KR20020029904A - 스위칭 전원 회로 - Google Patents

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control
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KR1020027000420A
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야스무라마사유키
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이데이 노부유끼
소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

작고 가벼우며 전력 변환 효율이 높은 스위칭 전원 회로는, 갭이 없는 코어와 권선들간의 상호 인덕턴스가 가산 모드를 나타내도록 상기 코어에 감긴 1차 및 2차 권선으로 형성되는 절연 변환 변압기를 포함한다. 반파 정류 회로가 회로의 2차측에 제공되어 2차측 DC 출력 전압을 얻기 위해 가산 모드로 정류 동작을 수행한다. 2차측 출력 전압을 안정화시키기 위한 정전압 제어 회로에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 주파수는, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 임피던스와 스위칭 소자의 연속 각도를 복합적으로 제어하기 위해 2차측 출력 전압 레벨에 응답하여 변화된다.

Description

스위칭 전원 회로{Switching power supply circuit}
스위칭 전원 회로는 플라이백 변환기(flyback converter) 또는 포워드 변환기(forward converter)와 같은 스위칭 변환기를 채용할 수도 있다. 이러한 스위칭 변환기들은 스위칭 동작을 위해 방형파 신호(rectangular waveform signal)를 사용하기 때문에, 이와 같은 변환기를 채용하는 스위칭 전원 회로는 하드 스위칭 전원(hard switching power supply)이라고도 한다.
도 7은 링잉 초크 변환기("RCC", Ringing Choke Converter) 시스템을 채용하는 하드 스위칭 전원 회로(700)를 도시한다. 전원 회로(700)는 주 전원으로부터 분리되어 제공되는 대기 전원(standby power supply)으로서 사용되고, 예를 들어, 부하 전력(Po)이 50W 이하인 저 부하 조건 또는 부하 전력(Po)이 0.5W 이하인 다른 조건을 만족하도록 구성된다.
도 7에 도시된 바와 같이, 전원 회로(700)는 구동 권선(NB), 1차측 상의 1차 권선(N1) 및 2차측 상의 2차 권선(N2)을 갖는 변환 변압기(CVT, converter transformer)를 포함한다. 따라서, 전원 회로(700)는 1차측(710)과 2차측(715)으로 분할된다.
전원 회로(700)는 입력 AC 전압(VAC)을 갖는 상용 교류("AC", Alternating Current) 전원을 수신하여 직류("DC", Direct Current) 입력 전압(Ei)을 생성하는 정류 평활 회로(rectifier smoothing circuit)(705)를 포함한다. 정류 평활 회로(705)는 브리지 정류 회로(Di)와 평활 커패시터(Ci)로 구성된 양파 승압 정류 회로(full-wave voltage-multiplying rectifier circuit)이다. 정류 평활 회로(705)는 실질적으로 AC 입력 전압(VAC)과 같은 정류된 평활 DC 입력 전압(Ei)을 생성한다. 또한, 유입 전류 제한 저항기(inrush current limitation resistor)(Ri)는, 예를 들어, 전원(AC)이 초기에 정류 평활 회로(705)에 제공될 때, 임의의 초기 유입 전류 스파이크가 평활 커패시터(Ci)에 흐르는 것을 억제하기 위해 정류 평활 회로(705)의 정류 전류 경로에 삽입된다.
스위칭 소자(Q1)는 스위칭 출력을 생성하기 위해 DC 입력 전압(Ei)을 수신하여 스위칭한다. 예시적으로, 스위칭 소자(Q1)용으로 바이폴라 트랜지스터가 사용된다.
스위칭 소자(Q1)의 콜렉터는 변환 변압기(CVT)의 1차 권선(N1)에 대한 직렬 접속을 통해 평활 커패시터(Ci)의 포지티브 전극 단자에 접속된다.
스위칭 소자(Q1)의 베이스는 개시 저항기(RS)를 통해 정류 평활 전압(Ei)을 수신하도록 접속되어, 개시시 베이스 전류가 제공될 수도 있다. 또한, 베이스 전류 제한 저항기(RB), 다이오드(D4) 및 구동 권선(NB)의 직렬 회로 접속은 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 접속된다. 구동 권선(NB)의 한 종단은 접지된다.커패시터(CB)는 다이오드(D4)에 병렬 접속된다. 베이스 전류 제한 저항기(RB), 다이오드(D4), 구동 권선(NB) 및 커패시터(CB)는, 자기-여기된 방식(self-excited manner)으로 스위칭 소자(Q1)를 발진하여 구동하는 자기-여기된 발진 구동 회로를 협동하여 형성한다.
스위칭 소자(Q1)의 이미터는 저항기(R7)를 통해 접지에 접속된다.
변환 변압기(CVT)는 전원 회로(700)의 1차측(710)에 의해 얻어진 스위칭 출력을 2차측(715)에 전송하도록 제공되며, 상기 변압기에 감긴 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)을 갖는다. 또한, 상기 기술된 자기-여기된 발진을 위한 구동 권선(NB)은 변환 변압기(CVT)의 1차측 상에 감긴다.
정류 다이오드(D01)와 평활 커패시터(C01)에 의해 형성된 반파 정류 회로(half-wave rectifier circuit)는 변환 변압기(CVT)의 2차 권선(N2)에 접속되고 2차측 DC 출력 전압(E01)을 생성하여 출력한다. 2차측 DC 출력 전압(E01)은 부하(도시되지 않음)에 공급되고, 또한 검출 전압으로서 정전압 제어를 위한 제어 회로(7)에 입력된다.
제어 회로(7)는 1차측(710) 상의 부품으로부터 2차측(715) 상의 부품을 DC로 분리하기 위한 광-결합기(PC, photo-coupler)를 포함한다. 2차측(715)에서, 제어 회로(7)는 2차측 DC 출력 전압(E01)을 분할하는 한 쌍의 저항기들(R3, R4)을 포함하고, 분할된 전압은 검출 소자(Q3)의 검출 입력에 입력된다. 검출 소자(Q3)의 한 종단은 저항기(R1)와 광-결합기(PC)의 광-다이오드(PD)의 직렬 접속을 통해 2차측 DC 출력 전압(E01)을 수신하도록 접속된다. 검출 소자(Q3)의 다른 종단은 접지된다.
커패시터(C11)와 저항기(R2)의 직렬 회로 접속은 저항기(R4)에 병렬 접속된다. 커패시터(C12)와 저항기(R5)의 다른 직렬 회로 접속은 저항기들(R4, R3) 사이 및 검출 소자(Q3)와 광-다이오드(PD) 사이의 접합부를 가로질러 접속된다.
1차측(710)에서, 제어 회로(7)는 광-결합기(PC)의 포토트랜지스터(PT)를 포함한다. 구동 권선(NB)에서 여기된 교류 전압을 정류하여 평활화하기 위해 커패시터(C3)와 다이오드(D3)에 의해 형성된 반파 정류 회로가 포토트랜지스터(PT)의 콜렉터에 접속되어, 반파 정류 회로(D3, C3)에 의해 얻어진 저 DC 전압이 동작 전원으로서 포토트랜지스터(PT)에 공급될 수도 있다.
포토트랜지스터(PT)의 이미티는 증폭기로서 기능하는 트랜지스터(Q4)의 베이스에 접속된다. 저항기(R8)와 제너 다이오드(ZD)의 직렬 회로 접속은 구동 권선(NB)과 다이오드(D4)간의 접합부와 포토트랜지스터(PT)의 이미터 사이에 삽입된다.
트랜지스터(Q4)의 콜렉터는 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 접속되고, 트랜지스터(Q4)의 이미터는 접지된다.
트랜지스터(Q4)의 베이스는 저항기(R6)와 커패시터(C13)의 병렬 회로 접속을 통해 스위칭 소자(Q1)의 이미터에 접속되고, 따라서, 저항기(R7)를 통해 접지된다.
리셋 회로(10)는 다이오드(DRS)를 저항기(RRS)와 커패시터(CRS)의 병렬 회로 접속에 직렬 접속함으로써 형성된다. 리셋 회로(10)는 1차 권선(N1)에 병렬 접속된다.
스너버 회로(snubber circuit)(11)는 저항기(Rsn)에 직렬 접속된 커패시터(Csn)를 포함한다. 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터는 스너버 회로(11)를 통해 접지된다.
리셋 회로(10)와 스너버 회로(11)는 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프될 때 나타나는 스파이크 전압을 억제하기 위해 필요하다.
스위칭 동작은 개시 저항기(RS)를 통해 스위칭 소자(Q1)에 전류를 인가함으로써 개시되고, 그에 의해, 스위칭 소자(Q1)가 턴 온된다. 스위칭 소자(Q1)가 온되면, 자기 에너지가 변환 변압기(CVT)의 1차 권선(N1)에 저장된다. 스위칭 소자(Q1)가 오프되면, 1차 권선(N1)에 저장된 자기 에너지는 변환 변압기(CVT)의 2차측으로 방전된다. 이 동작은 변환 변압기(CVT)의 2차측에 출력 전압을 생성하기 위해 반복된다.
제어 회로(7)는 2차측 DC 출력 전압(E01)에 응답하여 검출 소자(Q3)를 통하는 전류량을 변경한다. 광-검출기(PC)는 검출 소자(Q3)에 흐르는 전류량에 응답하여 트랜지스터(Q4)에 공급된 베이스 전류를 제어 가능하게 변경하고, 그에 의해, 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 전류를 변경한다. 트랜지스터(Q4)의 콜렉터는 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 접속되어 있기 때문에, 자기-여기된 발진 구동 회로(저항기(RB), 다이오드(D4), 구동 권선(NB) 및 커패시터(CB))로부터 스위칭 소자(Q1)의 베이스로 흐르는 베이스 전류(구동 전류량)는 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 전류에 따라 변한다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)가 온되어 있는 시간이 변경되고, 따라서, 스위칭 주파수가 제어 가능하게 변하며, 그에 의해, 정전압 제어를 수행한다.
도 7에 도시된 구조를 갖는 전원 회로(700)에 있어서, AC 입력 전압(VAC)의 상승 또는 부하 전력(Po)의 하강에 응답하여 증가하는 스위칭 주파수(fs)를 제어함으로써 정전압 효과가 달성될 수도 있다. 제어 감도가 낮기 때문에, 스위칭 주파수(fs)의 제어 범위는 25㎑ 내지 250㎑의 넓은 범위로 설정된다.
도 8의 a 내지 c의 파형도는 전원 회로(700)의 동작을 설명한다.
스위칭 소자(Q1)와 저항기(R7)에 걸친(스위칭 소자(Q1)의 콜렉터와 접지 사이) 전압(Vcp)은 도 8의 a에 도시된 바와 같은 파형을 갖는다. 도 8의 a에 도시된 바와 같이, 전압(Vcp)은 스위칭 소자(Q1)가 온될 때의 기간 TON에서 0 레벨을 나타내고, 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때의 기간 TOFF에서 직사각형 펄스의 형태를 나타낸다. 도 8의 a에 도시된 전압(Vcp)의 펄스 파형으로부터 알 수 있는 바와 같이, 변환 변압기(CVT)의 누설 인덕턴스 성분과 변환 변압기(CVT) 상의 권선들(N1, N2, NB) 간의 분배 용량(정전 용량)에 의해 스위칭 소자(Q1)가 턴 오프될 때 스파이크 전압이 발생된다. 리셋 회로(10)와 스너버 회로(11)는 스파이크 전압이 나타나는 전압(Vcp) 파형의 일부를 억제하기 위해 제공된다.
콜렉터 전류(Icp)는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 응답하여 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터에 흐른다. 콜렉터 전류(Icp)는 기간 TON 동안 도 8의 b에 도시된 바와 같은 파형으로 흐른다.
RCC의 스위칭 동작에 대응하여, 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때 기간 TOFF 동안 정류 전류(I2)가 2차 권선(N2)으로부터 정류 다이오드(D01)에 흐른다.
회로(700)와 같이, 하드 스위칭 전원에 사용되는 스위칭 변환기들(플라이백 또는 포워드 변환기)은 전력 변환 효율과 스위칭 노이즈의 양으로 제한되며, 그들을 억제할 수 있다. 따라서, 공진형(resonance type) 스위칭 변환기들을 채용하는 다양한 소프트 스위칭 전원들이 사용될 수도 있다. 공진형 스위칭 변환기는 고 전력 변환 효율을 쉽게 얻을 수 있기 때문에 유리하다. 또한, 이와 같은 변환기는, 공진형 변환기의 스위칭 동작의 파형이 사인 파형이기 때문에, 하드 스위칭 전원에 사용되는 변환기보다 낮은 노이즈를 발생시킨다. 또한, 공진형은 비교적 작은 수의 부품들로 형성될 수 있기 때문에 유리하다.
50W 이하 또는 0.5W 이하의 부하 전력(Po)의 저 부하 조건을 만족하는 스위칭 전원 회로(900)가 도 9에 도시되어 있다.
간단히 하기 위해, 도 7의 부분과 같은 도 9의 부분들은 같은 참조 부하로 표시되며, 그 설명은 생략한다.
도 9를 참조하면, 전원 회로(900)는 전류 공진형의 자기-여기된 변환기를 포함하며, 정류된 평활 전압(Ei)이 동작 전원으로서 사용된다.
전원 회로(900)의 스위칭 변환기는, 도 9에 도시된 바와 같이, 반-브리지 접속부(half bridge connection)에 접속되고 평활 커패시터(Ci)의 포지티브 전극 측 접합부와 접지 사이에 삽입된 한 쌍의 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 포함한다.
개시 저항기들(RS1, RS2)은 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 콜렉터와 베이스 사이에 각각 삽입된다. 한 쌍의 클램프 다이오드들(DD1, DD2)은 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 베이스와 이미터 사이에 각각 삽입된다.
공진 커패시터(CB1), 베이스 전류 제한 저항기(RB1) 및 (인덕턴스(LB1)를 갖는) 구동 권선(NB1)의 직렬 회로 접속이 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터 사이에 삽입되어, 자기-여기된 발진을 위한 직렬 공진 회로를 협동적으로 형성하고 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 결정하도록 한다.
마찬가지로, 공진 커패시터(CB2), 베이스 전류 제한 저항기(RB2) 및 (인덕턴스(LB2)를 갖는) 구동 권선(NB2)의 다른 직렬 회로 접속이 스위칭 소자(Q2)의 베이스와 접지 사이에 삽입되어, 자기-여기된 발진을 위한 직렬 공진 회로를 형성하고 스위칭 소자(Q2)의 스위칭 주파수를 결정하도록 한다.
일부의 공진 커패시터들(CC1, CC2)이 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 콜렉터와 이미터 사이에 각각 접속된다. 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 스위칭 노이즈를 흡수하기 위해 일부의 공진 커패시터들(CC1, CC2)이 각각 제공된다. 공진 커패시터들은 또한, 이하 설명되는 바와 같은 방식으로 수행되는 정전압 제어 동작에 의해 제어 가능하게 변경되는 스위칭 주파수들에 따라, 스위칭 소자들(Q1, Q2)을 각각 턴 오프시 제로 전압의 스위칭 동작이 달성되도록 동작한다. 이 동작은 스위칭 손실을 감소시킨다.
스위칭 소자들(Q1, Q2)을 구동하기 위해 구동 변압기(PRT, Power Regulating Transformer)가 제공되어, 정전압 제어를 수행하기 위해 스위칭 주파수들을 제어 가능하게 변경한다. 전원 회로(900)의 구동 변압기(PRT)는, 구동 권선들(NB1, NB2)과 공진 전류 검출 권선(ND)이 감겨있고 제어 권선(NC)이 상기 권선들(NB1, NB2, ND)과 직교하는 방향으로 감겨 있는 직교의 포화 가능한 리액터(orthogonalsaturable reactor)이다.
구동 변압기(PRT)의 구동 권선(NB1)의 한 종단은 공진 커패시터(CB1)와 베이스 전류 제한 저항기(RB1)에 대한 직렬 접속을 통해 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 접속되고, 구동 권선(NB1)의 다른 종단은 스위칭 소자(Q1)의 이미터에 접속된다. 구동 권선(NB2)의 한 종단은 접지에 접속되고, 구동 권선(NB2)의 다른 종단은 공진 커패시터(CB2)와 베이스 전류 제한 저항기(RB2)에 대한 직렬 접속을 통해 스위칭 소자(Q2)의 베이스에 접속된다. 구동 권선(NB1)과 구동 권선(NB2)은 반대 극성들을 갖는 전압들을 발생시킬 수도 있도록 감겨있다.
절연 변환 변압기(PIT, Power Isolation Transformer)는 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 스위칭 출력들을 그 2차측에 전송한다. 이 경우에, 절연 변환 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 한 종단은 공진 전류 검출 권선(ND)을 통해 스위칭 소자(Q1)의 이미터와 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터 사이의 접합부(스위칭 출력 점)에 접속된다. 1차 권선(N1)의 다른 종단은 직렬 공진 커패시터(C1)를 통해 접지되어, 스위칭 출력 신호가 얻어질 수도 있다. 따라서, 전류 공진형 스위칭 변환 동작을 위한 직렬 공진 회로는 1차 권선(N1)(직렬 공진 권선)을 포함하는 절연 변환 변압기(PIT)의 누설 인덕턴스 성분과 직렬 공진 커패시터(C1)의 커패시턴스로 형성된다.
절연 변환 변압기(PIT)의 2차측에서, 스위칭 기간을 갖는 교류 전압은 1차 권선(N1)에 공급된 스위칭 출력 신호에 의해 2차 권선(N2)에서 여기된다. 2차 권선(N2)에 대해 탭이 제공되며, 정류 다이오드들(D01, D02, D03)과 평활 커패시터들(C01, C02)이 도 9에 도시된 바와 같이 접속된다. 양파 정류 회로가 정류 다이오드들(D01, D02)과 평활 커패시터(C01)에 의해 형성되며, 반파 정류 회로가 정류 다이오드(C03)와 평활 커패시터(C02)에 의해 형성된다.
정류 다이오드들(D01, D02)과 평활 커패시터(C01)에 의해 형성된 양파 정류 회로는 DC 출력 전압(E01)을 생성하기 위해 양파 정류 동작을 수행하며 다음 단에서 부하(도시되지 않음)에 전력을 공급한다. 또한, DC 출력 전압(E01)이 제어 회로(9)에 입력되어 제어 회로(9)에 의해 검출 전압으로서 이용된다. 또한, 부하를 단락시키는 것을 방지하기 위해서, 퓨즈, 예를 들어, 집적 회로("IC") 링크(IL)가 DC 출력 전압(E01)과 부하 사이에 삽입된다.
제어 회로(9)는, 그 레벨이, 예를 들어, 2차측 DC 출력 전압(E01)의 레벨에 응답하여 변하는 DC 전류를, 이하 설명되는 바와 같은 방식으로 정전압 제어를 수행하기 위해 구동 변압기(PRT)의 제어 권선(NC)에 대한 제어 전류로서 공급한다.
제어 회로(9)는 2차측 DC 출력 전압(E01)을 분할하는 한 쌍의 저항기들(R3, R4)을 포함한다. 분할된 전압은 검출 소자(Q3)에 입력된다. 검출 소자(Q3)의 캐소드는 제어 권선(NC)에 대한 직렬 접속을 통해 평활 커패시터(C02)의 포지티브 전극에 접속되며, 검출 소자(Q3)의 애노드는 접지된다. 커패시터(C12)와 저항기(R5)의 직렬 회로 접속은 저항기들(R3, R4)간의 접합부와 평활 커패시터(C01)의 포지티브 전극 사이에 삽입된다. 커패시터(C11)와 저항기(R2)의 다른 직렬 회로 접속은 저항기들(R3, R4)간의 접합부와 검출 소자(Q3)의 캐소드 사이에 삽입된다.
전원 회로(900)의 스위칭 동작에 있어서, 먼저 AC 전원(AC)이 제공되면, 개시 전류가 개시 저항기들(RS1, RS2)을 통해 스위칭 소자들(Q1, Q2)의 베이스들에각각 공급된다. 예를 들어, 스위칭 소자(Q1)가 먼저 스위치 온되면, 스위칭 소자(Q2)가 제어되어 스위치 오프된다. 그후, 스위칭 소자(Q1)의 출력으로서, 공진 전류(I1)가 공진 전류 검출 권선(ND), 1차 권선(N1) 및 직렬 공진 커패시터(C1)에 흐른다. 스위칭 소자들이 제어되어, 공진 전류(I1)가 제로로 감소될 때, 스위칭 소자(Q2)가 스위치 온되고 스위칭 소자(Q1)가 스위치 오프된다. 그후, 공진 전류(I1)가 스위칭 소자(Q2)를 통해 역방향으로 흐른다. 그후, 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 교대로 스위치 온되는 자기-여기된 스위칭 동작이 수행된다.
동작 전원으로서 평활 커패시터(Ci)의 단자 전압을 사용하여 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 교대로 온-오프 동작들을 반복함에 따라, 교류 출력이 2차 권선(N2)에서 얻어지는 동안, 공진 전류 파형에 근사한 파형을 갖는 구동 전류가 절연 변환 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)에 공급된다.
구동 변압기(PRT)에 의한 정전압 제어는 다음 방식으로 수행된다.
제어 회로(9)는 제어 권선(NC)에 흐르는 제어 전류의 레벨을 2차측 DC 출력 전압(E01)의 상승에 응답하여 증가시키도록 제어한다. 구동 변압기(PRT)는 구동 변합기(PRT)에 발생된 자기 플럭스(magnetic flux) 변동의 영향에 의해 포화 상태에 도달하기 쉽고, 따라서, 구동 권선들(NB1, NB2)의 인덕턴스를 강하시키며, 자기-여기된 발진 회로들의 상태가 제어 회로에 의해 변경되어 스위칭 주파수가 상승될 수도 있다.
전원 회로(900)의 스위칭 주파수는 1차 권선(N1)(상부측 제어)과 공진 커패시터(C1)의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 높은 주파수 범위로 설정되지만, 상기 설명된 바와 같이 스위칭 주파수가 상승하면, 스위칭 주파수는 직렬 공진 회로의 공진 주파수로부터 떨어진다. 따라서, 스위칭 출력에 대한 직렬 공진 회로의 공진 임피던스가 증가된다.
이러한 방식으로 공진 임피던스가 증가함에 따라, 1차측 직렬 공진 회로의 1차 권선(N1)에 공급될 구동 전류가 억제된다. 결과적으로, 2차측 출력 전압(E01)이 억제되어, 정전압 제어가 달성된다(스위칭 주파수 제어 시스템).
도 10의 a 내지 h는 전원 회로(900)의 동작들을 도시하는 파형도이다. 특히, 도 10의 a 내지 d는 부하 전력(Po)이 최소 부하 전력(Pomin)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최대 AC 입력 전력(VACmax)일 때의 전원 회로(900)의 상이한 지점들의 동작 파형들을 도시하며, 도 10의 e 내지 h는 부하 전력(Po)이 최대 부하 전력(Pomax)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최소 AC 입력 전압(VACmin)일 때의 도 10의 a 내지 d의 지점들과 동일한 지점들의 동작 파형들을 도시한다.
도 10의 a 및 도 10의 e에 도시되어 있는 바와 같이, 스위칭 소자(Q2)가 스위칭 동작을 수행함에 따라, 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터와 이미터 사이에서 얻어진 전압(Vcp)은 스위칭 소자(Q2)가 온되어 있는 기간(TON)동안에는 제로 레벨을 나타내지만, 스위칭 소자(Q2)가 오프되어 있는 기간(TOFF)동안에는 방형파의 펄스를 나타내는 파형을 갖는다. 또한, 도 10의 a 및 도 10의 e에 도시된 전압들(Vcp)의 비교로부터 알 수 있는 바와 같이, 스위칭 주파수는, 부하 전력(Po)이 최대 부하 전력(Pomax)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최소 AC 입력 전력(VACmin)일 때보다, 부하 전력(Po)이 최소 부하 전력(Pomin)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최대 AC 입력전압(VACmax)일 때 더 높아지도록, 상기 설명된 정전압 제어 동작에 의해 제어된다.
이 경우에, 도 10의 b 및 도 10의 f에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터에 흐르는 콜렉터 전류(Icp)는, 기간 TON 동안에는 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터에 흐르지만 기간 TOFF 동안에는 제로 레벨을 갖도록 하는 파형을 나타낸다. 한편, 도 10의 c 및 도 10의 g에 도시된 바와 같이, 1차 권선(N1)과 직렬 공진 커패시터(C1)에 흐르는 스위칭 출력 전류(1차측 직렬 공진 전류)(I1)는 스위칭 주파수에 실질적으로 대응하는 전류 파형을 나타낸다. 도 10의 b 및 도 10의 c에 도시된 바와 같이, 콜렉터 전류(Icp)와 1차측 직렬 공진 전류(I1)는, 스위칭 주파수가 낮을 때 전류 공진형에 대응하는 사인파의 파형들을 갖는다. 스위칭 주파수가 증가함에 따라, 콜렉터 전류(Icp)와 1차측 직렬 공진 전류(I1)의 파형들은 도 10의 f 및 도 10의 g에 도시된 바와 같이 톱니파(saw-tooth-wave)의 파형들에 가까워진다. 스위칭 소자(Q2)는 도 10의 a 내지 c 및 도 10의 e 내지 g에 도시된 파형들로부터 180도만큼 이동된 위상들을 갖는 파형들을 제공한다는 것을 유념해야 한다.
한편, 2차측(915)에서, 정류 다이오드(D02)는 스위칭 소자(Q2)가 온되어 있는 기간 TON의 타이밍에서 실질적으로 도통되게 된다. 따라서, 2차 권선(N2)으로부터 정류 다이오드(D02)로 흐르는 정류 전류(I2)는 도 10의 d 또는 도 10의 h에 도시된 바와 같은 파형을 나타낸다. 또한, 정류 다이오드(D01)의 동작은 도 10의 d 또는 도 10의 h에 도시된 파형으로부터 180도 위상 이동된 파형을 제공한다.
RCC 시스템의 전원 회로(700)에 있어서, 스위칭 주파수(fs)는 상기 설명된바와 같이 정전압 제어 동작에 따라 제어 가능하게 변경된다. 그러나, 정전압 제어를 위한 제어 감도가 낮기 때문에, 스위칭 주파수(fs) 변동의 범위는 상기 설명된 바와 같이 25㎑ 내지 250㎑로 비교적 넓다. 따라서, 부하 전력(Po)이 최소 부하 전력(Pomin)이 되고 스위칭 주파수(fs)가 낮아질 때, 스위칭 손실은 증가하고 전력 변환 효율은 상당히 떨어진다. 또한, 스위칭 소자 턴오프시 스파이크 전압을 억제하기 위해 접속되는 리셋 회로(10)와 스너버 회로(11)에 의해 전력 손실이 증가된다.
또한, 도 8의 a로부터 알 수 있는 바와 같이, 스위칭 동작에 의해 생성된 교류 전압은 방형파의 펄스 신호이고, 턴온 및 턴오프될 때 스위칭 노이즈가 발생된다. 따라서, 예를 들어, 비디오 장치에 대한 전원으로서 실제로 사용될 RCC 시스템의 전원 회로(700)를 허용하기 위해서, 부하 전력 조건은 약 1W 이하이고, RCC 시스템의 전원 회로의 응용은 대기 전원으로서의 응용으로 제한되며, 그 부하 전력(Po)은 약 0.5W 이하이다.
한편, 스위칭 전원 회로(900)에서, 반-브리지 접속에 의한 전류 공진 변환기에 있어서, 부분적 공진을 위한 커패시터들은, 스위칭 소자의 턴오프시 제로 볼트(제로 전압)의 스위칭 동작을 실현하기 위해서 제공되는 2개의 스위칭 소자들의 콜렉터와 이미터 사이에 접속된다. 따라서, 스위칭 전원 회로(900)는 전원 회로(700)보다 적은 노이즈를 발생시키며 더 높은 전력 변환 효율을 갖는다.
그러나, 스위칭 전원 회로(900)는 전원 회로(700)의 모든 결점들을 극복하는 것은 아니다. 즉, 부하 전력(Po)이 최소 부하 전력(Pomin)에 근접하고 스위칭 주파수(fs)가 떨어질 때 유효하지 않은 전력이 증가하고, 전력 변환 효율은, 예를 들어, 약 60%로 상당히 떨어진다.
또한, 전원 회로(900)는 자기-여기된 전류 공진 변환기의 구성을 채용하고 2개의 스위칭 소자들이 반-브리지 접속부에 접속되기 때문에, 2개의 자기-여기된 발진 구동 회로들을 포함하는 스위칭 회로 시스템을 형성할 필요가 있다. 따라서, 구성 요소들의 수가 그만큼 증가하여, 전원 회로 보드의 크기와 무게의 축소에 제한을 주게된다.
또한, 전원 회로(900)에는 부하 단락 보호 기능이 제공되어 있지 않다. 특히, 부하의 단락시, 구동 변압기(PRT)의 제어 권선(NC)에 흐르는 제어 전류(DC 전류량)는 실질적으로 제로로 감소된다. 따라서, 스위칭 주파수(fs)는 제어 범위의 거의 낮은 한계까지 감소하고, 또한 1차측 직렬 공진 회로에 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(I1)는 증가하게 된다. 이 상태에서, 스위칭 소자들(Q1, Q2)에서의 스위칭 손실에 의한 열 발생이 무시할 수 없을 정도의 레벨로 증가되고, 그에 따라서, 열급상승(thermorunaway)이 발생하여 스위칭 소자들(Q1, Q2)이 파괴될 수도 있는 가능성이 있다. 따라서, 예를 들어 도 9에 도시된 바와 같이, 부하로 단락이 발생할 때, 2차측 DC 출력 전압(E01)과 부하를 서로 차단하기 위해 퓨즈(1L)를 삽입할 필요가 있다. 퓨즈(1L)는 또한 회로 보드의 크기를 증가시키고 전력 변환 효율을 감소시킨다.
본 발명은 다양한 전자 장치들에서 전원으로서 일체화될 수 있는 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.
도 1은 본 발명이 적용된 전원 회로의 구성을 도시하는 회로도.
도 2는 도 1의 전원 회로에 제공된 직교 제어 변압기의 구성을 도시하는 사시도.
도 3은 도 1의 전원 회로에 제공된 절연 변환 변압기의 구성을 도시하는 사시도.
도 4a 및 도 4b는 권선들 간의 상호 인덕턴스가 각각 +M과 -M일 때, 도 3에 도시된 절연 변환 변압기의 동작들을 도시하는 회로도.
도 5의 a 내지 j는 도 1의 전원 회로의 여러 구성요소들의 동작을 도시하는 파형도.
도 6은 도 1의 전원 회로의 2차측 DC 출력 전압과 스위칭 주파수간의 관계를도시하는 도면.
도 7은 종래 전원 회로의 구성을 도시하는 회로도.
도 8의 a 내지 c는 도 7의 전원 회로의 여러 구성요소들의 동작들을 도시하는 파형도.
도 9는 다른 종래의 전원 회로의 구성을 도시하는 회로도.
도 10의 a 내지 h는 도 9의 전원 회로의 여러 구성요소들의 동작들을 도시하는 파형도.
본 발명의 목적은 작고 가벼우며 전력 변환 효율이 높으면서, 부하 전력(Po)이, 예를 들어, 50W 이하의 정도로 비교적 낮은 부하 조건을 만족하는 스위칭 전원 회로를 제공하는 것이다.
상기 설명된 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 따른 스위칭 전원 회로는, 상용 AC 전원을 수신하고 상용 AC 전원의 레벨과 같은 레벨의 정류된 평활 전압을 생성하며 DC 입력 전압으로서 정류된 평활 전압을 출력하는 정류 평활 회로; 바람직한 커플링 효율이 얻어질 수도 있도록 갭이 형성되지 않은 코어와, 가산 동작 모드가 제공되도록 극성들을 갖는 상기 코어에 감긴 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 절연 변환 변압기; 절연 변환 변압기의 1차 권선에 출력되도록 DC 입력 전압을 온 및 오프로 스위칭하는 스위칭 소자를 포함하는 스위칭 회로; 절연 변환 변압기의 1차 권선의 누설 인덕턴스 성분과 전압 공진형 스위칭 소자를 동작시키는 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스로 형성되는 1차측 병렬 공진 회로; 절연 변환 변압기의 2차 권선에서 얻어진 교류 전압을 수신하고 DC 입력 전압의 레벨과 실질적으로 같은 2차측 DC 출력 전압을 생성하기 위해 교류 전압에 대해 반파 정류 동작을 수행하는 DC 출력 전압 생성 회로; 및 2차측 출력 전압의 정전압 제어를 수행하도록 스위칭 소자의 연속 각도(continuity angle)와 1차측 병렬 공진 회로의 공진 임피던스를 제어하기 위해 2차측 DC 출력 전압의 레벨에 응답하여 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 변경하는 정전압 제어 회로를 포함한다.
바람직하게, 특정 레벨보다 높은 부하 전력 조건을 만족시키기 위해서, 2차측 병렬 공진 커패시터는 절연 변환 변압기의 2차 권선에 병렬 접속되어, 2차측 병렬 공진 회로가 2차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스와 절연 변환 변압기의 2차권선의 누설 인덕턴스 성분으로 형성되도록 한다. 특정 레벨보다 낮은 부하 전력 조건을 만족시키기 위해서, 2차측 병렬 공진 커패시턴스가 생략된다.
바람직하게, 스위칭 회로는 적어도 구동 권선과 공진 커패시터의 직렬 접속으로 형성된 직렬 공진 회로를 포함한다. 또한, 스위칭 전원 회로는, 직렬 공진 회로의 공진 출력에 응답하여, 자기-여기된 방식으로 스위칭 소자를 구동하는 자기-여기된 발진 구동 회로를 포함한다. 정전압 제어 회로는, 절연 변환 변압기의 1차 권선에 직렬 접속된 구동 권선과 검출 권선 및 그 감긴 방향이 검출 권선과 구동 권선이 감긴 방향과 직교하는 제어 권선이 감긴 포화 가능한 리액터인 직교 제어 변압기를 포함한다. 정전압 제어 회로는 2차측 DC 출력 전압의 레벨에 응답하여 변하는 제어 전류를, 스위칭 주파수를 제어 가능하게 변경하는 구동 권선의 인덕턴스를 변경하는 제어 권선에 공급한다.
바람직하게, 검출 권선과 구동 권선은 제어 권선에 사용된 것과 동일한 종류의 재료로 형성된다.
스위칭 전원 회로는, 스위칭 회로가 분리 여기된 방식(separately excited manner)으로 스위칭 소자를 구동하기 위한 분리 여기된 구동 회로를 포함하도록 구성될 수도 있으며, 정전압 회로는 스위칭 주파수를 제어 가능하게 변경하는 2차측 DC 출력 전압의 레벨에 응답하여 고정된 스위칭 소자의 오프 기간을 유지하면서 스위칭 소자의 온 기간을 제어 가능하게 변경한다.
스위칭 회로의 스위칭 소자는, 바이폴라 트랜지스터, MOS 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 또는 정전 유도 사이리스터를 포함하는 달링톤 회로(Darlington circuit)로 형성될 수도 있다.
스위칭 전원 회로에 있어서, 전압 공진 변환기는 1차측에 제공되고 절연 변환 변압기는 느슨한 결합(loose coupling)을 갖는다. 2차측에는, 2차측 DC 출력 전압이 부하에 전력을 공급하기 위해 반파 정류 회로에 의해 생성된다. 또한, 정전압 제어를 위한 구성에 있어서, 1차측 병렬 공진 회로의 공진 임피던스와 스위칭 소자의 연속 각도는 2차측 DC 출력 레벨에 응답하여 스위칭 주파수를 동시에 변경함으로써 제어된다. 따라서, 이와 같은 복합 제어 동작에 의해 제어 감도의 증가가 달성된다.
특히, 예를 들어, 약 50W 이하의 부하 전력을 갖는 비교적 저 부하 조건을 만족하도록 스위칭 전원 회로를 형성하는 경우에, 1차 권선과 2차 권선 사이의 상호 인덕턴스가 가산 동작 모드(+M; 포워드 시스템)를 제공할 수도 있도록 감겨 있는 1차 권선과 2차 권선을 포함하는 절연 변환 변압기와 1차측에 제공된 전압 공진 스위칭 변환기를 포함한다. 또한, 반파 정류 회로가 2차측에 제공되어, 가산 동작 모드의 반파 정류 회로의 반파 정류 동작에 의해 2차 권선에서 얻어진 교류 전압(여기된 전압)으로부터 2차측 DC 출력 전압이 얻어질 수도 있다.
또한, 2차 출력 전압을 안정화시키기 위한 정전압 제어를 위한 구성에 따라, 1차측의 스위칭 주파수가 2차측 출력 전압 레벨에 응답하여 변함으로써, 스위칭 소자의 연속 각도와 전원 회로의 공진 임피던스를 복합적으로 제어한다.
상기 설명된 구성으로부터 다음과 같은 이점들을 얻을 수 있다.
스위칭 전원 회로의 스위칭 변환기는 전압 공진형이기 때문에, RCC 시스템의스위칭 전원보다 작은 노이즈를 발생시키는 스위칭 동작이 실현된다. 따라서, RCC 시스템의 스위칭 전원과 반대로, 본 발명에 따른 전원 회로는 스파이크 전압을 억제하기 위해 리셋 회로 또는 스너버 회로를 필요로 하지 않는다. 따라서, RCC형의 스위칭 전원과 비교했을 때, 본 발명의 스위칭 전원 회로는 전력 변환 효율에 있어서 상당한 향상이 이루어진다. 최대 부하 전력으로 동작할 때, 본 발명의 스위칭 전원 회로는 또한 전류 공진 변환기에 의해 전력 변환 효율에 있어서 상당한 향상을 나타내며, 그 특성들로부터 비교적 고 전력 변환 효율을 갖는 것으로 고려된다.
전류 공진 변환기는 2개의 스위칭 소자들의 반-브리지 접속으로 형성된다. 본 발명의 스위칭 전원 회로는, 전압 공진 변환기로 인해 실질적으로 같은 부하 전력이 단일 스위칭 소자를 사용하여 얻어지도록 구성될 수 있기 때문에, 부품들의 수가 그만큼 감소되고, 회로의 크기, 무게 및 비용 면에서 개선될 수 있다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 회로는, 스위칭 소자의 연속 각도와 스위칭 출력을 위한 공진 임피던스 모두를 제어하기 위해 스위칭 주파수를 변경하여 정전압 제어를 수행하도록 구성될 수 있기 때문에, 제어 감도가 향상되고 제어 가능한 범위가 확장된다. 따라서, 스위칭 주파수의 좁은 제어 범위에 걸쳐 2차측 출력 전압의 안정화가 달성될 수 있다. 이와 같은 스위칭 주파수의 제어 범위의 축소는 전원 회로를 형성하는 변압기에 감겨야 하는 횟수의 감소와 다양한 구성 구성요소들과 장치들의 크기의 최소화에 기여한다.
스위칭 소자를 구동하기 위한 자기-여기된 회로 시스템이 정전압 제어 회로에 제공되는 경우에, 제어 권선, 구동 권선 및 검출 권선이 감긴 직교 제어 변압기가 제공된다. 이 경우에, 검출 권선과 구동 권선이 제어 권선에 사용된 것과 동일한 종류의 재료로 형성되면, 직교 제어 변압기의 제조 효율이 향상된다.
2차측 병렬 공진 커패시터가 병렬 공진 회로를 형성하기 위해 2차 권선에 병렬 접속되는 경우에, 2차측의 반파 정류 회로는 2차측 DC 출력 전압을 얻기 위해 병렬 공진 회로의 공진 출력인 교류 전압을 수신한다. 따라서, 부하 전력이 증가된다. 즉, 스위칭 전원 회로는 단지 2차측 병렬 공진 커패시터를 삽입함으로써 특정 레벨보다 높은 부하 전력을 극복할 수 있다. 스위칭 전원 회로가, 예를 들어, 대기 전원과 같은 응용에 적용되고 특정 레벨보다 낮은 부하 전력을 극복하기 위해서만 필요한 경우에, 2차측 병렬 공진 커패시터는 생략될 수도 있다. 따라서, 2차측 병렬 공진 커패시터를 삽입하거나 제거함으로써 필수 부하 전력 조건에 따른 조정들이 간단히 수행될 수 있다.
또한, 병렬 공진 회로는 2차측에 제공되기 때문에, 병렬 공진 전압은 부하의 단락이 발생할 때에도 2차측에서 얻어진다. 따라서, 스위칭 주파수는 부하 단락시에도 떨어지지 않는다. 요컨대, 스위칭 전원 회로는 부하 단락에 대한 보호 기능을 갖는다. 따라서, 본 발명의 스위칭 전원 회로에 있어서, 2차측 출력에 IC 링크 퓨즈 등을 삽입해야 하는 필요성이 제거된다. 따라서, 전력 변환 효율의 향상과 회로의 크기와 무게 감소가 촉진될 수 있다.
스위칭 전원 회로에 있어서, 스위칭 소자는, 바이폴라 트랜지스터, MOS 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 또는 정전 유도 사이리스터를 포함하는 달링톤 회로로 형성될 수 있다. 따라서, 예를 들어, 단일 바이폴라 트랜지스터 스위칭 소자에 의해 전력 변환 효율이 더 향상 될 수 있다.
이러한 방식으로, 본 발명에 따르면, 1차측에 전압 공진 변환기를 포함하고 비교적 저 부하가 되는 전원 회로에 대해, 비용, 크기 및 무게의 감소와, 전력 변환 효율과 같은 특징들의 향상이 촉진된다.
본 발명의 상기 및 다른 목적들, 특징들 및 이점들은, 동일한 부분들 또는 요소들은 동일한 참조 부호로 표시되는 첨부 도면과 관련하여, 다음 상세한 설명 및 청구항으로부터 명백해질 것이다.
본 발명의 더 완벽한 이해를 위해서 다음 상세한 설명과 첨부 도면을 참조한다.
도 1은 본 발명에 다른 스위칭 전원 회로(100)의 구성을 도시한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 전원 회로(100)는 전원 회로들(700, 900)의 구성요소들과 공통인 여러 개의 구성요소들을 포함한다. 이와 같은 공통 구성요소들의 설명은 여기서 중복을 피하기 위해 생략된다는 것을 유념해야 한다.
도 1을 참조하면, 전원 회로(100)는 그 1차측(105)에 스위칭 소자(Q1)를 포함하는 전압 공진형의 자기-여기된 스위칭 변환기를 포함한다. 고전압 저항 특성(high voltage withstanding property)을 갖는 바이폴라 트랜지스터(BJT, junction transistor)가 스위칭 소자(Q1)로 채용된다.
스위칭 소자(Q1)의 베이스는 베이스 전류 제한 저항기(RB)와 개시 저항기(RS)에 대한 직렬 접속을 통해 평활 커패시터(Ci)(정류된 평활 전압(Ei))의 포지티브 전극에 접속되어, 개시시 베이스 전류가 정류 평활 라인으로부터 얻어질 수도 있다. 또한, 자기-여기된 발진 구동을 위한 공진 회로(자기-여기된 발진 구동 회로)가 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 접지 사이에 접속되고, 베이스 전류 제한 저항기(RB), 공진 커패시터(CB) 및 검출 구동 권선(NB)을 포함하는 직렬 회로 접속으로 형성된다. 스위칭 소자(Q1)는, 개시 전류로 개시된 후에, 자기-여기된 발진 구동 회로로부터 그 베이스에 인가된 구동 전류로 스위칭하도록 구동된다.
클램프 다이오드(DD)가 평활 커패시터들(Ci)의 네가티브 전극(1차측 접지)과 스위칭 소자(Q1)의 베이스 사이에 삽입되어, 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때 흐르는 댐퍼 전류(damper current)에 대한 경로를 형성한다. 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터는 절연 변환 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 한 종단에 접속되고, 스위칭 소자(Q1)의 이미터는 접지된다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력은 1차 권선(N1)으로 전송된다.
병렬 공진 커패시터(Cr)는 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터와 이미터 사이에 병렬 접속된다. 병렬 공진 커패시터(Cr)는, 병렬 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스와 절연 변환 변압기(PIT)의 1차 권선(N1)의 누선 인덕턴스(L1)에 기초하여, 스위칭 소자(Q1)의 전압 공진 스위칭을 위한 1차측 병렬 공진 회로를 형성한다. 본 명세서에 상세한 설명이 생략되었지만, 스위칭 소자(Q1)가 오프될 때, 전압 공진 동작은 실제로 사인 파형의 펄스 파를 나타내도록 공진 커패시터(Cr)에 걸리는 전압(Vcr)을 야기시키는 병렬 공진 회로의 동작에 의해 이루어진다.
도 1에 도시된 바와 같이, 직교 제어 변압기(PRT)는, 검출 권선(ND), 구동 권선(NB) 및 제어 권선(NC)을 포함하는 포화 가능한 리액터이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 직교 제어 변압기(PRT)는, 각각 4개의 자기 레그들(magnetic legs)을 갖는 2개의 이중 채널형 코어들(double channel-shaped cores)(201, 202)을 그 자기 레그들의 종단들에서 서로 결합함으로써 형성되는 3차원 코어(200)를 갖는다. 검출 권선(ND)과 구동 권선(NB)은 3차원 코어(200)의 2개의 소정의 자기 레그들 둘레에 동일한 감김 방향으로 감기며, 제어 권선(NC)은 검출 권선(ND)과 구동 권선(NB)의 감김 방향과 직교하는 방향으로 감긴다.
이 경우에, 직교 제어 변압기(PRT)의 검출 권선(ND)은 평활 커패시터(Ci)의 포지티브 전극과 절연 변환 변압기(PIT)의 1차 권선(N1) 사이에 직렬로 삽입되어, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력이 1차 권선(N1)을 통해 검출 권선(ND)으로 전송되도록 한다. 직교 제어 변압기(PRT)에서, 구동 권선(NB)은 검출 권선(ND)에서 얻어진 스위칭 출력에 의해 여기되어, 구동 권선(NB)에서 교류 전압이 생성된다. 교류 전압은 구동 전압의 소스로서 자기-여기된 발진 구동 회로에 출력된다.
도 1에 도시된 제어 회로(1)는 그에 입력된 2차측 DC 출력 전압(E01)의 레벨에 응답하여 제어 권선(NC)에 공급된 제어 전류(DC 전류)의 레벨을 변경하도록 동작한다. 제어 회로(1)는, 예를 들어, 도 9를 참조하여 상기 설명된 제어 회로(9)와 같은 내부 구성을 가질 수도 있다.
제어 권선(NC)에 공급될 제어 전류(DC 전류)의 레벨이 제어 회로(1)의 동작에 의한 2차측 DC 출력 전압 레벨의 변동에 응답하여 변경됨에 따라, 직교 제어 변압기(PRT)에 감긴 구동 권선(NB)의 인덕턴스(LB)가 제어 가능하게 변경된다. 따라서, 구동 권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 포함하는, 스위칭 소자(Q1)에 대한 자기-여기된 발진 구동 회로에서 직렬 공진 회로의 공진 조건이 변경된다. 이것은 도 5를참조하여 이하 설명되는 바와 같이 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 변경하는 동작이며, 이 동작은 2차측 DC 출력 전압(E01)을 안정화시키도록 동작한다.
전원 공급 회로(100)의 절연 변환 변압기(PIT)가 도 3에 도시되어 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 절연 변환 변압기(PIT)는, 아철산염 재료(ferrite material)로 이루어진 2개의 E-형 코어들(301, 302)로 형성되어 그 자극들(magnetic poles)이 서로 반대가 되도록 결합된, EE-형 코어(300)를 포함한다. 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)(및 다른 2차 권선(N2A)은, 그 권선부가 1차측과 2차측에 대해 분리되는 분리 보빈(split bobbin)을 사용하여 EE-형 코어(300)의 중앙 자기 레그들에서 서로 분리되어 감긴다. 실시예에 따르면, E-형 코어들(301, 302)의 중앙 자기 레그들 사이에는 어떠한 갭도 형성되지 않는다. 따라서, 필수 포화 조건이 달성되는 이와 같은 느슨한 결합 조건이 확립된다. 결합 계수(k)는, 예를 들어, k=0.90이다.
이 경우에, 절연 변환 변압기(PIT)에 있어서, 교류 전압은 1차 권선(N1)에 전송된 스위칭 출력에 응답하여 2차 권선(N2)에서 여기된다.
전원 회로(100)의 절연 변환 변압기(PIT)에 있어서, 도 1에 도시된 바와 같이 2차 권선(N2)에 대해 탭이 제공되며, 정류 다이오드(D01)의 애노드는 2차 권선(N2)의 탭 출력에 직렬 접속된다. 정류 다이오드(D01)의 캐소드는 평활 커패시터(C01)의 포지티브 전극에 접속되고, 평활 커패시터(C01)의 네가티브 전극은 접지에 접속된다. 요컨대, 정류 다이오드(D01)와 평활 커패시터(C01)는 2차 권선(N2)의 탭 출력으로부터 얻어진 교류 전압을 수신하여 2차측 DC 출력전압(E01)을 얻기 위해 교류 전압에 대한 반파 정류를 수행하는 반파 정류 회로를 형성한다. 2차측 DC 출력 전압(E01)은 부하(도시되지 않음)에 공급되고, 또한 상기 설명된 제어 회로(1)에 검출 전압으로서 입력된다.
또한, 정류 다이오드(D02)의 애노드는 2차 권선(N2)의 권선 개시 종단에 접속되고, 정류 다이오드(D02)의 캐소드는 평활 커패시터(C02)의 포지티브 전극에 접속되어, 정류 다이오드(D01)와 평활 커패시터(C01)로 구성된 반파 정류 회로를 형성한다. 정류 다이오드(D01)와 평활 커패시터(C01)에 의해 형성된 반파 정류 회로는 다른 2차측 DC 출력 전압(E02)을 생성하여 제어 회로(1)에 동작 전원으로서 공급한다.
도 3에 도시된 절연 변환 변압기(PIT)에 있어서, 1차 권선(N1)의 인덕턴스(L1)와 2차 권선(N2)의 인덕턴스(L2)간의 상호 인덕턴스(M)는, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)의 극성들간의 관계와 정류 다이오드들(D01, D02)의 접속에 따라 값 +M(가산 모드: 포워드 시스템) 또는 다른 값 -M(감산 모드: 플라이백 시스템)을 가질 수도 있다.
예를 들어, 언급된 구성요소들이 도 4a에 도시된 바와 같은 접속 구성이라고 가정하는 경우의 동작에 있어서 상호 인덕턴스(M)는 +M이지만, 구성요소들이 도 4b에 도시된 바와 같은 접속 구성이라고 가정하는 경우의 다른 동작에 있어서 상호 인덕턴스(M)는 -M이다. 회로(100)에서, 1차 권선(N1)과 2차 권선(N2)의 극성들은 가산 모드를 나타낸다.
또한, 전원 회로(100)에서, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 2차 권선(N2)에대해 제공된다. 따라서, 병렬 공진 회로는 2차 권선(N2)의 누설 인덕턴스(L2)와 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스로 형성된다. 병렬 공진 회로는 2차 권선(N2)에서 여기된 교류 전압을 공진 전압으로 변환한다. 따라서, 전압 공진 동작은 2차측(110)에서 수행된다. 따라서, 전원 회로(100)는 전압 공진형의 스위칭 동작을 행하는 1차측(105)에 제공된 병렬 공진 회로와, 2차측에 제공되고 2차 권선(N2)과 병렬 공진 커패시터(C2)로 형성된 다른 병렬 공진 회로를 포함한다. 본 명세서에서, 이러한 방식으로 1차측과 2차측 모두에 대한 공진 회로들을 포함하는 구성의 스위칭 변환기는 "복합 공진 스위칭 변환기(composite resonance switching converter)"로서 적절히 언급된다.
2차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 상기 설명된 방식으로 2차 권선(N2)에 대해 제공되는 경우에, 공진 동작시 2차측(110) 상의 전력은 2차측 병렬 공진 회로의 공진 동작에 의해 증가하기 때문에, 전원 회로와 함께 이용 가능한 부하 전력이 증가될 수 있다. 예를 들어, 전원 회로(100)는 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 삽입의 결과로서 1W 내지 50W의 부하 전력을 극복할 수 있다. 그러나, 전원 회로(100)가 대기 전원으로서 사용될 때와 같이, 부하 전력 조건이 1W 이하인 경우에, 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)는 부하 전력을 조정하기 위해 삽입되지 않는다.
도 5의 a 내지 j는 전원 회로(100)의 동작을 도시하는 파형도이다. 특히, 도 5의 a 내지 e는, 부하 전력이 최대 부하 전력(Pomax = 50W)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최소 AC 입력 전력(VACmin = 80V)일 때의 전원 회로(100)의 상이한 부분들에서의 동작 파형들을 나타내며, 도 5의 f 내지 j는, 부하 전력이 최소 부하전력(Pomin(Po=0))이고 AC 입력 전압(VAC)이 최대 AC 입력 전압(VACmax)일 때의 도 5의 a 내지 e와 동일한 부분들의 동작 파형들을 나타낸다. 또한, 도 5의 b, 도 5의 c, 도 5의 d 및 도 5의 e에서 점선들로 표시된 파형들은 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 생략되었을 경우의 동작들을 도시한다. 도 5의 b, 도 5의 c, 도 5의 d 및 도 5의 e에서 실선으로 표시된 파형들은 2차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 접속되어 있는 경우의 동작들을 도시한다.
스위칭 소자(Q1)가 스위칭 동작을 수행하기 때문에, 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터와 이미터 사이에 나타나는 공진 전압(Vcr)은, 도 5의 a 또는 도 5의 f로부터 알 수 있는 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)가 온되어 있는 기간(TON) 동안 제로 레벨을 나타내고 스위칭 소자(Q1)가 오프되어 있는 기간(TOFF) 동안 사인 파형의 펄스를 나타내는 파형을 갖는다. 또한, 도 5의 a 및 도 5의 f에 도시된 공진 전압들(Vcr)간의 비교에 의해 알 수 있는 바와 같이, 스위칭 주파수는, 부하 전력이 최대 부하 전력(Pomax = 50W)이고 AC 입력 전압(VAC)이 상기 설명된 정전압 제어 동작에 의한 최소 AC 입력 전력(VACmin = 80V)일 때보다, 부하 전력이 최소 부하 전력(Pomin = 0)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최대 AC 입력 전압(VACmax = 288V)일 때 더 높은 값으로 제어된다.
따라서, 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터에 흐르는 콜렉터 전류(Icp)는, 도 5의 b 및 도 5의 g에 도시된 바와 같이, 기간 TON 동안에는 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터에 흐르지만 기간 TOFF 동안에는 제로 레벨을 나타내도록 하는 파형을 나타낸다. 또한, 1차 권선(N1)에 흐르는 스위칭 출력 전류는 스위칭 주파수에 실질적으로 대응하는 교류 전류의 형태를 갖고, 1차측 병렬 공진 회로의 작동에 의해 사인파에 근접한 파형을 갖는다.
전원 회로(100)의 2차측(100)의 정류 동작은, 도 4를 참조로 상기 설명된 바와 같이, 가산 모드(포워드 시스템)이다. 도 5의 e 및 도 5의 j에 도시된 바와 같이, 정류 다이오드들(D01, D02)이 도통 상태가 되고, 정류 전류(I2)가 스위칭 소자(Q1)가 온되어 있는 동안의 기간(TON)에 실질적으로 대응하여 흐르는 경우의 동작이 도시되어 있다. 한편, 2차측 병렬 공진 회로에서 생성된 2차측 병렬 공진 전압(V2)은, 정류 다이오드들(D01, D02)이 비도통 상태(오프)일 때에는 네가티브 사인파이고, 정류 다이오드들(D01, D02)이 도통 상태(온)일 때에는 포지티브 극성을 갖는 DC 출력 전압(E0)(E01 또는 E02)의 레벨에 클램프되도록 하는 파형을 나타낸다.
병렬 공진 커패시터(C2)가 삽입되지 않은 경우에, 부하 전력이 최대 부하 전력(Pomax = 50W)이고 AC 입력 전압(VAC)이 최소 AC 입력 전력(VACmin = 80V)일 때, 스위칭 동작 파형들(Icp, I1, I1, V2 및 I2)은 도 5의 b 내지 e의 점선 파형들에 의해 도시된 바와 같이 변화한다.
상기 설명으로부터 인식될 수 있는 바와 같이, 전원 회로(100)는 1차측(105)에 제공된 전압 공진 변환기(병렬 공진 회로)와 2차측(110)에 제공된 반파 정류 회로 및 병렬 공진 회로를 포함하는 복합 공진 스위칭 변환기로서 형성된다.
도 6은 전원 회로(100)에서 스위칭 주파수(fs)와 2차측 DC 출력 전압(E0)(E01)간의 관계를 도시한다. 도 6에서, 가로좌표의 축은 스위칭 주파수를나타내고, 세로좌표의 축은 2차측 DC 출력 전압(E0)의 레벨을 나타낸다.
실선으로 표시된 공진 곡선들로부터 알 수 있는 바와 같이, 전원 회로(100)에 있어서, 예를 들어, 부하의 변동 또는 AC 입력 전압(VAC)의 변동에 대한 소망의 레벨(예를 들어, 약 5V)에서 2차측 DC 출력 전압(E01)을 안정화시키기 위해서, 스위칭 주파수(fs)는 100㎑ 내지 200㎑의 범위(즉, 100㎑의 범위) 내에서 제어된다.
대조적으로, 예를 들어, 전원 회로(700)가 사용되는 경우에는, 2차측 DC 출력 전압(E01)을 정전압으로 변환하기 위해서, 상기 설명된 바와 같이, 스위칭 주파수(fs)는, 예를 들어, 25㎑ 내지 250㎑의 범위(즉, 225㎑의 범위) 내에서 제어되어야 한다.
스위칭 주파수(fs)의 제어 범위가 전원 회로(100)에서 축소되는 이유가 이하 설명될 것이다.
전원 회로(100)에서, 정전압 제어 동작은, 상기 설명된 바와 같이, 제어 회로(1)와 직교 제어 변압기(PRT)로 구성된 정전압 제어 회로 시스템의 동작에 의해 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 주파수를 제어 가능하게 변경함으로써 제공된다. 이 동작은 또한 도 5의 a 내지 j에 도시되어 있다. 예를 들어, 도 5의 a와 도 5의 b 및 도 5의 f와 도 5의 g의 파형들(Vcr 및 Icp)간의 비교로부터 인식될 수 있는 바와 같이, 스위칭 주파수를 변경하기 위해서, 전원 회로(100)는 스위칭 소자(Q1)가 온되어 있는 동안의 기간(TON)을 제어 가능하게 변경하지만, 스위칭 소자(Q1)가 오프되어 있는 동안의 기간(TOFF)은 고정되게 유지된다. 즉, 전원 회로(100)의 정전압 제어 동작으로서, 스위칭 출력을 위한 공진 임피던스 제어에 영향을 미치는 스위칭주파수를 제어 가능하게 변경하고, 스위칭 기간에 스위칭 소자(Q1)의 연속 각도 제어(PWM 제어)를 동시에 수행하도록 동작하는 것으로 고려될 수 있다. 이 복합 제어 동작은 단일 제어 회로 시스템에 의해 실현된다.
실제로, 도 5의 f 및 도 5의 g에 도시된 동작 파형들이 Pomin=0 및 VAC=288V에 대응할 때, 기간 TON은, 도 5의 a 및 도 5의 b에 도시된 동작 파형들이 Pomax=50W 및 VAC=80V에 대응할 때의 스위칭 주파수에 응답하여 감소한다. 따라서, 평활 커패시터(Ci)로부터 전압 공진 변환기에 흐르는 전류(I1)의 전류량 또한 도 5의 c에서 도 5의 h로의 전류(I1)의 전이로부터 알 수 있는 바와 같이 제한된다. 따라서, 제어 감도가 향상된다.
또한, 도 6에는, 스위칭 주파수(fs)에 대하여, 1차측 병렬 공진 회로의 병렬 공진 주파수(fo1)와 2차측 병렬 공진 회로의 병렬 공진 주파수(fo2)가 도시되어 있다. 여기서, 예를 들어, 도 6에 도시된 바와 같이, 병렬 공진 주파수(fo1)와 병렬 공진 주파수(fo2)가 서로 같거나 80㎑ 근방에 있을 수도 있도록 인덕턴스들과 커패시턴스들이 선택되면, 2개의 병렬 공진 회로들의 공진 임피던스들이 2차측 출력 전압을 동시에 제어 가능하게 변경하도록 제어되는 동작이 상기 설명된 스위칭 주파수 제어 동작(정전압 제어 동작)에 의해 달성된다. 이 동작은 또한 제어 감도를 상당히 향상시킨다.
상기 설명된 방식으로 제어 감도를 향상시킴으로써, 전원 회로(100)에 의해 실질적인 제어 범위가 확대된다. 따라서, 스위칭 주파수의 변동폭은 전원 회로들(700, 900)에 비해 감소될 수 있다.
전압 공진 변환기의 1차측의 병렬 공진 회로의 임피던스가 DC 입력 전압(정류된 평활 전압)(Ei)에 따라 동작하기 때문에, 기간 TOFF 내에서 도 5의 a 또는 도 5의 f에 도시된 공진 전압(Vcr)으로서 얻어진 펄스가 생성된다. 공진 전압(Vcr)의 펄스의 레벨(Lvcr)은 다음과 같이 표시된다.
Lvcr = Ei{1+(π/2)(TON/TOFF)}... (1)
여기서, Ei는 정류된 평활 전압 레벨이고, TOFF와 TON은 각각 스위칭 소자(Q1)의 한 스위칭 기간 내의 오프 기간과 온 기간의 시간 길이이다.
여기서, 전원 회로(100)는 일반적으로 상용 AC 전원들로서 AC 100V 및 AC 200V로 사용되는 것으로 가정한다. AC 100V(VAC=80V)가 사용되는 경우에 DC 입력 전압(정류된 평활 전압)(Ei)은 110V이고, AC 200V(VAC=288V)가 사용되는 경우에 DC 입력 전압(정류된 평활 전압)(Ei)은 400V이다. 따라서, AC 200V에 대한 DC 입력 전압(정류된 평활 전압)(Ei)은 AC 100V에 대한 DC 입력 전압(정류된 평활 전압)의 약 3.6배의 범위 내에서 변화된다.
상기 설명된 바와 같이, 전원 회로(100)의 정전압 제어는, 스위칭 소자(Q1)가 온되어 있는 동안의 기간 TON을 제어 가능하게 변경하고, 스위칭 소자(Q1)가 오프되어 있는 동안의 기간 TOFF은 고정되게 유지함으로써 스위칭 주파수를 변경한다. 즉, 전압 공급 회로는, DC 입력 전압(정류된 평활 전압)(Ei)이 증가함에 따라 그만큼 기간 TON이 감소되도록 동작한다.
이 동작이 상기 주어진 식 (1)에 대응하여 이루어지면, AC 200V에 대한 정류된 평활 전압(Ei)이 AC 100V에 대한 변동폭의 3.6배의 변동폭을 갖더라도, 공진 전압(Vcr)의 레벨(Lvcr)은 정류된 평활 전압(Ei)의 상승에 비례하여 증가하지 않고 그 상승 비율은 억제된다. 실제로, 도 5의 a 및 도 5의 f로부터 알 수 있는 바와 같이, AC 입력 전압(VAC)이 VAC=80V로부터 VAC=288V로 변할 때(즉, 정류된 평활 전압(Ei)의 변동), 공진 전압(Vcr)의 레벨(Lvcr)은 Lvcr=550Vp에서 Lvcr=715Vp로 변한다. 따라서, 레벨(Lvcr)의 증가율은 약 1.3배로 억제된다. 따라서, 공진 전압(Vcr)의 펄스가 적용되는 스위칭 소자(Q1)와 병렬 공진 커패시터(Cr)에 있어서, 예를 들어, 900V에 대한 전압 저항 특성을 갖는 장치가 선택적으로 사용될 수도 있다. 따라서, 저렴한 장치가 스위칭 소자(Q1)와 병렬 공진 커패시터(Cr)용으로 선택적으로 사용될 수 있다. 특히, 바이폴라 트랜지스터인 스위칭 소자(Q1)에 있어서, 포화 전압(VCE(SAT)), 저장 시간(tSTG), 하강 시간(tf), 전류 증폭 인자(hFE) 등에 대해 더 나은 특징들을 갖는 장치가 선택적으로 사용될 수 있다.
또한, 전원 회로(100)에 제공된 직교 제어 변압기(PRT)의 제어 권선(NC), 검출 권선(ND) 및 구동 권선(NB)에 대해 동일한 와이어 재료가 사용되면, 부품들의 관리와 제조 공정이 간단해지고 제조 효율이 향상된다.
또한, 전원 회로(100)가 2차측 병렬 공진 회로를 포함하기 때문에, 부하 단락이 발생하더라도, 2차측 병렬 공진 전압(V2)이 생성되는 상태는 2차측 병렬 공진 회로의 병렬 공진 동작에 의해 달성될 수 있다.
따라서, 2차측 DC 출력 전압(E01)이, 예를 들어, 정상적인 동작동안 발생할 수 있는 10V에서 15V로 하강하더라도, 2차측 출력 전압(E01)의 제어 회로(1)에 대한 공급이 유지될 수 있다. 따라서, 전원 회로(100)는, 부하 단락시, 제어회로(1)에서의 에러 증폭에 대해 IC가 단락되어 직교 제어 변압기(PRT)의 제어 권선(NC)에 공급된 DC 전류가 스위칭 주파수의 하강을 방지하도록 유지되도록 구성된다. 결과적으로, 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터에 흐르는 콜렉터 전류(Icp)와 1차측 직렬 공진 전류(I1)의 증가가 억제되어, 스위칭 소자(Q1)의 열 급상승이 방지된다.
요컨대, 전원 회로(100)는 부하 단락 방지 기능을 가지고 있어서, 부하 단락시에도 안정한 스위칭 동작을 계속할 수 있다. 따라서, 전원 회로(100)는 IC 링크 퓨즈와 같은 보호부에 대한 필요성을 제거한다.
전원 회로(100)의 성능을 테스트하기 위한 실험에서, 부하 전력(Po)이 Pomax=50W이고 AC 입력 전압(VAC)이 VAC=100V였을 때, 약 90%의 전력 변환 효율이 얻어졌다. 부하 전력(Po)이 Pomin=10W이고 AC 입력 전압(VAC)이 VAC=240V였을 때, 약 80%의 전력 변환 효율이 얻어졌다. 따라서, 이 실험은, 특히, 부하 전력이 최소 부하 전력인 경우에, 전원 회로(100)의 전력 변환 효율이 교류 전원 회로들에 대해 약 20%의 향상을 나타내는 것을 보여준다.
전원 회로(100)는, 자기-여기된 전압 공진 변환기가 1차측(105)에 제공되도록 구성되지만, 예를 들어, 전압 공진 변환기의 스위칭 소자가 공진 구동 회로에 의해 구동되도록 자기-여기된 발진 구동 회로 대신에 IC(집적 회로)의 형태로 발진 구동 회로를 포함하도록 수정될 수도 있다.
이 경우에, 정전압 제어로서, 발진 구동 회로에 의해 생성된 구동 신호 파형이 2차측 출력 전압 레벨(E01)에 응답하여 제어 가능하게 변화된다. 제어에 있어서, 구동 신호 파형은, 스위칭 소자가 오프되어 있는 동안의 기간 TOFF는 고정되지만, 스위칭 소자가 온되어 있는 동안의 기간 TON은 2차측 출력 전압 레벨(E01)의 상승에 응답하여 감소되도록 생성될 수도 있다. 상기 설명된 제어에 의해, 전원 회로(100)는 도 5의 a 내지 j를 참조하여 상기 설명된 바와 같이 유사하게 동작한다. 상기 설명된 바와 같은 분리 여기 구성이 채용되는 경우에, 직교 제어 변압기(PRT)는 생략된다는 것을 유념해야 한다.
또한, 상기 설명된 분리 여기 구성이 채용되는 경우에, 스위칭 소자(Q1)로서 단일 바이폴라 트랜지스터(BJT) 대신에, 2개의 바이폴라 트랜지스터들(BJT)이 달링톤 접속으로 접속되는 달링톤 회로를 채용하는 것도 가능하다. 또한, 단일 바이폴라 트랜지스터(BJT) 대신에, MOSFET(MOS 전계 효과 트랜지스터; 금속 산화막 반도체), IGBT(절연 게이트 바이폴라 트랜지스터) 또는 SIT(정전 유도 사이리스터)를 사용할 수도 있다. 달링톤 회로 또는 상기 언급된 장치들 중 하나의 장치가 스위칭 소자(Q1)로서 사용되는 경우에, 더 높은 효율이 달성될 수 있다.
상기 장치들 중 임의의 장치가 스위칭 소자(Q1)로서 사용되는 경우에, 도시되지는 않았지만, 스위칭 소자(Q1)에 대한 구동 회로의 구성은 BJT 대신 실제로 채용될 장치의 특징을 만족하도록 수정될 것이다. 예를 들어, MOSFET가 스위칭 소자(Q1)로서 사용되면, 스위칭 소자(Q1)용 구동 회로는 분리 여기된 방식으로 스위칭 소자(Q1)를 구동하도록 구성될 수도 있다.
따라서, 상기 상세한 설명으로부터 명백해지는 상기 설명된 목적들이 효과적으로 달성되며, 임의의 변경들이 본 발명의 정신과 범위를 벗어나지 않고 설명되는 구성(들)이 이루어질 수도 있기 때문에, 상기 상세한 설명에 포함되고 첨부 도면에도시되는 모든 문제들은 예시적이지만 제한적이지 않은 것으로 해석되어야 한다는 것을 알 수 있을 것이다.
이하 청구범위는 언어적으로 본 명세서에 설명된 모든 일반적이고 특정의 특징들과 본 발명 범위의 모든 기술들(statements)을 포함하는 것으로 의도된다는 것을 이해해야 한다.
상기 설명된 바와 같이, 본 발명에 따른 스위칭 전원 회로는, 갭이 없는 코어와 권선들간의 상호 인덕턴스가 가산 모드를 나타내도록 상기 코어에 감긴 1차 권선과 2차 권선에 의해 형성되는 절연 변환 변압기를 포함한다. 반파 정류 회로가 회로의 2차측에 제공되어 2차측 DC 출력 전압을 얻기 위해 가산 모드에서 정류 동작을 수행한다. 2차측 출력 전압을 안정화시키기 위한 정전압 제어 회로 시스템에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 주파수는, 스위칭 소자의 연속 각도와 2차측 병렬 공진 회로의 공진 임피던스를 제어하는 2차측 출력 전압 레벨에 응답하여 복합적으로 변경된다. 따라서, 작고 가벼우며 전력 변환 효율이 높은 스위칭 전원 회로를 제공할 수 있다.

Claims (9)

  1. 스위칭 전원 회로에 있어서:
    AC 전원을 수신하여 상기 AC 전원과 같은 레벨을 갖는 정류된 평활 DC 입력 전압(rectified smoothed DC input voltage)을 생성하고 출력하는 평활 정류기;
    가산 동작 모드가 제공되도록 소정의 결합 효율을 얻기 위한 갭이 없는 코어(gapless core)와, 극성들을 갖는 상기 코어에 감긴 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 절연 변환 변압기;
    상기 DC 입력 전압을 온 및 오프로 스위칭하고 상기 절연 변환 변압기의 상기 1차 권선에 상기 스위칭된 전압을 출력하여, 상기 절연 변환 변압기의 상기 2차 권선에서 교류 전압을 생성하는 스위칭 회로;
    상기 절연 변환 변압기의 상기 1차 권선의 누설 인덕턴스 성분과, 전압 공진형 동작으로 상기 스위칭 회로를 동작시키기 위한 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스로 형성되는 1차측 병렬 공진 회로;
    상기 절연 변환 변압기의 상기 2차 권선에서의 상기 교류 전압을 수신하여, 상기 정류된 평활 DC 입력 전압과 실질적으로 같은 레벨을 갖는 2차측 DC 출력 전압을 생성하기 위해 상기 교류 전압에 대해 반파 정류를 수행하는 DC 출력 전압 회로; 및
    상기 2차측 DC 출력 전압의 정전압 제어를 수행하도록, 상기 1차측 병렬 공진 회로의 공진 임피던스를 제어하고 상기 스위칭 회로의 연속 각도(continuityangle)를 변경하기 위해 상기 2차측 DC 출력 전압의 레벨에 응답하여 상기 스위칭 회로의 스위칭 주파수를 변경하는 정전압 제어 회로를 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    2차측 병렬 공진 회로가, 소정의 레벨보다 높은 부하 전력 조건을 만족시키기 위해 상기 절연 변환 변압기의 상기 2차 권선의 누설 인덕턴스 성분과 상기 2차측 병렬 공진 커패시터의 커패시턴스로 형성되도록, 상기 절연 변환 변압기의 상기 2차 권선에 병렬 접속된 2차측 병렬 공진 커패시터를 더 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 정전압 제어 회로는, 상기 절연 변환 변압기의 상기 1차 권선에 직렬 접속된 검출 권선과 구동 권선 및 상기 검출 권선과 상기 구동 권선과 직교하는 방향으로 감긴 제어 권선을 갖는 포화 가능한 리액터(saturable reactor)로서 직교 제어 변압기를 포함하고, 상기 구동 권선의 인덕턴스가 변하도록 상기 2차측 DC 출력 전압 레벨에 응답하여 상기 제어 권선에 대한 제어 전류를 변경함으로써 상기 스위칭 주파수를 제어 가능하게 변경하며,
    상기 스위칭 회로는 적어도 상기 구동 권선과 공진 커패시터의 직렬 접속으로 형성된 직렬 공진 회로를 포함하며,
    상기 전원 회로는 상기 직렬 공진 회로의 공진 출력에 응답하여 자기-여기된 방식(self-excited manner)으로 상기 스위칭 회로를 구동하는 자기-여기된 발진 구동 회로를 더 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 검출 권선과 상기 구동 권선은 상기 제어 권선에 사용된 재료와 동일한 종류의 재료로 형성되는, 스위칭 전원 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 회로는 분리 여기된 방식(separately excited manner)으로 상기 스위칭 회로를 구동하는 분리 여기된 구동 회로를 포함하고, 상기 정전압 제어 회로는, 상기 스위칭 주파수를 제어 가능하게 변경하기 위해 상기 2차측 DC 출력 전압 레벨에 응답하여 상기 스위칭 회로의 오프 기간(off period)을 고정되게 유지하면서 상기 스위칭 회로의 온 기간(on period)을 제어 가능하게 변경하는, 스위칭 전원 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 회로는 바이폴라 트랜지스터를 포함하는 달링톤 회로(Darlington circuit)를 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 회로는 MOS 전계 효과 트랜지스터를 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 회로는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 포함하는, 스위칭 전원 회로.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 회로는 정전 유도 사이리스터를 포함하는, 스위칭 전원 회로.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101152118B1 (ko) * 2005-02-16 2012-06-15 삼성전자주식회사 표시 장치용 구동 장치 및 ｄｃ－ｄｃ 변환 장치

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10259088B4 (de) * 2002-12-17 2007-01-25 Infineon Technologies Ag Resonanzkonverter mit Spannungsregelung und Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten
US20070205725A1 (en) * 2003-10-17 2007-09-06 Vicious Power Pty Ltd Electronic Power Control For Lamps
JP2006217747A (ja) * 2005-02-04 2006-08-17 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2006254540A (ja) * 2005-03-08 2006-09-21 Sony Corp スイッチング電源回路
US7920129B2 (en) 2007-01-03 2011-04-05 Apple Inc. Double-sided touch-sensitive panel with shield and drive combined layer
DE102007026912B4 (de) * 2007-06-12 2013-06-06 Siemens Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zur Stromversorgung einer induktiven Last
US20090174676A1 (en) 2008-01-04 2009-07-09 Apple Inc. Motion component dominance factors for motion locking of touch sensor data
EP2266123B1 (en) 2008-03-17 2018-10-10 Powermat Technologies Ltd. Inductive transmission system
US20090257560A1 (en) * 2008-04-14 2009-10-15 Infimed, Inc. 3d poly-phase transformer
US11979201B2 (en) 2008-07-02 2024-05-07 Powermat Technologies Ltd. System and method for coded communication signals regulating inductive power transmissions
US8981598B2 (en) 2008-07-02 2015-03-17 Powermat Technologies Ltd. Energy efficient inductive power transmission system and method
WO2010111697A2 (en) 2009-03-27 2010-09-30 Infimed, Inc. Rise/fall time control for x-ray pulses
FR2949007B1 (fr) 2009-08-07 2012-06-08 Nanotec Solution Dispositif et procede d'interface de commande sensible a un mouvement d'un corps ou d'un objet et equipement de commande integrant ce dispositif.
FR2976688B1 (fr) 2011-06-16 2021-04-23 Nanotec Solution Dispositif et procede pour generer une alimentation electrique dans un systeme electronique avec un potentiel de reference variable.
CN102325400A (zh) 2011-06-16 2012-01-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 调光***及其阻尼电路
FR2985049B1 (fr) 2011-12-22 2014-01-31 Nanotec Solution Dispositif de mesure capacitive a electrodes commutees pour interfaces tactiles et sans contact
US9336723B2 (en) 2013-02-13 2016-05-10 Apple Inc. In-cell touch for LED
CN116560524A (zh) 2013-12-13 2023-08-08 苹果公司 用于自电容触摸传感器的集成触摸和显示架构
US10133382B2 (en) 2014-05-16 2018-11-20 Apple Inc. Structure for integrated touch screen
WO2015178920A1 (en) 2014-05-22 2015-11-26 Onamp Research Llc Panel bootstrapping architectures for in-cell self-capacitance
CN104218805B (zh) * 2014-07-25 2017-01-11 国家电网公司 一种单双极性转换直流变换器
WO2016072983A1 (en) 2014-11-05 2016-05-12 Onamp Research Llc Common electrode driving and compensation for pixelated self-capacitance touch screen
CN111610890A (zh) 2015-02-02 2020-09-01 苹果公司 柔性自电容和互电容触摸感测***架构
US10146359B2 (en) 2015-04-28 2018-12-04 Apple Inc. Common electrode auto-compensation method
US10386962B1 (en) 2015-08-03 2019-08-20 Apple Inc. Reducing touch node electrode coupling
KR102151106B1 (ko) 2016-07-29 2020-09-02 애플 인크. 다중-전력 도메인 칩 구성을 갖는 터치 센서 패널
US11437923B2 (en) * 2017-02-13 2022-09-06 Hamilton Sundstrand Corporation—Pcss Variable resonant power converter with tunable inductor
US10386965B2 (en) 2017-04-20 2019-08-20 Apple Inc. Finger tracking in wet environment
US11662867B1 (en) 2020-05-30 2023-05-30 Apple Inc. Hover detection on a touch sensor panel
US11990898B2 (en) 2022-02-23 2024-05-21 Hamilton Sundstrand Corporation Parasitic immune isolated drive

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63138881U (ko) * 1987-02-27 1988-09-13
JPS6426364A (en) 1987-07-22 1989-01-27 Tokin Corp Ringing choke converter
JPH03235662A (ja) 1990-02-08 1991-10-21 Koufu Nippon Denki Kk Ｄｃ―ｄｃコンバータ
JPH04331461A (ja) * 1991-05-01 1992-11-19 Sony Corp スイッチング電源装置
JP2984466B2 (ja) 1992-06-03 1999-11-29 新電元工業株式会社 リンギングチョ−クコンバ−タ
JP2733817B2 (ja) * 1993-08-30 1998-03-30 昌和 牛嶋 放電管用インバーター回路
JPH07194113A (ja) 1993-12-27 1995-07-28 Sony Corp スイッチングコンバータ回路
DE69506096T2 (de) 1995-07-31 1999-04-15 Hewlett-Packard Co., Palo Alto, Calif. Sperrwandler
JP2000102247A (ja) 1998-09-25 2000-04-07 Canon Inc リンギングチヨークコンバータ
JP2000324831A (ja) * 1999-05-11 2000-11-24 Sony Corp スイッチング電源回路
JP3235662B2 (ja) 1999-05-26 2001-12-04 日本電気株式会社 経路制御方式
JP2002034245A (ja) * 2000-07-11 2002-01-31 Sony Corp スイッチング電源回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101152118B1 (ko) * 2005-02-16 2012-06-15 삼성전자주식회사 표시 장치용 구동 장치 및 ｄｃ－ｄｃ 변환 장치

Also Published As

Publication number Publication date
EP1281233A1 (en) 2003-02-05
WO2001086796A1 (en) 2001-11-15
AU4431900A (en) 2001-11-20
MXPA02000016A (es) 2002-07-02
TR200200035T1 (tr) 2002-08-21
CN1360750A (zh) 2002-07-24
US6587358B1 (en) 2003-07-01
CA2379089A1 (en) 2001-11-15

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