD2)의 애노드와 캐소우드는 스위칭 소자(Q2)의 소스와 드레인에 각각 연결되어 있다. 대퍼 다이어드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 위해 각각, 제공된 바디 다이오드이다.

부분 공진 커패시터(Cp)는 스위칭 소자(Q2)의 드레인과 소스사이에 병렬로 연결되어 있다. 또한 이 경우, 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)의 부분 공진 커패시터(Cp)의 용량과 누설 인덕턴스(L1)는 병렬공진회로(부분전압 공진회로)를 형성한다. 그러므로, 스위칭 소자(Q1, Q2)가 비동작시에만 전압공진이 발생하는 부분전압 공진동작이 얻어진다.

전원회로는 스위칭용 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동시키기 위한 발진 및 구동회로(2)를 추가로 포함한다. 발진 및 구동회로(2)는 도시되지 않은 발진회로와 구동회로를 포함한다. 그리고 범용성 IC에 의해 형성되어 있다. 발진 및 구동회로(2)의 발진회로와 구동회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트에 인가되는 소망하는 주파수의 구동신호(게이트 전압)를 협력적으로 생성하게 된다. 결과적으로, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 소망하는 스위칭 주파수내에서 스위치 온/오프를 교대적으로 수행하는 스위칭 동작을 실행하게 된다.

분리 변환기 트랜스포머(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측으로 전달하기 위해 제공되어 있다.

또한 이 경우, 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)은 그 한 개의 단부가, 1차측 병렬공진 커패시터(C1)의 직렬 연결을 통해 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인 사이의 노드(스위칭 출력 포인트)에 연결되어 있다. 그러므로 스위칭 출력이 전달된다.

또한 도 1에 도시된 회로에서는, 1차측 권선(N1)은 1차측 접지에 그 다른 단부가 연결되어 있다.

분리 변환기 트랜스포머(PIT)는 앞으로 기술되는 구조를 가지고 있으며, 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)은 필요한 누설 인덕턴스(L1)를 가지고 있다. 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 직렬공진 커패시터(C1)의 용량과 누설 인덕턴스(L1)는 전류공진형태의 동작을 1차측 스위칭 변환기의 동작으로서 수행하기 위해서 1차측 직렬공진회로를 형성한다.

그러므로, 또한 이 경우, 상기한 1차측 스위칭 변환기는 1차측 직렬공진회로(L1-C1)에 의한 전류공진형태의 동작과 상기한 부분전압 공진회로(Cp//L1)에 의한 부분전압 공진동작을 수행한다. 그러므로, 도 1에 도시된 전원회로는 1차측 스위칭 변환기를 공진형태의 공진회로로 형성하기 위한 공진회로와 다른 공진회로를 결합한 것을 포함한다.

또한 이 경우, 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 2차 권선(N2)은 중앙 탭에 있는 2차 권선(N2A)과 다른 2차 권선(N2B)을 포함한다.

도 1에 도시된 회로에서는, 그러나, 전파정류를 위한 동기정류회로가 2차 권선(N2A, N2B)을 위해 제공되어 있다. 동기정류회로는 도 1에 도시된 정류소자로서 N-채널 MOS-FET(Q3, Q4, Q5, Q6)을 포함한다.

저전압 저항특성의 트렌치(trench) 구조를 가지는 MOS-FET은, 예를 들어 낮은 저항을 얻기 위해서 MOS-FET(Q3-Q6)을 위해 선택된다.

분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 2차 권선(N2)의 중앙 탭 출력은 도 1에 도시된 인덕터(Ld)의 직렬연결을 통해 평활 커패시터(C01, C02, C03, C04)의 양극의 다이오드에 연결되어 있다. 특히, 평활 커패시터(C01, C02, C03, C04)의 병렬연결회로는 2차측 정류전류를 충전하기 위해서 평활 커패시터로서 연결되어 있다. 다수의 평활 커패시터가 이와같이 병렬로 연결되어 있는 이유는 직류 출력 전압(E0) = 5V의 낮은 전압과 부하전류=30A의 높은 전류의 조건에 대해서 도 1의 회로가 준비되도록 하기 위한 것이기 때문이다.

2차 권선(N2)의 한 단부(2차 권선(N2B)측의 단부)는 MOS-FET(Q3)의 드레인과 MOS-FET(5)의 드레인 사이의 노드에 연결되어 있다. MOS-FET(Q3, Q5)의 소스들의 결합은 2차측 접지에 연결되어 있다.

이와같이, 2차 권선의 다른 단부(2차 권선(N2A)측의 다른 단부)는 MOS-FET(Q4)의 드레인과 MOS-FET(6)의 드레인 사이의 노드에 연결되어 있다. MOS-FET(Q4, Q6)의 소스들의 결합은 2차측 접지에 연결되어 있다. MOS-FET(Q3,Q4, Q5, Q6)의 드레인들과 소스들의 사이에는, 각각 바디 다이오드(DD3, DD4, DD5, DD6)가 연결되어 있다는 사실이 중요하다.

상술한 연결구조에 따르면, MOS-FET(Q3, Q5)의 병렬연결회로는 2차 권선(N2B)을 포함하는 정류전류 경로내에 직렬로 삽입되어 있다. 한편, MOS-FET(Q4, Q6)의 병렬연결회로는 2차 권선(N2A)을 포함하는 정류전류 경로내에 직렬로 삽입되어 있다.

게다가, 인덕터(Ld)는 평활 커패시터(C01-C04)의 병렬연결회로와 2차 권선(N2)의 중앙 탭 사이에 직렬로 삽입되어 있다. 이 경우 인덕터(Ld)는 비교적 낮은 인덕턴스, 예를 들어, 약 0.6μH를 가지고 있다.

게다가, 도 1에 도시된 동기정류회로에서는, MOS-FET(Q3, Q5)을 구동하는 구동회로는 MOS-FET(Q3, Q5)의 게이트들과, 중앙 탭으로부터 멀리 있는 2차 권선(N2A)의 단부 사이에 공통적으로 연결되어 있는 게이트 저항(Rg1)으로 형성된다.

이와같이, MOS-FET(Q4, Q6)을 구동하는 구동회로는 MOS-FET(Q4, Q6)의 게이트들과, 중앙 탭으로부터 멀리 있는 2차 권선(N2B)의 단부 사이에 공통적으로 연결되어 있는 게이트 저항(Rg2)으로 형성된다.

즉, MOS-FET(Q3, Q5)은 2차 권선(N2A)내에서 여기되는 교류전압이 게이트 저항(Rg1)에 의해 검출될 때에 도정성이 된다. 한편, MOS-FET(Q4, Q6)은 모두 2차 권선(N2B)내에서 여기되는 교류전압이 게이트 저항(Rg2)에 의해 검출될 때에 도정성이 된다.

MOS-FET의 게이트에 전압이 인가되면, 드레인-소스가 단지 저항기와 동등하게 되므로, 전류가 반대 방향으로 흐르게 된다. MOS-FET이 2차측의 정류소자로서 기능하도록 할 때에는, 전류가 2차측 평활 커패시터(평활 커패시터(C01-C04))의 양극이 충전되는 방향에서만 흘러야 된다. 전류가 역방향으로 흐르게 되면, 2차측 평활 커패시터로부터 분리 변환기 트랜스포머(PIT)측으로 방전 전류가 흐르게 되며, 그에 의해 전력이 부하측으로 효과적으로 전달될 수 없게 된다. 게다가, 역전류는 MOS-FET 에 의한 열의 발생 또는 잡음의 생성과 1차측에 스위칭 손실을 발생을 일으키게 된다.

상기한 구동회로들은 MOS-FET(Q3-Q6)을 구동하여 그것들이 스위치하기 위해 제공되므로, 2차측 평활 커패시터의 양국 단말이 2차 권선의 전압검출에 근거하여 충전되는 방향(이 경우, 소스로부터 드레인으로 향하는 방향)내에서만 흐르게 된다. 즉, 이 경우 동기정류회로는 권선전압 검출시스템에 따라 정류회로와 동기하여 MOS-FET이 온/오프되도록 구동되는 회로 구조를 가지고 있다.

이 경우, 쇼트키 다이오드(Dg1, Dg2)는 MOS-DET(Q3, Q5)의 세트와 MOS-DET(Q4, Q6)의 세트를 위한 구동회로 시스템을 형성하는 게이트 저항기(Rg1, Rg2)에 도 1에 도시된 방향에서 병렬로 연결되어 있다. 쇼트키 다이오드(Dg1, Dg2)는 MOS-FET(Q3, Q5)과 MOS-DET(Q4, Q6)을 비동작상태로 만들 때에 그것들의 게이트 입력 커패시터들의 축적된 전하를 방전하기 위한 경로를 각각 형성한다. 그러므로, MOS-FET(Q3, Q5)과 MOS-DET(Q4, Q6)은 우수한 스위칭 특성을 달성하기 위해서 확실하게 비동작 상태로 된다.

게다가, 상기 설명된 바와 같이 도 1에 나타낸 전력 공급 회로에서 인덕터(inductor)(Ld)는 2차 권선과 2차측 평활 회로의 중간 탭 사이에 삽입된다. 이 경우에서 인덕터(Ld)는 2차측의 정류 전류 경로에 삽입된다.

이와 같이, 인덕터(Ld)가 정류 전류 경로에 삽입되는 경우에 직류 출력 전압(E0)에 발생된 노이즈는 억압될 수 있다.

특히, MOS-FET으로부터 형성된 동기 정류 회로가 2차측에 사용된다면 그 때의 고주파 잡음은 MOS-FET등의 스위칭 잡음에 대한 영향에 의해 직류 출력 전압(E0)에 중첩된다. 그러나, 인덕터(Ld)가 이와 같은 정류 전류 경로에 삽입되는 경우에 그러한 노이즈 성분은 잡음성분을 억압하기 위해 인덕터의 임피던스 성분에 의해 평활될 수 있다.

게다가, 정류 전류 경로에 삽입된 인덕터(Ld)는 이후에 설명된 바와 같이 정류 전류에 나타날 것 같은 역방향 전류의 발생이 억압될 수 있는 효과를 발생한다.

게다가, 도 1의 회로에서 커패시터(CS)와 레지스터(RS)의 직렬 연결 회로로부터 형성된 스너버(snubber) 회로는 도 1에 나타낸 바와 같은 방식으로 절연 컨버터 변압기의 2차 권선에 병렬로 설치된다.

이 경우에서 스너버 회로의 커패시터(CS)측은 중간 탭으로부터 멀리 떨어진 2차 권선(N2B)의 말단에 연결된다. 한편, 레지스터(RS)측은 중간 탭으로부터 멀리 떨어진 2차 권선(N2A)의 말단에 연결된다.

즉, 설명된 연결 구성에 따라 스너버 회로는 또한 직렬로 연결된 MOS-FET(Q3, Q5 및 Q4, Q6)에 병렬로 설치된다.

이와 같이, 스너버 회로가 2개의 MOS-FET의 직렬 연결 회로에 병렬로 연결되는 이유는 각각의 MOS-FET의 소스(source)와 드레인(drain) 사이에 나타나는 스파이크(spike) 전압을 억압하는 경향이 있기 때문이다.

특히, 스파이크 전압은 MOS-FET이 턴 오프(turn off)할 때의 소스와 드레인 사이에 전기적인 커패시터(coss)에 의해 각각의 MOS-FET의 소스와 드레인 사이에서 발생된다.

지금 설명한 것과 같은 스파이크 전압은 각각의 MOS-FET의 레벨을 저항하는 전압의 강하에 대한 장애물을 만든다.

그러므로, 커패시터(CS)와 레지스터(RS)로부터 형성된 스너버 회로는 각각의 MOS-FET의 드레인과 소스 사이에 레벨을 저항하는 전압의 강하를 이루기 위해 상기 설명한 바와 같은 스파이크 전압의 피크 파형이 평활되도록 상기 설명된 방식에서 MOS-FET의 직렬 연결 회로와 병렬로 설치된다.

상기 설명된 회로 구성을 가지는 동기 정류 회로에 따라서 전파 정류에 의해 얻어진 정류 회로를 가진 2차측 평활 커패시터를 충전하는 동작이 얻어진다.

특히, 2차 권선에 여기된 교류 전압의 두 반주기 중 하나에서 2차 권선(N2B)를 통해 흐르는 전류는 2차측 평활 커패시터를 충전한다. 반면에, 교류 전압의 다른 두 개의 1/2주기 중 하나에서 2차 권선(N2A)을 통해 흐르는 전류는 2차측 평활 커캐시터를 충전한다. 이로부터, 교류 전압이 양과 음의 값을 나타내는 두 반주기에서 2차측 평활 커패시터를 충전하는 동작을 얻는다.

도 1에 나타낸 바와 같은 2차측 직류 출력 전압(E0)은 평활 커패시터를 지나는 전압으로써 얻어진다. 2차측 직류 출력 전압(E0)은 도시하지 않은 부하측에 공급되고 아래에 설명한 제어회로(1)에 대한 검출 전압으로써 또한 입력된다.

제어회로(1)는 발진 및 구동 회로(2)에 대한 2차측 직류 출력 전압(E0)의 레벨 변화에 대응하여 검출 출력을 공급한다. 발진 및 구동 회로(2)는 스위칭 요소(Q1, Q2)를 구동하기 때문에 스위칭 주파수는 제어회로(1)에 입력된 거출 출력에 응답하여 변화한다. 스위칭 요소(Q1, Q2)의 스위칭 주파수는 이와같이 변하기 때문에 절연 컨버터 변압기의 1차 권선(N1)에서 2차 권선(N2A, N2B)까지 보내진 전력은 변화하고, 2차측 직류 출력 전압(E0)의 레벨을 안정화하도록 행한다.

예를 들어, 부하가 과부하 상태와 2차측 직류 출력 전압(E0) 강하가 발생하면 그때의 스위칭 주파수는 은 2차측 직류 출력 전압(E0)을 올리므로 인해 내리도록 제어된다. 반면에, 부하가 과부하 상태와 2차측 직류 출력 전압(E0) 상승이 발생하면 그때의 스위칭 주파수는 2차측 직류 출력 전압(E0)을 내리므로 인해 올리도록 제어된다.

상기 설명된 바와 같이 2차측 직류 출력 전압(E0)은 일반적인 교류 전력 공급(교류)의 레벨에 응답하여 변화하는 상태에 놓이기 때문에 상기 설명된 바와 같은 상수 전압 제어 동작은 일반적인 교류 전력 공급(교류)의 레벨 변화에 응답하여 동등하게 행해진다.

여기서, 저항이 작은 MOS-FET로부터 형성된 동기 정류 회로가 도 1회로에서 상기 설명된 바와 같은 방식으로 2차측 위에 주로 구성되면 그때의 불연속 모드는 상기 설명된 것처럼 들여보내 진다. 결과적으로, 역방향 전류는 MOS-FET가 턴 오프하는 시간에 흐르므로 2차측의 리액터 전력은 효과적으로 감소될 수 없다.

그러므로, 도 1의 회로에서 절연 컨버터 변압기(PIT)는 역방향 전류를 억압하기 위해 불연속 모드를 확장하도록 아래에 설명된 바와 같은 방식으로 구성된다.

도 2는 도 1의 회로에서 절연컨버터 변압기(PIT)의 구조의 일예를 나타낸다.

도 2를 참조하면, 절연컨버터 변압기(PIT)는 EE형 코어를 포함한다. EE형 코어는 페라이트 물질로 만들어지고 자각이 서로 대향하도록 결합된 한쌍의 E형 코어(CR1, CR2)를 포함한다.

절연컨버터 변압기(PIT)는 예를 들면 수지물질로 만들어지고 1차측 권선부와 2차측 권선부가 서로 독립하도록 분할하여 형성된 보빈(B)을 더 포함한다. 1차측 권선(N1)은 하나의 권선부에 감겨지는 반면, 2차측 권선(N2A, N2B)이 다른 권선부에 감겨진다. 1차측 권선과 2차측 권선은 이와 같이 감겨지는 보빈(B)이 EE형 코어(CR1, CR2)에 부착되면서, 1차측 권선과 2차측 권선이 EE형 코어의 중앙 자각에 서로 다른 감는 영역에 감겨진다. 전체 절연 컨버터 변압기(PIT)의 구조는 이와 같이 얻어진다. 이 예에서 EE형 코어는 예를 들면 EER-40으로 만들어진다.

예를 들면 대략 1.5mm의 갭길이를 갖는 갭(G)은 도 2에 나타낸 것같은 방법으로 EE형 코어의 중앙 자각에 형성된다. 갭(G)에 의해, 결합계수(k)는 예를 들면 k=0.8이하의 소결합상태가 얻어지도록 설정된다. 요약하면, 도 1의 전원공급회로에서 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 30의 종래의 전원공급회로에서 절연 컨버터 변압기(PIT) 보다 더 소(疎)결합상태를 갖는다. E형 코어(CR1, CR2)의 각각의 중앙 자각을 2개의 외자각보다 더 짧게 형성함으로써 형성될 수 있다.

또한, 1차권선(N1) 및 2차권선(N2A, N2B)의 권선수는 2차측 권선의 1T(턴)당 유도된 전압레벨이 도 30을 참조하여 서술된 전원공급회로보다 더 작게 될 수 있도록 설정된다. 예를 들면, 1차권선(N1) 및 2차권선(N2A, N2B)의 권선수는 2차측 권선의 1T(턴)당 유도된 전압레벨이 2.5V/T 이하가 되도록 N1=68T, N2A=N2B=2T로 설정된다.

절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차권선(N1) 및 2차권선(N2A, N2B)의 권선수가 상기 서술한 것같이 설정되는 경우, 도 30을 참조하여 서술된 전원공급회로와 비교하면, 절연 컨버터 변압기(PIT)의 코어의 자속밀도는 감소하고, 절연 컨버터 변압기(PIT)의 누설인덕턴스는 증가한다.

상기 서술된 것같은 구성을 갖는 절연 컨버터 변압기(PIT)를 포함하는 도 1에 나타낸 회로의 동작은 도 3의 파형도를 참조하여 서술된다.

도 3의 파형도는 스위칭 기간내에서 도 1의 전원공급회로의 주요 성분의 동작파형을 나타낸다.

도 3을 참조하면, 스위칭 소자(Q2)에 걸리는 전압은 스위칭 소자(Q2)의 온/오프 상태에 대응한다. 특히, 도 3에 나타낸 파형은 스위칭 소자(Q2)가 온인 기간(T2)내에서 전압(V1)이 0레벨을 갖고, 스위칭 소자(Q2)가 오프인 다른 기간(T1)내에서 소정의 레벨로 클램프된 구형파를 나타낸다. 그러면, 스위칭 소자(Q2)//댐퍼 다이오드(DD2)를 통하여 흐르는 스위칭 전류(IDS2)는 기간(T2)내에서 나타낸 것같이 스위칭 소자(Q2)가 온으로 된 후 댐퍼 다이오드(DD2)를 통하여 흐르면서 부극성을 나타내는 파형을 나타낸다. 기간(T2)내에서, 스위칭 전류(IDS2)는 정극성을 갖도록 반전되고, 스위칭 소자(Q2)의 드레인에서 소스로 흐르고, 기간(T1)내에서, 스위칭 소자(Q2)는 오프로 되고, 스위칭 전류(IDS2)는 0레벨을 갖는다.

한편, 스위칭 소자(Q1)는 스위칭 소자(Q2)에 대하여 온/오프를 교대로 스위칭하는 동작을 한다. 그러므로, 도시하지 않았지만, 스위칭 소자(Q1)//댐퍼 다이오드(DD1)를 통하여 흐르는 스위칭 전류는 스위칭 전류(IDS2)에 대해서 180° 이동된 위상을 갖는 파형을 갖는다. 또한, 스위칭소자(Q1)에 걸리는 전압은 스위칭 소자(Q2)에 걸리는 전압(V1)에 대해서 180° 시프트된 위상을 갖는 파형을 갖는다.

따라서, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력점과 1차측 접지 사이에 연결된 1차측 직렬공진회로(C1-L1)을 통하여 흐르는 1차측 직렬 공진전류(IO)는 스위칭전류(IDS1) 및 스위칭전류(IDS2)의 합성 파형을 갖는다. 따라서, 1차측 직렬 공진전류(IO)는 도 3에 나타낸 것같은 정현파형을 갖는다.

절연 컨버터 변압기(PIT)가 소결합상태로 형성되지 않는 종래의 회로에서, 절연 컨버터 변압기(PIT)에 의해 높은 자속밀도가 얻어지도록 절연 컨버터 변압기(PIT)의 결합계수(k)는 예를 들면 k=0.8 이상의 값으로 설정되는 것에 유의한다. 결합계수(k)의 설정에 따라서, 1차측 직렬 공진회로(IO)는 정현파형을 나타내지 않지만, 1차권선(N1)의 여자 인덕턴스에 의해 생성된 구형파 성분을 포함한다.

한편, 상기 서술된 예에 따르면, 절연 컨버터 변압기(PIT)의 결합계수는 소결합 상태레벨로 설정되어 상기 서술된 것같은 요구레벨보다 낮은 자속 밀도로 설정된다. 따라서, 1차권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)가 증가하면서 1차권선(N1)의 여자 인덕턴스는 비교적 낮게 만들어질 수 있다.

1차권선(N1)의 여자 인덕턴스가 이와 같이 낮게 만들어지기 때문에, 도 3에 나타낸 것같이 1차측 직렬 공진회로(IO)는 정현파의 파형으로 얻어질 수 있다.

2차 권선(N2B)에서 획득된 전압(V2)은 기술한 바와 같은 1차 측의 직렬 공진전류(I0)의 기간과 같은 모양의 파형을 가진다. 특히, 전압(V2)은 1차 측의 직렬 공진전류(I0)의 제로교차 타이밍과 일치하는 제로 교차 타이밍을 가지는 파형으로서 획득된다(도 3의 시간(t1, t2, t3) 참조).

전압(V2)이 2차 권선(N2B)에서 획득된 전위로 기술된 반면에, 전위는 또한 2차 권선(N2B)의 유사 파형으로 발생된다.

2차 측의 동기 정류 회로에 있어서, 레지스터(Rg2)로부터 형성된 구동회로는 그러한 상술한 전압(V2)(2차 권선(N2B))을 검출하고 온(ON) 레벨게이트전압(게이트-소스 전압(VGS4))을 MOS-FETs(Q4, Q6)로 출력한다.

게이트-소스 전압(VGS4)은 기간이내에 전압(V2)이 MOS-FETs(Q4, Q6)에 대한 게이트-소스 전압으로서 결정된 소정레벨에 대응하는 레벨보다 높은 레벨로 유지되는 온 전압으로서 발생된다. 바꿔 말하면, 시간(t1)에서 시간(td1)까지의 기간은 MOS-FETs(Q4, Q6)의 온 기간(DON2)이다.

그렇다면, 온 기간(DON2)이 끝나는 시간(td1)에서 시간(t2)까지의 기간은 MOS-FETs(Q4, Q6)의 데드 타임이고 시간(td1)에서 시간(t2)까지의 데드 타임 내에서, 정류전류는 MOS-FETs(Q4, Q6)에 대한 바디(body) 다이오드(DD4, DD6)를 통해 흐른다.

따라서, MOS-FETs(Q4, Q6)의 세트를 통해 흐르는 정류전류(I4)는 시간(t1)에서 시간(t2)까지의 기간동안 흐른다. 바꿔 말하면, 정류전류(I4)는 1차 측 직렬 공진전류(I0)가 유사하게 제로 레벨을 표시하는 타이밍(t1 및 t2)에서 제로 레벨을 표시하고, 따라서, 정류전류(I4)는 1차 측의 직렬 공진회로(I0)에 연속적이다.

마찬가지로, 레지스터(Rg1)로부터 형성된 구동회로는 상술한 전압(V2)과 등가인 2차 권선(N2A)에서 발생되는 전압을 검출하고 온 레벨게이트전압(게이트-소스 전압(VGS3))을 MOS-FETs(Q3, Q5)에 출력한다.

또한, 게이트-소스 전압(VGS3)은 기간내에서 2차 권선(N2A)에서 발생된 전압(V2)이 MOS-FETs(Q3, Q5)에 대한 게이트-소스 전압으로서 결정된 소정레벨에 대응하는 레벨보다 높은 레벨을 유지하는 온 전압으로서 발생된다(도 3의 시간(t2)에서 시간(td2)까지의 기간내에서). 그러므로, 시간(t2)에서 시간(td2)까지의 기간은 MOS-FETs(Q3, Q5)의 온 기간(DON1)이다.

그렇다면, 온 기간(DON1)이 끝나는 시간(t2)에서 시간(t3)까지의 기간은 MOS-FETs(Q3, Q5)의 데드 타임이고, 시간(td2)에서 시간(t3)까지의 데드 타임내에서, 정류전류 MOS-FETs(Q3, Q5)에 대한 바디 다이오드(DD3, DD5)를 통해 흐른다.

따라서, 또한, MOS-FETs(Q3, Q5)의 세트를 통해서 흐르는 정류전류(I3)는, 도 3의 1차 측의 직렬 공진전류(I0)의 제로-크로싱 타이밍인 시간(t2)에서 시간(t3)까지의 기간에 대해 흐르고, 따라서, 1차 측의 직렬 공진전류(I0)에 연속적으로 흐른다.

평활 캐패시터(평활 캐패시터(C01 내지 C04))로 충전전류(Ic)는 도 3에 보여진 정류전류(I3, I4)의 결합에 의해 획득된 그러한 파형으로 흐른다. 바꿔 말하면, 평활 캐패시터(C0)가 2차 권선(N2A, N2B)에서 발생된 전압의 각각이 정부 극성 중 어느 것을 가지는 내에서 기간내에 충전되는 전파 정류동작을 알 수 있다.

또한, 정류전류(I3)와 정류전류(I4)가 이하에 기술한 바와 같이 1차 측의 직렬 공진전류(I0)에 연속적으로 흐르기 때문에, 또한, 평활 캐패시터(C0)로 충전전류(Ic)가 1차 측의 직렬 공진전류(I0)에 연속적으로 흐른다.

간단하게, 도 1의 회로에서, 2차 측의 정류전류의 연속모드는, 또한 예를 들면, 스위칭 주파수가 과부하를 건 결과로서 소정레벨보다 더 낮게 설정되도록 회로가 제어될 때에 획득된다.

연속모드가 이런 식으로 전개되기 때문에, 비연속 기간내의 역방향 전류는 억제되고, 리액티브 전력은 감소될 수 있고, 전력 변환 효율의 증진은 도 30의 회로의 그것과 비교할 때 미리 예상할 수 있다. 이 경우에는 역방향 전류가 정류전류(I3, I4)에서 발생되지 않는 이유는 유전체(Ld)가 상기에 기술된 바와 같이 정류전류 경로에 삽입되는 것이라는 것에 주목해야 한다. 특히, 이런 식으로 정류전류 경로에 삽입된 유전체(Ld)가 유전체(Ld)의 임피던스 성분에 의해 정류전류에서 발생되는 역방향 전류를 억제하는 효과를 가진다. 이 경우에, 유전체(Ld)의 인덕턴스(자기유도계수) 값이 예를 들면, 이하에 기술된 바와 같이 대략 0.6μH로 설정된다면, 정류전류에서 발생되는 역방향 전류가 방지할 수 있다.

도 6은 본 발명이 적용될 수 있고 이하에 기술된 본 발명의 제 2 실시예가 기초한 스위칭 전원회로의 또 다른 기본 구성을 나타낸다.

또한, 도 6에 나타낸 기본 구성은 도 1에 나타낸 기본 구성과 유사하게 역률의 개선을 달성하기 위한 전력 초크 코일(PCH)을 포함하고 도 2를 참고하여 상기에 기술한 것과 유사한 구성을 가지는 절연 컨버터 변압기(PIT)를 포함한다. 도 6에 나타낸 기본 구성은 연속모드의 전개와 전력 변환 효율의 증진을 달성하기 위한 2차 측상의 리액티브 전력의 감소를 달성한다.

또한, 도 6에 나타낸 구성은 도 1의 구성이 상용 교류 전원 교류의 200V 시스템을 준비하기 위해 구성된다.

교류 100V 시스템을 위한 구성으로서, 도 6의 기본 구성이 한 쌍의 정류회로(D1, D2)와 입력 교류 전압을 정류하고 평활시키기 위한 정류평활회로가 되는 한 쌍의 평활 커패시터(Ci1, Ci2)로 구성되는 전압 2배기 정류평활회로를 포함하므로 직류 입력 전압(Ei)을 생성하게 된다.

이 경우, 정류평활회로에서는, 정류 다이오드(D1)가 도 6에 도시된 바와같이 상업적인 교류 전원(교류)의 양극 라인내에서 도 6에 도시된 방향에서 직렬로 연결되어 있다. 평활 커패시터(Ci1, Ci2)는 직렬로 연결되어 있고, 평활 커패시터(Ci2)의 음극 단말은 1차측 접지에 접지되어 있으며 평활 커패시터(Ci1)의 양극은 정류 다이오드(D1)의 캐소우드에 연결되어 있다. 평활 커패시터(Ci1, Ci2)사이의 노드가 상업적인 교류 전원(교류)의 음극 라인에 연결되어 있다. 게다가, 정류 다이오드(D2)는 그것의 캐소우드가 정류 다이오드(D1)에 연결되고 그 애노드가 1차측 접지에 연결되도록 삽입된다.

상기한 이러한 구조에 따르면, 입력 교류 전압이 양극성을 나타내는 1/2 주기내에서, 정류 다이오드(D1)의 정류 출력이 평활 커패시터(Ci1)에 의해 평활된다. 한편, 입력 교류 전압이 음극성을 나타내는 다른 1/2 주기내에서, 정류 다이오드(D2)의 정류 출력이 평활 커패시터(Ci2)에 의해 평활된다.

즉, 이 경우, 상업적인 교류 전원(교류)의 레벨의 두 배와 대응하는 레벨이 평활 커패시터(Ci1, Ci2)의 직렬연결회로에 나타나는 직류 입력 전압(Ei)으로서 얻어진다. 결좌적으로, 도 1의 기본 구성에 의해 얻어지는 직류 입력 전압(Ei)과 동등한 레벨이 얻어질 수 있다.

상술한 설명으로부터 알 수 있는 바와같이, 도 1과 도 6에 도시된 전원회로는 도 30을 참조하여 기술된 회로의 경우와 같이 쵸크 입력 시스템에 따라 역률의 개선을 위한 구조를 가지고 있으며, 게다가 분리 변환기 트랜스포머(PIT)는 소정의 레벨보다 더 낮은 자속밀도를 가지도록 구성되어 있다. 분리 변환기 트랜스포머(PIT)의 자속밀도가 이와같이 소정의 레벨보다 더 낮게 설정되어 있는 경우, 예를 들어, 과부하 조건하에서 연속모드의 확장이 달성될 수 있다. 게다가, 2차측 정류전류상에 나타나는 역방향 전류에 의한 리액티브 전력은, 권선전압 검출 시스템의 동기정류회로가 구성되어 있는 경우 문제가 되므로, 전려변환효율의 개선을 달성하기 위해서 감소될 수 있다.

그러나, 전원 쵸크 코일(PCH)이 역율의 개선을 위해 제공된다면, 도 4, 5, 7과 8을 참조하여 아래에 기술되는 문제점들이 발생한다.

도 4, 5와 7, 8은 도 1과 도 6에 각 도시된 회로들의 특성도이다. 특히, 도 4와 7은 부하 전력(Po)이 고정되어 있는 경우 교류 입력 전압레벨(V교류)의 변화에 대해서 교류-직류 전력변환효율(η교류->직류), 역률(PF)과, 도 1과 도 6의 전원회로의 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 나타내고 있다. 도 5와 도 8은, 교류 입력 전압(V교류)이 고정되어 있는 경우에 부하의 변화에 대해서 도 1과 도 6의 전원회로의 직류 입력 전압(Ei), 교류-직류 전력변환효율(η교류->직류)과, 역률(PF)의 특성을 나타내고 있다.

도 4 및 도 5에서, 역률(PH) 이외의 특성 중에서 도 1의 회로의 특성은 실선으로 표시되고, 도 1의 구성으로부터 전력초크코일(PCH)이 제외된 경우의 특성이 파선으로 표시된다. 또, 도 4에서는, 교류 입력전압(V교류)이 V교류=220V로 고정된 경우의 실험결과를, 도 7에서는 교류 입력전압(V교류)이 V교류=100V로 고정된 경우의 실험결과를 나타내고 있다. 또한, 도 5 및 도 8에서, 부하전력(Po)이 Po=150W로 고정된 실험결과를 나타낸다.

또한, 도 4, 5 및 7, 8의 결과가 얻어질때, 도 1의 회로에서 1차측 직렬공진 커패시터(C1)의 커패시턴스는 0.027μH로 설정되고, 도 6의 회로에서 1차측 직렬공진 커패시터(C1)의 커패시턴스는 0.022μH로 설정된다.

먼저, 도 1 및 도 6의 회로에서, 정류평활전압(Ei)은 전력초크코일(PCH)이 삽입되기 전에 비해 전력초크코일(PCH)의 임피던스 성분에 의해 대략 10%정도 하강한다.

특히, 예를 들면, 도 1의 회로의 경우, 교류입력전압(V교류)이 180∼ 260V의 범위에 있는 동안 직류입력전압(Ei)(도 4에서 실선)은 대략 210∼330V의 범위내에서 변동한다. 한편, 전력초크코일(PCH)이 도 1의 구성에서 제거되는 회로의 경우, 직류입력전압(Ei)(도 4에서 파선)은 250∼370V의 다른 범위내에서 변동하고, 전력초크코일(PCH)이 삽입되기 전에 비해 대략 10%정도 저하하는 것을 나타낸다.

또한, 도 6에 나타낸 회로에서, 직류입력전압(Ei)의 레벨은 전력초크코일(PCH)이 삽입되기 전과 비교하여 유사하게 저하한다.

직류입력전압(Ei)이 저하하면, 소정의 입력전압레벨은 얻어질 수 없기때문에, 직류입력전압(Ei)이 상승되어야 한다.

직류입력전압(Ei)을 상승시키기 위해, 도 1의 회로에서, 절연컨버터 트랜스포머(PIT)의 1차 권선(N1)의 권선수는 1차측 직렬 공진전류(IO)의 레벨을 상당히 상승시키도록 예를 들면, 전력초크코일(PCH)의 삽입전의 권선수인 N1=75T로부터 감소된 N1=68T로 설정된다.

또한, 도 6의 회로에서, 1차 권선(N1)은 1차측 직렬 공진전류(IO)의 레벨을 상승시키기 위해 예를 들면, 전력초크코일(PCH)의 삽입전의 권선수인 N1=75T로부터 N1=70T로 감소된다.

그러나, 1차측 직렬 공진전류(IO)가 이와 같이 증가하면, 예를 들면 1차측의 스위칭 손실이 증가하여, 전력변환효율이 떨어지게 한다.

또한, 전력초크코일(PCH)이 설치되면, 전력초크코일(PCH)의 코어의 철손 및 권선의 동손에 의해 무효 전력이 발생하여, 전력변환효율을 떨어지게 한다.

예를 들면, 전력초크코일(PCH)이 삽입되기 전에 교류-직류 전력변환효율(η교류→직류)이 도 4에 나타낸 것같이 η교류→직류 = 90% 보다 높은 레벨을 유지하지만, 도 1에 나타낸 회로의 교류-직류 전력변환효율(η교류→직류)은 입력전압(V교류)이 변화(180∼ 260V의 범위)할 때, η교류→직류 = 90% 보다 낮은 값으로 강하한다.

또한, 전력초크코일(PCH)이 설치되어 있지 않은 경우에 역률(파선)의 개선전에 교류-직류 전력변환효율(η교류→직류)이 도 4 및 도 5에 나타낸 것같이 η교류→직류 = 약 91.8% 이지만, 입력전압(V교류)이 V교류= 220V, 부하전력(Po)이 Po=150W(2차측 직류출력전압 EO=5V x 부하전류 30A)인 최대부하동작에서, 도 1에 나타낸 회로의 교류-직류 전력변환효율(η교류→직류)은, η교류→직류 = 89.3% 로 강하한 것을 나타낸다.

또한, 전력초크코일(PCH)의 삽입전과 비교하여, 도 1의 회로의 교류입력전력이 4.6W만큼 증가하는 실험결과가 얻어진다.

더욱이, 전력초크코일(PCH)이 삽입되기 전에 교류-직류 전력변환효율(η교류→직류)이 도 7 및 도 8에 나타낸 것같이 η교류→직류 = 91.5% 이지만, 전력초크코일(PCH)의 삽입후에, 도 6의 회로에 대해서, 교류-직류 전력변환효율(η교류→직류)은 η교류→직류 = 89.2% 로 저하한 것을 나타낸다.

또한, 도 6의 회로에 대해서, 교류입력전력이 4.3W만큼 증가하는 결과가 얻어진다.

상기로부터, 전력초크코일(PCH)을 갖는 도 1 및 도 6의 회로는 역률를 개선한 구성으로 전력변환효율의 효과적인 개선이 얻어질 수 없다고 하는 문제를 여전히 갖는다.

또한, 도 1 및 도 6에 나타낸 회로에서, 전력초크코일(PCH)의 삽입은 부하변동에 대하여 직류 입력전압(Ei)의 변동폭(△Ei)을 증가시킨다.

특히, 중(重)부하조건이 입력되고, 직류입력전압(Ei)이 감소하는 경향에 있으면, 전력초크코일(PCH)의 임피던스 성분은 상용 교류전원 공급기에서 효과적인 전력을 얻는 것을 방해한다. 따라서, 예를 들면 도 5에 나타낸 것같이, 전력초크코일(PCH)의 삽입전과 비교할 때, 부하전력(Po)이 상승하면서, 직류입력전압(Ei)의 레벨이 상당히 저하한다.

도 1의 회로의 경우, Po=150∼25W에 의한 부하전력(Po)의 변동에 비하여 직류입력전압(Ei)의 변동폭은 대략 30V이므로, 전력초크코일(PCH)의 삽입전의 변동폭 3.5V와 비교할 때, 부하전력(Po)이 상승하면서,현저한 팽창을 나타낸다.

한편, 도 6의 회로의 경우, 동일 조건하에서 직류입력전압(Ei)의 변동폭은 30V이므로, 전력초크코일(PCH)의 삽입전의 변동폭 7.5V와 비교할 때, 상당한 양의 팽창을 나타낸다.

이와 같이, 직류입력전압(Ei)의 변동폭이 팽창하면, 제어회로(1)를 포함하는 정전압 제어시스템의 동작에 의한 스위칭 동작의 제어 범위가 팽창한다.

스위칭 주파수의 제어범위가 팽창하면, 스위칭소자(Q1, Q2)에 걸리는 부하가 증가하는 문제가 발생하고 예를 들면 제어 구동회로 시스템의 구조가 복잡하게 된다.

더욱이, 이 예에서, 전원공급회로의 여러 가지 구성요소중에서 전력초크코일(PCH)이 비교적 크기가 크고 비교적 높은 중량을 가지기 때문에, 기판의 점유면적이 크고 또한 회로의 중량이 증가하게 되는 문제점을 제공한다.

예를 들면, 도 1의 회로가 교류 200V 시스템에 대하여 준비되도록 구성되면, 이 예에서 전력초크코일(PCH)의 인덕턴스(Lpch)는 대략 41.5mH로 설정되고, 이 예에서 전력초크코일(PCH)의 중량은 대략 155g으로 설정된다.

한편, 도 6의 회로의 경우, 전력초크코일(PCH)의 인덕턴스(Lpch)는 7.2mH로 설정되고, 이 예에서 전력초크코일(PCH)의 중량은 대략 155g으로 설정된다.

도 1 및 도 6에 나타낸 회로에서, 부하전력(Po)는 Po=150W일 때, 전력초크코일(PCH)의 인덕턴스(Lpch)를 상기 서술한 것같이 설정함으로써 역률(PF)은 대략 PF=0.77로 설정된다.

<제 1실시예>

상기 서술한 것같은 문제점들을 고려하며, 역률을 개선하기 위한 구조를 갖는 본 발명의 제 1실시예에 따르는 스위칭 전원공급회로는 다음과 같이 구성된다.

도 9는 도 1을 참조하여 상기 서술한 회로와 유사한 교류 200V 시스템에 대하여 준비된 스위칭 전원공급회로의 구조의 일예를 나타낸다.

도 1을 참조하여, 본 발명의 제 1실시예에 따르는 스위칭 전원공급회로는 2차측에 MOS-FET(Q3∼Q6)로 형성된 동기 정류회로를 포함하고, 도 2를 참조하여 서술된 것과 유사한 구조를 갖는 절연컨버터 변압기(PIT)를 더 포함한다. 따라서, 스위칭 전원공급회로는 2차측 정류전류의 역방향 전류를 억제하여, 전력변환효율을 개선할 수 있다.

또한, 스위칭 전원공급회로는 도 1의 회로에 설치된 것같은 전력초크코일(PCH)을 제거하여 역률을 개선하기 위한 구조로서 도 9에 나타낸 것같은 역률 개선회로(3)를 포함한다.

역률 개선회로(3)는 도 9에 나도시된 정류전류(D1, D2, D3, D4)로 형성된 브리지 정류회로(Di)를 포함한다. 역률 개선회로(3)는 브리지 정류회로(Di)의 부전극 입력단자(정류다이오드(D1, D3) 사이의 노드)와 정전극 입력단자(정류다이오드(D2, D4) 사이의 노드) 사이에 병렬로 삽입되고, 상용 교류 전원공급기(교류)의 라인에 병렬로 삽입된 필터 커패시터(CN)를 더 포함한다.

또한, 역률 개선회로(3)는 전원피드백 변압기(VFT)를 포함한다. 또한, 변압기(VFT)는 브리지 정류회로(Di)의 정류다이오드(D3, D4) 사이의 노드에 연결된 2차 권선(N5)과 절연컨버터 변압기(PIT)의 1차측 권선(N1)과 1차측 직렬공진 커패시터(C1) 사이에 개재된 1차권선(N4)을 포함한다.

브리지 정류 회로(Di)의 정류회로(D1, D2) 사이의 노드는 평활 캐패시터(Ci)의 네거티브 전극단자에 연결된다. 평활 캐패시터(Ci)와 정류회로(D1, D2) 사이의 노드는 1차 측의 접지에 연결된다.

전압 피드백 변압기(VFT)의 2차 권선(N5)은 말단에서 브리지 정류회로(Di)의 정류 다이오드(D3, D4) 사이의 노드에 연결되고, 다른 말단에서 스위칭 소자(Q1)의 드레인을 통해서 평활 캐패시터(Ci)의 포지티브 전극단말에 연결된다.

역률 개선 회로(3)의 동작에서, 이하에 기술된 바와 같은 스위칭 기간에 따라서 스위칭이 실행될 수 있도록 정류전류를 공급하기 위한 브리지 정류회로(Di)에 대한 순서대로, 고속 회복형의 정류 다이오드는 브리지 정류회로(Di)의 정류 다이오드에 선택적으로 사용된다. 특히, 고속 회복형의 정류 다이오드는 정류회로(D1, D2), 정류 다이오드(D3, D4), 정류 다이오드(D1, D3) 및 정류 다이오드(D2, D4)의 세트중 하나의 결합을 포함하는 둘 또는 그 이상의 정류 다이오드가 선택적으로 사용된다.

도 9에서, 저속형의 각 정류 다이오드가 공백 다이오드 마크로 표시되는 반면, 고속 회복형의 각 정류 다이오드는 흑 다이오드 마크로 표시된다. 여기서, 예를 들면, 브리지 정류회로(Di)의 정류 다이오드(D3, D4)를 선택적으로 사용하는 고속 회복형의 다이오드가 도 9에 나타낸다.

상술한 전압 피드백 변압기(VFT)는 예를 들면, 도 10에 나타낸 바와 같은 그러한 구조를 가진다.

도 10을 참조하면, 전압 피드백 변압기(VFT)는 EE형 코어를 포함한다. EE형 코어는, 페라이트 물질로 만들어지고, 도 10에 보여진 바와 같이 자각이 서로 반대가 되는 그런 식으로 결합된 한쌍의 E형 코어(CR5, CR6)를 포함한다. 또한, 전압 피드백 변압기(VFT)는 서로 독립적으로 분리되었지만 서로 통합되는 1차 측의 권선 지역과 2차 측의 권선 지역을 가지는 보빈(B)을 포함한다. 1차 권선(N4)과 2차 권선(N5)은 1차 및 2차 측의 권선 지역에 각각 감겨진다.

또한, 이런 식으로 형성된 전압 피드백 변압기(VFT)는 코어의 중심각(central leg)에 형성된 갭(G)을 가진다. 이 경우에, 결합 계수가 대략 0.7 내지 0.8인 소결합 상태가 획득되도록 갭(G)이 Gap=대략 1.2mm로 설정된다.

상술한 구성을 가지는 제 1의 실시예는 도 11의 파형 다이어그램을 참조하여 아래에 설명된다.

도 11에서, 도 9의 회로의 몇 개의 구성요소의 동작은 상용 교류 전원 교류의 기간내에서 설명되는 것에 주목한다. 또한, 도 11에서, 교류 입력 전압(V교류)이 V교류=220V이고, 부하 전력(Po)이 Po=150W인 실험의 결과가 설명된다.

입력된 교류 입력 전압(V교류)이 예를 들면, 도 11에 보여진 바와 같은 그러한 파형을 가진다고 가정하면, 교류 입력 전류(I교류)는, 교류 입력 전압(V교류)이 정부 극성을 각각 가지는 기간내에서 정부 극성을 표시하는 그러한 파형으로 흐른다.

이 경우에, 교류 전류(I1)는 이하에 기술된 정류전류 경로를 따라 도 11에 보여진 바와 같은 교류 입력 전압(V교류)의 양쪽 반주기 내에서 정부극성을 가지도록 역률 개선 회로(3)에 흐른다.

1차 권선(N4)에서 획득된 1차 측의 스위칭 출력에 근거하여 교류 전압이 전압 피드백 변압기(VFT)의 2차 권선(N5)에서 여기된다. 또한, 이것은 교류 전류(I1)는 스위칭 기간의 고주파수 성분이 도 11에 보여진 바와 같이 억압되는 파형을 가진다는 사실에 의해 표시된다.

또한, 역률 개선회로(3)를 통해서 평활 캐패시터(Ci)로 흐르는 충전전류(ICi)는 도 11에서 보여진 바와 같은 스위칭 기간과 동일한 기간을 가지고 교류전류(I1)가 포지티브 극성의 피크레벨을 나타내는 기간에 응하여 포지티브 극성의 피크 레벨을 나타내는 파형을 가진다.

또한, 브리지 정류회로(Di)의 전파 정류 전압(V1)(정류 다이오드(D3, D4) 사이의 노드와 정류 다이오드(D1, D2) 사이의 노드 사이에서 획득된 전위)은 스위칭 기간과 동일한 기간을 가지고 교류 전류(I1)와 충전 전류(ICi)가 제로 레벨에 근사한 값을 나타내는 기간에 대응하는 포지티브 극성의 피크 레벨을 나타내는 파형을 가진다.

또한, 필터 캐패시터(CN)로 흐르는 전류(ICN)는 스위칭 기간과 동일한 기간을 가지며 교류 전류(I1)와 충전 전류(ICi)가 포지티브 극성의 피크 레벨에 근사한 값을 나타내는 파형을 가진다.

그러므로, 상술한 교류 입력 전류(I교류)는 교류 전류(I1), 충전전류(ICi) 및 전류(ICN)가 그것들의 피크 레벨에 근사한 값을 가지는 기간에 대응하는 피크 레벨을 나타내는 파형으로 흐른다.

평활 캐패시터(Ci) 양단의 전압인 직류 입력 전압(Ei)의 리플 성분(△Ei)은 도 11에 보여진 바와 같이 313V 부근의 상용 교류 전원의 기간에 대응하는 기간에서 증가와 감소를 반복하는 파형을 가지고, 리플 성분(△Ei)의 변화범위는 대략 ±5V이다. 바꿔 말하면, 2차 측 출력 전압(E0)의 리플 성분(△E0)은 도 11에서 보여진 바와 같은 스위칭 기간에서 5V 부근의 대략 50 mV 범위내에서 변화한다.

도 9에 나타낸 회로에 있어서, 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브 극성을 가지는 두개의 반주기 중 하나의 반주기 내에서, 정류 전류는 [정류 다이오드(D4)→전압 피드백 변압기(VFT)의 2차 권선(N5)→평활 캐패시터(Ci)→정류 다이오드(D1)→필터 캐패시터(CN)]의 경로에 따라서 흐른다.

교류 입력 전압(V교류)이 네거티브 극성을 가지는 두개의 반주기 중 다른 반주기 내에서, 정류 전류는 [정류 다이오드(D3)→2차 권선(N5)→평활 캐패시터(Ci)→정류 다이오드(D2)→필터 캐패시터(CN)]의 또 다른 경로에 따라서 흐른다.

도 9의 회로에 있어서, 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브 극성을 가지는 반주기 내에서, 정류 동작이 브리지 정류회로(Di)의 정류 다이오드(D1, D4)의 세트에 의해 실행되는 것을 기술된 바와 같은 그러한 정류 전류 경로로부터 알 수 있다. 다른 한편으론, 교류 입력 전압(V교류)가 네거티브 극성인 또 다른 반주기 내에서, 정류 동작이 정류 다이오드(D2, D3)의 세트에 의해 실행된다.

이 경우에, 고속 회복형의 정류 다이오드가 상술한 바와 같은 브리지 정류 회로(Di)에서 정류 다이오드(D3, D4)에 사용되기 때문에, 고속 회복형의 정류 다이오드는 교류 입력 전압(V교류)의 두개의 다른 반주기 내에서 형성된 각각의 정류 전류 흐름 경로에 삽입된다.

이 경우에, 브리지 정류 회로(Di)의 전파 정류 전압(V1)은, 전압 피드백 변압기(VFT)의 2차 권선(N5)에서 여기된 스위칭 기간의 교류 전압이 상술한 바와 같이 억압되는 파형을 가진다. 기술된 바와 같은 그러한 전파 정류 전압(V1)이 획득되기 때문에, 브리지 정류 회로(Di)가 스위칭 기간에서 정류 다이오드의 스위칭 동작을 실행하는 것을 알 수 있다.

바꿔 말하면, 영률 개선 회로(3)에 있어서, 1차 측 스위칭 출력의 전압은 정류 전류 경로로 피드백하고, 스위칭 출력에 근거하여 교류 전압은 브리지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드가 스위칭 동작을 실행하도록 사용된다.

정류 다이오드가 이런 식으로 스위칭 기간에 따르는 기간에서 스위칭 동작을 실행되고, 또한 상용 교류 전원 기간에 대응하는 전파 정류 전압(V1)의 저주파수 성분의 파형 레벨이 교류 입력 전압(V교류)의 레벨보다 다 놓은 기간내에서, 고속 회복형의 다이오드는 전파 정류 전압(V1)으로 억압된 고주파수 성분의 레벨이 낮아지도록 유도하게 만들어질 수 있다.

특히, 이 기간내에서, 고속 회복형의 다이오드는 전파 정류 전압(V1)으로 억압된 스위칭 기간 파형에 의해 발생되는 전위차에 응하여 스위치 온 및 오프한다. 따라서, 전파 정류 전압(V1)의 전위가 원래 교류 입력 전압(V교류)의 전위보다 더 높은 기간내에서 조차도, 정류 전류는 공급될 수 있다.

바꿔 말하면, 또한 교류 입력 전압(V교류)의 전위가 원래 평활 캐패시터(Ci1, Ci2) 양단의 전압보다 더 낮은 기간내에서, 정류 전류는 흐르고, 따라서, 정류 전류가 흐르는 기간 내에서 또한 전개된다.

정류 전류가 흐르는 기간내에서 확장될 수 있고, 교류 입력 전류 성분의 평균 파형이 교류 입력 전압(V교류)의 파형에 접근하고, 따라서, 교류 입력 전류(I교류)의 유도각은 영률의 개선을 달성하기 위해 전개된다.

확인을 위해 기술하면, 이 경우에 교류 입력 전류(I교류)의 파형이 평활되는 이유는 정류 전류 성분으로 억압된 고주파수 성분이 교류라인에 설치된 필터 캐패시터(CN)에 의해 제거된다는 것이다.

또한, 이하에 기술로부터 알 수 있는 바와 같이, 브리지 정류 회로(Di)에서 두 개의 정류 다이오드가 교류 입력 전압(V교류)의 각각의 반주기에서 정류 동작을 실행하기 때문에, 또한 다른 정류 다이오드도 고속 회복형의 정류 다이오드를 사용하는 것이 가능한 고안이고, 고속 회복형의 정류 다이오드는 브리지 정류 회로(Di)의 모든 정류 다이오드에 사용된다. 그러나, 고속 회복형의 다이오드가 비교적 비싸기 때문에, 회로에 대한 생산 비용은 매우 증가한다.

본 예에 있어서, 고속 회복형의 다이오드가 상술한 바와 같은 각 정류 전류 경로에 삽입된 두 개의 정류 다이오드 중 적어도 하나를 사용하기 때문에, 다른 정류 다이오드(저속 다이오드)는 전압 피드백 시스템에 의해 영율 개선 동작을 실현하기 위해 턴온될 수 있다. 방금 기술된 구성을 가지는 본 실시예에 따르면, 브리지 정류 회로(Di)의 비용은 적어도 두 개의 정류 다이오드에 대해 고속 회복형의 정류 다이오드를 사용함으로써 억제될 수 있다.

도 12와 도 13은 도 9에 나타낸 구성을 가지는 전원회로의 특징을 설명한다. 특히, 도 12는 교류 내지 직류 전력 변환 효율(η교류→직류), 부하 전력(Po)이 Po=150W로 고정되어 있는 V교류=170 내지 264V의 교류 입력 전압(V교류)의 변화 범위 내에서의 영률(PF) 및 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 설명한다.

반면, 도 13은 교류 입력 전압(V교류)이 V교류=220V로 고정된 동안 부하 전력(Po)이 변화할 때의 특성 다이어그램이고 교류 내지 직류 전력 변환 효률(η교류→직류), IPo=30 내지 0A의 부하 전류(IPo)의 변화 범위 내에서의 영률(PF) 및 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 설명한다.

도 12 및 도 13에 있어서, 도 9의 회로의 경우의 특성은 실선에 의해 표시되고 도 1의 회로의 경우의 특성은 점선에 의해 표시되는 것에 주목한다.

도 12 및 도 13에서 설명된 실험의 결과는 도 9에 나타낸 회로의 구성요소의 아래 상수를 사용하여 획득되는 것에 주목한다:

절연 컨버터 변압기(PIT): EER-40의 페라이트 코어, 갭 길이(Gap=1.5mm)

1차 권선(N1)=75T(턴)

2차 권선(N2)(N2A+N2B)=센터 탭을 분할 위치로 하는 2T+2T

전압 피드백 변압기(VFT): EE-25의 페라이트 코어, 갭 길이(Gap=1.2mm)

1차 권선(N4)=37T

2차 권선(N5)=29T

1차 측의 직렬 공진 캐패시터(C1)=0.015

우선, 도 9의 예의 회로의 직류 입력 전압(Ei)이 교류 입력 전압(V교류)=170 내지 264V의 범위에 걸쳐서 도 1의 회로의 직류 입력 전압(Ei)보다 더 높은 레벨을 나타내는 도 12의 특성 다이어그램으로부터 인정될 수 있다.

본 예에 있어서, 이것은 전력 초크 코일(PCH)이 생략될 수 있기 때문에, 직류 입력 전압(Ei)의 강하는 방지되는 것을 나타낸다.

직류 입력 전압(Ei)의 강하가 이런 식으로 방지되는 점에서, 1차 측의 직렬 공진 전류(I0)를 증가하기 위해서 절연 컨버터 변압기(VFT)의 1차 권선(N1)의 권선수를 감소할 필요가 없기 때문에, 도 1의 회로의 경우로부터, 예를 들면, 스위칭 손실을 감소하고, 전력 변환 효율을 많이 증가하는 것이 가능하다.

또, 도 9의 회로에 따르면, 코어의 철손(鐵損)과 권선의 동손(銅損)으로부터 생기는 전력 초크 코일(PCH)에 의한 손실이 나타나지 않기 때문에, 리액티브 전력의 감소가 또한 달성될 수 있다.

이러한 이유에서, 도 9에 나타낸 본 예의 회로의 교류 내지 직류 전력 변환 효율(η교류→직류)은 η교류→직류=대략 91.3%이고, 이것은 교류 입력 전압(V교류)과 부하 전력(Po)이 각각 V교류=220V와 Po=150W(E0×IPo=5V×30A)일 때의 도 12와 도 13에 보여진 바와 같다. 이것은 동일 조건하에서 도 1의 회로의 경우에는 η교류→직류=89.3%와 비교했을 때 대략 2.0%의 개선을 나타낸다.

또한, 부하 변화에 관한 직류 입력 전압(Ei)의 변화 폭이 점선곡선으로부터 보여진 바와 같은 도 1의 회로의 경우의 그것으로부터 감소되는 것을 도 13으로부터 보여질 수 있다.

이것은 전력 초크 코일(PCH)이 제거될 수 있다는 사실과 도 9에 나타낸 구성에 따르면, 또한 전압 피드백 변압기(VFT)에 의한 정류 전류 경로로 피드백되는 전력의 레벨이 부하 변화에 의한 1차 측의 직렬 공진 전류(I0)에 응하여 변화한다는 사실로부터 발생한다.

특히, 이 경우에는, 예를 들면, 과부하 조건이 입력되고, 1차 측의 직렬 공진 전류(I0)가 상승한다면, 전압 피드백 변압기(VFT)를 통해서 정류 전류 경로로 들어가게 되는 전력은 또한 증가한다. 이런 식으로 피드백된 전력으로부터 평활 캐패시터(Ci)쪽으로 충전 전류가 공급되기 때문에, 과부하 조건이 입력될 때 조차도, 직류 입력 전압(Ei)의 강하는 억제된다.

실험에 따르면, 도 9의 회로에서 Po=150 내지 25W의 부하 전력(Po)의 변화에 관한 직류 입력 전압(Ei)의 변화 범위는 대략 6.0V이고, 도 1의 회로의 경우의 대략 30V의 변화 범위와 비교했을 때 감소된다.

직류 입력 전압(Ei)의 변화 폭이 이런 식으로 감소되기 때문에, 스위칭 주파수의 제어 범위의 감소가 달성된다. 이것은 예를 들면, 스위칭 소자(Q1, Q2)쪽으로 부하가 감소되고, 스위칭 소자(Q1, Q2)에 대한 구동 및 제어 회로 시스템의 구성이 단순하게 될 수 있게 이득을 주는 것의 근원이다.

또한, 도 12 및 도 13에 보여진 바와 같이, 도 9의 회로에 따르면, 대략 0.810의 영률(PF)은 교류 입력 전압(V교류)과 부하 전력(Po)이 각각 V교류=220V와 Po=150W인 점에서 획득된다. 간단하게, 영률(PF)이 도 1의 회로로 획득된 PF=0.77로부터 개선을 나타내는 결과로서 획득된다.

또한, 예를 들면, 상술한 바와 같은 EE-25형의 페라이트 코어 등이 도 9에 나타낸 실시예의 회로에서 전압 피드백 변압기(VFT)에 사용될 수 있기 때문에, 영률의 개선을 위한 소자 필수품은 도 1의 회로에 설치된 전력 초크 코일(PCH)(41.5mH)의 그것과 비교했을 때 사이즈와 중량에서 감소될 수 있다.

특히, 도 9의 회로의 경우에서 전압 피드백 변압기(VFT)의 중량은 대략 26g이고, 도 1의 회로에 설치된 전력 초크 코일(PCH)의 155g과 비교했을 때 대략 1/6로 감소될 수 있다.

영률의 개선을 위해 설치된 소자는 이런 식으로 사이즈와 중량이 감소될 수 있기 때문에, 회로소자의 면적과 중량은 도 1의 회로의 그것들과 비교했을 때 감소될 수 있다.

상술한 것에서, 본 실시예의 스위칭 전원회로의 구성에 따르면, 연속 모드의 전개가 도 1의 회로의 경우와 유사하게 절연 컨버터 변압기(PIT)의 자속 밀도의 설정에 의해 달성되는 반면, 2차 측의 리액티브 전력은 도 30을 참조하여 상술한 종래 회로의 그것과 비교했을 때 감소될 수 있다.

<제 2 실시예>

본 발명의 제 2 실시예에 따르면 스위칭 전원 회로의 구성은 도 14에서 보여 준다.

제 2 실시예의 스위칭 전원 회로는 도 6과 관련하여 상기 기재된 교류 100V 시스템으로 준비된 기본 구성을 가지고, 제 1 실시예에 유사하게 전압 피드백 시스템의 전력 요소가 향상한 회로를 더욱 포함한다.

도 14를 참고하면, 스위칭 전원 시스템은 교류 100V 시스템을 위한 구성으로써, 한쌍의 정류 회로(D1, D2)로 구성된 전압 이중 정류 평활 회로를 포함하고, 도 6과 관련한 상기에 기재된 회로에서 유사한 한쌍의 평활 커패시터(Ci1, Ci2)를 포함한다.

전압 변압기 VFT의 2차 권선(N5)은 도 14에서 보여준 상용의 교류 전원(교류)의 포지티브 전극선의 끝에 연결된다. 상용의 교류 전원(교류)의 네가티브 적극선은 평활 커패시터(Ci1, Ci2)와 사이에 노드에 연결된다.

또한 도 14의 회로에서는, 필터 커패시터(CN)은 상용의 교류 전원(교류)의 선에 병렬로 연결된다.

정류 다이오드(D1)는 2차 권선(N5)의 다른 말단의 애노드에 연결된다. 정류 다이오드(D2)는 2차 권선(N5)과 정류 다이오드(D1) 사이의 노드와 1차측 접지와의 사이에 직렬로 연결된다. 정류 다이오드(D2)는 1차측 접지가 애노드에 연결되고, 2차 권선(N5)과 정류 다이오드(D1)과의 사이의 노드는 캐소드(cathode)에 연결된다.

정류 다이오드(D1)의 캐소드는 스위칭 요소(Q1)의 드레인을 따라 평활 커패시터(Ci1)의 포지티브 전극단에 연결된다.

이 경우 역률 개선 회로(4)는 전압 피드백 변압기(VFT), 필터 커패시터(CN)와 정류 회로(D1, D2)를 포함한다.

고속 회복 형태의 정류 다이오드는 정류 회로(D1, D2)에 선택적으로 사용되어지는 것을 주목해야 한다.

도 14와 관련하여 상기 기재된 구성을 가지는 회로의 동작은 도 15의 파형 도표와 관련하여 기재된다.

또한 도 15에 있어서, 도 14의 회로의 성분의 동작은 상용의 교류 전원(교류)의 주기 내에 나타내고, 교류 입력 전압(V교류)의 시험 결과를 도시하고, 부하 전력(Po)은 각각 V교류 = 100V 및 Po = 150W 였다.

도 15와 관련하여, 이 경우 교류 입력 전압(V교류)은 교류 100V 시스템과 일치하여 도 15에서 나타낸 것과 같은 파형을 가진다. 그 다음에, 교류 입력 전류(ICA)는 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브 및 네가티브 양극을 각각 가지는 주기 내에서 포지티브 및 네가티브 양극이 나타나는 파형이 흐른다.

또한 이 경우, 교류 전류(I1)는 중첩된 스위칭 주기의 고주파 성분을 갖는 역률 개선 회로(4)에 흐른다. 특히, 전압 피드백 변압기(VFT)의 1차 권선(N4)으로부터 제 2권(N5)에 여기된 1차측 스위칭 출력에 기초한 교류 전압은 역률 개선 회로(4)측으로 다시 공급된다.

이 경우 교류 전류(I1)는 이하에 기재된 정류 전류 경로를 따라, 도 15에 보여준 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브 및 네가티브 양극을 각각 나타내는 주기 내에서 포지티브 및 네가티브 양극을 나타내는 파형을 가지는 것이 중요하다.

도 14에서 보여준 정류 다이오드(D2)에 걸치는 전압인 전 파형 정류 전압(V1)은 도 15에서 보여준 스위칭 주기의 파형을 가지고, 상용의 교류 전원기의 주기에 대응하는 저주파 성분을 가진다. 저주파 성분은 네가티브 양극을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 반 주기 내에서 포지티브 양극의 피크 레벨을 나타내지만, 포지티브 양극을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 다른 반주기 내에서 제로 레벨로의 반전을 나타내는 파형을 가진다.

또한, 필터 커패시터(CN) 안으로 흘러 들어오는 전류(ICN)는 피크 레벨을 나타내는 상기 기재된 교류 전류(I1)의 주기내에 대응하는 피크 레벨을 나타내는 스위칭 주기의 파형을 가진다.

또한, 이 경우 직류 입력 전압(Ei)의 리플 성분(△Ei)은 도 15에 보여준 그러한 파형을 가지고 약 ±5V의 범위 내에서 변하는 것이 중요하다.

도 14에서 보인 회로에서, 포지티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 두 반 주기 중 하나의 내에서는, 정류 전류는 [전압 피드백 변압기의 2차 권선(N5) →정류 다이오드(D1) →평활 커패시터(Ci1) →필터 커패시터(CN)]의 경로를 따라서 흐른다.

네가티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 다른 반 주기 내에서는, 정류 전류는 [평활 커패시터(Ci2) →정류 다이오드(D2) →2차 권선(N5) →필터 커패시터(CN)]의 경로를 따라서 흐른다.

이 경우, 도 14에서 보여준 회로에서, 포지티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 반 주기 내에서는, 정류 동작은 정류 다이오드(D1)에 의해서 실행된다. 반면에, 네가티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 다른 반 주기 내에서는, 정류 동작은 정류 다이오드(D2)에 의해서 실행된다. 또한 이 경우, 고속 회복 형태의 정류 다이오드는 정류 회로(D1, D2)를 위해 사용되기 때문에, 정류 다이오드는 전압 피드백 변압기(VFT)의 2차 권선(N5)에서 여자된 교류 전압에 기초한 스위칭 주기의 스위칭 동작을 실행한다.

정류 다이오드가 스위칭 주기 내에서 스위칭 동작을 실행하는 경우에, 최초의 교류 입력 전압(V교류)의 레벨이 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 걸친 전압보다 낮은 주기 내에서 역시, 고속 회복 형태의 다이오드는 스위칭 주기의 중첩된 파형의 파형에 응답하여 전도할 수 있게 된다. 따라서, 상기 주기 내에서, 충전 전류는 평활 캐패시터(Ci)로 공급 될 수 있다.

이 경우에는, 특히, 최초의 교류 입력 전압(V교류)의 전위가 평활 커패시터(Ci1, Ci2) 에 걸친 전압보다 낮은 주기 내에서, 고속 회복 형태의 다이오드로 전도하고, 따라서, 정류 전류 흐름의 주기 내에서 더욱 확장 될 수 있다.

이 경우, 도 14에서 보여준 회로 또한, 정류 전류 흐름의 주기 내에서 확장 될 수 있기 때문에, 교류 입력 전류 성분의 평균 파형은 교류 입력 전압(V교류)의 파형에 접근한다.

도 16 및 17은 도 14에서 보여준 전원 공급 회로가 가지는 구성의 특성을 도시하였다.

특히, 도 16은 V교류 = 85에서 120V의 교류 입력 전압(V교류)의 변화 범위 내에서 교류를 직류로의 전력 변환 효율(η교류 →직류), 역률(RF) 및 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 도시하고, 부하 전력(Po)은 150W로 고정된다. 한편, 도 17은 교류 입력 전압(V교류)이 100V로 고정되는 경우에서 부하 전력(Po)이 변화 할 때 특성 도표이고, 교류를 직류로의 전력 변환 효율(η교류 →직류), 역률(RF) 및 IPo = 30에서 0A의 부하 전류(IPo)의 변화의 범위 내에서 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 도시한다.

또한, 이 경우에는, 도 16 및 17에서 도시된 실험의 결과는 도 14에서 보여준 회로의 성분의 아래의 상수를 사용하여 얻어지는 것을 중요시 한다.

절연 컨버터 변압기(PIT) : EER - 40의 페라이트 코어,

갭 길이(Gap) = 1.5mm

1차 권선(N1) = 75 T (턴)

2차 권선(N2, N2A+N2B) : 센타 탭을 분할 위치로 하여 2 T + 2 T

전압 피드백 변압기(VFT) : EE-25의 페라이트 코어, 갭 길이 = 1.2mm

1차 권선(N4) = 37 T

2차 권선(N5) = 19 T

1차측 직렬 공진 커패시터(C1) = 0.020㎌

우선, 도 14에서 보여준 회로에서도 직류 입력 전압(Ei)은 도 7과 관련하여 상기 기재된 도 6의 회로의 특성과 비교했을 때, 교류 입력 전압(V교류) = 85에서 120V의 범위 이상인 하이 레벨을 나타내는 것을 도 16의 특성 도표로 부터 인지 될 수 있다. 또한, 제 2 실시예에서, 전력 초크 코일(PCH)이 생략 될 수 있기 때문에, 직류 입력 전압(Ei)의 강하를 막을 수 있다.

직류 입력 전압(Ei)의 강하를 막는 이 경우에서는, 1차측 직렬 공진 전류(IO)를 증가시키기 위해 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 감은 수를 감소시키는 필요성은 배제되었고, 전력 변환 효율만큼 향상시키는 것이 가능하다.

따라서, 교류 입력 전압(V교류) 및 부하 전력(Po)은 각각, V교류 = 100V 및 Po = 150W(EO ×IPo = 5V ×30A)에서, 도 14에서 보여준 회로에 의해 얻어진 교류를 직류로 전력 변환 효율(η교류 →직류)은 도 16 및 17에서 보여준 η교류 →직류 = 대략 90.9% 이다. 같은 조건하에서 도 6의 회로의 경우에서는, η교류 →직류 = 89.2%와 비교했을 때, 대략 1.7%의 향상을 나타낸다.

더욱이, 부하 변화에 관하여 도 14의 회로의 직류 입력 전압(Ei)의 변화폭이 도 6의 회로의 경우로부터 감소되는 것을 도 17과 도 8의 비교로부터 볼 수 있다.

특히, 이 경우에서도, 부하 변화에 응하여 전압 피드백 변압기(VFT)를 따라 다시 공급되는 전력이 변하기 때문에, 부하 변화에 관하여 직류 입력 전압(Ei)의 레벨의 변화는 제 1 실시예에서와 같이 억제된다.

실시예에 의하면, 도 14에서 Po = 150 에서 25W의 부하 전력(Po)의 변화에 관하여 직류 입력 전압(Ei)의 변화의 범위는 대략 16V 이고, 도 6의 회로의 경우에서 대략 30V 의 변화 범위와 비교 했을 때, 중요하게 감소된다.

따라서, 이 경우에서도, 스위칭 주파수 제어 범위의 감소를 획득할 수 있다.

더욱이, 도 16 및 17에서 보인듯이, 도 14에서 보여준 회로에 의하면, 대략 0.895의 역률(PF)은 교류 입력 전압(V교류) 및 부하 전력(Po)은 각각 V교류 = 100V 및 Po = 150 에서 얻는다. 요컨대, 도 6의 회로에서 얻어지는 RF = 0.77로 부터 역률(RF) 향상을 나타낸 결과를 얻는다.

더욱이, 도 14에서 보여준 회로에서도, 전압 피드백 변압기(VFT)는 제 1 실시예에서 처럼 유사하게 전력 초크 코일(PCH)와 비교했을 때 감소된 사이즈 및 무게가 형성 될 수 있다.

예를 들어, 도 14의 회로의 경우에서 전압 피드백 변압기(VFT)의 무게는 대략 26g 이다. 따라서, 이 예에서도, 전압 피드백 변압기(VFT)의 무게는 도 1의 회로에서 제공된 전력 초크 코일(PCH)의 155g 과 비교했을 때, 대략 1/6으로 감소될 수 있다.

이런 식으로, 제 2 실시예의 전원 회로는 전력 변환 효율 및 역률의 향상을 이룰 수 있으며, 역률의 향상을 위한 구성으로써 전력 초크 코일(PCH)을 포함한 구성에서 어느 하나와 비교했을 때 스위칭 주파수 제어의 범위의 감소 및 초크 코일의 사이즈 및 무게에서 감소를 이룰 수 있다.

<제 3 실시예>

본 발명의 제 3 실시예에 의한 스위칭 전원 회로의 구성은 도 18에서 보여준다.

제 3 실시예의 스위칭 전원 회로는 도 9와 관계에 있어 상기 기재된 제 1 실시예와 유사하게 교류 200V 시스템으로 할 기본 구성을 가진다. 스위칭 전원 회로는 전압 피드백 시스템의 역률 개선 회로로써, 도 9의 회로에서 제공된 역률 개선 회로(3)과는 다른 역률 개선 회로(5)를 더욱 포함한다.

따라서, 도 18에서 보여준 전원 회로는 역률 개선 회로의 구성을 제외한 도 9의 회로와 유사하고, 여기에서, 아래의 기술은 역률 개선 회로(5)의 구성이 주로 주어진다.

역률 개선 회로(5)는 도 18에서 보여진 바와 같이 정류 다이오드(D1, D2, D3, D4)로 형성된 브리지 정류 회로(Di)를 포함한다. 전력 향상 회로(5)는 브리지 정류 회로(Di)의 네가티브 전극 입력 단자(정류 다이오드(D1, D3)사이의 노드)와 포지티브 전극 입력 단자(정류 다이오드(D2, D4)사이의 노드)와의 사이에 병렬 및 상용의 교류 전원(교류)의 라인에 병렬로 삽입된 필터 커패시터(CN)을 더욱 포함한다.

게다가, 역률 개선 회로(5)는 브리지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드(D3, D4)사이와의 노드에 연결된 고주파 초크 코일(LS)를 포함하고, 3차 권선(N3)은 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차측에 감았다.

또한 이 예에서는, 브리지 정류 회로(Di)의 정류 회로(D1, D2)의 사이의 노드는 평활 커패시터(Ci)의 네가티브 전극 단자로 연결된다. 평활 커패시터(Ci) 와 정류 회로(D1, D2)의 사이의 노드는 1차측 접지에 연결된다.

고주파 초크 코일(LS)은 권선(N10)의 말단에서 브리지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드(D3, D4)사이의 노드로 연결되고, 권선(N10)의 다른 말단에서 3차 권선(N3)의 말단으로 연결된다. 3차 권선(N3)은 다른 말단에서 스위칭 소자(Q1)의 드레인을 따라 평활 커패시터(Ci)의 포지티브 전극단자로 연결된다.

또한 이 예에서는, 고속 회복 형태의 정류 다이오드는 회로 비용을 억제하기 위해 선택적으로 사용 되었다. 고속 회복 형태는 브리지 정류 회로(Di)로 부터 정류 다이오드 사이에 두개의 다른 반 주기에 대해 두 정류 전류 경로의 각각에 삽입된 두 정류 다이오드 중 하나가 사용된다.

결국, 도 18에서도, 예는 고속 회복 형태의 다이오드는 흑다이오드 마크로써 나타낸 각 정류 다이오드(D3, D4)에 대해 선택적으로 사용되는 것을 보여준다.

예를 들면, 상기에 언급된 고주파 초크 코일(LS)은 도 19에서 보여준 구조를 가진다.

도 19에 있어서, 고주파 초크 코일(LS)은 EE 형태 코어를 포함한다. EE 형태 코어는 페라이트 물질로 만들어지고, 서로 대항하는 자각으로 조립된 E 형태 코어(CR7, CR8)의 한쌍을 포함한다. 고주파 초크 코일(LS)은, 예를 들면, 수지 물질로 만들어진 보빈(B)를 더 포함하고, 기술한 바와 같이 형성된 EE 형태 코어에 제공된다. 더욱이, 권선(N10)은 도 19에서 보인 바와 같이 보빈(B)의 감는 부분이 감겨진다.

갭(G)은 도 19에서 보인 바와 같이 고주파 초크 코일(LS)에서 또한 EE 형태 코어의 자각의 중심부에 형성된다. 이 경우 갭(G)은 예를 들면, 대략 1.0mm의 갭 길이로 형성된다.

고주파 초크 코일(LS)이 가지는 기술된 구성은 예를 들면, 대략 115μH로 설정된 인덕턴스 값으로 형성된다.

도 18에 있어서, 보여진 전원 회로에 제공된 절연 컨버터 변압기(PIT)는 도 2와 관련하여 상기 기술된 구성을 가지지만, 1차 권선(N1)과 함께 1차측에 감겨진 3차 권선을 더 가진다.

이 경우에 있어서, 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차 권선(N1), 2차 권선(N2) 및 3차 권선(N3)의 감은 수는 2차 권선의 1턴 당 유도된 전압 레벨이 대략 2.5V/T가 되도록 N1 = 80 T, N2(N2A + N2B) = 2 T+ 2 T 및 N3 = 15로 설정된다.

상기 기술된 구성을 가지는 제 3실시예의 스위칭 전원 회로의 동작은 도 20의 파형 도표에 관련하여 아래에 기술된다.

도 20에 있어서, 도 18의 회로의 몇몇 성분의 동작은 상용 교류 전원(교류)의 주기 내에서 도시된다. 더욱이, 도 20에 있어서도, 교류 입력 전압(V교류)은 V교류 = 220V 이고, 부하 전력(Po)은 Po = 150W 에 있어서 실험의 결과는 설명된다.

이 경우에서도 입력된 교류 입력 전압(V교류)이 도 20에서 보인 바와 같이 그런 파형을 가졌을 때, 교류 입력 전류(I교류)는 각각의 포지티브 및 네가티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 주기 내에서 포지티브 및 네가티브 양극성을 나타내는 파형으로 흐른다.

또한 이 경우에서, 교류 전류(I1)는 역률 개선 회로(5)에서 흐르기 때문에, 도 20에서 보인 바와 같이 교류 입력 전압(V교류)의 양 반 주기 내에서 포지티브 양극성을 가진다.

1차 권선(N1)으로 부터 여자된 1차측 스우칭 출력에 기초한 교류 전압은 절연 컨버터 변압기(PIT)의 1차측에 감긴 3차 권선(N3)에서 획득된다. 따라서, 고주파 초크 코일에 인접한 3차 권선(N3)의 말단과 1차측 접지의 사이에 나타나는 전압(V2)은 도 20에 나타낸 바와 같이 포지티브 및 네가티브 피크를 나타내는 주기 내에서 스위칭 주기를 따르게 하는 교류 파형을 가진다.

전압(V2)은 3차 권선(N3)에서 생성된 전압으로써 고려 될 수 있다. 따라서, 이 경우에 있어서 1차측 스우칭 컨버터의 출력 전압은 1차 권선(N1)과 3차 권선(N3)사이의 자기 결합을 따라 역률 개선 회로(5)로 다시 공급되는 전압(V2)의 파형으로 인지 될 수 있다.

이것은 고주파 성분에 의해 스위칭 주기가 겹쳐지는 파형을 가지는 상기 기재된 교류 전류(I1)의 사실에 의해 나타내진다.

또한, 역률 개선 회로(5)를 따라 평활 커패시터로 흐르는 충전 전류(ICi)는 도 20에 보인 바와 같이 스위칭 주기를 가지는 파형을 가지고, 교류 전류(I1)가 포지티브 양극성의 피크 레벨을 나타내는 주기에 응하여 포지티브 양극성의 피크 레벨을 나타낸다.

또한, 이 경우에서 브리지 정류 회로(Di)의 전 파형 정류 전압(V1)은 스위칭 주기의 파형을 가지고, 제로 레벨 직전의 값을 나타낸 교류 전류(I1) 및 충전 전류(ICi)의 주기에 대응하는 포지티브 양극성의 레벨 피크를 나타낸다.

더욱이, 필터 커패시터(CN)로 흐르기 위한 전류(ICN)은 스위칭 주기의 파형을 가지고, 포지티브 양극성의 피크 레벨의 직전의 값을 나타내는 교류 전류(I1) 및 충전 전류(ICi)의 주기에 대응하는 피크 레벨을 나타낸다.

따라서, 교류 입력 전류(I교류)는 교류 전류(I1), 충전 전류(Ici) 및 전류(ICN)이 피크 레벨에 근접한 값을 가지는 주기에 대응하는 피크 레벨을 나타내는 파형으로 상기 흐름을 기술하였다.

평활 커패시터(Ci)를 가로지른 전압인 직류 입력 전압(Ei)의 리플 성분(△Ei)은 도 21에서 보인 상용 교류 전원 309V의 근처의 주기에 대응하는 주기에서 증가 및 감소의 반복되는 파형을 가진다. 또, 리플 성분(△Ei)의 변화의 범위는 대략 ±5 이다.

도 18에서 보여준 회로에 있어서, 포지티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 두 반 주기 중 하나 내에서, 정류 전류는 [정류 다이오드(D4) → 고주파 초크 코일(LS) → 3차 권선(N3) → 평활 커패시터(Ci) → 정류 다이오드(D1) → 필터 커패시터(CN)]의 경로를 따라서 흐른다.

네가티브 양극성을 가지는 교류 입력 전압(V교류)의 다른 반주기 내에서, 정류 전류는 [정류 다이오드(D3) → 고주파 초크 코일(LS) → 3차 권선(N3) → 평활 커패시터(Ci) → 정류 다이오드(D2) → 필터 커패시터(CN)]의 다른 경로를 따라 흐른다.

방금 설명한 바와 같은 정류 전류 경로로부터 도 18에서도 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브 양극성을 가지는 반 주기에서 정류 동작은 브릿지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드(D1, D4)의 설치에 의해 실행된다. 반면에, 교류 입력 전압(V교류)이 음극성을 가지는 다른 반 주기에서의 정류 동작은 브릿지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드(D2, D3)의 설치에 의해 실행된다.

또한 이 경우에서, 고속 회복 형태의 정류 다이오드가 상기 설명된 바와 같이 브릿지 정류회로(Di)에서 정류 다이오드(D2, D4)로 사용되기 때문에, 고속 회복 형태의 정류 다이오드는 교류 입력 전압(V교류)의 두 개의 다른 반 주기내에서 형성된 각각의 정류 전류 흐름 경로에 삽입된다.

이 경우에서, 브릿지 정류 회로의 전파 정류 전압(V1)은 절연 컨버터 변압기(PIT)의 3차 권선에 여기된 스위칭 주기의 교류 전압은 상기 설명된 바와 같이 중첩된다. 방금 설명한 바와 같은 전파 정류 전압(V1)이 얻어지기 때문에, 브릿지 정류 회로(Di)는 스위칭 주기에서 정류 다이오드의 스위칭 동작을 한다.

즉, 역률 개선회로(5)에서 제 1차 스위칭 출력의 전압은 정류 경로로 다시 공급되고, 스위칭 출력에 기초한 교류 전압은 브릿지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드가 스위칭 동작을 하도록 야기하는데 이용된다.

브릿지 정류 회로(Di)의 정류 다이오드가 이러한 방식안에 스위칭 주기를 따르는 주기에서 스위칭 동작을 하는 경우에 또한 이 주기에서 일반적으로 입력 전압(V교류)의 전위는 평활 커패시터(Ci1,Ci2)를 지나는 전압보다 낮다. 결과적으로, 정류 전류가 흐르는 주기는 좀 더 확장될 수 있다.

또한, 이 경우에서 정류 전류가 흐르는 주기가 확장되는 경우에 입력 전류 성분의 평균 파형은 교류 입력 전압(V교류)의 파형에 가까워지고, 결과적으로, 교류 입력 전류(V교류)의 유도각은 역률의 향상을 이루기 위해 확장된다.

또한, 이 경우에서 교류 입력 전류(I교류)의 파형이 도 2에서 평활한 이유는 정류 전류 성분으로 중첩된 고주파 성분이 교류 라인(line)에 설치된 필터 커패시터에 의해 제거되어 오고 있기 때문이다.

도 21, 22는 도 18에서 나타낸 구성을 가지는 전력 공급 회로의 특성을 설명한다. 특히, 도 21은 교류-직류 전력 변환 효율(n교류→직류), 역률(PF), 교류 입력 전압(V교류)이 V교류 = 170~264의 변화 범위를 가지는 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 설명한다. 여기서, 부하 전력(Po)은 Po = 150W로 고정된다.

한편, 도 22는 교류 입력 전압(V교류)이 V교류 = 220V로 고정되는 동안에 부하 전력(Po)이 변할 때 도 21은 교류-직류 전력 변환 효율(n교류→직류), 역률(PF), 부하 전류(IPo)가 IPo = 30~0A의 변화 범위를 가지는 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 설명한다.

도 21, 22에서 도 18 회로의 경우에 대한 특성은 실선에 의해 나타내고, 도 1 회로의 경우에 대한 특성은 점선에 의해 나타낸다는 것을 주목해야 한다.

도 21, 22에 설명된 실험의 결과는 도 18에서 나타낸 회로 성분에 대한 이하의 상수를 사용하여 얻어진다.

절연 컨버터 변압기(PIT):

EER-40의 페라이트(ferrite) 코어(core), 갭 길이 Gap = 1.5m

1차 권선(N1) N1 = 80T(turns)

2차 권선(N2)(N2A+N2B): 중간 탭(tap)에 위치를 분리하여 가로지르는 2T+2T

3차 권선 N3 = 15T

고주파 초크 코일(LS): EE-20의 페라이트 코어, 갭 길이 Gap = 1.0m, 인덕턴스 값 115μH를 가진다.

우선, 도 18 예의 회로에서 직류 입력 전압(Ei)은 V교류 = 170~264인 교류 입력 전압의 범위 이상으로 도 1의 회로보다 더 높은 레벨을 나타낸다는 것을 도 21의 특성 도표로부터 알 수 있다.

이것은 또한 도 18의 회로에서 전력 초크(choke) 코일(PCH)이 무시되기 때문에, 직류 입력 전압이 강하되지 않는다는 것을 나타낸다.

이러한 방식에서 직류 입력 전압(Ei)이 강하되지 않는 경우에, 제 1차 직렬 공진 전류를 증가시키기 위한 필연성이 제거되므로, 스위치 손실을 감소하는 것과 전력 변환 효율을 향상시키는 것이 가능하다.

부수적으로, 도 18에서 나타낸 회로의 교류→직류 전력 변환 효율(n교류→직류)은 도 21, 22에 나타낸 바와 같이 n교류→직류는 대략 91.4%이다. 여기서, 교류 입력 전압(V교류)과 부하 전력(Po)은 각각 V교류 = 200V 이고 Po = 150W(E0 ×IPo = 5V ×30A)이다. 그러므로, 대략 2.1%의 향상은 같은 조건아래 도 1 회로의 경우에서 n교류→직류가 89.3%와 비교할 때 이뤄진다.

게다가, 도 21, 22에서 PF가 대략 0.795인 역률(PF)은 도 18 회로의 경우에서 역률(PF)으로써 얻어진다. 여기서, 교류 입력 전압(V교류)과 부하 전력(Po)은 각각 V교류 = 220V Po = 150W이다.

더욱이, 도 18에 나타낸 회로에서의 고주파 초크 코일(LS)은 상기 표시된 바와 같이 대략 115μH의 배교적 낮은 인덕턴스 값을 가지도록 설정될 수 있다. 이로 부터, 역률을 향상시키기 위해 설치된 초크 코일은 도 10 회로에 설치된 전력 초크 코일(PCH)(41.5μH)와 비교할 때 감소한 크기와 무게로 형성될 수 있다.

특히, 도 1 회로의 전력 초크 코일(PCH)의 무게는 대략 155g인 반면 도 18 회로에 설치된 고주파 초크 코일(LS)의 무게는 대략 15g이다. 그러므로 대략 1/10로 감소할 수 있다.

이러한 방법에서 도 18 회로는 도 1 회로에서의 이러한 것들로부터 감소한 회로 영역과 회로 무게와 함께 형성될 수 있다.

상기 상술한 것에서, 실시예 3의 스위칭 전력 공급 회로의 구성을 통해 전력 변환 효율, 역률의 향상과 초크 코일의 크기와 무게에서의 감소는 도 1 회로와 비교할 때 예상할 수 있다.

<실시예 4>

본 발명의 실시예 4에 따라 스위칭 전력 공급 회로의 구성은 도 23에서 나타낸다.

실시예 4의 스위칭 전력 공급 회로는 도 14를 참조하여 상기 설명된 실시예 2와 비슷하게 교류 100V 시스템이 준비된 기본적인 구성을 가진다. 스위칭 전력 공급 회로는 단지 역률 개선회로의 구성을 실시예 3과 비슷한 3차 권선(N3)와 고주파 초크 코일(LS)를 사용한 역률 개선회로로 대체한다.

따라서, 이하의 설명은 실시예 4의 전력 공급 회로에 설치된 역률 개선회로(6)의 구성이 주로 주어진다.

도 23에 관하여 역률 개선회로는 고주파 초크 코일(LS)과 도 23에 나타낸 바와 같이 일반적인 교류 전력 공급(교류)의 포지티브 전극 라인에 직렬로 삽입된 제 3권선(N3)의 직렬 연결 회로를 포함한다. 한편, 일반적인 교류 전력 공급의 포지티브 전극 라인은 한 쌍의 평활 커패시터 사이에 연결된다.

이 경우에서 필터 커패시터(CN)는 일반적인 전력 공급(교류)의 라인 사이에 병렬로 삽입된다.

게다가, 이 경우에서 정류 다이오드(D1)의 애노드(anode)는 고주파 초크 코일(LS)에서 멀리 떨어진 3차 권선(N3)의 말단과 연결되어 있다. 정류 다이오드(D2)는 3차 권선(N3)과 정류 다이오드(D1) 사이의 노드와 1차측 접지 사이에 직렬로 삽입된다.

게다가, 정류 다이오드(D1)의 캐소드(cathode)는 스위칭 요소(Q1)dml 드레인(drain)을 통해 평활 커패시터(Ci1)의 포지티브 전극 단자에 연결되어 있다.

또한, 이 경우에서 고속 회복 형태의 정류 다이오드는 선택적으로 정류 다이오드(D1, D2)에 사용된다.

상기 설명된 구성을 가진 회로(6)를 향상시키는 역률을 포함하는 도 23에 대한 회로의 동작은 도 24의 파형 도표에 관하여 이하에 설명한다.

도 23의 회로에서 여러 성분의 동작은 도 24에서도 일반적인 교류 전력 공급(교류)의 주기내에 설명된다. 게다가, 도 23에서도 입력 전압(V교류)이 V교류 = 100이고 부하 전력(Po)이 Po = 150인 실험의 결과를 설명한다.

이 경우에서 또한 교류 입력 전압(V교류)는 도 24에 나타낸 바와 같이 교류 100V 시스템과 대응하는 파형을 가진다. 게다가, 교류 입력 전류(I교류)는 파형과 함께 흐르므로, 교류 입력 전압(V교류)이 각각 포지티브와 네가티브 양극을 가지는 주기내에 포지티브와 네가티브 양극을 나타낸다.

고주파 쵸크 코일과 1차측 접지에 인접한 절연 변환 변압기에 감겨진 제 3의 권선(N3)의 말단 사이에서 나타나는 전압(V2)는 스위칭 주기를 따르는 파형을 가진다. 이것으로부터, 절연 변환 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)으로부터 3차 권선(N3)내에 제 1 차측 스위칭 출력에 기초하는 교류 전압이 역률 개선회로(6)측으로 다시 공급된다는 것을 알 수 있다.

상기 설명된 바와 같은 파형을 가진 전압(V2)이 얻어지는 경우에, 역률 개선회로(6)에 고주파 초크 코일(LS)을 통하여 흐르는 교류 전류(I1)는 스위칭 주기의 고주파 성분이 중첩되는 파형을 가지고 있다.

교류 전류(I1)는 입력 전압(V교류)이 도 15에 나타낸 교류 전류(I1)과 비슷한 포지티브와 네가티브 양극을 나타내는 주기내에 포지티브와 네가티브 양극을 나타내는 파형을 가진다.

게다가, 도 23에 나타낸 정류 다이오드(D2)를 지나는 전압인 전압(V1)은 도 24에 나타낸 바와 같이 스위칭 주기의 파형을 가지고, 일반적인 교류 전력 공급의 주기에 대응하는 저주파 성분을 가진다. 상기 저주파 성분은 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브와 네가티브 양극을 가진 반 주기내에서는 포지티브 양극의 피크 레벨((peak level)을 나타내지만 교류 입력 전압(V교류)이 포지티브와 네가티브 양극을 가진 다른 반 주기내에서는 제로 레벨 측에 역으로 나타나는 파형을 가진다.

또한, 필터 커패시터(CN)로 흐르는 전류(ICN)은 상기 설명된 교류 전류(I1)이 피크 레벨을 나타내는 주기와 대응하는 피크 레벨을 나타내는 스위칭 주기의 파형을 가진다.

이 경우에서 직류 입력 저압(Ei)의 리플 성분(△Ei)는 또한 도 24에서 나타낸 바와 같은 파형을 가지고, 대략 ±5V의 범위내에서 변한다. 한편, 2차측 직류 출력 전압(E0)의 리플 성분(△E0)은 도 24에서 나타낸 바와 같은 스위칭 주기의 파형을 가지고, 대략 ±0.5V의 범위내에서 변한다.

도 23에 나타낸 회로에서 나타낸 회로에서 입력 전압(V교류)이 포지티브 양극을 가진 2개의 반 주기 중 하나에서 정류 전류는 [고주파 초크 코일(LS)→3차 권선(N3)→정류 다이오드(D1)→평활 커패시터(Ci1)→필터 커패시터(CN)]의 경로를 따라 흐른다. 입력 전압(V교류)이 네가티브 양극성을 가지는 다른 반 주기에서는 정류 전류는 [평활 커패시터(Ci1)→정류 다이오드(D2)→3차 권선(N3)→고주파 초크 코일(LS)→→필터 커패시터(CN)]의 또 다른 경로를 따라 흐흔다.

따라서, 도 23에서 나타낸 회로 또한 입력 전압(V교류)이 포지티브 양극을 가지는 반 반주기에서는 전류 동작이 정류 다이오드(D1)에 의해 실행되고, 반면에 입력 전압(V교류)이 네가티브 양극성을 가진 다른 반 주기에서는 도 14에서 나타낸 회로와 비슷하게 정류 다이오드(D2)에 의해 실행된다.

또한, 이 경우에서 고속 회복 정류 다이오드는 정류 회로(D1, D2)에서 사용되기 때문에 정류 다이오드는 3차 권선(N3)에 여기된 교류 전압에 기초하여 스위칭 주기의 스위칭 동작을 실행한다.

정류 다이오드가 이러한 방식의 스위칭 주기에서 스위칭을 실행하고, 근본적으로 교류 입력 전압(V교류)이 평활 커패시터(Ci1, Ci2)를 지나는 전압보다 낮은 주기내에서 스위칭 동작을 실행하는 경우에는 고속 회복 형태의 다이오드는 스위칭 주기의 중첩된 파형에 응답하여 유도된다. 결과적으로 상술된 주기에서는 또한 충전 전류가 평활 커패시터로 공급될 수 있다.

즉, 이 경우에서도 교류 입력 전류(I교류)의 유도각은 역률의 향상을 이루는 것으로 인해 확장된다.

도 25, 26은 도 23에 나타낸 전력 공급 회로의 특성을 도시한다.

특히, 도 25는 V교류 = 18~120인 교류 입력 전압(V교류)의 범위에서 교류→직류 전력 변환 효율(n교류→직류), 역률(PF), 교류 입력 전압(Ei)을 도시한다. 여기서 부하 전력(Po)은 Po = 150W에 고정된다.

한편, 도 26은 교류 입력 전압(V교류)이 100V로 공정되는 동안에 부하 전력(Po)이 변할 때의 특성 도표이고, IPo = 30~0A인 부하 전류(IPo)의 범위내에서 교류→직류 전력 변환 효율(n교류→직류), 역률(PF), 직류 입력 전압(Ei)의 특성을 도시한다.

또한, 이 경우에서 도 25, 26에 도시된 실험의 결과는 도 23에 나타낸 회로의 성분을 이하의 상수를 사용하여 얻어졌다.

절연 컨버터 변압기(PIT):

EER-40의 페라이트(ferrite) 코어(core), 갭 길이 Gap = 1.5m

1차 권선(N1) N1 = 75T(turns)

3차 권선 N3 = 15T

고주파 초크 코일(LS): EE-22의 페라이트 코어, 갭 길이 Gap = 1.0m, 인덕턴스 값 63μH를 가진다.

우선, 도 23 예의 회로에서 도 7을 참조하여 상기 설명된 도 6 회로의 특성과 비교할 때, 직류 입력 전압(Ei)은 V교류 = 85~120인 교류 입력 전압의 범위 이상으로 높은 레벨을 나타낸다는 것을 도 25의 특성 도표로부터 알 수 있다. 즉, 실시예 4에서도 전력 초크 코일(PCH)이 무시될 수 있기 때문에 직류 입력 전압(Ei)이 강하하지 않게 된다.

이러한 방식에서 직류 입력 전압(Ei)이 강하되지 않는 이 경우에, 제 1차 직렬 공진 전류를 증가시키기 위해 절연 컨버터 변압기의 1차 권선(N1)의 권선(turn)수를 감소하는 필요성이 제거되므로, 전력 변환 효율을 향상시키는 것이 가능하다.

그러므로, 도 23에 나타낸 회로에 의해 얻어진 교류→직류 전력 변환 효율(n교류→직류)은 도 25, 26에 나타낸 바와 같이 n교류→직류는 대략 91.4%이다. 여기서, 교류 입력 전압(V교류)과 부하 전력(Po)은 각각 V교류 = 100V 이고 Po = 150W(E0 ×IPo = 5V ×30A)이다. 그러므로, 대략 1.2%의 향상은 같은 조건아래 도 6 회로의 경우에서 n교류→직류가 89.2%와 비교할 때 이뤄진다.

게다가, 도 25, 26에 나타낸 바와 같이 도 23에 나타낸 회로에 따라 PF가 대략 0.940인 역률(PF)이 얻어진다. 여기서, 교류 입력 전압(V교류)과 부하 전력(Po)은 각각 V교류 = 220V Po = 150W이다. 즉, 역률(PF)이 도 6 회로에서 얻어진 PF = 0.77의 향상성을 나타내는 결과가 얻어진다.

게다가, 도 23에 나타낸 회로에서도 고주파 초크 코일(LS)은 예를 들면 상기 상술한 63μH의 비교적 낮은 인덕턴스를 가지고 있으므로 형성된다. 그러므로 고주파 초크 코일(LS)은 전력 초크 코일(PCH)(7.2 mH)와 비슷하게 비교할 때 감소한 크기와 무게로 형성될 수 있다.

예를 들어, 도 23 회로의 경우에서 고주파 초크 코일(LS)의 무게는 대략 15g이다. 결과적으로 이 경우에서도 고주파 초크 코일(LS)의 무게는 도 6 회로에 설치된 전력 초크 코일(PCH)의 155g과 비교할 때 대략 1/10로 감소될 수 있다.

이 방식에서, 실시예 4의 전력 공급 회로는 전력 변환 효율과 역률의 향상을 이룰 수 있고, 역률의 향상을 위한 구성으로 전력 초크 코일(PCH)를 포함하는 교류 성분과 비교할 때 초크 코일의 크기와 무게를 감소할 수 있다.

<2차측 구성의 다른 예>

부가적으로 위에서 상술한 설명은 연속 모드의 확장이 절연 컨버터 변압기(PIT)의 전속 밀도를 설치하므로써 이루어지는 실시예에 따라 동기 정류 회로는 전력 공급 회로의 2차측에 형성되는 예에 관한 것이다. 또한 도 30에서 나타낸 바와 같이 2차측의 정류 회로가 다이오드 요소로 부터 형성되는 경우에 전력 손실의 감소는 효과적으로 이루어진다.

상기 설명한 바와 같이, 종래의 스위칭 전력 공급 회로가 과부하 상태에 있을 때, 2차측 정류 전류는 불연속 모드를 나타낸다. 그리고, 2차측의 정류 다이오드는 연속 손실의 하이(high)레벨을 나타낸다. 이것은 전력 변환 효율의 향상성을 방해한다.

반대로 본 실시예에 따라 연속 모드가 과부하 상태로 또한 유지되기 때문에 2차측 정류 전류의 연속 주기는 1차측 직렬 공진 전류(I0)가 흐르는 주기와 같은 길이로 확장된다. 2차측 정류 전류의 피크 레벨은 그 정도로 낮게 될 수 있다.

이 방식에서 2차측 정류 전류의 피크 레벨이 낮아지는 경우에 2차측에 정류 요소에 의한 연속 손실은 효과적으로 전력 손실을 감소하도록 하는 것으로 인해 감소될 수 있다.

이하에서, 1차측에 정류 요소가 이러한 방식에서 다이오드 요소로부터 형성되는 구성에 대한 예를 설명한다.

도 40에 나타낸 바와 같은 전파 정류 회로의 구성은 도시되지는 않았지만, 물론 지금 설명하는 것과 같은 전파 정류 회로의 구성을 채택하는 것은 가능하다.

게다가, 이하에 설명에 참조된 도의 특징이 2차측의 구성만을 보이는 경우에 1차측의 구성은 도 9, 14, 18 및 23을 참고하여 상기 설명된 실시예의 어떤 구성이어도 된다.

우선 도 27에 관하여, 브릿지 정류 전류가 형성된 예를 나타낸다.

이 경우에서 도 27에 나타낸 바와 같이 2차측의 중간 탭은 무시된다. 2차 권선(N2)에, 정류 다이오드(D01)에서 정류 다이오드(D04)까지 형성된 브릿지 정류 회로와 평활 커패시터(C0)에서 형성된 전파 정류 평활 회로는 설치된다.

전파 정류 평활 회로는 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압의 반 주기 중 하나에서 브릿지 정류 회로의 정류 다이오드(D01, D04)의 설치는 정류 전류와 함께 평활 커패시터(C0)를 충전하도록 유도하게 된다.

2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압의 다른 반 주기에서 정류 다이오드(D01, D04)의 설치는 정류 전류와 함께 평활 커패시터(C0)를 충전하도록 유도하게 된다.

결과적으로, 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압의 레벨과 동등한 레벨의 2차측 직류 출력 전압(E0)는 평활 커패시터(C0)를 거쳐 얻어진다.

도시하지는 않지만 2차측 직류 출력 전압(E0)의 이 경우에서도 제어 회로(1)을 위한 검출 전압으로써 분기되고 입력된다.

도 28에서 나타낸 또 다른 예는 전압 이중 반파 정류 회로의 구성을 포함한다.

도 28 회로에서도 2차 권선(N2)의 중간 탭이 무시된다. 그러나, 이 경우에서 정류 다이오드(D01)의 애노드(anode)는 도 28에 나타낸 바와 같은 커패시터(Cc)의 직렬 연결을 통해 2차 권선의 제 1 말단에 연결된다. 정류 다이오드(D01)의 캐노드(cathode)는 평활 커패시터(C0)의 포지티브 전극 단자에 연결된다.

평활 커패시터(C0)의 포지티브 전극 단자는 2차측 접지에 연결된다. 또한, 2차 권선의 다른 제 2 말단도 2차측 접지에 연결된다.

더욱이, 정류 다이오드(D02)는 2차 권선(N2)와 2차측 접지 사이의 노드로부터의 애노드에 연결되고, 정류 다이오드(D01)의 애노드로부터의 캐소드에 연결되어 삽입되므로 2차 권선(N2)과 병렬로 연결된다.

상기 설명된 연결 구조에 따라, 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압의 반 주기 중 하나에서 2차 권선(N2)에 병렬로 연결된 정류 다이오드(D02)는 유도되게 된다. 결과적으로, 정류 전류는 정류 다이오드(D02)와 커패시터(Cc)를 통해 흐른다. 다시 말해서, 상기 주기내에 2차측에 정류 전류는 패시터(Cc)로 충전되고, 결과적으로, 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압 레벨과 동등한 레벨의 전압이 커패시터(Cc)를 지나서 발생된다.

반면에, 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압의 다른 반 주기내에서 정류 다이오드(D01)는 유도되게 되고, 정류 전류는 평활 커패시터(C0)를 충전하기 위해 정류 다이오드(D01)와 평활 커패시터(C0)를 따라 흐른다. 즉, 상기 주기내에 정류 다이오드(D01)는 상기 설명된 바와 같은 방식의 커패시터(Cc)를 지나서 얻어진 전압이 중첩되는 교류 전압을 위해 정류 동작을 실행한다.

결과적으로, 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압 레벨의 두배와 동등한 레벨의 제 2 직류 출력 전압(E0)이 평활 커패시터(C0)를 지나서 발생된다.

그러므로, 도 28에 나타낸 구성에 따라서, 전압 이중 반파 정류 동작은 평활 커패시터(C0)가 2차 권선(N2)에 여기된 교류 전압 레벨의 반 주기 중 하나에서만 충전되는 것으로부터 얻어지다. 반면에, 교류 전압 레벨의 두배에 대응하는 레벨은 평활 커패시터(C0)(2차측 직류 입력 전압(E0))를 지나는 전압으로 얻어진다.

도 29는 전압 이중 전파 정류 회로가 형성되는 예를 나타낸다.

도 29에서 나타낸 회로에서 2차 권선(N2)은 도 29에 나타낸 2차 권선(N2A)과 또 다른 권선(N2B)를 포함하는 2개의 권선을 형성하기 위해 중간에 탭을 형성하고 있다. 2차 권선(N2)의 중간 텝 출력은 2차측 접지에 연결된다.

정류 다이오드(D01)는 도 29에 나타낸 커패시터(CcA)의 직렬 연결을 통해 중간 탭으로부터 멀리 떨어진 2차 권선(N2)의 말단으로부터의 애노드에 연결된다. 정류 다이오드(D01)는 평활 커패시터(C0)의 포지티브 전극 단자로부터의 캐소드에 연결된다.

게다가, 또 다른 정류 다이오드(D02)는 2차 권선(N2)과 2차측 접지의 중간텝 사이에 노드로부터의 애노드에 연결되고, 정류 다이오드(D01)와 커패시터(CcA)의 애노드 사이에 노드로부터의 캐소드에 연결된다.

방금 설명한 바와 같은 연결 구조에 따라서, 2차 권선(N2), 정류 다이오드(D01, D02) 및 커패시터(CcA)는 도 28을 참조하여 상기 설명된 바와 같은 2차 권선(N2), 정류 다이오드(D01, D02) 및 커패시터(CcA)로부터 형성된 전압 이중 반파 정류 회로와 비슷한 구성을 가진다.

2차 권선(N2), 정류 다이오드(D01, D02) 및 커패시터(CcA)로부터 형성된 정류 회로는 전압 이중 반파 정류 회로로 이하에 간주된다.

한편, 정류 다이오드(D03), 다른 정류 다이오드(D04) 및 커패시터(CcA)는 제 2 전압 이중 반파 정류 회로를 형성하기 위해 2차 권선(N2)측에 형성된 제 1 전압 이중 반파 정류 회로와 대칭적인 관계로 2차 권선(N2)에 연결된다.

상기 설명된 구성에 따라서 정류 다이오드(D02)와 정류 다이오드(D04)는 2차 권선(N2A)과 또 다른 권선(N2B)에 각각 병렬로 연결된다. 결과적으로, 2차 권선(N2)에서 얻어진 교류 전압의 반 주기 중 하나에서 제 1 전압 이중 반파 정류 회로측의 정류 다이오드(D02)는 정류 전류와 함께 커패시터(CcA)를 충전하도록 유도하게 된다.

즉, 2차 권선(N2A)에서 얻어진 교류 전압과 동일한 레벨의 전압은 커패시터(CcA)를 지나서 발생한다.

반면에, 교류 전압의 다른 반 주기내에서 제 2 전압 이중 반파 정류 회로측의 정류 다이오드(D04)는 정류 전류와 함께 커패시터(CcA)를 충전하도록 유도하게 된다. 따라서, 상기 주기내에서 2차 권선(N2B)에서 얻어진 교류 전압과 동일한 레벨의 전압은 커패시터(CcB)를 지나서 발생한다.

2차 권선(N2)을 위해 형성된 정류 평활 회로의 전체적인 구성을 고려하는 경우에 상기 설명한 바와 같은 제 1 전압 이중 반파 정류 회로가 커패시터(CcA)를 충전하는 것으로부터 교류 전압의 반 주기 중 하나에서는 정류 전류가 분리되고, [2차 권선(N2B)→커패시터(CcB)→정류 다이오드(D03)→평활 커패시터(C0)→정류 다이오드(D02)]의 경로를 따라서 흐른다.

상기 주기내에서 앞에서 상술한 설명으로부터 인식할 수 있는 것처럼 교류 전압 레벨의 전압은 제 2 전압 이중 반파 정류 회로측으로 커패시터(CcB)를 지나서 얻어진다. 이로부터, 제 2 전압 이중 반파 정류 회로측에 정류 전류 경로로 삽입된 정류 다이오드(D03)은 이러한 방식에서 커패시터(CcB)를 진 얻어진 전압이 중첩되는 교류 전압을 위해 정류 동작을 실행한다.

게다가 상기 주기내에서 2차 권선(N2A)을 지나서 나타나는 교류 전압은 제 1 전압 이중 반파 정류 회로에 커패시터(CcA)를 지나는 전압의 극성으로부터 상쇄된다.

즉, 2차 권선(N2B)에 발생된 교류 전압 레벨의 두배와 대응하는 레벨의 전압은 정류 다이오드(D03)의 정류 동작에 대응하여 레벨의 전압은 정류 다이오드(D03)의 정류 동작에 응답하여 주기내에서 평활 커패시터(C0)를 지나서 발생한다.

반면에, 커패시터(CcA)가 충전되는 것에서 교류 전압의 다른 반 주기내에서도 정류 전류는 분리되고, [2차 권선(N2A)→커패시터(CcA)→정류 다이오드(D01)→평활 커패시터(C0)→정류 다이오드(D04)]의 다른 경로를 따라 흐른다.

이 주기내에서도 교류 전압 레벨의 전압이 커패시터(CcA)를 지나서 얻어지기 때문에 정류 전류 경로에 삽입된 정류 다이오드(D01)는 이 방식에서 커패시터(CcA)를 지나서 얻어진 전압이 중첩되는 교류 전압을 위해 정류 동작을 실행한다. 게다가, 상기 주기내에서도 2차 권선(N2B)을 지나서 나타나는 교류 전압은 제 2 전압 이중 반파 정류 회로의 커패시터(CcB)를 지나서 전압의 극성으로부터 상쇄된다. 그리고, 정류 다이오드(D01)는 2차 권선(N2A)과 커패시터(CcA)의 직렬 연결에 걸쳐 있는 전압을 위해 정류 동작을 실행한다.

그러므로, 상기 주기내에서도 2차 권선(N2A)에 발생된 교류 전압 레벨의 두배와 대응하는 레벨의 전압이 평활 커패시터(C0)를 지나서 발생된다.

이와 같이, 도 29의 회로 구성에 따라 각각의 2차 권선(N2A, N2B)에 의해 얻어진 교류 전압 레벨의 두배에 대응하는 레벨의 전압을 생산하기 위해 2차 권선(N2)에 발생된 교류 전압의 각각의 반주기내에서 전압 이중 전파 정류 평활 회로의 작동은 평활 커패시터(C0)에 정류 전류를 충전하는 것에서 얻어진다.

브릿지 정류 회로는 도 29에 나타낸 연결 구성에 따라 정류 다이오드(D01~D04)에 사용된다는 것을 주목해야 한다.

본 발명은 상기 설명된 전력 공급 회로의 구성을 제한하지는 않는다.

예를 들어, 2차측에 권선 전압 검출 시스템의 동기 정류 회로의 상세한 구성은 안정적으로 수정해도 좋다. 게다가, 예를 들면 1차측 스위칭 컨버터의 스위칭 요소에 대해 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)와 같은 MOS-FET보다 어떤 다른 요소가 분리적 여기 상태의 요소로써 사용될 수 있기만 하면 그것을 채용해도 좋다.

게다가, 상기 설명된 요소와 부분의 상수로써 다양한 파라미터(parameter)는 실제의 조건등에 따라서 바꾸어도 좋다.

게다가, 본 발명에 따라서 스위칭 전력 공급 회로는 자여기 형태의 전류 공진 컨버터를 포함해도 좋다. 이 경우에서 예를 들면, 바이폴라(bipolar) 트랜지스터는 스위칭 요소에 선택적으로 사용된다. 게다가, 본 발명은 또한 모든 브릿지 연결에 연결된 4개의 스위칭 요소로부터 형성된 전류 공진 컨버터에 적용될 수 있다.

또한 역률 개선회로의 구성은 실시예와 연관된 상기 설명된 것들에서 제한되지는 않지만, 본 출원의 발명에 대한 양수인에 의해 제안된 전압 피드백에 따라 다양한 회로 구성이 채용될 수 있다.

더욱이, 다양한 구성은 다이오드 요소가 2차측에 정류 요소에 사용하고, 본 발명은 상기 설명된 구성에 제한되지 않는다는 점에서 가능하다

도 1은, 본 발명의 제 1실시예가 적용되는 스위칭 전원회로의 기본회로 구성을 나타내는 회로도이다.

도 2는, 도 1의 전원회로내에 제공된 절연 변환기 트랜스포머의 구조의 보기를 나타내는 개략도이다.

도 3은, 스위칭 구간내에서 도 1의 전원회로의 주요 요소들의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 4는, 교류입력 전압레벨의 변화에 대해서 도 1의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 5는, 부하의 변화에 대해서 도 1의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 6은, 본 발명의 제 2실시예가 적용되는 스위칭 전원회로의 기본회로 구성을 나타내는 회로도이다.

도 7은, 교류입력 전압레벨의 변화에 대해서 도 6의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 8은, 부하의 변화에 대해서 도 6의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 9는, 본 발명의 제 1실시예에 따르는 스위칭 전원회로의 구성의 보기를 도시한 회로도이다.

도 10은, 도 9의 스위칭 전원회로내에 제공된 전압 피드백 트랜스포머의 구조의 보기를 나타내는 개략 단면도이다.

도 11은, 상업적인 교류 전원의 구간내에서 도 9의 전원회로의 주요 요소들의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 12는, 교류입력 전압레벨의 변화에 대해서 도 9의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 13은, 부하의 변화에 대해서 도 6의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 14는, 본 발명의 제 2실시예에 따르는 스위칭 전원회로의 구성의 보기를 도시한 회로도이다.

도 15는, 상업적인 교류 전원의 구간내에서 도 14의 전원회로의 주요 요소들의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 16은, 교류입력 전압레벨의 변화에 대해서 도 14의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 17은, 부하의 변화에 대해서 도 14의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 18은, 본 발명의 제 3실시예에 따르는 스위칭 전원회로의 구성의 보기를 도시한 회로도이다.

도 19는, 도 18의 스위칭 전원회로내에 제공된 고주파 쵸크 코일의 구조의 보기를 나타내는 개략 단면도이다.

도 20은, 상업적인 교류 전원의 구간내에서 도 18의 전원회로의 주요 요소들의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 21은, 교류입력 전압레벨의 변화에 대해서 도 18의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 22는, 부하의 변화에 대해서 도 18의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 23은, 본 발명의 제 4실시예에 따르는 스위칭 전원회로의 구성의 보기를 도시한 회로도이다.

도 24는, 상업적인 교류 전원의 구간내에서 도 23의 전원회로의 주요 요소들의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 25는, 교류입력 전압레벨의 변화에 대해서 도 23의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 26은, 부하의 변화에 대해서 도 14의 전원회로의 직류입력 전압레벨과, 역률과 전력변환효율의 특성을 나타내는 도면이다.

도 27, 28과 29는, 본 발명에 따르는 전원회로들의 2차 측의 구성의 다른 보기들을 도시한 회로도이다.

도 30은, 종래의 스위칭 전원회로의 구성을 나타내는 회로도이다.

Claims

스위칭 전원회로에 있어서,

정류된 평활전압을 얻기 위해서 교류 전압을 입력으로 수신하는 정류평활부와,

스위칭 동작을 수행하기 위해서 상기 정류된 평활전압을 직류 입력전압으로 수신하는 스위칭 소자를 포함하는 스위칭부와,

상기 스위칭 동작을 수행하기 위해서 소정의 스위칭 주파수에서 상기 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 구동부와,

상기 스위칭부의 상기 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력을 수신하기 위해 권선된 1차측 권선과, 상기 1차측 권선에 의해 얻어지는 상기 스위칭 출력을 이용하여 교류전압을 여기시키기 위해 권선된 이차 권선을 포함하는 절연 변환기 트랜스포머와,

상기 절연 변환기의 상기 1차측 권선의 누설 인덕턴스성분과 상기 1차측 권선에 직렬로 연결된 1차측 직렬공진 커패시터의 용량으로 형성되어 상기 스위치부를 전류 공진 형태의 동작을 수행시키는 상기 1차측 직렬공진회로와,

2차측 평활 커패시터와,

2차측 직류 출력전압을 상기 2차측 평활 커패시터의 전압으로 얻기 위해서, 상기 절연변환기 트랜스퍼머의 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류 전압을 정류하고 상기 2차측 평활 커패시터를 최종 전류로 충전시키는 직류 출력 전압 발생부와,

상기 2차측 직류 출력 전압의 정전압 제어를 수행하기 위해서 상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 응답하여 상기 스위칭 구동부의 상기스위칭 주파수를 가변적으로 제어하는 정전압 제어부와,

상기 스위칭부의 스위칭 출력에 근거하여 교류전압을 상기 정류 평활부 내에서 형성되는 정류 전류 경로로 피드백하고, 상기 스위칭 출력에 근거하여 상기 교류전압을 이용하여, 상기 정류 평활부내에 제공된 정류소자에 의해 정류된 전류성분을 선택적으로 차단하여 역률을 개선하는 역률개선회로로 구성되며,

상기 절연 변환기 트랜스포머는 상기 2차측 직류 출력전압에 연결된 부하조건과 상기 교류전압의 변화에 관계없이 상기 직류출력 전압발생회로내에 흐르는 2차측 정류전류가 연속적인 모드를 가지는 소정의 레벨에서 자속밀도가 설정되도록 형성되는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 절연 변환기 트랜스포머내에서 형성된 간격의 길이는 상기 소정의 레벨에서 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 자속밀도를 설정하기 위한 길이로 설정되는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 1차측 권선과 2차측 권선의 권선의 수는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 자속밀도를 상기 소정의 레벨에서 설정하기 위해 설정되는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 역률개선회로는 상기 스위칭부의 상기 스위칭 출력이 입력되는 1차측 권선과 전압 피드백 트랜스포머의 상기 1차측 권선에 의해 얻어지는 스위칭 출력에 대응하는 교류전압이 여기되는 2차측 권선을 포함하는 상기 전압 피드백 트랜스포머를 포함하며,

상기 정류평활부내에 제공된 상기 정류소자는 상기 전압 피드백 트랜스포머의 상기 2차측 권선에서 여기되는 상기 교류전압을 이용하여 상기 정류된 전류성분을 차단하여 역률을 개선시키는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 역률개선회로는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 1차측 권선에 권선된 3차 권선을 포함하며, 상기 정류평활부내에 제공된 다이오드 소자는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 1차측 권선을 통해 상기 3차 권선내에서 여기되며, 상기 스위칭부의 상기 스위칭 출력에 대응하는 교류전압을 이용하여 상기 정류된 전류성분을 차단하여 역률을 개선시키는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 직류 출력 전압 발생부는 그 내부에 형성된 배선전압검출 시스템의 동기정류회로를 포함하며, 상기 절연 변화기 트랜스포머의 상기 2차측 권선의 중앙 탭 출력을 상기 2차측 평활 커패시터의 직렬연결을 통해 2차측 권선 접지에 연결시키며,

상기 동기정류회로는,

상기 중앙 탭 출력으로부터 멀리 있는 상기 2차측 권선의 제 1단부와 상기 2차측 권선 접지와의 사이에서 직렬로 연결되어 있는 제 1전계효과 트랜지스터와,

상기 중앙 탭 출력으로부터 멀리 있는 상기 2차측 권선의 제 2단부와 상기 2차측 권선 접지와의 사이에서 직렬로 연결되어 있는 제 2전계효과 트랜지스터와,

상기 제 1전계효과 트랜지스터로부터 정류전류가 제공되어지는 1/2파의 주기내에서 2차측 권선 전압을 검출하고 상기 제 1전계효과 트랜지스터를 동작상태로 제어하기 위한 게이트 전압을 출력하는 저항소자를 포함하는 제 1구동회로와,

상기 제 2전계효과 트랜지스터로부터 정류전류가 제공되어지는 다른 1/2파의 주기내에서 2차측 권선 전압을 검출하고 상기 제 2전계효과 트랜지스터를 동작상태로 제어하기 위한 게이트 전압을 출력하는 저항소자를 포함하는 제 2구동회로를 포함하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 직류 출력 전압 발생부는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류전압의 각각의 1/2파의 주기내에서 정류전류로 상기 2차측 평활 커패시터를 충전시키는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 직류 출력 전압 발생부는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류전압의 레벨의 2배와 동일한 레벨을 가지는 상기 2차측 직류 출력전압을 발생시키기 위해서, 그 내부에 형성된 전압 2배기 정류회로를 포함하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 직류 출력 전압 발생부는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류전압의 두 개의 1/2파의 단지 한 개의 1/2파의 주기내에서 정류전류로 상기 2차측 평활 커패시터를 충전하며, 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류전압의 레벨의 2배와 동일한 레벨을 가지는 상기 2차측 직류 출력전압을 발생시키기는 전압 2배기 반파정류회로를 포함하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 직류 출력 전압 발생부는 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류전압의 각각의 1/2파의 주기내에서 정류전류로 상기 2차측 평활 커패시터를 충전하며, 상기 2차측 권선에 의해 얻어지는 교류전압의 레벨의 2배와 동일한 레벨을 가지는 상기 2차측 직류 출력전압을 발생시키기는 전압 2배기 전파정류회로를 포함하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 소자가 온/오프되는 타이밍에 응답하여 전압공진동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭부의 상기 스위칭 소자와 병렬로 연결된 부분전압 공진 커패시터와, 상기 절연 변환기 트랜스포머의 상기 1차측 권선의 누설 유도성 성분으로 구성되는 1차측 부분전압 공진회로를 추가로 포함하는 스위칭 전원회로.