JP3633551B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図９，図１０はそれぞれ、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
まず図９の電源回路は、自励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路が設けられた構成である。
そして、この電源回路はハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回路２０が設けられた構成とされている。
【０００４】
この図９に示す電源回路においては、交流入力電流ＩＡＣは力率改善整流回路２０によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
力率改善整流回路２０については後述する。
【０００５】
また、この電源回路には、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベースに対して接続される抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が挿入される。クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング周波数を決定する。
【０００６】
ドライブトランスＰＲＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣ が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１の一端は、抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１ のベースに接続される。駆動巻線ＮＢ１の他端側は、共振電流検出巻線ＮＤに連続されるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮＢ１の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ１ のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２ のベースと接続されている。
駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【０００７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端は、共振電流検出巻線ＮＤを介してスイッチング素子Ｑ１ のエミッタとスイッチング素子Ｑ２ のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ１ の他端は、直列共振コンデンサＣ１ を介するようにして、力率改善回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ１ 、Ｄ２の接続点に対して接続されている。
【０００８】
この場合、直列共振コンデンサＣ１ 及び一次巻線Ｎ１ は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１ のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ２ のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐの接続により、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路が形成される。
【００１０】
この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣＯ２を図のように接続することで、［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］の組と、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ１を生成し、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ２を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥＯ１及び直流出力電圧ＥＯ２は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥＯ１を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥＯ２を制御回路１の動作電源として利用する。
【００１１】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
【００１２】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ１ が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２ はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１ の出力として、共振電流検出巻線ＮＤ →一次巻線Ｎ１ →直列共振コンデンサＣ１ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ２ がオン、スイッチング素子Ｑ１ がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２ に交番出力を得る。
【００１３】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
即ち直流電圧出力ＥＯ１のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮＣ に流すことで、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これによって直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１ に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は上記のような方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
続いて、力率改善整流回路２０の構成について説明する。
この力率改善整流回路２０は静電結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。
そしてこの力率改善整流回路２０は、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００１５】
力率改善整流回路２０においては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣＮとしてフィルムコンデンサが配される。
またチョークコイル（インダクタンスＬ１０）を介して２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は直列共振コンデンサＣ１を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらにコンデンサＣ２１、Ｃ２２が設けられる。コンデンサＣ２２は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列に接続され、またコンデンサＣ２１は高速リカバリ型ダイオードＤ２に対して並列に接続される。
【００１６】
このような力率改善整流回路２０においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→インダクタンスＬ １０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００１７】
力率改善整流回路２０による力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対しては、直列共振コンデンサＣ１と一次巻線Ｎ１による電流共振回路が接続されている。またこの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対してはインダクタンスＬ１０、コンデンサＣ２１、Ｃ２２が接続されている。
この場合、一次側直列共振電流をインダクタンスＬ１０や、コンデンサＣ２１、Ｃ２２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に回生する電力帰還によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００１８】
図１０は、先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例である。
この電源回路も２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式については他励式とされている。また、この場合にも力率改善を図るための力率改善整流回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図９と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１９】
この図に示す一次側の電流共振形コンバータとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２が備えられている。
ここでは、スイッチング素子Ｑ１１のドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ１１のソースとスイッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ１２のソースを一次側アースに接続することで、他励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。
これらスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とする。
また、この場合には、各スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して、図に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤＤ１、ＤＤ２が設けられる。
【００２０】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端を接続することで、一次巻線Ｎ１ に対してスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線Ｎ１ の他端は、直列共振コンデンサＣ１を介して、力率改善整流回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ１ 、Ｄ２の接続点に対して接続される。
【００２１】
この場合にも、直列共振コンデンサＣ１ のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデンサＣｐと、一次巻線Ｎ１ の漏洩インダクタンス成分Ｌ１により部分電圧共振回路が形成される。
【００２２】
この場合の制御回路１は、例えば直流出力電圧ＥＯ１ の変動に対応したレベルの制御信号を発振ドライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。これにより、図９の場合と同様に定電圧制御が行われる。
起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオードＤ３０及び平滑コンデンサＣ３０により整流して得られる低レベルの直流電圧を動作電源としている。
【００２３】
この図に示す力率改善整流回路２１では、磁気結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。そしてこの力率改善整流回路２１も、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００２４】
力率改善整流回路２１においては、交流ラインに対してインダクタンスＬＮとコンデンサＣＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。またチョークコイル（インダクタンスＬ１０）を介して２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は直列共振コンデンサＣ１を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらにコンデンサＣ２１、Ｃ２２が設けられる。コンデンサＣ２２は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列に接続され、またコンデンサＣ２１は高速リカバリ型ダイオードＤ２に対して並列に接続される。
【００２５】
このような力率改善整流回路２１においても、上記図９の場合と同様にして、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が倍電圧整流方式としての整流回路として機能する。
また力率改善整流回路２１による力率改善機能も同様であり、２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対しては、直列共振コンデンサＣ１と一次巻線Ｎ１による電流共振回路が接続されていることで、一次側直列共振電流をインダクタンスＬ１０や、コンデンサＣ２１、Ｃ２２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に回生する電力帰還によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、これらのような電源回路では、次のような問題がある。
一次側直列共振電流を高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に電力帰還しているため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１一次巻線Ｎ１に流れる共振電流に商用交流電流周期の電流が重畳する。
このため二次側の直流出力電圧Ｅ０１、Ｅ０２の商用電源周期のリップル電圧が力率改善前よりも増加する。例えば図９，図１０において力率改善整流回路２０，２１の部分を単に整流回路として構成して力率改善機能を備えない場合、力率ＰＦ＝０．５５程度となるが、図９，図１０の回路構成として力率ＰＦ＝０．８程度とした場合にリップル電圧は５〜６倍に増加する。
【００２７】
この対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ０１、Ｃ０２の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、平滑コンデンサＣ０１、Ｃ０２の静電容量を５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図９、図１０のような回路は例えばリップル電圧が少ない仕様とされるべきテレビジョン受像器等に採用することができない。
【００２８】
そこで現状の家電・汎用電子機器の高調波歪規制クラスＤをクリアするための力率改善技術としては、例えば図１１に示すように、交流電源ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入して力率ＰＦ＝０．７５程度に改善するものである。この場合、図１２の実線で示すように、負荷電力Ｐｏが、最大負荷時に力率ＰＦ＝０．７５となるようにパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃの値を設定している。
しかしながらこの場合も、次のような問題がある。
【００２９】
まず、パワーチョークコイルＰＣＨは鉄損と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧も低下するため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηＡＣ／ＤＣが低下するという問題がある。
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃは４．４ｍＨで力率ＰＦ＝０．７６であり、高調波歪規制値をクリアするが、図１２に点線で示すパワーチョークコイルＰＣＨを接続しない場合と比較して、パワーチョークコイルＰＣＨの電力損失と、直流入力電圧Ｅｉが１３．５Ｖ低下するためにＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηＡＣ／ＤＣが０．３％低下し、交流入力電力が０．６Ｗ増加する。
【００３０】
また負荷電力の増大に伴ってパワーチョークコイルＰＣＨは大型化し、重量、サイズ、コストが増大する。
例えば必要なパワーチョークコイルＰＣＨの重量は２４０ｇ程度であり、占有体積は４８ｃｍ３、プリント基板への実装面積は１９．２ｃｍ２である。これによって小型化、低コスト化に障害となる。
【００３１】
さらに、パワーチョークコイルＰＣＨの配置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなければならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにする対策が必要となる。
従って、基板上の配置設計の困難化や、或いはシールド部材が必要になるなどの欠点が生ずる。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
即ち、一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路は、第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路とを備え、上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対して並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つのダイオードおよび上記第二の接続点と上記三次巻線の一端との間に共振コンデンサを配し、上記三次巻線の他端を上記第一の平滑コンデンサの正極に接続するとともに上記第二の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、上記２つのダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記三次巻線と接続された共振コンデンサを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作するように構成する。
【００３３】
また本発明の、一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路は、第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路とを備え、上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対してそれぞれ並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つの高速リカバリ型ダイオードおよび第三の接続点を介して直列接続される２つの低速リカバリ型ダイオードと、上記第二の接続点と上記三次巻線を介して直列接続されるインダクタとを配し、上記第三の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、上記２つの高速リカバリ型ダイオード及び上記２つの低速リカバリ型ダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記２つの高速リカバリ型ダイオードは、上記三次巻線と接続された上記インダクタを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作するよう構成する。
【００３４】
上記各構成によれば、スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバータ回路において、負荷電力が１５０Ｗ以上で入力倍電圧整流方式の場合の力率改善を、絶縁コンバータトランス一次側に巻装された三次巻線と直列に直列共振コンデンサ（又はインダクタンス）を接続して２つのダイオードによる倍電圧整流回路に電圧帰還することで行う。これにより力率の向上とともに、電力変換効率の向上や、小型・軽量化を実現する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図１の電源回路は、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回路１０が設けられた構成とされている。
【００３６】
図１に示す電源回路においては、交流入力電流ＩＡＣは力率改善整流回路１０によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
力率改善整流回路１０については後述する。
【００３７】
この電源回路には、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。
この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベースに対して接続される抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が挿入される。クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は、ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング周波数を決定する。
【００３８】
ドライブトランスＰＲＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣ が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１の一端は、抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１ のベースに接続される。駆動巻線ＮＢ１の他端側は、共振電流検出巻線ＮＤに連続されるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮＢ１の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ１ のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２ のベースと接続されている。
駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【００３９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の巻始め端は、共振電流検出巻線ＮＤを介してスイッチング素子Ｑ１ のエミッタとスイッチング素子Ｑ２ のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ１ の巻終わり端は、直列共振コンデンサＣ１ を介するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極側に接続されている。
【００４０】
この場合、直列共振コンデンサＣ１ 及び一次巻線Ｎ１ は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１ のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ２ のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐの接続により、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路が形成される。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には、さらに三次巻線Ｎ３が巻回される。三次巻線Ｎ３の巻始め端は平滑コンデンサＣｉ１の正極側に接続され、三次巻線Ｎ３の巻終わり端は直列共振コンデンサＣ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣＯ２を図のように接続することで、［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］の組と、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ１を生成し、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ２を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥＯ１及び直流出力電圧ＥＯ２は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥＯ１を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥＯ２を制御回路１の動作電源として利用する。
【００４４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
【００４５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ１ が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２ はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１ の出力として、共振電流検出巻線ＮＤ →一次巻線Ｎ１ →直列共振コンデンサＣ１ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ２ がオン、スイッチング素子Ｑ１ がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２ に交番出力を得る。
【００４６】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
即ち直流電圧出力ＥＯ１のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮＣ に流すことで、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これによって直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１ に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御される。つまりスイッチング周波数制御方式による二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
【００４７】
続いて、力率改善整流回路１０の構成について説明する。
この力率改善整流回路１０は、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００４８】
力率改善整流回路１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタンスＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタンスＬ１０）が接続される。
また直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。この高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３からは直列共振コンデンサＣ２が直列接続され、直列共振コンデンサＣ２は高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。上記チョークコイル（インダクタンスＬ１０）も高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
三次巻線Ｎ３と直列共振コンデンサＣ２の直列回路は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列接続される状態となる。
【００４９】
このような力率改善整流回路１０においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→インダクタンスＬ １０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００５０】
力率改善整流回路１０による力率改善機能は次のようになる。
三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパルス電圧である。
ここで、三次巻線Ｎ３のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ２の静電容量によって直列共振回路が形成されるが、この直列共振周波数は、上述したように電流共振回路と部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータのスイッチング周波数より低くなるように設定される。つまり直列共振周波数がスイッチング周波数より低くなるように三次巻線Ｎ３の巻数と直列共振コンデンサＣ２の静電容量が選定される。
【００５１】
そして、三次巻線Ｎ３の誘起電圧が正の期間では、直列共振電流Ｉ２は、三次巻線Ｎ３→直列共振コンデンサＣ２→高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチング動作させる。
同時に電流Ｉ１が、コンデンサＣＮ→インダクタンスＬ１０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１に流れる。
一方、三次巻線Ｎ３の誘起電圧が負の期間では、直列共振電流Ｉ２は、三次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ１→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ２をスイッチング動作させる。
同時に交流入力電圧ＶＡＣが負の期間に電流Ｉ１が、コンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２→インダクタンスＬ１０に流れる。
このような電流Ｉ１，Ｉ２の動作波形については、図２に交流入力電圧ＶＡＣ、交流入力電流ＩＡＣに対応した期間として示している。
【００５２】
そして直列共振電流Ｉ２によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００５３】
図３は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。これは交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性である。なお、図３において点線が図１の回路による特性であり、実線は図１１の先行技術にかかる特性（交流ラインにパワーチョークコイルを配した場合の特性）を比較のために示している。
また図４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０〜１４０Ｖの変化に対する力率ＰＦの特性を示している。
【００５４】
なお、上記図３，図４の特性を得る際の、図１の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ（ターン）
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝４Ｔ
インダクタンスＬ１０＝９２μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
直列共振コンデンサＣ２＝０．２７μＦ
【００５５】
図３、図４からわかるように、図１の回路では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率ＰＦは０．８３を実現している。また交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても、変化の少ない力率特性を実現している。
また倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉは２４．２Ｖ上昇しており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、先行技術の場合より０．３％向上している。この場合交流入力電力が０．５Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。
直流出力電圧Ｅ０１のリップル電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１１の場合と同等（６０ｍＶ）とすることができた。
【００５６】
即ち図１の実施の形態のスイッチング電源回路では、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場合として、力率の大幅な向上を実現した上で、リップル電圧対策としての図１１に示したようなパワーチョークコイルＰＣＨを不要とし、またそれに伴う直流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させることができる。
そして交流入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない力率改善回路を実現しているものとなる。
【００５７】
また、図１の構成の力率改善整流回路１０においては、例えば構成部品の総重量は２２ｇ程度となり、実装面積は９ｃｍ２とできる。つまりパワーチョークコイルＰＣＨと比較して重量は１／１１、実装面積は１／２となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消できる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３も４Ｔと少ない巻数でよいという利点もある。
【００５８】
図５は本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。
この図５の電源回路も、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路を備える。そしてこれに対して、力率改善のための力率改善整流回路１１が設けられた構成とされている。
なお、力率改善整流回路１１以外は図１と同様であるため、同一符号を付して説明を省略する。
【００５９】
この場合の力率改善整流回路１１も、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
力率改善整流回路１１においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタンスＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタンスＬ１０）が接続される。
また直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。この高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
そして、チョークコイル（インダクタンスＬ１０）は絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻終わり端に接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端が高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらに、低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が直列接続され、この低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が平滑コンデンサＣｉ１の正極と一次側アース間に配される。低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点はノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタを介した交流ラインと接続されている。
【００６０】
このような力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が第１の整流回路として機能し、また低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が第２の整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→インダクタンスＬ １０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→低速リカバリ型ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
【００６１】
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ４→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００６２】
このように第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。そして図６に低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流Ｉ３の波形を示しているが、この電流Ｉ３は交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺でのみ流れるものとなる。
これは、交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１又はＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺においては電流Ｉ３が低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２に対しては高周波の電流Ｉ４のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
【００６３】
力率改善整流回路１１による力率改善機能は次のようになる。
上述のように力率改善整流回路１１は、ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）からインダクタンスＬ１０と三次巻線Ｎ３を直列接続して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続する構成を採る。
そして三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパルス電圧であり、このパルス電圧Ｖ２が、図６に示すように交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺において電圧帰還され、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２に対して電流Ｉ４が流れるものとなる。
【００６４】
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、電流Ｉ４は、コンデンサＣＮ→インダクタンスＬ１０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１と流れて、高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチング動作させる。
交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、電流Ｉ４は、コンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ１→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ２をスイッチング動作させる。
【００６５】
そしてこのように電流Ｉ４によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００６６】
図７は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。これは交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性である。なお、図３において点線が図５の回路による特性であり、実線は図１１の先行技術にかかる特性を比較のために示している。
また図８は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０〜１４０Ｖの変化に対する力率ＰＦの特性を示している。
【００６７】
なお、上記図７，図８の特性を得る際の、図５の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ（ターン）
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１３Ｔ
インダクタンスＬ１０＝９２μＨ
インダクタンスＬＮ＝１００μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
コンデンサＣＮ＝１μＦ
【００６８】
図７、図８からわかるように、図５の回路では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率ＰＦは０．８３を実現している。また交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても、変化の少ない力率特性を実現している。
また倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉは２２．２Ｖ上昇しており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、先行技術の場合より０．５％向上している。この場合交流入力電力が１．２Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。
直流出力電圧Ｅ０１のリップル電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１１の場合と同等（６０ｍＶ）とすることができた。
【００６９】
即ち図５の実施の形態のスイッチング電源回路でも、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場合として、力率の大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策としての図１１に示したようなパワーチョークコイルＰＣＨを不要とし、またそれに伴う直流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させることができる。
そして交流入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない力率改善回路を実現しているものとなる。
【００７０】
また、図１の構成の力率改善整流回路１０においては、例えば構成部品の総重量は２５ｇ程度となり、実装面積は７ｃｍ２とできる。つまりパワーチョークコイルＰＣＨと比較して重量は１／１０、実装面積は１／２．７となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消できる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻数と、インダクタンスＬ１０のインダクタンス値によって力率が決定するため、設計が容易なものとなる。
【００７１】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
上記各実施の形態では、バイポーラトランジスタによるハーフブリッジ結合の電流共振形コンバータを例に挙げたが、例えば図１０に示したＭＯＳ−ＦＥＴや、さらにはＩＧＢＴをハーフブリッジ結合させた電流共振形コンバータの場合も本発明を適用できる。
また、２石構成のスイッチング素子に対するドライブ回路は、自励発振ドライブ回路の他に、図１０に示した他励発振ドライブ回路としても良い。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の整流平滑回路の構成は図１，図５の例に限定されず、所要の直流出力電圧が得られる構成であればどのようなものでもよい。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る構成において、力率の大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策としてのパワーチョークコイルを不要とすることと、直流入力電圧が上昇することによって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができるという効果がある。
また交流入力電力や負荷電力の変動に対して変化が少ない力率特性を実現できる。
【００７３】
またパワーチョークコイルを不要とすることから、構成部品の重量を著しく低減することができ、また実装面積も縮小できる。これによって回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消でき、配置設計の自由度が向上され、また磁気シールド等の対策も不要となる。
【００７４】
また請求項１にかかる発明の場合は特に、絶縁コンバータトランスの三次巻線の巻数が少なくてすむという利点もある。
請求項２に係る発明の場合は、絶縁コンバータトランスの三次巻線の巻数と、三次巻線と直列接続されたインダクタンス値によって力率が決定するため、設計が容易なものとなるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【図８】第２の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】先行技術の電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、１０，１１ 力率改善回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ 高速リカバリ型ダイオード、Ｄ３，Ｄ４ 低速リカバリ型ダイオード、Ｃ１，Ｃ２ 直列共振コンデンサ、Ｃｐ 並列共振コンデンサ、ＰＲＴ ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。また、共振形コンバータに対して力率改善を図るための力率改善回路を備えて構成した電源回路も各種提案している。
図９，図１０はそれぞれ、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【０００３】
まず図９の電源回路は、自励式による電流共振形のスイッチングコンバータに対して力率改善のための力率改善回路が設けられた構成である。
そして、この電源回路はハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回路２０が設けられた構成とされている。
【０００４】
この図９に示す電源回路においては、交流入力電流ＩＡＣは力率改善整流回路２０によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
力率改善整流回路２０については後述する。
【０００５】
また、この電源回路には、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベースに対して接続される抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が挿入される。クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング周波数を決定する。
【０００６】
ドライブトランスＰＲＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣ が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１の一端は、抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１ のベースに接続される。駆動巻線ＮＢ１の他端側は、共振電流検出巻線ＮＤに連続されるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮＢ１の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ１ のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２ のベースと接続されている。
駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【０００７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端は、共振電流検出巻線ＮＤを介してスイッチング素子Ｑ１ のエミッタとスイッチング素子Ｑ２ のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ１ の他端は、直列共振コンデンサＣ１ を介するようにして、力率改善回路２０内の高速リカバリ型ダイオードＤ１ 、Ｄ２の接続点に対して接続されている。
【０００８】
この場合、直列共振コンデンサＣ１ 及び一次巻線Ｎ１ は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１ のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【０００９】
また、スイッチング素子Ｑ２ のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐの接続により、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路が形成される。
【００１０】
この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣＯ２を図のように接続することで、［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］の組と、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ１を生成し、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ２を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥＯ１及び直流出力電圧ＥＯ２は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥＯ１を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥＯ２を制御回路１の動作電源として利用する。
【００１１】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
【００１２】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ１ が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２ はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１ の出力として、共振電流検出巻線ＮＤ →一次巻線Ｎ１ →直列共振コンデンサＣ１ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ２ がオン、スイッチング素子Ｑ１ がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２ に交番出力を得る。
【００１３】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
即ち直流電圧出力ＥＯ１のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮＣ に流すことで、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これによって直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１ に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御されることにより、二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
なお、以降は上記のような方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」ということにする。
【００１４】
続いて、力率改善整流回路２０の構成について説明する。
この力率改善整流回路２０は静電結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。
そしてこの力率改善整流回路２０は、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００１５】
力率改善整流回路２０においては、交流ライン間にノーマルモードノイズ抑圧用のコンデンサＣＮとしてフィルムコンデンサが配される。
またチョークコイル（インダクタンスＬ１０）を介して２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は直列共振コンデンサＣ１を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらにコンデンサＣ２１、Ｃ２２が設けられる。コンデンサＣ２２は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列に接続され、またコンデンサＣ２１は高速リカバリ型ダイオードＤ２に対して並列に接続される。
【００１６】
このような力率改善整流回路２０においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→インダクタンスＬ １０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００１７】
力率改善整流回路２０による力率改善機能は次のようになる。
上述のように２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対しては、直列共振コンデンサＣ１と一次巻線Ｎ１による電流共振回路が接続されている。またこの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対してはインダクタンスＬ１０、コンデンサＣ２１、Ｃ２２が接続されている。
この場合、一次側直列共振電流をインダクタンスＬ１０や、コンデンサＣ２１、Ｃ２２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に回生する電力帰還によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００１８】
図１０は、先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例である。
この電源回路も２本のスイッチング素子がハーフブリッジ結合された電流共振形コンバータが備えられるが、その駆動方式については他励式とされている。また、この場合にも力率改善を図るための力率改善整流回路２１が備えられた構成とされている。
なお、図９と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００１９】
この図に示す一次側の電流共振形コンバータとしては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴとされる２石のスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２が備えられている。
ここでは、スイッチング素子Ｑ１１のドレインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ１１のソースとスイッチング素子Ｑ１２のドレインを接続し、スイッチング素子Ｑ１２のソースを一次側アースに接続することで、他励式に対応したハーフブリッジ結合を得ている。
これらスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２は、発振ドライブ回路２によって交互にオン／オフ動作が繰り返されるようにスイッチング駆動されて、整流平滑電圧Ｅｉを断続してスイッチング出力とする。
また、この場合には、各スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して、図に示す方向によって接続されるクランプダイオードＤＤ１、ＤＤ２が設けられる。
【００２０】
また、この場合には、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に対して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の一端を接続することで、一次巻線Ｎ１ に対してスイッチング出力を供給するようにされる。一次巻線Ｎ１ の他端は、直列共振コンデンサＣ１を介して、力率改善整流回路２１の高速リカバリ型ダイオードＤ１ 、Ｄ２の接続点に対して接続される。
【００２１】
この場合にも、直列共振コンデンサＣ１ のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分Ｌ１により、スイッチング電源回路を電流共振形とする電流共振回路を形成している。
また、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間に対して並列接続された並列共振コンデンサＣｐと、一次巻線Ｎ１ の漏洩インダクタンス成分Ｌ１により部分電圧共振回路が形成される。
【００２２】
この場合の制御回路１は、例えば直流出力電圧ＥＯ１ の変動に対応したレベルの制御信号を発振ドライブ回路２に出力する。発振ドライブ回路２では制御回路１から供給された制御信号に基づいて、発振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに供給するスイッチング駆動信号の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。これにより、図９の場合と同様に定電圧制御が行われる。
起動回路３は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設けられるもので、絶縁コンバータトランスＰＩＴに追加的に巻装した巻線Ｎ４を、整流ダイオードＤ３０及び平滑コンデンサＣ３０により整流して得られる低レベルの直流電圧を動作電源としている。
【００２３】
この図に示す力率改善整流回路２１では、磁気結合形電力帰還方式としての力率改善回路構成を採る。そしてこの力率改善整流回路２１も、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００２４】
力率改善整流回路２１においては、交流ラインに対してインダクタンスＬＮとコンデンサＣＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。またチョークコイル（インダクタンスＬ１０）を介して２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。
高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２は直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は直列共振コンデンサＣ１を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらにコンデンサＣ２１、Ｃ２２が設けられる。コンデンサＣ２２は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列に接続され、またコンデンサＣ２１は高速リカバリ型ダイオードＤ２に対して並列に接続される。
【００２５】
このような力率改善整流回路２１においても、上記図９の場合と同様にして、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が倍電圧整流方式としての整流回路として機能する。
また力率改善整流回路２１による力率改善機能も同様であり、２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に対しては、直列共振コンデンサＣ１と一次巻線Ｎ１による電流共振回路が接続されていることで、一次側直列共振電流をインダクタンスＬ１０や、コンデンサＣ２１、Ｃ２２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に回生する電力帰還によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることになる。
これにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされ、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、これらのような電源回路では、次のような問題がある。
一次側直列共振電流を高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を介して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に電力帰還しているため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１一次巻線Ｎ１に流れる共振電流に商用交流電流周期の電流が重畳する。
このため二次側の直流出力電圧Ｅ０１、Ｅ０２の商用電源周期のリップル電圧が力率改善前よりも増加する。例えば図９，図１０において力率改善整流回路２０，２１の部分を単に整流回路として構成して力率改善機能を備えない場合、力率ＰＦ＝０．５５程度となるが、図９，図１０の回路構成として力率ＰＦ＝０．８程度とした場合にリップル電圧は５〜６倍に増加する。
【００２７】
この対策としては、直流出力電圧平滑用の平滑コンデンサＣ０１、Ｃ０２の静電容量を５〜６倍に増加させなければならない。即ち、制御回路１のゲインを可能な限り向上しても、力率改善前の回路と同等とするには、平滑コンデンサＣ０１、Ｃ０２の静電容量を５〜６倍増加することが必要となり、大幅なコストアップとなり、実用化は現実的ではないものとなる。このような対策が現実的でないことから、図９、図１０のような回路は例えばリップル電圧が少ない仕様とされるべきテレビジョン受像器等に採用することができない。
【００２８】
そこで現状の家電・汎用電子機器の高調波歪規制クラスＤをクリアするための力率改善技術としては、例えば図１１に示すように、交流電源ラインにパワーチョークコイルＰＣＨを挿入して力率ＰＦ＝０．７５程度に改善するものである。この場合、図１２の実線で示すように、負荷電力Ｐｏが、最大負荷時に力率ＰＦ＝０．７５となるようにパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃの値を設定している。
しかしながらこの場合も、次のような問題がある。
【００２９】
まず、パワーチョークコイルＰＣＨは鉄損と銅損が存在し、電力損失が増加し、また直流入力電圧も低下するため、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηＡＣ／ＤＣが低下するという問題がある。
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬｃは４．４ｍＨで力率ＰＦ＝０．７６であり、高調波歪規制値をクリアするが、図１２に点線で示すパワーチョークコイルＰＣＨを接続しない場合と比較して、パワーチョークコイルＰＣＨの電力損失と、直流入力電圧Ｅｉが１３．５Ｖ低下するためにＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηＡＣ／ＤＣが０．３％低下し、交流入力電力が０．６Ｗ増加する。
【００３０】
また負荷電力の増大に伴ってパワーチョークコイルＰＣＨは大型化し、重量、サイズ、コストが増大する。
例えば必要なパワーチョークコイルＰＣＨの重量は２４０ｇ程度であり、占有体積は４８ｃｍ３、プリント基板への実装面積は１９．２ｃｍ２である。これによって小型化、低コスト化に障害となる。
【００３１】
さらに、パワーチョークコイルＰＣＨの配置位置として漏洩磁束の影響がない場所を選定しなければならない。或いは漏洩磁束の影響を受けないようにする対策が必要となる。
従って、基板上の配置設計の困難化や、或いはシールド部材が必要になるなどの欠点が生ずる。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
即ち、一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路は、第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路とを備え、上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対して並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つのダイオードおよび上記第二の接続点と上記三次巻線の一端との間に共振コンデンサを配し、上記三次巻線の他端を上記第一の平滑コンデンサの正極に接続するとともに上記第二の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、上記２つのダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記三次巻線と接続された共振コンデンサを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作するように構成する。
【００３３】
また本発明の、一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路は、第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路とを備え、上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対してそれぞれ並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つの高速リカバリ型ダイオードおよび第三の接続点を介して直列接続される２つの低速リカバリ型ダイオードと、上記第二の接続点と上記三次巻線を介して直列接続されるインダクタとを配し、上記第三の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、上記２つの高速リカバリ型ダイオード及び上記２つの低速リカバリ型ダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記２つの高速リカバリ型ダイオードは、上記三次巻線と接続された上記インダクタを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作するよう構成する。
【００３４】
上記各構成によれば、スイッチング周波数制御方式電流共振形コンバータ回路において、負荷電力が１５０Ｗ以上で入力倍電圧整流方式の場合の力率改善を、絶縁コンバータトランス一次側に巻装された三次巻線と直列に直列共振コンデンサ（又はインダクタンス）を接続して２つのダイオードによる倍電圧整流回路に電圧帰還することで行う。これにより力率の向上とともに、電力変換効率の向上や、小型・軽量化を実現する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図１の電源回路は、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路に対して、力率改善のための力率改善整流回路１０が設けられた構成とされている。
【００３６】
図１に示す電源回路においては、交流入力電流ＩＡＣは力率改善整流回路１０によって整流され、直列接続された２つの平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２によって平滑されることで、倍電圧整流方式により全波整流方式の２倍の整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされている。
力率改善整流回路１０については後述する。
【００３７】
この電源回路には、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする自励式の電流共振形コンバータが備えられる。
この電流共振形コンバータにおいては、図のように２つのバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉ１の正極側と一次側アース間に対して挿入するようにして接続されている。
これらスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２が挿入されている。また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベースに対して接続される抵抗ＲＢ１、ＲＢ２は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベース電流（ドライブ電流）を設定する。
また、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が挿入される。クランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフとされる期間に、ベース−エミッタを介して流れるクランプ電流の電流経路を形成する。
そして、共振用コンデンサＣＢ１，ＣＢ２は、ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２と共に、自励発振用の直列共振回路（自励発振駆動回路）を形成しており、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング周波数を決定する。
【００３８】
ドライブトランスＰＲＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ を駆動すると共に、スイッチング周波数を可変制御することにより定電圧制御を行うために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮＣ が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされている。
このドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮＢ１の一端は、抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ１ のベースに接続される。駆動巻線ＮＢ１の他端側は、共振電流検出巻線ＮＤに連続されるタップ点とされているが、この駆動巻線ＮＢ１の他端（タップ点）はスイッチング素子Ｑ１ のエミッタに接続される。
また、駆動巻線ＮＢ２の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ２ のベースと接続されている。
駆動巻線ＮＢ１と駆動巻線ＮＢ２は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【００３９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ （Ｐｏｗｅｒ Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）は、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ の巻始め端は、共振電流検出巻線ＮＤを介してスイッチング素子Ｑ１ のエミッタとスイッチング素子Ｑ２ のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
また、一次巻線Ｎ１ の巻終わり端は、直列共振コンデンサＣ１ を介するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極側に接続されている。
【００４０】
この場合、直列共振コンデンサＣ１ 及び一次巻線Ｎ１ は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ１ のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ１ （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）成分Ｌ１により、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側電流共振回路を形成している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ２ のコレクタ−エミッタ間に対して並列に並列共振コンデンサＣｐが接続されている。
この並列共振コンデンサＣｐの接続により、並列共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振動作が得られることになる。つまり部分電圧共振回路が形成される。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側には、さらに三次巻線Ｎ３が巻回される。三次巻線Ｎ３の巻始め端は平滑コンデンサＣｉ１の正極側に接続され、三次巻線Ｎ３の巻終わり端は直列共振コンデンサＣ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ２に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４及び平滑コンデンサＣＯ１，ＣＯ２を図のように接続することで、［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］の組と、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］の組とによる、２組の全波整流回路が設けられる。［整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２，平滑コンデンサＣＯ１］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ１を生成し、［整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４，平滑コンデンサＣＯ２］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥＯ２を生成する。
なお、この場合には、直流出力電圧ＥＯ１及び直流出力電圧ＥＯ２は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥＯ１を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥＯ２を制御回路１の動作電源として利用する。
【００４４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
【００４５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲＳ１、ＲＳ２を介してスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ１ が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ２ はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ１ の出力として、共振電流検出巻線ＮＤ →一次巻線Ｎ１ →直列共振コンデンサＣ１ に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ２ がオン、スイッチング素子Ｑ１ がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ２ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１ 、Ｑ２ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次巻線Ｎ２ に交番出力を得る。
【００４６】
上記のように制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣ に供給することにより定電圧制御を行う。
即ち直流電圧出力ＥＯ１のレベルに応じた制御電流を制御巻線ＮＣ に流すことで、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスを変化させ、これにより自励発振回路の条件を変化させてスイッチング周波数を制御する。これによって直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変され、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ１ に供給されるドライブ電流が制御されて、二次側に伝送されるエネルギーが制御される。つまりスイッチング周波数制御方式による二次側直流出力電圧の定電圧制御が図られることになる。
【００４７】
続いて、力率改善整流回路１０の構成について説明する。
この力率改善整流回路１０は、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
【００４８】
力率改善整流回路１０においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタンスＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタンスＬ１０）が接続される。
また直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。この高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３からは直列共振コンデンサＣ２が直列接続され、直列共振コンデンサＣ２は高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。上記チョークコイル（インダクタンスＬ１０）も高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
三次巻線Ｎ３と直列共振コンデンサＣ２の直列回路は高速リカバリ型ダイオードＤ１に対して並列接続される状態となる。
【００４９】
このような力率改善整流回路１０においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→インダクタンスＬ １０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００５０】
力率改善整流回路１０による力率改善機能は次のようになる。
三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパルス電圧である。
ここで、三次巻線Ｎ３のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ２の静電容量によって直列共振回路が形成されるが、この直列共振周波数は、上述したように電流共振回路と部分電圧共振回路を備えた共振形コンバータのスイッチング周波数より低くなるように設定される。つまり直列共振周波数がスイッチング周波数より低くなるように三次巻線Ｎ３の巻数と直列共振コンデンサＣ２の静電容量が選定される。
【００５１】
そして、三次巻線Ｎ３の誘起電圧が正の期間では、直列共振電流Ｉ２は、三次巻線Ｎ３→直列共振コンデンサＣ２→高速リカバリ型ダイオードＤ１に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチング動作させる。
同時に電流Ｉ１が、コンデンサＣＮ→インダクタンスＬ１０→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１に流れる。
一方、三次巻線Ｎ３の誘起電圧が負の期間では、直列共振電流Ｉ２は、三次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ１→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ２をスイッチング動作させる。
同時に交流入力電圧ＶＡＣが負の期間に電流Ｉ１が、コンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２→インダクタンスＬ１０に流れる。
このような電流Ｉ１，Ｉ２の動作波形については、図２に交流入力電圧ＶＡＣ、交流入力電流ＩＡＣに対応した期間として示している。
【００５２】
そして直列共振電流Ｉ２によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００５３】
図３は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。これは交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性である。なお、図３において点線が図１の回路による特性であり、実線は図１１の先行技術にかかる特性（交流ラインにパワーチョークコイルを配した場合の特性）を比較のために示している。
また図４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０〜１４０Ｖの変化に対する力率ＰＦの特性を示している。
【００５４】
なお、上記図３，図４の特性を得る際の、図１の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ（ターン）
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝４Ｔ
インダクタンスＬ１０＝９２μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
直列共振コンデンサＣ２＝０．２７μＦ
【００５５】
図３、図４からわかるように、図１の回路では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率ＰＦは０．８３を実現している。また交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても、変化の少ない力率特性を実現している。
また倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉは２４．２Ｖ上昇しており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、先行技術の場合より０．３％向上している。この場合交流入力電力が０．５Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。
直流出力電圧Ｅ０１のリップル電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１１の場合と同等（６０ｍＶ）とすることができた。
【００５６】
即ち図１の実施の形態のスイッチング電源回路では、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場合として、力率の大幅な向上を実現した上で、リップル電圧対策としての図１１に示したようなパワーチョークコイルＰＣＨを不要とし、またそれに伴う直流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させることができる。
そして交流入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない力率改善回路を実現しているものとなる。
【００５７】
また、図１の構成の力率改善整流回路１０においては、例えば構成部品の総重量は２２ｇ程度となり、実装面積は９ｃｍ２とできる。つまりパワーチョークコイルＰＣＨと比較して重量は１／１１、実装面積は１／２となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消できる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３も４Ｔと少ない巻数でよいという利点もある。
【００５８】
図５は本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。
この図５の電源回路も、ハーフブリッジ結合電流共振形コンバータと、半導体スイッチのターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振回路を組み合わせたコンバータ回路を備える。そしてこれに対して、力率改善のための力率改善整流回路１１が設けられた構成とされている。
なお、力率改善整流回路１１以外は図１と同様であるため、同一符号を付して説明を省略する。
【００５９】
この場合の力率改善整流回路１１も、交流入力電流ＩＡＣの整流作用を有するとともに、その力率改善作用を有するものとされる。
力率改善整流回路１１においては、交流ラインに対して、コンデンサＣＮとインダクタンスＬＮによるノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタが形成される。また上記のノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタに直列にチョークコイル（インダクタンスＬ１０）が接続される。
また直列接続された２つの高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が設けられる。この高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続は、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と一次側アース間に配される。
そして、チョークコイル（インダクタンスＬ１０）は絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻終わり端に接続され、三次巻線Ｎ３の巻始め端が高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続される。
さらに、低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が直列接続され、この低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が平滑コンデンサＣｉ１の正極と一次側アース間に配される。低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点はノーマルモードノイズ抑圧用のフィルタを介した交流ラインと接続されている。
【００６０】
このような力率改善整流回路１１においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２が第１の整流回路として機能し、また低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４が第２の整流回路として機能する。
即ち交流入力電圧ＶＡＣの正の期間では、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→インダクタンスＬ １０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）→低速リカバリ型ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣｉ１→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ１へ充電される。
【００６１】
また交流入力電圧ＶＡＣの負の期間では、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→高速リカバリ型ダイオードＤ２→・・・の系で第１の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。また同時に、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ２→一次側アース→低速リカバリ型ダイオードＤ４→・・・の系で、第２の整流回路による整流電流が流れて平滑コンデンサＣｉ２へ充電される。
つまり、第１，第２の整流回路により、整流電流は２系統に分流して平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２に供給されることになる。
そして平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２が直列接続され、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子側から整流平滑電圧Ｅｉが取り出されることで、倍電圧整流方式となる。
【００６２】
このように第１、第２の整流回路の作用により、平滑コンデンサＣｉ１、Ｃｉ２への充電電流は分流されることになる。そして図６に低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４に流れる電流Ｉ３の波形を示しているが、この電流Ｉ３は交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺でのみ流れるものとなる。
これは、交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺において高速リカバリ型ダイオードＤ１又はＤ２に過大な充電電流が流れることを防止するものとなる。つまり交流入力電圧ＶＡＣの正負のピーク値近辺においては電流Ｉ３が低速リカバリ型ダイオードＤ３，Ｄ４に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２に対しては高周波の電流Ｉ４のみが流れる。このため高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２の電力損失が低下して高効率化が可能となる。
【００６３】
力率改善整流回路１１による力率改善機能は次のようになる。
上述のように力率改善整流回路１１は、ノーマルモードノイズ抑圧用フィルタ（ＬＮ、ＣＮ）からインダクタンスＬ１０と三次巻線Ｎ３を直列接続して高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に接続する構成を採る。
そして三次巻線Ｎ３に誘起する電圧は、一次側電流共振コンバータのスイッチング動作に基づいて誘起する電圧であり、三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１の巻数比（Ｎ３／Ｎ１）に比例した矩形波形状のパルス電圧であり、このパルス電圧Ｖ２が、図６に示すように交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺において電圧帰還され、高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２に対して電流Ｉ４が流れるものとなる。
【００６４】
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、電流Ｉ４は、コンデンサＣＮ→インダクタンスＬ１０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣｉ１と流れて、高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチング動作させる。
交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、電流Ｉ４は、コンデンサＣＮ→平滑コンデンサＣｉ１→平滑コンデンサＣｉ２→高速リカバリ型ダイオードＤ２に流れ、高速リカバリ型ダイオードＤ２をスイッチング動作させる。
【００６５】
そしてこのように電流Ｉ４によって高速リカバリ型ダイオードＤ１、Ｄ２を、交流入力電圧ＶＡＣのピーク値近辺においてスイッチング動作させることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）の両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１（又はＣｉ２）への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされて交流入力電流の導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。
【００６６】
図７は、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉの変化特性を示している。これは交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時の負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ〜２５Ｗの変動に対する特性である。なお、図３において点線が図５の回路による特性であり、実線は図１１の先行技術にかかる特性を比較のために示している。
また図８は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の、交流入力電圧ＶＡＣ＝９０〜１４０Ｖの変化に対する力率ＰＦの特性を示している。
【００６７】
なお、上記図７，図８の特性を得る際の、図５の回路としての各種定数は次の通りである。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ（ターン）
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３＝１３Ｔ
インダクタンスＬ１０＝９２μＨ
インダクタンスＬＮ＝１００μＨ
直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
コンデンサＣＮ＝１μＦ
【００６８】
図７、図８からわかるように、図５の回路では、先行技術の回路よりも力率ＰＦは向上しており、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの場合において、力率ＰＦは０．８３を実現している。また交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても、変化の少ない力率特性を実現している。
また倍電圧整流直流入力電圧Ｅｉは２２．２Ｖ上昇しており、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、先行技術の場合より０．５％向上している。この場合交流入力電力が１．２Ｗ低下し、省エネルギーが図られる。
直流出力電圧Ｅ０１のリップル電圧については、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１１の場合と同等（６０ｍＶ）とすることができた。
【００６９】
即ち図５の実施の形態のスイッチング電源回路でも、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る場合として、力率の大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策としての図１１に示したようなパワーチョークコイルＰＣＨを不要とし、またそれに伴う直流入力電圧Ｅｉの上昇によって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させることができる。
そして交流入力電力や負荷電力の変動に対して力率の変化が少ない力率改善回路を実現しているものとなる。
【００７０】
また、図１の構成の力率改善整流回路１０においては、例えば構成部品の総重量は２５ｇ程度となり、実装面積は７ｃｍ２とできる。つまりパワーチョークコイルＰＣＨと比較して重量は１／１０、実装面積は１／２．７となり、回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消できる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３の巻数と、インダクタンスＬ１０のインダクタンス値によって力率が決定するため、設計が容易なものとなる。
【００７１】
以上、実施の形態について説明してきたが、本発明はさらに多様な変形例が考えられる。
上記各実施の形態では、バイポーラトランジスタによるハーフブリッジ結合の電流共振形コンバータを例に挙げたが、例えば図１０に示したＭＯＳ−ＦＥＴや、さらにはＩＧＢＴをハーフブリッジ結合させた電流共振形コンバータの場合も本発明を適用できる。
また、２石構成のスイッチング素子に対するドライブ回路は、自励発振ドライブ回路の他に、図１０に示した他励発振ドライブ回路としても良い。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の整流平滑回路の構成は図１，図５の例に限定されず、所要の直流出力電圧が得られる構成であればどのようなものでもよい。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、電流共振形コンバータと部分電圧共振回路を組み合わせた共振コンバータに対して力率改善を図る構成において、力率の大幅な向上を実現した上で、まずリップル電圧対策としてのパワーチョークコイルを不要とすることと、直流入力電圧が上昇することによって、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させることができるという効果がある。
また交流入力電力や負荷電力の変動に対して変化が少ない力率特性を実現できる。
【００７３】
またパワーチョークコイルを不要とすることから、構成部品の重量を著しく低減することができ、また実装面積も縮小できる。これによって回路のコストダウンや小型化、軽量化が実現できる。
さらに、インダクタンスを閉磁路のフェライト磁心で構成すれば、漏洩磁束による影響を解消でき、配置設計の自由度が向上され、また磁気シールド等の対策も不要となる。
【００７４】
また請求項１にかかる発明の場合は特に、絶縁コンバータトランスの三次巻線の巻数が少なくてすむという利点もある。
請求項２に係る発明の場合は、絶縁コンバータトランスの三次巻線の巻数と、三次巻線と直列接続されたインダクタンス値によって力率が決定するため、設計が容易なものとなるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【図８】第２の実施の形態の力率特性の説明図である。
【図９】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】先行技術の電源回路についてのＡＣ／ＤＣ変換効率、力率、直流入力電圧の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、１０，１１ 力率改善回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ 高速リカバリ型ダイオード、Ｄ３，Ｄ４ 低速リカバリ型ダイオード、Ｃ１，Ｃ２ 直列共振コンデンサ、Ｃｐ 並列共振コンデンサ、ＰＲＴ ドライブトランス、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Claims (2)
- 一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路において、
第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、
上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路と
を備え、
上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、
上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対して並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つのダイオードおよび上記第二の接続点と上記三次巻線の一端との間に共振コンデンサを配し、上記三次巻線の他端を上記第一の平滑コンデンサの正極に接続するとともに上記第二の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、
上記２つのダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記三次巻線と接続された共振コンデンサを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作することを特徴とするスイッチング電源回路。 - 一次側に巻装された一次巻線に得られる電圧を二次側に巻装された二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランス、上記二次巻線に伝送された電圧を整流して直流出力電圧を生成する直流出力電圧生成手段および力率改善整流手段を有するスイッチング電源回路において、
第一の平滑コンデンサの負極と第二の平滑コンデンサの正極とが第一の接続点を介して直列接続された二つの平滑コンデンサにより整流電流を平滑して倍電圧直流電圧を出力する平滑手段と、
上記倍電圧直流電圧をハーフブリッジ結合された２つのスイッチング素子により断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線と直列接続された直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする電流共振回路と
を備え、
上記絶縁コンバータトランスの一次側には、上記一次巻線や二次巻線に比べて少ない巻数の三次巻線がさらに巻装され、
上記力率改善手段は、上記２つの平滑コンデンサに対してそれぞれ並列に接続されるとともに第二の接続点を介して直列接続される２つの高速リカバリ型ダイオードおよび第三の接続点を介して直列接続される２つの低速リカバリ型ダイオードと、上記第二の接続点と上記三次巻線を介して直列接続されるインダクタとを配し、上記第三の接続点と上記第一の接続点に交流ラインが接続されて成り、
上記２つの高速リカバリ型ダイオード及び上記２つの低速リカバリ型ダイオードは、上記交流ラインからの交流を整流するとともに、上記２つの高速リカバリ型ダイオードは、上記三次巻線と接続された上記インダクタを介して帰還される電圧に基づいてスイッチング動作することを特徴とするスイッチング電源回路。
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