KR20030047787A - 스위칭 전원회로 - Google Patents

스위칭 전원회로 Download PDF

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KR20030047787A
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야스무라마사유키
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소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

본 발명은 부분전압 공진회로와 스위칭 주파수 제어시스템의 전류공진형태 컨버터의 결합을 포함하는 회로에 관한 것이다. 그리고 부하전력이 150W이상인 경우에 역률을 개선하기 위해서, 회로는 입력 2배 전압정류시스템을 채택하며, 직렬 커패시터 또는 인덕터가 분리 컨버터 변환기의 1차측상에 감겨져 있는 3차권선에 직렬로 연결되어 전압이 고속 복구형태 다이오드로 구성되는 정류회로로 피드백된다.

Description

스위칭 전원회로{Switching power supply circuit}
본 발명은 역률을 개선하기 위한 회로를 포함하는 스위칭 전원회로에 관한 것이다.
공진형태 변환기가 일차측에 제공되는 여러가지 전원회로가 본 특허의 양수인에 의해 제안되었다.
도 9는 본 특허의 양수인에 의해 제안된 스위칭 전원회로중 한 개의 회로가 되며, 역률을 개선하기 위한 구성을 포함하는 스위칭 전원회로의 보기를 도시하고 있다. 스위칭 전원회로는 부하전력 Po = 200W 또는 그 이상의 전력과 교류입력전압 VAC = 200V의 조건, 또는 부하전력 Po = 1500W 또는 그 이하의 전력과 교류입력전압 VAC = 100V의 조건에 알맞다.
도 9를 참조하면, 도시된 전원회로는 도 9에 도시된 바와같이 상업용 교류전원(AC)에 연결된 공통모드 초크코일(CMC)과 필터 커패시터(CL)를 포함함으로써 상기 상업용 교류전원(AC)상에 중첩되는 고조파를 제거하기 위한 필터를 형성하게 된다. 전원초크코일(PCH)은 상업용 교류전원(AC)의 한 쌍의 라인중 한 라인내에 직렬로 삽입되어 있다. 역률(PF)은 전원초크코일(PCH)에 의해 약 0.75로 개선된다.
도 9에 도시된 바와같이 연결된 브릿지 정류회로(Di)와 평활 커패시터(Ci)를 포함하는 전파정류회로는 상업용 교류전원(AC)을 위해 형성된다.
전파정류회로는 상업용 교류전원(AC)을 정류 및 평활화함으로써 평활회로(Ci)상에 나타나는 정류 및 평활화된 전압(Ei)을 생성하게 된다. 정류 및 평활화된 전압(Ei)은 교류입력전압(VAC)과 동등한 레벨을 가지며 다음 단의 일차측 스위칭 변환기에 직류입력전압으로서 입력된다.
이 경우, 전류공진형태의 분리 여기되는 컨버터는 상술한 입력된 직류입력전압에 의해 스위칭 동작을 수행하는 스위칭 컨버터로 이용된다. 전류공진형태 컨버터는 도 9에 도시된 바와같이 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 포함한다.
이 경우, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 MOS-FET으로 형성되며 도 9에 도시된 바와같이 연결되어 하프 브릿지 결합형태의 스위칭 회로를 형성하게 된다.
클램프 다이오드(DD1, DD2)는 도 9에 도시된 방향내에서 스위칭 소자(Q1, Q2)와 병렬로 각각 연결되어 있다.
부분전압공진을 위한 부분공진 커패시터(Cp)는 스위칭 소자(Q1, Q2)중 스위칭 소자(Q2)에 연결되어 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)는 일차측 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 이차측으로 전달하기 위해서 제공된다.
분리 컨버터 변환기(PIT)는, 예를 들면, 도 13에 도시된 바와같이 EE형태 코어를 포함한다. 1차권선(N1)과 2차권선(N2)은 서로 분리조건이 유지되도록 보빈(bobbin)등을 이용하여 분리 컨버터 변환기(PIT)의 EE형태 코어의 중앙자기레그(central magnetic leg)상에 감겨져 있다.
EE형태 코어의 중앙자기레그는 예를 들면 결합계수(k)가 약 k=0.8이 되는 느슨한 결합상태가 1차권선(N1)과 2차권선(N2) 사이에서 얻어지도록 약 1.5mm - 2.0mm의 간격을 가지고 있다. 이것은 중간부하(intermediate load)가 가해지는 비정상적인 진동의 발생을 방지한다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)에 있어서, 한 끝은 스위칭 소자(Q1)의 드레인에 연결되어 있으며, 다른 한 끝은 직렬공진 커패시터(C1)를 통해 스위칭 소자(Q1, Q2)의 소스-드레인 노드에 연결되어 있다. 상술한 연결을 통해서, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력은 1차권선(N1)으로 전달된다.
상술한 연결에서는, 1차권선(N1)과 직렬공진 커패시터(C1)가 직렬로 연결되어 있으며, 그로 인해 1차측 직렬공진회로는 1차권선(N1)의 누설 인덕턴스와 직렬공진 커패시터(C1)의 용량에 의해 형성된다. 1차측 직렬공진회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작과 전류공진형태의 스위칭 동작을 한다.
브릿지 정류회로(DBR)와 평활 커패시터(C0)로 형성되는 전파정류회로는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차권선(N2)에 연결되어 있다. 직류출력전압(E0)의 2차측은 전파정류회로에 의해 평활 커패시터(C0)에서 얻어지게 된다. 2차측 직류출력전압(E0)은 도시되지 않은 부하에 공급된다. 게다가, 2차측 직류출력전압(E0)은 브랜치되며(branched) 또한 발진구동/제어회로(2)에 검출전압으로서 공급된다.
발진구동/제어회로(2)는 널리 사용되는 IC에 의해 일반적으로 형성되며 스위칭 동작을 수행하기 위해서 독립된 여기(excitation) 시스템에 따라 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동시키게 된다.
구동신호(전압)는 발진구동/제어회로(2)로부터 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트로 출력된다. 그러므로 스위칭 소자(Q1, Q2)는 요구되는 스위칭 주파수에 따라 스위칭 온/오프를 교대로 수행하게 된다.
발진구동/제어회로(2)는 입력된 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨에 응답하여 구동신호의 주파수를 변경시킨다. 결과적으로, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨에 응답하여 스위칭 주파수를 변경하기위해 제어된다.
스위칭 주파수가 이와같이 변경되면, 1차측 직류공진회로의 공진 임피던스는 변화되며, 또한 분리 컨버터 변환기(PIT)내의 1차측에서 2차측으로 전달되는 에너지도 변화한다. 그러므로, 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨도 제어되어 변화된다. 즉, 2차측 직류출력전압(E0)은 스위칭 주파수를 가변적으로 제어함으로써 변화되므로 정전압제어를 달성하게 된다.
도 9에 도시된 전원회로는 부하전력 Po = 200W 또는 그 이상의 전력과 교류입력전압 VAC = 200V의 조건, 또는 부하전력 Po = 1500W 또는 그 이하의 전력과 교류입력전압 VAC = 100V의 조건에 알맞다. 반대로, 부하전력 Po = 200W 또는 그 이상의 전력과 교류입력전압 VAC = 100V의 조건을 만족시키기 위해서, 정류 및 평활화된 전압(Ei)(직류입력전압)을 얻기 위해 상업용 교류전원(AC)을 정류하는 정류회로시스템, 즉 도 9에 도시된 전원회로는 도 10에 도시된 바와같이 수정되었으며, 도 9에 기재된 동일한 참조부호는 동일한 소자를 나타낸다.
도 10을 참조하면, 전원회로는 상업용 교류전원(AC)을 정류하는 정류회로시스템으로서, 두 개의 정류 다이오드(D13, D14)와 두 개의 평활 커패시터(Ci1, Ci2)를 포함하고 있다. 상술한 소자들은 도 10에 도시된 바와같이 연결되어 있으므로 직렬로 연결된 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에서 얻어지는 정류 및 평활화된 전압(Ei)(직류입력전압)은 교류입력전압(VAC)의 2배와 같은 레벨을 가지고 있다. 즉, 정류회로시스템은 2배전압 정류회로로 형성된다.
예를 들면, 부하전력 Po = 200W 또는 그 이상의 전력과 교류입력전압 VAC = 100V, 연속되는 부분에서 스위칭 소자내에 흐르는 피크 전류가 증가하고 전력손실이 그만큼 증가하는 비교적 저부하 조건에서는 직류입력전압이 교류입력전압(VAC)의 2배와 동일하다는 것이 알려져 있다. 그러므로, 교류입력전압(VAC)의 2배와 동일한 레벨의 직류입력전압이 도 10에 도시된 2배 전압정류회로에 의해 얻어진다면, 스위칭 회로에 흐르는 피크 전류의 레벨은 감소될 수 있다.
도 11은 전압공진형태 자기여기(self-excited) 스위칭 컨버터에 대한 역률을 개선하는 역률개선회로를 포함하는 다른 전원회로를 도시하고 있다.
전원회로의 구성에서는, 역률을 개선하기 위한 역률개선 정류회로(20)가 하프 브릿지결합 전류공진형태 컨버터와 반도체 스위치의 턴오프(turn-off)시에만 전압공진이 발생하는 부분전압 공진회로의 결합을 포함하는 컨버터회로를 위해 제공되어 있다.
도 11에 도시된 전원회로에서는, 교류입력전류(IAC)는 역률개선 정류회로(20)(나중에 후술됨)에 의해 정류되며, 직렬로 연결된 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 의해 평활화된다. 그러므로, 전파정류시스템에 의해 얻어지는 것의 2배와 동일하며, 2배 전압정류시스템에 의해 얻어지는 정류 및 평활화된 전압(Ei)이 얻어진다.
전원회로는 동작의 전원으로서, 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 나타나는 정류 및 평활화된 전압(Ei)을 사용하는 자기여기 전류공진형태 컨버터를 추가로 포함한다.
전류공진형태 컨버터에서는, 각각 바이폴라 형태의 두 개의 스위칭 소자(Q1,Q2)가 도 11에서 도시된 바와같이 하프 브릿지 형태로 결합되어 있으며 평활 커패시터(Ci1)의 양극과 1차측 접지 사이에 삽입되어 있다.
개시저항(starting resistors)(RS1, RS2)은 스위칭 소자(Q1, Q2)의 컬렉터와 베이스 사이에 각각 삽입되어 있다. 저항(RB1, RB2)은 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스에 연결되어 있으며 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스 전류(구동전류)를 각각 설정한다.
클램프 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스와 에미터 사이에 각각 삽입된다. 클램프 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)가 오프상태가 각각 되는 주기내에서 베이스와 에미터 사이에서 흐르는 클램프 전류를 위한 전류 경로를 형성한다.
공진 커패시터(CB1, CB2)는 자기여기발진을 위한 직렬공진회로(자기여기 발진구동회로)를 형성하고 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수를 결정하기 위해서 아래에 기술되는 구동변환기(PRT)의 구동권선(NB1, NB2)과 상호작용한다.
구동변환기(PRT)(Power Regulating Transformer)는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동시키고 스위칭 주파수를 가변적으로 제어하여 정전압 제어를 수행하게 된다. 도 11에 도시된 회로에서는, 제어권선(NC)이 구동권선(NB1, NB2)에 대해서 직교되는 방향내에서 감겨져 직교포화리액터(orthogonal saturable reactor)를 형성하는 동안에 구동변환기(PRT)상의 구동권선(NB1, NB2)은 감겨져 있게 된다.
구동변환기(PRT)의 구동권선(NB1)의 한 끝은 저항기(RB1)와 공진 커패시터(CB1)의 직렬연결을 통해 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 연결되어 있다. 구동권선(NB1)의 다른 끝은 공진전류 검출권선(ND)에 연결된 탭 포인트(tap point)를 형성하며 스위칭 소자(Q1)의 에미터에 연결되어 있다.
구동권선(NB2)의 한 끝은 접지되어 있으며, 구동권선(NB2)의 다른 끝은 저항기(RB2)와 공진 커패시터(CB2)의 직렬연결을 통해 스위칭 소자(Q2)의 베이스에 연결되어 있다.
구동권선(NB1, NB2)은 서로 반대 극성의 전압을 생성하도록 감겨져 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측으로 전달한다.
분리 컨버터 변환기(PIT)에서는, 도 13의 경우와 같이 EE형태 코어의 중앙자기레그내에 형성되며, 1차권선(N1)과 2차권선(N2)은 보빈을 이용하여 서로 분리된 상태에서 감겨져 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)의 한 끝은 공진전류 검출권선(ND)을 통해 스위칭 소자(Q1)의 에미터와 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터 사이의 노드(스위칭 출력 포인트)에 연결되어 있다. 그러므로 스위칭 출력은 그 노드로부터 얻어지게 된다.
1차권선(N1)의 다른 끝은 직렬공진 커패시터(C1)를 통해 역률개선 정류회로(20)내의 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)사이의 노드에 연결되어 있다.
이 경우, 직렬공진 커패시터(C1)와 1차권선(N1)은 직렬로 연결되어 있으며, 전류공진형태의 스위칭 컨버터 동작을 수행하는 1차측 전류공진회로는 직렬공진 커패시터(C1)의 용량과 1차권선(N1)(직렬공진권선)을 포함하는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 누설 인덕턴스 성분(L1)에 의해 형성된다.
병렬공진 커패시터(Cp)는 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터와 에미터 사이에 병렬로 연결되어 있다.
병렬공진 커패시터(Cp)의 연결을 통해, 전압공진동작은 병렬공진 커패시터(Cp)의 용량과 1차권선(N1)의 누설 인덕턴스 성분에 의해 스위칭 소자(Q1, Q2)를 턴오프시킬 때에만 수행된다. 즉, 부분전압 공진회로가 형성된다.
도 12에 도시된 분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차측에서는, 2차권선(N2)을 위해 중앙 탭이 제공되며, 정류 다이오드(D01, D02, D03)와 평활 커패시터(C01, C02)가 도 11에 도시된 바와같이 연결되어 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C01)로 구성되는 전파정류회로와, 정류 다이오드(D03, D04)와 평활 커패시터(C02)로 구성되는 다른 전파정류회로를 포함하는 2개의 전파정류회로를 형성하게 된다. 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C01)를 포함하는 전파정류회로는 직류출력전압(E01)을 생성하고 정류 다이오드(D03, D03)와 평활 커패시터(C02)를 포함하는 전파정류회로는 다른 직류출력전압(E02)을 생성하게 된다.
이 경우, 직류출력전압(E01)과 직류출력전압(E02)은 브랜치되며, 제어회로(1)에 입력된다는 것을 주목하자. 제어회로(1)는 직류출력전압(E01)을 검출전압으로 사용하며 직류출력전압(E02)을 제어회로(1)의 동작을 위한 전원으로 사용한다.
제어회로(1)는, 구동변환기(PRT)의 제어권선(NC)에 공급되어 정전압 제어를 수행하는 직류출력전압과 같이, 2차측의 직류출력전압(E01)의 레벨에 응답하여, 그 레벨이 변화하는 직류전류를 공급한다.
상술한 구성을 가지는 전원회로는 다음과 같은 방법에 의해 스위칭 동작을 수행한다. 우선, 상업용 교류전원이 이용가능할 때에, 개시전류는 개시저항(RS1, RS2)을 통해, 각각 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스에 공급된다. 예를 들면, 스위칭 소자(Q1)가 먼저 오프된다면, 스위칭 소자(Q2)도 오프가 되도록 제어된다. 그러므로, 스위칭 소자(Q1)의 출력으로서, 공진전류가 공진전류 검출권선(ND) ---> 1차권선(N1) ---> 직렬공진 커패시터(C1)를 따라 흐르게 된다. 그리고 공진전류가 0과 근사한 값을 나타내는 경우에, 스위칭소자(Q1)가 오프되어 있는 동안에, 스위칭 소자(Q2)가 온 상태가 되도록 스위칭 소자(Q1, Q2)가 제어된다. 그 후에, 공진전류는 반대방향으로 스위칭소자(Q2)를 통해 흐르게 된다.그 후에, 스위칭소자(Q1, Q2)가 교대로 온 상태가 되는 자기여기 스위칭 동작이 반복된다.
스위칭소자(Q1, Q2)가 이와같이 평활 커패시터(Ci1, Ci2)의 단자전압을 동작을 위한 전원으로 이용함으로써 개폐동작을 교대로 반복하게 될 때에, 공진전류파형과 유사한 파형을 가지는 구동전류는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)에 공급되어 2차권선(N2)에서 교류출력이 얻어지게 된다.
상술한 바와같이, 제어회로(1)는 구동변환기(PRT)의 제어권선(NC)으로 공급되어 정전압 제어를 수행하는 제어전류와 같이, 2차측상의 직류출력전압(E01)의 레벨에 응답하여, 그 레벨이 변화되는 직류전류를 공급한다.
특히, 직류출력전압(E01)의 레벨에 대응하는 제어전류는 제어권선(NC)에 공급되어 구동권선(NB1, NB2)의 인덕턴스 값을 변경시키게 되며, 그에 따라 자기여기 발진회로의 조건을 변경하여 스위칭 주파수를 제어하게 된다. 결과적으로, 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수는 직류출력전압(E01)의 레벨에 따라 변화되어 1차측 직렬공진회로의 1차권선(N1)에 구동전류가 공급되도록 한다. 그리하여 2차측에 에너지가 전달되도록 제어하여 2차측 직류출력전압의 정전압 제어를 달성하게 된다.
상술한 이러한 방법에 따르는 정전압 제어방법은 "스위칭 주파수 제어방법"이라고 이후로는 부르겠다.
역률개선 정류회로(20)의 구성이 기술될 것이다.
역률개선 정류회로(20)는 정전기 결합형태의 전력 피드백 형태로 된 역률개선회로를 가지고 있다.
역률개선 정류회로(20)는 교류입력전류(IAC)의 정류동작과 교류입력전류(IAC)에 대한 역률개선동작을 수행한다.
역률개선 정류회로(20)에서는, 필름 커패시터가 교류 라인 사이의 정상모드 잡음제거를 위한 커패시터(CN)로 배치되어 있다.
게다가, 두 개의 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 초크코일(인덕터 : L10)을 통해 제공된다.
고속 복구형태 다이오드(D1, D2)는 직렬로 연결되어 있으며 평활 커패시터(Ci1)의 양극과 1차측 접지 사이에 배치되어 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)은 직렬공진 커패시터(C1)를 통해 고속 복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 한 노드에 연결되어 있다.
게다가, 커패시터(C21, C22)가 제공된다. 커패시터(C22)는 고속 복구형태 다이오드(D1)에 병렬로 연결되어 있으며 커패시터(C21)는 고속 복구형태 다이오드(D2)에 병렬로 연결되어 있다.
상술한 구성을 가지는 역률개선 정류회로(20)에서는, 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 정류회로로 기능한다.
교류입력전압(VAC)이 양(+)의 상태가 되는 주기내에서, 정류된 전류는 교류전원(AC) ---> 인덕터(L10)---> 고속 복구형태 다이오드(D1) ---> 평활 커패시터(Ci1) ---->....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci1)가 충전된다.
교류입력전압(VAC)이 음(-)의 상태가 되는 주기내에서, 정류된 전류는 교류전원(AC) ---> 인덕터(L10)---> 평활 커패시터(Ci2) -----> 1차측 접지 ----> 고속 복구형태 다이오드(D2)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci2)가 충전된다.
평활 커패시터(Ci1, Ci2)는 직렬로 연결되어 있으며 정류된 평활전압(Ei)은 평활 커패시터(Ci1)의 양극으로부터 추출되므로, 2배 전압정류 시스템을 달성하게 된다.
역률개선 정류회로(20)는 다음과 같은 역률개선기능을 가지고 있다.
상술한 바와같이, 직렬공진 커패시터(C1)와 1차권선(N1)으로 형성되는 전류공진회로는 두 개의 고속 복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 노드에 연결되어 있다. 게다가, 인덕터(L10)와 커패시터(C21, C22)가 고속 복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 노드에 연결되어 있다.
이 경우, 1차측 직렬공진전류가 인덕터(L10)와 커패시터(C21, C22)를 통해 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 재생성되는 전력 피드백 작용에 의해, 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)는 교류입력전압(VAC)의 절대치가 피크값의 1/2보다 더 높을 때에 스위칭 동작을 수행한다.
결과적으로, 정류된 출력전압레벨이 평활 커패시터(Ci1 또는 Ci2)에 나타나는 전압보다 낮게 되는 주기내에서도, 충전전류가 평활 커패시터(Ci1 또는 Ci2)로 흐르게 된다.
결과적으로, 교류입력전류의 평균파형은 교류입력전압의 파형에 근접하게 되며, 교류입력전류의 연속 각도(continuity angle)를 증가시키게 된다. 따라서 역률개선이 이루어지게 된다.
도 12는 도 11에 도시된 전원회로의 특성으로서, 전원회로가 부하전력 Po = 200W와 교류입력전압 VAC = 100V의 조건에 맞도록 구성되어 있는 경우에, AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)의 변화, 역률(PF)과 부하변화에 대한 정류된 평활전압(Ei)을 도시하고 있다.
전력초크코일(PCH : L11)이 교류전원라인의 한 라인내에 삽입되어 있으며, 부하전력(Po)이 도 12의 굵은선에 의해 표시된 최대값내에 존재하는 경우에 역률(PF)이 0.75의 값이 되도록 전력초크코일(PCH)의 인덕턴스(L11)의 값이 설정된다.
또한, 기술된 전원회로는 다음과 같은 문제를 가지고 있다.
전력초크코일(PCH)이 쇠 손실(iron loss)과 구리 손실을 가지며 그로 인해 전력손실이 증가되고 직류입력전압이 감소되므로, AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)이 저하된다는 문제가 있다.
부하전력(Po)이 200W가 되는 경우, 전력초크코일(PCH)의 인덕턴스(L11)는 4.4mH가 되며 역률(PF)은 0.76이 된다. 그리고 고조파 왜곡 조정값은 제거된다. 그러나, 전력초크코일(PCH)이 도 12의 파선에 의해 도시된 바와같이 접속되어 있지 않은 다른 경우와 비교될 때에는, 전력초크코일(PCH)의 전력손실과 정류된 평활전압(Ei)이 13.5V로 강하되는 이유때문에, AC-DC전력변환효율(ηAC/DC)은 0.3% 강하되며 교류입력전력은 0.6W만큼 증가한다.
게다가, 부하전력이 증가하면, 전력초크코일(PCH)의 스케일(scale)은 증가하며, 결과적으로 무게, 크기와 비용의 증가를 초래하게 된다.
예를 들면, 전력초크코일(PCH)의 필요한 무게는 약 240g이며, 체적은 48cm3이며, 인쇄기판상의 장착영역은 19.2cm2이다.
게다가, 전력초크코일(PCH)의 위치는 누설 자기력 선속(leakage magnetic fluxes)이 다른 소자에 대해 나쁜 영향을 미치지 않도록 선택되거나 또는 이러한 누설 자기력 선속의 영향을 방지하는 대책이 요구된다.
따라서, 인쇄기판상의 전력초크코일(PCH)의 위치는 제한되어져 있다.
본 발명의 목적은 역률과 전력변환효율이 개선되고 크기와 무게가 감소된 스위칭 전원회로를 공급하는데 있다.
상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 한 양태에 따르면, 교류전원을 위한 두 개의 라인을 통해 공급되는 교류전압을 정류 및 평활화시키기 위해서 직렬로 연결되어 있는 정류기와 평활 커패시터를 포함하는 정류평활수단과, 코어와 1차 권선에 의해 얻어지는 일차측의 출력을 2차 권선이 감겨져 있는 2차 측으로 전송하기 위해서 상기 코어상에 감겨진 상기 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선을 포함하며, 상기 3차 권선은 상기 일차측에 제공되어 있는 분리 컨버터 변환기와, 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 일차측으로 상기 정류평활수단의 출력 전압을 간헐적으로 출력시키기 위해서 하프 브릿지 결합상태로 결합되어 있는 두 개의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과, 스위칭 동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭 소자를 구동시키는 스위칭 구동수단과, 전류공진형태의 상기 스위칭수단의 동작을 수행하기 위해서 상기 1차 권선과 직렬로 연결된 직렬공진 커패시터의 용량과 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 1차 권선의 인덕턴스 성분으로 형성되는 전류공진회로와, 상기 스위칭 소자의 각각의 턴오프 주기내에서 전압공진동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭 소자의 한 개와 병렬로 연결된 병렬공진 커패시터의 용량과 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 일차 권선의 누설 인덕턴스 성분으로 형성되는 부분전압 공진회로와, 직류출력전압을 생성하기 위해서 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 2차 권선에 의해 얻어지는 교류전압을 수신 및 정류하는 직류출력전압 생성수단으로 구성되며, 상기 3차 권선은 교류전원을 위한 상기 두 개의 라인중 한 개의 라인과 상기 정류평활회로 사이에 졉속되어 있는 스위칭 전원회로가 제공된다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 교류전류를 정류하는 전압 정류기와 상기 전압 정류기로부터 정류된 전류를 평활하는 평활 커패시터를 포함하는 정류평활회로와, 코어와, 1차 권선에 의해 얻어지는 일차측의 출력을 2차 권선이 감겨져 있는 2차 측으로 전송하기 위해서 상기 코어상에 감겨진 상기 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선을 포함하는 분리 컨버터 변환기와, 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 일차측으로 상기 정류평활수단의 출력 전압을 간헐적으로 출력시키기 위해서 하프 브릿지 결합상태로 결합되어 있는 두 개의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과, 스위칭 동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭 소자를 구동시키는 스위칭 구동수단과, 공진형태의 상기 스위칭수단의 동작을 수행하기 위해서 상기 1차 권선과 직렬로 연결된일차 측의 직렬공진 커패시터의 용량과 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 1차 권선의 누설 인덕턴스 성분으로 형성되는 일차측 전류공진회로와, 상기 스위칭 소자의 각각의 턴오프 주기내에서 전압공진동작을 수행하기 위해서 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 1차 권선의 누설 인덕턴스 성분과 상기 스위칭 소자의 한 소자와 병렬로 연결된 일차측 부분공진 커패시터의 용량으로 형성되는 부분전압 공진회로와, 상기 전압정류기와 상기 정류평활회로 사이에 접속된 제 1의 고속 복구형태 다이오드 소자를 포함하며, 상기 3차 권선의 직렬접속회로와 제 2의 고속 복구형태 다이오드 소자는 상기 제 1의 고속 복구형태다이오드 소자와 병렬로 연결되어 있는 역률개선회로와, 이차측 직류출력전압을 생성하기 위해서 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 2차 권선에 의해 얻어지는 교류전압을 수신 및 정류하는 직류출력전압 생성수단으로 구성되는 스위칭 전원회로가 제공된다.
상기 스위칭 전원회로에서, 부하전력이 150W 이상이 되고, 회로가 2배 전압정류 시스템을 채택하는 경우에 스위칭 주파수 제어시스템의 전류공진형태 컨버터와 부분전압 공진회로의 결합을 포함하는 회로의 역률개선은 직렬공진 커패시터 또는 인덕터를 분리 컨버터 변환기의 1차측상에 감겨진 3차권선에 직렬로 연결함으로써 달성된다. 그러므로 전압은 고속 복구형태 다이오드로 구성되는 정류회로로 피드백된다. 결과적으로, 역률개선, 전력변환효율의 개선과 무게와 크기의 감소가 달성된다.
본 발명의 상기 목적과 다른 목적들, 특징과 장점은 첨부된 청구항과 명세서 및 도면으로부터 명확하게 될 것이다.
도 1은 본 발명에 따르는 제 1실시예의 스위칭 전원회로의 구성을 도시한 회로도이다.
도 2는 제 1실시예의 스위칭 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.
도 3은 제 1실시예의 스위칭 전원회로의 AC-DC 변환효율, 역률 및 직류입력전압의 특성을 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명에 따르는 제 2실시예의 스위칭 전원회로의 구성을 도시한 회로도이다.
도 5는 제 2실시예의 스위칭 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.
도 6은 제 2실시예의 스위칭 전원회로의 AC-DC 변환효율, 역률 및 직류입력전압의 특성을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명에 따르는 제 3실시예의 스위칭 전원회로의 구성을 도시한 회로도이다.
도 8은 제 3실시예의 스위칭 전원회로의 AC-DC 변환효율, 역률 및 직류입력전압의 특성을 나타내는 도면이다.
도 9는 종래의 전원회로의 구성을 도시한 회로도이다.
도 10은 종래의 다른 전원회로의 구성을 도시한 회로도이다.
도 11은 종래의 또 다른 전원회로의 구성을 도시한 회로도이다.
도 12는 도 11의 종래의 전원회로의 AC-DC 변환효율, 역률 및 직류입력전압의 특성을 나타내는 도면이다.
도 13은 도 9 - 도 11에 도시된 종래의 전원회로에서 사용될 수 있는 EE형태 코어의 구조를 도시한 개략도이다.
제 1실시예
도 1을 참조하면 , 본 발명에 따르는 제 1실시예의 스위칭 전원회로의 구성이 도시되어 있다.
도 1의 전원회로에서는, 일반적으로 역률을 개선하는 역률개선 정류회로(10)가 반도체 스위치의 턴오프시에만 전압공진을 나타내는 부분전압 공진회로와, 하프 브릿지 결합 전류공진형태 컨버터의 결합을 포함하는 컨버터 회로를 위해 제공되어 있다.
도 1에 도시된 전원회로에서는, 교류입력전류(IAC)가 역률개선 정류회로(10)에 의해 정류되며 직렬로 연결된 두 개의 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 의해 평활화된다. 그러므로 전파정류 시스템에 의해 얻어지는 전압의 2배와 동일한 정류된 평활전압(Ei)은 2배 전압정류 시스템에 의해 얻어지게 된다.
역률개선 정류회로(10)는 이후에 기술된다.
전원회로는, 평활 커패시터(Ci1, Ci2)상에 나타나는 전압이 되는 정류된 평활전압(Ei)을 동작을 위한 전원으로 사용하는 자기여기 전류공진형태 컨버터를 포함하고 있다.
전류공진형태 컨버터에서는, 바이폴라 트랜지스터의 형태로 되어 있는 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)가 도 1에 도시된 바와같이 하프 브릿지 접속형태로 연결되어 있으며 1차측 접지와 평활 커패시터(Ci1)의 양극사이에 삽입되어 있다.
개시저항(RS1, RS2)은 스위칭 소자(Q1, Q2)의 컬렉터와 베이스 사이에 각각삽입되어 있다. 게다가, 저항(RB1, RB2)은 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스에 연결되어 있으며 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스 전류(구동전류)를 각각 설정한다.
클램프 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스와 에미터 사이에 각각 삽입된다. 클램프 다이오드(DD1, DD2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)가 오프상태가 될 때에, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스와 에미터 사이에서 흐르는 클램프 전류를 위한 전류 경로를 형성한다.
공진 커패시터(CB1, CB2)는 자기여기발진을 위한 직렬공진회로(자기여기 발진구동회로)를 형성하고 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수를 결정하기 위해서 구동변환기(PRT)의 구동권선(NB1, NB2)과 상호작용한다.
구동변환기(PRT)(Power Regulating Transformer)는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동시키고 스위칭 주파수를 가변적으로 제어하여 정전압 제어를 수행하게 된다. 도 1에 도시된 회로에서는, 구동변환기(PRT)가 제어권선(NC)이 구동권선(NB1, NB2)에 대해서 직교되는 방향내에서 감겨져 있고 구동권선(NB1, NB2)이 감겨져 있는 직교포화리액터(orthogonal saturable reactor)로 형성된다.
구동변환기(PRT)의 구동권선(NB1)의 한 끝은 저항기(RB1)와 공진 커패시터(CB1)의 직렬연결을 통해 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 연결되어 있다. 구동권선(NB1)의 다른 끝은 공진전류 검출권선(ND)에 연결된 탭 포인트(tap point)를 형성하며 스위칭 소자(Q1)의 에미터에 연결되어 있다.
한편, 구동권선(NB2)의 한 끝은 접지되어 있으며, 구동권선(NB2)의 다른 끝은 저항기(RB2)와 공진 커패시터(CB2)의 직렬연결을 통해 스위칭 소자(Q2)의 베이스에 연결되어 있다.
구동권선(NB1, NB2)은 서로 반대 극성의 전압을 생성하도록 감겨져 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측으로 전달한다.
분리 컨버터 변환기(PIT)는, 간격이 형성되는 중앙자기레그를 가지는 EE형태 코어와, 도 13의 경우와 같이 보빈을 이용하여 EE형태코어의 중앙자기레그상에서 서로 분리된 상태로 감겨져 있는 1차권선(N1)과 2차권선(N2)을 포함한다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)의 한 끝은 공진전류 검출권선(ND)을 통해 스위칭 소자(Q1)의 에미터와 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터 사이의 노드(스위칭 출력 포인트)에 연결되어 있다. 그러므로 스위칭 출력은 그 노드로부터 얻어지게 된다.
1차권선(N1)의 권선 종료부는 직렬공진 커패시터(C1)를 통해 평활 커패시터(Ci1)의 양극에 연결되어 있다.
이 경우, 직렬공진 커패시터(C1)와 1차권선(N1)은 직렬로 연결되어 있으며, 직렬공진 커패시터(C1)의 용량과 1차권선(N1)(직렬공진권선)을 포함하는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 누설 인덕턴스 성분(L1)은 전류공진형태의 스위칭컨버터 동작을 수행하기 위해서 1차측 전류공진회로를 형성한다.
병렬공진 커패시터(Cp)는 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터와 에미터 사이에 병렬로 연결되어 있다.
병렬공진 커패시터(Cp)의 연결을 통해, 전압공진동작은 병렬공진커패시터(Cp)의 용량과 1차권선(N1)의 누설 인덕턴스 성분에 의해 스위칭 소자(Q1, Q2)를 턴오프시킬 때에만 수행된다. 즉, 부분전압 공진회로가 형성된다.
3차권선(N3)은 분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차측상에 감겨져 있다. 3차권선(N3)의 권선 개시부는 평활 커패시터(Ci1)의 양극에 연결되며 3차권선(N3)의 권선 종료부는 직렬공진 커패시터(C2)를 통해 고속복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 노드에 연결되어 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차측에서는, 2차권선(N2)을 위해 중앙 탭이 제공되며, 정류 다이오드(D01, D02, D03)와 평활 커패시터(C01, C02)가 도 1에 도시된 바와같이 연결되어 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C01)로 구성되는 전파정류회로와, 정류 다이오드(D03, D04)와 평활 커패시터(C02)로 구성되는 다른 전파정류회로를 포함하는 두 개의 전파정류회로를 형성하게 된다. 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C01)를 포함하는 전파정류회로는 직류출력전압(E01)을 생성하고 정류 다이오드(D03, D03)와 평활 커패시터(C02)를 포함하는 전파정류회로는 다른 직류출력전압(E02)을 생성하게 된다.
이 경우, 직류출력전압(E01)과 직류출력전압(E02)은 브랜치되며, 제어회로(1)에 입력된다는 것을 주목하자. 제어회로(1)는 직류출력전압(E01)을 검출전압으로 사용하며 직류출력전압(E02)을 제어회로(1)의 동작을 위한 전원으로 사용한다.
제어회로(1)는, 구동변환기(PRT)의 제어권선(NC)에 공급되어 정전압 제어를 수행하는 직류출력전압과 같이, 2차측의 직류출력전압(E01)의 레벨에 응답하여, 그레벨이 변화하는 직류전류를 공급한다.
상술한 구성을 가지는 전원회로는 다음과 같은 방법에 의해 스위칭 동작을 수행한다. 우선, 상업용 교류전원이 이용가능할 때에, 개시전류는 개시저항(RS1, RS2)을 통해, 각각 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스에 공급된다. 예를 들면, 스위칭 소자(Q1)가 먼저 오프된다면, 스위칭 소자(Q2)도 오프가 되도록 제어된다. 그러므로, 스위칭 소자(Q1)의 출력으로서, 공진전류가 공진전류 검출권선(ND) ---> 1차권선(N1) ---> 직렬공진 커패시터(C1)를 따라 흐르게 된다. 그리고 공진전류가 0과 근사한 값을 나타내는 경우에, 스위칭소자(Q1)가 오프되어 있는 동안에, 스위칭 소자(Q2)가 온 상태가 되도록 스위칭 소자(Q1, Q2)가 제어된다. 그 후에, 공진전류는 반대방향으로 스위칭소자(Q2)를 통해 흐르게 된다. 그 후에, 스위칭소자(Q1, Q2)가 교대로 온 상태가 되는 자기여기 스위칭 동작이 반복된다.
스위칭소자(Q1, Q2)가 이와같이 평활 커패시터(Ci1, Ci2)의 단자전압을 동작을 위한 전원으로 이용함으로써 개폐동작을 교대로 반복하게 될 때에, 공진전류파형과 유사한 파형을 가지는 구동전류는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)에 공급되어 2차권선(N2)에서 교류출력이 얻어지게 된다.
상술한 바와같이, 제어회로(1)는 구동변환기(PRT)의 제어권선(NC)으로 공급되어 정전압 제어를 수행하는 제어전류와 같이, 2차측상의 직류출력전압(E01)의 레벨에 응답하여, 그 레벨이 변화되는 직류전류를 공급한다.
특히, 직류출력전압(E01)의 레벨에 대응하는 제어전류는 제어권선(NC)에 공급될 때, 구동권선(NB1, NB2)의 인덕턴스 값을 변경시키게 되며, 그에 따라 자기여기 발진회로의 조건을 변경하여 스위칭 주파수를 제어하게 된다. 결과적으로, 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수는 직류출력전압(E01)의 레벨에 따라 변화되며 1차측 직렬공진회로의 1차권선(N1)에 공급된 구동전류는 2차측에 전달되는 에너지를 제어하게 된다. 즉, 2차측 직류출력전압의 정전압 제어가 달성된다.
역률개선 정류회로(10)의 구성이 기술될 것이다.
역률개선 정류회로(10)는 교류입력전류(IAC)의 정류동작과 교류입력전류(IAC)에 대한 역률개선동작을 수행한다.
역률개선 정류회로(10)에서는, 정상모드 잡음제거를 위한 필터가 커패시터(CN)와 교류라인중 한 라인에 대한 인덕터(LN)로 형성된다.
초크코일(인덕터 : L10)은 정상모드 잡음제거를 위한 필터에 직렬로 연결되어 있다.
게다가, 직렬로 연결된 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 제공되며 평활 커패시터(Ci1)의 양극과 1차측 접지 사이에 배치되어 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)에는 직렬공진 커패시터(C1)가 직렬로 연결되어 있으며 고속 복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 한 노드에 연결되어 있다. 또한, 초크코일(L10)은 고속 복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 한 노드에 연결되어 있다.
3차권선(N3)의 직렬회로와 직렬공진 커패시터(C2)는 고속 복구형태 다이오드(D1)에 병렬로 연결되어 있다.
역률개선 정류회로(10)에서는, 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 정류회로로 기능한다.
특히, 교류입력전압(VAC)이 양(+)의 상태가 되는 주기내에서, 정류된 전류는 교류전원(AC) ---> 정상모드 잡음제거를 위한 필터(LN, CN) ----> 인덕터(L10)---> 고속 복구형태 다이오드(D1) ---> 평활 커패시터(Ci1) ---->....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci1)가 충전된다.
한편, 교류입력전압(VAC)이 음(-)의 상태가 되는 주기내에서, 정류된 전류는 교류전원(AC) ---> 평활 커패시터(Ci2) -----> 1차측 접지 ----> 고속 복구형태 다이오드(D2)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci2)가 충전된다.
평활 커패시터(Ci1, Ci2)는 직렬로 연결되어 있으며 정류된 평활전압(Ei)은 평활 커패시터(Ci1)의 양극으로부터 추출되므로, 2배 전압정류 시스템을 달성하게 된다.
역률개선 정류회로(10)는 다음과 같은 역률개선기능을 가지고 있다.
3차권선(N3)내에 유기되는 전압은 1차측 전류공진 컨버터의 스위칭 동작에 근거하여 유기되며 3차권선(N3)과 1차권선(N1)의 권선수 비율(N3/N1)에 비례하여 증가하는 직사각형 파형의 펄스전압이 된다.
직렬공진회로가 직렬공진 커패시터(C2)의 정전기 용량과 3차권선(N3)의 인덕턴스로 형성되기 때문에, 직렬공진회로의 직렬공진 주파수는 상술한 전류공진회로와 부분전압 공진회로를 포함하는 공진 컨버터의 스위칭 주파수보다 더 낮게 설정된다. 즉, 3차권선(N3)의 권선수와 직렬공진 커패시터(C2)의 정전기 용량은 직렬공진 주파수가 스위칭 주파수보자 더욱 낮게 설정되도록 선택된다.
한편, 3차권선(N3)의 유도전압이 양(+)의 상태가 되는 주기내에서, 직렬공진전류(I2)는, 3차권선(N3) ---> 직렬공진 커패시터(C2) -----> 고속 복구형태 다이오드(D1)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 고속 복구형태 다이오드(D1)가 스위칭 동작을 하도록 제어한다.
동시에, 직렬공진전류(I2)는, 커패시터(CN) ---> 인덕터(L10) -----> 고속 복구형태 다이오드(D1) ----> 평활 커패시터(Ci1)....를 따라 흐르게 된다.
한편, 3차권선(N3)의 유도전압이 음(-)의 상태가 되는 주기내에서, 직렬공진전류(I2)는, 3차권선(N3) ---> 평활 커패시터(Ci1) ----> 평활 커패시터(Ci2) ----> 고속 복구형태 다이오드(D2)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 고속 복구형태 다이오드(D2)가 스위칭 동작을 하도록 제어한다.
동시에, 교류입력전압(VAC)이 음(-)의 상태가 되는 주기내에서는, 직렬공진전류(I2)는, 커패시터(CN) ---> 평활 커패시터(Ci1) ----> 평활 커패시터(Ci2) ----> 고속 복구형태 다이오드(D2) ----> 인덕터(L10)....를 따라 흐르게 된다.
전류(I1, I2)의 이러한 동작파형은 도 2에 교류입력전압(VAC)과 교류입력전류(IAC)와 함께 도시되어 있다.
교류입력전압(VAC)의 절대치가 피크값의 1/2보다 더 높을 때에 직렬공진전류(I2)가 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)를 제어하여 스위칭 동작을 수행하도록 하는 경우에는, 평활 커패시터(Cil 또는 Ci2)에 흐르는 충전전류가 정류출력 전압레벨이 평활 커패시터(Ci1 또는 Ci2)에 나타나는 전압보다 낮게 되는 주기내에서도 흐르게 된다.
결과적으로, 교류입력전류의 평균파형은 교류입력전압의 파형에 근접하게 되며, 교류입력전류의 연속 각도(continuity angle)를 증가시키게 된다. 따라서 역률개선이 이루어지게 된다.
도 3은 AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)의 변화, 역률(PF)과 2배 전압 정류직류 입력전압(Ei)의 변화특성을 도시하고 있으며 특히 전원회로가 부하전력이 200W - 25W이고 교류입력전압이 100V일 때에 이러한 변화들을 도시하고 있다. 도 3에서는, 비교를 위해 파선 곡선이 도 1의 회로에 의한 특성을 나타내며, 굵은선은 도 11을 참조하여 기술된 종래회로에 의한 특성(전력초크코일이 교류전원라인내에 삽입되어 있는 경우의 회로의 특성)을 나타낸다는 것을 주목하자.
도 3에 도시된 특성이 얻어질 때에, 도 1의 회로는 다음과 같은 상수를 가진다는 것을 주목하자.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)은 45T(회전 : turn)
분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차권선(N2)은 45T(회전 : turn)
분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)은 4T(회전 : turn)
인덕터(L10) = 29μH
직렬공진 커패시터(C1) = 0.56μF
직렬공진 커패시터(C2) = 0.27μF
도 3에서 알 수 있듯이, 도 1의 회로에서는 부하전력(Po)이 200이 될 때에0.83의 역률이 실현된다. 게다가, 얻어진 역률은 교류입력전압(VAC)의 변화에 대해서 작은 변화를 나타낸다.
2배 전압 정류직류 입력전압(Ei)은 24.2V의 상승을 나타내며, AC-DC전력변환효율(ηAC/DC)은 부하전력(Po)이 200W인 경우에 종래의 기술에 대해서 0.3%의 증가를 나타내고 있다. 이 경우, 교류입력전력은 0.5W의 감소를 나타내며 그로 인해 에너지 절약이 달성된다.
직류출력전압(E01)의 리플전압(ripple voltage)은 전력초크코일(PCH)을 포함하는 도 11의 경우와 실제적으로 동일한 값(60mV)으로 제한된다.
그러므로, 도 1의 실시예의 스위칭 전원회로에서는, 전류공진형태 컨버터와 부분전압 공진회로의 결합을 포함하는 공진 컨버터의 역률이 상당히 개선되므로, 도 11에 기술된 전력초크코일을 리플전압에 대한 대비책으로 사용할 필요성이 없어지게 된다. 게다가, 직류입력전압(Ei)의 상승에 의해, AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)이 개선될 수 있다.
게다가, 실현된 역률개선회로는 교류입력전력 또는 부하전력의 변화에 대해서 역률의 변화를 감소시키게 된다.
게다가, 도 1의 구성을 가지는 역률개선 정류회로(10)는, 성분의 총 무게가 약 22g이 되며, 장착영역은 9cm2에 도달할 수 있다. 즉, 전력초크코일(PCH)과 비교하면, 무게가 1/11로 감소될 수 있으며 장착영역은 1/2로 감소될 수 있다. 결과적으로, 회로의 비용, 크기와 무게의 감소가 실현될 수 있다.
게다가, 인덕터(L10)가 폐쇄된 자기 경로의 페라이트 코어(ferrite core)에의해 형성된다면, 누설 자기력 선속이 제거될 수 있다.
게다가, 분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)은 작은 권선수, 즉 4T를 가지고 있다는 것이 장점이다.
제 2실시예
도 4는 본 발명에 따르는 제 2실시예의 스위칭 전원회로를 도시하고 있다.
도 4를 참조하면, 도시된 전원회로는 반도체 스위치의 턴오프시에만 전압공진을 나타내는 부분전압 공진회로와, 하프 브릿지 결합 전류공진형태 컨버터의 결합을 포함하는 컨버터 회로를 포함하고 있다. 전원회로는 컨버터 회로의 역률을 개선하기 위해서 역률개선 정류회로(11)를 포함하고 있다.
도 4의 전원회로의 구성은 역률개선 정류회로(11)를 제외하면 도 1을 참조하여 기술된 구성과 비슷하며, 공통되는 구성요소들의 중복생략은 중복을 피하기 위해 생략되었다.
도 4의 전원회로의 역률개선 정류회로(11)는 교류입력전류(IAC)의 정류동작과 교류입력전류(IAC)에 대한 역률개선동작을 수행한다.
역률개선 정류회로(11)에서는, 정상모드 잡음제거를 위한 필터가 커패시터(CN)와 교류라인중 한 라인에 대한 인덕터(LN)로 형성된다.
초크코일(인덕터 : L10)은 정상모드 잡음제거를 위한 필터에 직렬로 연결되어 있다.
게다가, 직렬로 연결된 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 제공되며 평활 커패시터(Ci1)의 양극과 1차측 접지 사이에 배치되어 있다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)의 권선 종료부에는 초크코일(인덕터 : L10)이 연결되어 있으며, 3차권선(N3)의 권선 시작부는 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)사이의 한 노드에 연결되어 있다.
또한, 저속 복구형태 다이오드(D3, D4)는 직렬로 연결되어 있으며 1차측 접지와 평활 커패시터(Ci1)의 양극사이에 삽입되어 있다. 저속 복구형태 다이오드(D3, D4) 사이의 한 노드는 정상모드 잡음제거를 위한 필터를 통해 교류라인에 연결되어 있다.
상술한 구성을 가지는 역률개선 정류회로(11)에서는, 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 제 1의 정류회로로 기능하며, 저속 복구형태 다이오드(D3, D4)는 제 2의 정류회로로 기능한다.
특히, 교류입력전압(VAC)이 양(+)의 상태가 되는 주기내에서, 제 1의 정류회로에 의해 정류된 전류는 교류전원(AC) ---> 정상모드 잡음제거필터(LN, CN)-----> 인덕터(L10)---> 고속 복구형태 다이오드(D1) ---> 평활 커패시터(Ci1) ---->....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci1)가 충전된다. 동시에, 제 2의 정류회로에 의해 정류된 전류는 정상모드 잡음제거필터(LN, CN) ---> 저속 복구형태 다이오드(D3)---> 평활 커패시터(Ci1)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci1)가 충전된다.
한편, 교류입력전압(VAC)이 양(+)의 상태가 되는 다른 주기내에서, 제 1의 정류회로에 의해 정류된 전류는 교류전원(AC) ---> 평활회로(Ci2)---> 1차측 접지 ----> 고속 복구형태 다이오드(D2)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활커패시터(Ci2)가 충전된다. 동시에, 제 2의 정류회로에 의해 정류된 전류는 정상모드 교류전원(AC) ---> 평활 커패시터(Ci2) ----> 1차측 접지 ------> 저속 복구형태 다이오드(D4) --->....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 평활 커패시터(Ci2)가 충전된다.
즉, 정류된 전류는 제 1과 제 2의 정류회로에 의해 다른 시스템으로부터 평활 커패시터(Ci1, Ci2)로 개별적으로 공급된다.
게다가, 평활 커패시터(Ci1, Ci2)는 직렬로 연결되어 있으며 정류된 평활전압(Ei)은 평활 커패시터(Ci1)의 양극으로부터 추출되므로, 2배 전압정류 시스템을 달성하게 된다.
이와같이, 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 흐르는 충전전류는 제 1과 제 2의 정류회로의 동작에 의해 개별적으로 공급된다. 도 5에서는, 저속 복구형태 다이오드(D3, D4)를 통해 흐르는 전류(I3)의 파형이 도시되어 있다. 전류(I3)는 교류입력전압(VAC)의 +와 - 피크 값 근방에서만 흐르게 된다.
결과적으로, 과도충전전류가 교류입력전압(VAC)의 +와 - 피크 값 근방에서 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)를 통해 흐르는 것이 방지된다. 특히, 교류입력전압(VAC)의 +와 - 피크 값 근방에서는, 전류(I3)가 저속 복구형태 다이오드(D3, D4)를 통해 흐르며 고주파수의 전류(I4)만이 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)를 통해 흐르게 된다. 그러므로, 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)에 의한 전력손실은 감소하며, 결과적으로 더 높은 효율이 얻어지게 된다.
역률개선 정류회로(11)는 다음과 같은 역률개선기능을 가지고 있다.
상술한 바와같이, 역률개선 정류회로(11)에서는, 정상모드 잡음제거필터(LN, CN)가 인덕터(L10)와 3차권선(N3)의 직렬연결을 통해 고속 복구형태 다이오드(D1, D2) 사이의 노드에 연결되어 있다.
3차권선(N3)내에 유기되는 전압은 1차측 전류공진 컨버터의 스위칭 동작에 근거하여 유기되며 3차권선(N3)과 1차권선(N1)의 권선수 비율(N3/N1)에 비례하여 증가하는 직사각형 파형의 펄스전압이 된다. 이러한 펄스전압(V2)은 피드백되며 교류입력전압(VAC)의 절대치가 도 5에 도시된 바와같이 피크값의 1/2보다 더 높을 때에 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)를 통해 전류(I4)가 흐르게 된다.
교류입력전압(VAC)이 양(+)의 상태가 되는 주기내에서는, 전류(I4)가 커패시터(CN) ---> 인덕터(L10) ----> 3차권선(N3) ---> 고속 복구형태 다이오드(D1) ---> 평활 커패시터(Ci1)....를 따라 흐르게 된다. 그리하여 고속 복구형태 다이오드(D1)가 스위칭 동작을 하도록 제어한다.
교류입력전압(VAC)이 음(-)의 상태가 되는 다른 주기내에서는, 전류(I4)가 커패시터(CN) ---> 평활 커패시터(Ci1) -----> 평활 커패시터(Ci2) ----> 고속 복구형태 다이오드(D2)...를 따라 흐르게 된다. 그리하여 고속 복구형태 다이오드(D2)가 스위칭 동작을 하도록 제어한다.
교류입력전압(VAC)의 절대치가 도 5에 도시된 바와같이 피크값의 1/2보다 더 높을 때에 전류(I4)는 고속 복구형태 다이오드(D1, D2)가 스위칭 동작을 하는데 사용되므로, 정류출력 전압레벨이 평활 커패시터(Ci1 또는 Ci2)에 나타나는 전압보다 낮게 되는 주기내에서 평활 커패시터(Cil 또는 Ci2)에 충전전류가 흐르게 된다.
결과적으로, 교류입력전류의 평균파형은 교류입력전압의 파형에 근접하게 되며, 교류입력전류의 연속 각도(continuity angle)를 증가시키게 된다. 따라서 역률개선이 이루어지게 된다.
도 6은 AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)의 변화, 역률(PF)과 2배 전압 정류직류 입력전압(Ei)의 변화특성을 도시하고 있으며 특히 전원회로가 부하전력이 200W - 25W이고 교류입력전압이 100V일 때에 이러한 변화들을 도시하고 있다. 도 6에서는, 비교를 위해 파선 곡선이 도 4의 회로에 의한 특성을 나타내며, 굵은선은 도 9를 참조하여 기술된 종래회로에 의한 특성을 나타낸다는 것을 주목하자.
도 6에 도시된 특성이 얻어질 때에, 도 4의 회로는 다음과 같은 상수를 가진다는 것을 주목하자.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)은 45T(회전 : turn)
분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차권선(N2)은 45T(회전 : turn)
분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)은 13T(회전 : turn)
인덕터(L10) = 92μH
인덕터(L10) = 100μH
직렬공진 커패시터(C1) = 0.056μF
커패시터(CN) = 1μF
도 6에서 알 수 있듯이, 도 14 회로에서는 부하전력(Po)이 200이 될 때에 0.83의 역률이 실현된다. 게다가, 얻어진 역률특성은 교류입력전압(VAC)의 변화에 대해서 작은 변화를 나타낸다.
2배 전압 정류직류 입력전압(Ei)은 22.2V의 상승을 나타내며, AC-DC전력변환효율(ηAC/DC)은 종래의 기술에 대해서 0.5%의 증가를 나타내고 있다. 이 경우, 교류입력전력은 1.2W의 감소를 나타내며 그로 인해 에너지 절약이 달성된다.
직류출력전압(E01)의 리플전압(ripple voltage)은 전력초크코일(PCH)을 포함하는 도 11의 경우와 실제적으로 동일한 값(60mV)으로 제한된다.
그러므로, 도 4의 실시예의 스위칭 전원회로에서는, 전류공진형태 컨버터와 부분전압 공진회로의 결합을 포함하는 공진 컨버터의 역률이 상당히 개선되므로, 상술된 이러한 전력초크코일의 필요성이 없어지게 된다. 게다가, 직류입력전압(Ei)의 상승에 의해, AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)이 개선될 수 있다.
게다가, 실현된 역률개선회로는 교류입력전력 또는 부하전력의 변화에 대해서 역률의 변화를 감소시키게 된다.
게다가, 도 4의 구성을 가지는 역률개선 정류회로(11)는, 성분의 총 무게가 약 25g이 되며, 장착영역은 7cm2에 도달할 수 있다. 즉, 전력초크코일(PCH)과 비교하면, 무게가 1/10로 감소될 수 있으며 장착영역은 1/2.7로 감소될 수 있다. 결과적으로, 회로의 비용, 크기와 무게의 감소가 실현될 수 있다.
게다가, 인덕터(L10)가 폐쇄된 자기 경로의 페라이트 코어(ferrite core)에 의해 형성된다면, 누설 자기력 선속의 영향은 제거될 수 있다.
게다가, 역률은 분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)의 권선수와 인덕터(L10)의 인덕턴스 값에 따라 달라지므로, 역률개선 정류회로(11)가 쉽게 설계될 수 있다.
제 3실시예
도 7은 본 발명에 따르는 제 3실시예의 스위칭 전원회로를 도시하고 있다. 도 7에 도시된 전원회로는 부하전력 Po = 200W 또는 그 이상의 전력과 교류입력전압 VAC = 200V의 조건, 또는 부하전력 Po = 1500W 또는 그 이하의 전력과 교류입력전압 VAC = 100V의 조건을 위해 구성되었다.
도 7에 도시된 전원회로에서는, 4개의 저속 복구형태 정류 다이오드로 구성되는 브릿지 정류회로(Di)가 상업용 교류전원(AC)을 위한 라인에 연결되어 있다. 잡음흡수용 커패시터(CL)는 상업용 교류전원(AC)에 병렬로 연결되어 있다.
브릿지 정류회로(Di)의 양극 출력단자는 앞으로 기술되는 역률개선회로(12)를 형성하는 고속 복구형태 다이오드(D2)를 통해 평활 커패시터(Ci)의 +단자에 연결되어 있다. 결과적으로, 평활 커패시터(Ci)는 브릿지 정류회로(Di)의 전파정류동작에 의해 형성된 정류전류에 의해 충전된다. 그리고 정류된 평활전압(Ei)은 평활 커패시터(Ci)에 나타나는 전압으로 얻어진다. 정류된 평활전압(Ei)은 교류입력전압(VAC)과 도일한 레벨을 가지고 있다. 즉, 직류입력전압은 동일한 전압정류회로에 의해 얻어지며, 직류입력전압은 다음 단계의 전류공진형태 컨버터에 입력된다.
독립적으로 여기되는 스위칭 동작을 수행하기 위해서 독립적으로 여기되는 하프 브릿지 결합형태의 전류공진형태 컨버터는 도 7에 도시된 전원회로의 1차측에 제공된다. 전류공진 형태 컨버터는 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 포함한다.
이 경우, NPN 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)가 스위칭 소자(Q1, Q2)를 위해이용된다. 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터는 평활 커패시터(Ci)의 + 단자에 연결되며, 스위칭 소자(Q1)의 에미터는 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터에 연결된다. 스위칭 소자(Q2)의 에미터는 1차측 접지에 연결된다. 그러므로, 하프 브릿지 연결은 이와같이 평활 커패시터(Ci)에 병렬로 연결된 스위칭 소자(Q1, Q2)의 직렬연결로부터 형성된다.
클램프 다이오드(DD1)는 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 에미터 사이에 병렬로 연결되어 있다. 특히, 클램프 다이오드(DD1)의 애노드(anode)는 스위칭 소자(Q1)의 에미터에 연결되며 클램프 다이오드(DD1)의 캐소드(cathode)는 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 연결되어 있다. 다른 클램프 다이오드(DD2) 유사한 방식으로 스위칭 소자(Q2)의 베이스와 에미터 사이에 병렬로 연결되어 있다.
부분공진 커패시터(Cp)는 1차측 접지에 연결된 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터와 에미터 사이에 연결되어 있다. 부분공진 커패시터(Cp)는 예를 들면, 후술되는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)에 접속되어 있으므로, 병렬공진회로가 분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)의 누설 인덕턴스(L1)와 부분공진 커패시터(Cp)의 용량에 의해 형성된다. 병렬공진회로는 스위칭 소자(Q2)의 턴오프시에만 전압공진을 나타내는 부분전압 공진동작을 제공한다.
발진구동/제어회로(2)에서 나오는 구동신호는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스에 공급된다. 스위칭 소자)Q1, Q2)는 발진구동/제어회로(2)에서 공급되는 구동신호에 따라 소정의 스위칭 주파수에 의해 온/오프 스위칭 동작을 교대로 수행한다.
분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차권선(N1)의 한 끝은 스위칭 소자(Q1)의 에미터와 스위칭 소자(Q2)의 컬렉터 사이에 연결되어 있다. 1차측의 다른 끝은 직렬공진 커패시터(C1)를 통해 스위칭 소자(Q1)의 컬렉터에 연결되어 있다.
상술한 연결에서는, 1차권선(N1)과 직렬공진 커패시터(C1)가 직렬로 연결되어 있으며, 그로 인해 1차측 직렬공진회로는 1차권선(N1)의 누설 인덕턴스와 직렬공진 커패시터(C1)의 용량에 의해 형성된다. 1차측 직렬공진회로(N1-C1)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력 포인트(컬랙터들) 사이에 연결되어 있다.
결과적으로, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력은 1차측 직렬공진회로(N1-C1)에 전달되며, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작은 1차측 직렬공진회로(N1-C1)의 공진동작에 의한 전류공진형태의 스위칭 동작이 된다.
분리 컨버터 변환기(PIT)는 1차측에서 얻어지는 스위칭 출력을 2차측으로 전달하기 위해 제공된다.
본 실시예에서는, 분리 컨버터 변환기(PIT)가, 예를 들면, 1차권선(N1)과 2차권선(N2)이 서로 분리된 상태에 있는 중앙자기레그를 가지는 EE형태 코어를 포함한다.
게다가, 본 실시예에서는, EE형태 코어의 자기레그내에는 간격이 형성되지 않는다. 결과적으로, 1차권선(N1)과 2차권선(N2) 사이의 결합계수(k)는 예를 들면, 거의 0.9로 설정된다. 한편, 도 9를 참조하여 종래 회로로 기술된 회로의 분리 컨버터 변환기(PIT)에서는, EE형태 코어의 자기레그내에는 간격이 형성되어 0.8의 결합계수(k)의 결합정도가 얻어지게 되므로, 본 실시예에서는, 더 높은결합도가 얻어지게 된다.
게다가, 본 실시예에서는, 2차측 부분공진 커패시터(C2)가 분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차권선(N2)에 병렬로 연결되어 있다. 2차측 부분공진 커패시터(C2)를 제공함으로써, 부분공진동작이 예를 들면, 2차측의 정류회로를 형성하는 정류 다이오드의 스위칭 동작에 따라 2차측에서 얻어지게 된다.
도 7에 도시된 바와같이 브릿지 정류회로(DBR)와 평활 커패시터(C0)로 구성되는 전파정류회로가 2차권선(N2)을 위해 제공된다. 전파정류회로는 2차측에서 여기되는 교류전압을 정류하고 평활화시킨다. 그러므로, 2차측 직류출력전압(E0)은 평활 커패시터(C0)의 전압으로 얻어지게 된다.
2차측 직류출력전압(E0)은 도시되지 않은 부하에 대한 직류전원으로 공급된다. 2차측 직류출력전압(E0)은 브랜치되며, 발진구동/제어회로(2)에 입력된다.
발진구동/제어회로(2)는 입력된 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨을 검출한다. 게다가, 발진구동/제어회로(2)는 검출된 레벨에 응답하여 구동신호를 출력한다. 그러므로, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수가 변화된다.
이와같이 스위칭 주파수가 변화될 때에, 1차측 직렬공진회로의 공진 임피던스가 변화하며, 분리 컨버터 변환기(PIT)의 1차측에서 2차측으로 전달되는 에너지가 변화한다. 그러므로, 2차측 직류출력전압(E0)의 레벨이 가변적으로 제어된다. 즉, 2차측 직류출력전압(E0)은 스위칭 주파수를 가변적으로 제어함으로써 변화된다. 그리하여 정전압 제어를 달성하게 된다.
지금, 도 7에 도시된 전원회로내에 제공된 역률개선회로(12)가 기술된다.
역률개선회로(12)는 고속 복구형태 다이오드(D1), 인덕터(L20), 필터 커패시터(CN)와 고속 복구형태 다이오드(D2)를 포함한다.
인덕터(L20)와 고속 복구형태 다이오드(D1)는 분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)에 직렬로 연결되어 있다. 특히, 고속 복구형태 다이오드(D1)의 애노드는 인덕터(L20)의 한 단부에 연결되며, 고속 복구형태 다이오드(D1)의 캐소드는 3차권선(N3)의 한 단부에 연결된다. 인덕터(L20)의 다른 단부는 브릿지 정류회로(Di)의 양극 출력단자에 연결되어 있다. 3차권선(N3)의 다른 단부는 평활 커패시터(Ci)의 +단자에 연결되어 있다.
즉, 본 실시예의 역률개선회로(12)는 인덕터(L20), 고속 복구형태 다이오드(D1)와 3차권선(N3)의 직렬연결이 브릿지 정류회로(Di)와 평활 커패시터(Ci)의 +단자 사이의 정류된 전류의 경로내에 삽입되도록 형성된다.
게다가, 역률개선회로(12)에서는, 다른 고속 복구형태 다이오드(D2)가 인덕터(L20), 고속 복구형태 다이오드(D1)와 3차권선(N3)의 직렬연결회로에 대해 병렬로 연결되어 있다. 특히, 고속 복구형태 다이오드(D2)의 애노드는 인덕터(L20)에 연결되며, 고속 복구형태 다이오드(D2)의 캐소드는 3차권선(N3)에 연결된다. 또한, 정성모드 잡음을 제거하는 필터 커패시터(CN)는 인덕터(L20), 고속 복구형태 다이오드(D1)와 3차권선(N3)의 직렬연결회로에 대해 병렬로 연결되어 있다.
상술한 구성을 가지는 역률개선회로(12)의 동작은 아래에 기술된다.
교류입력전압(VAC)이 전원회로에 입력되고, 정류된 출력전압(V1)이 브릿지 정류회로(Di)의 양극 출력단자에서 얻어진다고 가정한다. 브릿지정류회로(Di)의 정류출력으로 얻어진 정류된 전류는 브랜치되며, 정류된 전류가 전류(I1)로서 고속 복구형태 다이오드(D1)를 통해 평활 커패시터(Ci)로 흐르는 경로와, 정류된 전류가 전류(I2)로서 인덕터(L20), 고속 복구형태 다이오드(D1)와 3차권선(N3)을 통해 평활 커패시터(Ci)로 흐르는 다른 경로와, 정류된 전류가 필터 커패시터(CN)를 통해 평활 커패시터(Ci)로 흐르는 또 다른 경로를 포함하는 3개의 경로를 따라 흐르게 된다.
이 경우, 1차권선(N1)으로 전달되는 스위칭 출력은 3차권선(N3)으로 전달되어 여기시키게 되므로, 교류전압(V2)이 3차권선(N3)의 스위칭 주기에 따라 발생된다. 그 후에, 고속 복구형태 다이오드(D1)의 애노드 전위(V3)가 교류전압(V2)보다 더 높은 주기내에서는, 고속 복구형태 다이오드(D1)는 전류(I2)를 흐르도록 한다.
이 때에 3차권선(N3)에 의해 얻어지는 전압은 교류전압(V2)이며 스위칭 주파수에 따라 달라지는 주기를 가지고 있다. 그러므로, 고속 복구형태 다이오드(D1)가 전류(I2)를 흐르게 할 수 있는 주기내에서는, 고속 복구형태 다이오드(D1)가 이러한 스위칭 동작을 수행하여 스위칭 주기동안에 스위치를 온/오프하게 된다. 따라서, 전류(I2)는 고속 복구형태 다이오드(D1)를 통해 평활 커패시터(Ci)로 간헐적으로 흐르게 된다.
이와같이, 본 실시예에서는, 정류 다이오드가 되는 고속 복구형태 다이오드(D1)가 3차권선(N3)으로부터 피드백되는 스위칭 출력전압에 응답하여 스위치되어 정류된 전류가 고속 복구형태 다이오드(D1)를 통해 흐르는 것을 중지시키게된다.
결과적으로, 교류입력전압(VAC)의 절대치가 정류평활전압보다 더 낮은 주기내에서는, 평활 커패시터(Ci)로 충전 전류가 흐른다.
결과적으로, 교류입력전류의 평균파형은 교류입력전압의 파형(싸인파)에 근접하게 되며, 교류입력전류의 연속 각도(continuity angle)를 증가시키게 된다. 따라서 역률개선이 이루어지게 된다.
도 8은 도 7을 참조하여 기술된 구성을 가지는 전원회로의 특성을 도시하고 있으며, 특히 AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)의 변화, 역률(PF)과 정류된 평활전압(Ei)의 변화를 도시하고 있으며 특히 전원회로가 부하전력이 0W - 125W이고 교류입력전압이 100V일 때에 이러한 변화들을 도시하고 있다.
도 8에 도시된 실험결과가 얻어질 때에 도 7에 도시된 회로의 몇 가지 상수는 다음과 같다.
1차권선(N1) = 23T
2차권선(N2) = 45T
3차권선(N3) = 6T
분리 컨버터 변환기(PIT)의 간격 길이(Gap) = 0
1차측 직렬공진 커패시터(C1) = 0.18μF
1차측 부분공진 커패시터(Cp) = 680pF
2차측 부분공진 커패시터(C2) = 2,200pF
인덕터(L20) = 20μH
도 8에서 알 수 있듯이, 도 7의 회로에서는, 정류된 평활전압(Ei)의 레벨이 부하전력(Po)과 교류이력전압(VAC)중 어느 변화에 관계없이 높게 될 수 있다. 이러한 사실은 전력초크코일(PCH)이 상업용 교류전원(AC)을 위한 라인내에 삽입되어 있지 않다는 사실에 기인한다.
게다가, 전력초크코일(PCH)이 제공되어 있지 않으므로, 도 7의 회로는 부하전력(Po)과 교류이력전압(VAC)중 어느 변화에 관계없이 AC-DC전력변환효율(ηAC/DC)의 개선을 나타내게 된다는 것을 알 수 있다.
게다가, 역률(PF)에 관해서는, 실제적으로 동일한 결과가 부하전력 = 125W의 조건에서 얻어지게 된다.
그러므로, 제 3실시예의 전원회로에서는, 전원 고조파 조정을 만족시키는 역률이 이와같이 얻어지는 동안에 전력변환효율의 개선이 이루어진다.
특히, 예를 들면, 전원회로가 분리 컨버터 변환기(PIT)내에 간격이 형성되지 않도록 구성되고, 2차측상에서 부분공진회로를 포함하는 복합공진 형태 컨버터로서 형성되어 있는 경우에, AC-DC 전력변환효율은 1.4%의 증가를 나타낸다. 게다가, 전압 피드백 시스템을 채택하는 역률개선회로(12)는 역률의 개선을 위해 이용되므로, AC-DC 전력변환효율이 1.7%의 증가를 나타낸다. 결과적으로, 3.1%의 총 증가가 얻어지게 된다. 특히, 도 9에 도시된 회로의 AC-DC 전력변환효율은 ηAC/DC = 89.2%가 되므로, 제 3실시예의 전원회로에서는, AC-DC 전력변환효율이 복합공진 컨버터의 구성변화에 의해 ηAC/DC = 91.2%까지 개선된다. 그리고전압 피드백 시스템의 역률개선회로(12)의 결합에 의해 ηAC/DC = 92.3%까지 개선된다.
또한, 교류입력전력은 4.6W의 감소를 나타낸다는 실험결과가 얻어지게 되었다.
제 3실시예에서는, 전력초크코일(PCH)이 제거되므로, 이러한 전력초크코일(PCH)의 누설 자기력 선속을 방지하기 위한 짧은 자기 차폐 링(magnetic shielding short ring)의 필요성이 없어지게 된다.
이와같이, 분리 컨버터 변환기(PIT)내에 간격이 형성되지 않아 1차권선(N1)과 2차권선(N2) 사이의 결합계수(k)가 약 0.9로 상승하므로, 분리 컨버터 변환기(PIT)로부터 나오는 누설 자기력 선속이 감소될 수 있다. 그러므로, 분리 컨버터 변환기(PIT)에 대한 짧은 링을 제공할 필요성이 없게 된다.
결과적으로, 상술한 종래의 전원회로에 비해 비용의 절감이 이루어진다. 게다가, 회로의 크기와 무게의 감소가 이루어질 수 있다.
특히, 도 9의 회로에서는, 실제로 채용된 전력초크코일(PCH)은 약 135g의 무게를 가지며, 인쇄회로기판의 장착 영역은 10.87cm2가 된다. 반대로, 도 7에 도시된 회로에서는, 역률개선회로(12)를 구성하는 부품들의 총 무게는 약 15g이며 장착 영역은 6.0cm2가 된다. 즉, 도 7의 회로는 도 9의 회로에 비해 1/10의 무게 비율과 1/1.8의 장착영역 비율을 가지고 있다. 그러므로, 도 7의 회로는 무게와 크기면에서 상당한 감소를 나타내고 있다.
몇 개의 실시예들이 기술되었지만, 본 발명은 여러가지 수정을 허가하고 있다.
특히, 상술한 실시예에서는, 바이폴라 트랜지스터를 포함하는 하프 브릿지 결합방법의 전류공진형태 컨버터는 보기와 같이 기술되었지만, 본 발명은 도 9에 도시된 MOS-FET 또는 IGBT가 하프 브릿지 결합방법에 의해 결합되어 있는 전류공진형태 컨버터에도 적용될 수 있다.
게다가, 두 개의 스위칭 소자에 대한 구동회로는 반드시 자기여기되는 발진구동회로가 되지 않아도 좋으나 독립적으로 여기되는 발진구동회로가 될 수 있다.
게다가, 분리 컨버터 변환기(PIT)의 2차측의 정류평활회로의 구성은 도 1, 4 또는 7에 도시된 구성에 한정되어 있지 않으나, 소정의 직류출력전압이 얻어지게 된다면 어느 구성이 되어도 좋다.
본 발명의 양호한 실시예가 특정한 용어를 이용하여 기술되었지만, 이러한 기술은 단지 설명을 위한 것이며, 첨부된 청구항의 정신과 범위를 벗어나지 않으면서 변경과 수정이 가능하다.
그러므로, 도 4의 실시예의 스위칭 전원회로에서는, 전류공진형태 컨버터와 부분전압 공진회로의 결합을 포함하는 공진 컨버터의 역률이 상당히 개선되므로, 상술된 이러한 전력초크코일의 필요성이 없어지게 된다. 게다가, 직류입력전압(Ei)의 상승에 의해, AC-DC 전력변환효율(ηAC/DC)이 개선될 수 있다.
게다가, 실현된 역률개선회로는 교류입력전력 또는 부하전력의 변화에 대해서 역률의 변화를 감소시키게 된다.
게다가, 도 4의 구성을 가지는 역률개선 정류회로(11)는, 성분의 총 무게가 약 25g이 되며, 장착영역은 7cm2에 도달할 수 있다. 즉, 전력초크코일(PCH)과 비교하면, 무게가 1/10로 감소될 수 있으며 장착영역은 1/2.7로 감소될 수 있다. 결과적으로, 회로의 비용, 크기와 무게의 감소가 실현될 수 있다.
게다가, 인덕터(L10)가 폐쇄된 자기 경로의 페라이트 코어(ferrite core)에 의해 형성된다면, 누설 자기력 선속의 영향은 제거될 수 있다.
게다가, 역률은 분리 컨버터 변환기(PIT)의 3차권선(N3)의 권선수와 인덕터(L10)의 인덕턴스 값에 따라 달라지므로, 역률개선 정류회로(11)가 쉽게 설계될 수 있다.

Claims (9)

  1. 스위칭 전원회로에 있어서,
    교류전원을 위한 두 개의 라인을 통해 공급되는 교류전압을 정류 및 평활화시키기 위해서 직렬로 연결되어 있는 정류기와 평활 커패시터를 포함하는 정류평활수단과,
    코어와 1차 권선에 의해 얻어지는 일차측의 출력을 2차 권선이 감겨져 있는 2차 측으로 전송하기 위해서 상기 코어상에 감겨진 상기 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선을 포함하며, 상기 3차 권선은 상기 일차측에 제공되어 있는 분리 컨버터 변환기와,
    상기 분리 컨버터 변환기의 상기 일차측으로 상기 정류평활수단의 출력 전압을 간헐적으로 출력시키기 위해서 하프 브릿지 결합상태로 결합되어 있는 두 개의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과,
    스위칭 동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭 소자를 구동시키는 스위칭 구동수단과,
    전류공진형태의 상기 스위칭수단의 동작을 수행하기 위해서 상기 1차 권선과 직렬로 연결된 직렬공진 커패시터의 용량과 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 1차 권선의 인덕턴스 성분으로 형성되는 전류공진회로와,
    상기 스위칭 소자의 각각의 턴오프 주기내에서 전압공진동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭 소자의 한 개와 병렬로 연결된 병렬공진 커패시터의 용량과 상기분리 컨버터 변환기의 상기 일차 권선의 누설 인덕턴스 성분으로 형성되는 부분전압 공진회로와,
    직류출력전압을 생성하기 위해서 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 2차 권선에 의해 얻어지는 교류전압을 수신 및 정류하는 직류출력전압 생성수단으로 구성되며,
    상기 3차 권선은 교류전원을 위한 상기 두 개의 라인중 한 개의 라인과 상기 정류평활회로 사이에 졉속되어 있는 스위칭 전원회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 교류전원을 위한 상기 라인 사이에 접속된 정상모드 잡음필터를 추가로 포함하는 스위칭 전원회로.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 이차측 직류출력전압의 레벨에 응답하여 상기 스위칭 구동수단을 제어하여 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 변경함으로써 상기 이차측 출력전압에 대한 정전압 제어를 수행하는 정전압 제어수단을 추가로 포함하는 스위칭 전원회로.
  4. 제 1항에 있어서,
    소정의 거리의 차이가 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 코어내에 형성되는스위칭 전원회로.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 3차권선은 고속 복구형태 다이오드를 통해 상기 정류평활회로에 연결되어 있는 스위칭 전원회로.
  6. 스위칭 전원회로에 있어서,
    교류전류를 정류하는 전압 정류기와 상기 전압 정류기로부터 정류된 전류를 평활하는 평활 커패시터를 포함하는 정류평활회로와,
    코어와, 1차 권선에 의해 얻어지는 일차측의 출력을 2차 권선이 감겨져 있는 2차 측으로 전송하기 위해서 상기 코어상에 감겨진 상기 1차 권선, 2차 권선 및 3차 권선을 포함하는 분리 컨버터 변환기와,
    상기 분리 컨버터 변환기의 상기 일차측으로 상기 정류평활수단의 출력 전압을 간헐적으로 출력시키기 위해서 하프 브릿지 결합상태로 결합되어 있는 두 개의 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 수단과,
    스위칭 동작을 수행하기 위해서 상기 스위칭 소자를 구동시키는 스위칭 구동수단과,
    공진형태의 상기 스위칭수단의 동작을 수행하기 위해서 상기 1차 권선과 직렬로 연결된 일차 측의 직렬공진 커패시터의 용량과 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 1차 권선의 누설 인덕턴스 성분으로 형성되는 일차측 전류공진회로와,
    상기 스위칭 소자의 각각의 턴오프 주기내에서 전압공진동작을 수행하기 위해서 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 1차 권선의 누설 인덕턴스 성분과 상기 스위칭 소자의 한 소자와 병렬로 연결된 일차측 부분공진 커패시터의 용량으로 형성되는 부분전압 공진회로와,
    상기 전압정류기와 상기 정류평활회로 사이에 접속된 제 1의 고속 복구형태 다이오드 소자를 포함하며, 상기 3차 권선의 직렬접속회로와 제 2의 고속 복구형태 다이오드 소자는 상기 제 1의 고속 복구형태다이오드 소자와 병렬로 연결되어 있는 역률개선회로와,
    이차측 직류출력전압을 생성하기 위해서 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 2차 권선에 의해 얻어지는 교류전압을 수신 및 정류하는 직류출력전압 생성수단으로 구성되는 스위칭 전원회로.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 분리 컨버터 변환기의 상기 2차 권선과 병렬로 연결된 이차측 부분전압공진 커패시터를 추가로 포함하는 스위칭 전원회로.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 이차측 직류출력전압의 레벨에 응답하여 상기 스위칭 구동수단을 제어하여 상기 스위칭 수단의 스위칭 주파수를 변경함으로써 상기 이차측 출력전압에 대한 정전압 제어를 수행하는 정전압 제어수단을 추가로 포함하는 스위칭 전원회로.
  9. 제 6항에 있어서,
    소정의 거리의 차이가 상기 분리 컨버터 변환기의 상기 코어내에 형성되는 스위칭 전원회로.
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