JPWO2015125240A1 - 直流電源装置および、それを備えた電動機駆動装置、ならびに、それを備えた冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

Abstract

交流電力を整流する整流回路２の入力側（交流電源１側）には第１のリアクトル３が設けられ、出力側（負荷１１側）には直列接続された第１および第２のコンデンサ（６ａ，６ｂ）と、第１および第２のコンデンサ（６ａ，６ｂ）に対する充電および非充電を切り替える第１および第２のスイッチング素子（４ａ，４ｂ）が設けられる構成において、第１のリアクトル３における整流回路２側の各相端子に接続される３つのコンデンサを具備してＹ結線される第２のコンデンサ群９を第１および第２のスイッチング素子（４ａ，４ｂ）の中点に接続し、第１および第２のスイッチング素子（４ａ，４ｂ）に対する各オンデューティを同一に制御しつつ負荷１１への出力電圧を昇圧することとした。

Description

本発明は、直流電源装置および、それを備えた電動機駆動装置、ならびに、それを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。

従来、整流ダイオードをフルブリッジ接続した整流回路により単相交流あるいは三相交流等の商用電源を整流し、整流回路の出力を直列接続されたスイッチング素子群によりスイッチングして整流回路の前段あるいは後段に設けられたリアクトルにエネルギーを蓄え、そのエネルギーによりスイッチング素子群に並列接続されたコンデンサを充電することにより昇圧した直流電圧を負荷に供給するものがある。このような直流電源装置では、スイッチングを変化させてリアクトルに蓄積するエネルギーを変化させることで、昇圧比を変える構成が一般的であるが、スイッチング周波数を高くした場合にスイッチング損失が大きくなるという課題があった。

このような課題に対し、例えば下記特許文献１には、昇圧比を小さくする場合には、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を同時にオンオフさせ、昇圧比を大きくする場合には、同時オン、一方のみオン、同時オン、他方のみオンという状態遷移を繰り返すことで、スイッチング周波数を変えることなく昇圧比を変える技術が開示されている。

なお、下記特許文献２，３は、入力電流を正弦波状に制御する技術を開示している文献であるが、これらの文献については、実施の形態の説明のところで触れる。

特開２００９−５０１０９号公報 特開平１１−１６８８８５号公報 特開２００９−１１２１７２号公報

上記特許文献１の技術では、スイッチング周波数を高くすることなく、高い昇圧比を得ることができるが、昇圧比が小さい場合と大きい場合とでスイッチング制御手法を変更する必要があり、制御が複雑化する、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高い昇圧比をより簡単な制御で効率よく実現することができる直流電源装置および、それを備えた電動機駆動装置、ならびに、それを備えた冷凍サイクル適用機器を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる直流電源装置は、交流電源から供給される交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記交流を整流する整流回路と、前記交流電源と前記整流回路との間に各相毎に挿入された第１のリアクトルと、直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを具備し、前記負荷への出力端子間に接続された第１のコンデンサ群と、直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を具備し、前記整流回路と前記第１のコンデンサ群との間に並列に接続されたスイッチング素子群と、前記スイッチング素子群の動作により前記第１のコンデンサ群に充電された電荷の前記スイッチング素子群への逆流を阻止する逆流阻止手段と、一端が前記スイッチング素子群の中点に電気的に接続され、他端が前記第１のリアクトルにおける前記整流回路側の各相端子に接続される３つのコンデンサを具備する第２のコンデンサ群と、を備え、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子に対する各オンデューティを同一に制御しつつ前記負荷への出力電圧を昇圧することを特徴とする。

本発明によれば、高い昇圧比をより簡単な制御で効率よく実現することができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置において高周波スイッチング制御を行った際の各部波形を示す図である。 図５は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図６は、実施の形態３にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図７は、直流電源装置の負荷として、電動機を駆動するインバータを接続した実施の形態４にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。 図８は、直流電源装置の負荷として、冷凍サイクル装置を構成する圧縮機の電動機を駆動するインバータを接続した実施の形態４にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。 図９は、実施の形態４にかかる電動機駆動装置における電動機の回転数と直流電圧との関係を表す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置および、それを備えた電動機駆動装置、ならびに、それを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００は、負荷１１の運転状態に応じて、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する構成としている。また、本実施の形態では、負荷１１として、例えば冷凍サイクル装置に用いられる圧縮機の電動機を駆動するインバータ負荷等を想定しているが、これに限るものではないことは言うまでもない。

直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の前段に設けられ、交流電源１と整流回路２との間に三相交流の各相毎に挿入された交流電源１側の第１のリアクトル３および整流回路２側の第２のリアクトル８と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、整流回路２の出力端子間に直列接続され、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とを切り替える第１のスイッチング手段としての第１のスイッチング素子４ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とを切り替える第２のスイッチング手段としての第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を阻止する第１の逆流阻止手段としての第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を阻止する第２の逆流阻止手段としての第２の逆流防止素子５ｂと、一端が各相に接続され他端が第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの中点と第１のリアクトル３および第２のリアクトル８の各相中点との間に接続されるようにスター結線（Ｙ結線された）コンデンサ群９と、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出手段１３と、負荷１１に供給する直流電圧を検出する直流電圧検出手段１４と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを制御する制御部１２と、を備えている。なお、図１に示す例では、整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路として構成される。また、図１に示す例では、電源電圧検出手段１３は、交流電源１から供給される三相交流のうちの二相（ここでは、ｒ相、ｓ相）の線間電圧を検出する例を示している。

第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂはスイッチング素子群を構成し、第１の逆流防止素子５ａおよび第２の逆流防止素子５ｂは逆流阻止手段を構成する。また、第１のスイッチング素子４ａ、第２のスイッチング素子４ｂ、第１の逆流防止素子５ａ、および第２の逆流防止素子５ｂは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを充電する充電手段７を構成する。さらに、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂは第１のコンデンサ群を構成し、コンデンサ群９は第２のコンデンサ群を構成する。なお、コンデンサ群９のＹ結線された端子は、スイッチング素子群の中点に直接的に接続される必要はなく、スイッチング素子群の中点に電気的に接続される構成であってもよい。

第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂには、それぞれ同容量のものが用いられる。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子が用いられる。

制御部１２は、負荷１１の運転状態に応じて、各ＰＷＭ信号ＳＷ１，ＳＷ２を出力して第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御することにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。ここで、負荷１１の運転状態とは、例えば、負荷１１が電動機およびその電動機を駆動するインバータである場合には、電動機の回転数や、その電動機を駆動するインバータに出力すべき出力電圧で表されるパラメータである。なお、この負荷１１の制御は、制御部１２が行う構成であってもよいし、制御部１２とは異なる他の制御手段（図示せず）が制御する構成であってもよい。負荷１１の制御を制御部１２で行う構成である場合には、負荷１１の運転状態は制御部１２が把握することが可能であり、また、制御部１２とは異なる他の制御手段（図示せず）が制御する構成である場合には、その制御手段から制御部１２に負荷１１の運転状態を通知するようにすれば、制御部１２が負荷１１の運転状態を把握することが可能である。なお、この負荷１１の運転状態を制御部１２が把握する手法により、本発明が限定されるものではない。

つぎに、制御部１２による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１〜３を参照して説明する。図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図２に示す例では、各構成要素の符号を省略している。また、図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。

まず、図２を用いて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御状態について説明する。

状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。

状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第２のコンデンサ６ｂに対する充電が行われる。

状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａに対する充電が行われる。

状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方に対する充電は基本的に行われない。

制御部１２は、負荷１１の運転状態に応じて、図２に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。

つぎに、図３を用いて、実施の形態１にかかる直流電源装置１００における動作モードについて説明する。

図３に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００における動作モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する３つの昇圧モードとを有している。

昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティ（スイッチング周期に対する各スイッチング素子をオンする時間の比率、「時比率」とも言う）が５０％である昇圧モードａ（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満である昇圧モードｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。

全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とすることにより、整流回路２により全波整流された電圧が出力電圧となる。

昇圧モードａ（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。なお、実際には第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂが同時オンすると、短絡電流が流れるため数μｓ程度のデッドタイムを設けることが望ましい。

昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｃ→Ａ→Ｂ→Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。

昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間（ここでは状態Ｄの期間）において、第１のリアクトル３および第２のリアクトル８にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。

したがって、各モードにおける出力電圧の大小関係は、全波整流モード＜昇圧モードｂ＜昇圧モードａ（倍電圧モード）＜昇圧モードｃとなる。

このように、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御することが可能であり、制御部１２は、負荷１１の運転状態に応じて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることで、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃを遷移して所望の出力電圧を負荷１１に出力する。

また、本実施の形態では、図３に示すように、制御部１２は、各昇圧モードａ，ｂ，ｃにおいて、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティｄ１と第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティｄ２とを一致させた制御を行う（ｄ１＝ｄ２）。これにより、制御部１２における処理を軽くすることができ、制御部１２を一般的な安価なマイコンで実現することができる。また、負荷１１の制御を行う図示しない制御手段に制御部１２の機能を組み込む構成とすることも容易となる。

つまり、本実施の形態にかかる直流電源装置１００では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを一致させると共に、このオンデューティを変化させることで、安価な構成で、容易に電源電圧の２倍以上の高い直流電圧を得ることができる。

つぎに、実施の形態１にかかる直流電源装置１００の各昇圧モードにおける動作について、図１から図４を参照して説明する。

本実施の形態では、図１に示すように、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出手段１３および負荷１１に供給する直流電圧を検出する直流電圧検出手段１４を具備した構成としている。なお、図１に示す例では、三相交流のｒ−ｓ相間の線間電圧を検出する構成としているが、ｓ−ｔ相間やｔ−ｒ相間の線間電圧を検出する構成であってもよいし、各相電圧を検出する構成であってもよく、この電源電圧検出手段１３の構成により本発明が限定されるものではない。

制御部１２は、電源電圧検出手段１３の検出結果から得た三相交流の検出電圧値に応じて、各昇圧モードにおける第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させる。

制御部１２は、三相交流の基準電圧値を閾値として保持しておき、この基準電圧値において、例えば、図３に示す第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作するようにしておく。そして、基準電圧値に対して検出電圧値が小さい場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％以上となる昇圧モードｃで動作させ、基準電圧値に対して検出電圧値が大きい場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満となる昇圧モードｂで動作させる。

あるいは、例えば、三相交流の検出電圧値に対して出力電圧が一定となるような第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティをテーブルとして保持しておき、三相交流の検出電圧値に応じた第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを適用するようにしてもよい。

このようにすれば、三相交流の電圧の変動分を吸収することができ、負荷１１への出力電圧を安定化することができる。

また、本実施の形態では、交流電源１の電源周波数よりも高いスイッチング周波数で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御する高周波スイッチング制御を行う。図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置において高周波スイッチング制御を行った際の各部波形を示す図である。図４（ａ）は交流電源１からの入力電圧波形、図４（ｂ）は入力電流波形を示している。また、図４（ｃ）は、コンデンサ群９から第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点に向けて流れる方向を正とする中性線電流ｉの波形を示し、図４（ｄ）は、ｒ相の第２のリアクトル８を流れる電流の波形を示している。

第２のスイッチング素子４ｂがオン制御されているとき、正の中性線電流ｉがコンデンサ群９−第２のスイッチング素子４ｂ−整流回路２−第２のリアクトル８を介して流れる。ここで、入力電圧が正極性である相では、第１のリアクトル３を流れる電流（入力電流）は、中性線電流ｉが交流電源１側から供給されてコンデンサ群９に流れ込むこととなり増加する。逆に、入力電圧が負極性である相では、中性線電流ｉが第２のリアクトル８からコンデンサ群９に流れ込むため、交流電源１側へ流れ出さずに入力電流が減少する。

また、第１のスイッチング素子４ａがオン制御されているとき、負の中性線電流ｉが第２のリアクトル８−整流回路２−第１のスイッチング素子４ａ−コンデンサ群９を介して流れる。ここで、入力電圧が正極性である相では、第１のリアクトル３を流れる電流（入力電流）は、中性線電流ｉがコンデンサ群９から第２のリアクトル８に流れることとなり減少する。逆に、入力電圧が負極性である相では、中性線電流ｉがコンデンサ群９から交流電源１へ流れ出すため、入力電流が増加する。

以上のスイッチング動作を纏めると次表のようになる。

このように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオンオフ制御することにより、各相の入力電流の増減を制御することができ、各相の入力電圧に応じた入力電流が流れることとなる。交流電源１が三相交流電源である場合、各相毎に流れる入力電流が平衡して安定的に動作可能となる。なお、ここでいう「交互」と言う意味は、必ずしも、一方のスイッチング素子（例えば第１のスイッチング素子４ａ）をオン制御しているときに、他方のスイッチング素子（例えば第２のスイッチング素子４ｂ）がオフになっていなければならいなことを意味するものではなく、同時にオンとなる期間が存在していても構わない。例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを同一（実質的同一を含む）のオンデューティにて制御した上で、図３に示す昇圧モードｃにおける期間Ｂ，Ｃのように、一方のスイッチング素子をオン制御しているときに、他方のスイッチング素子をオフ制御する時間帯が存在していればよい。以後の説明においても同様である。

つぎに、入力電流が正弦波形状に制御可能な理由について説明する。本願の直流電源装置１００は、第１のリアクトル３と第２のリアクトル８を有し、それらの接続点にはコンデンサ群９が接続されている。ここで、第２のリアクトル８のインダクタンス値（Ｌ８）を第１のリアクトル３のインダクタンス値（Ｌ３）より小さい値に設定すると（つまりＬ３＞Ｌ８）、第２のリアクトル８に流れる電流が不連続モードにできる。なお、Ｌ３＞Ｌ８であれば良いので、Ｌ８＝０、つまり第２のリアクトルを有さない場合であっても入力電流に多少の歪が出るものの昇圧する直流電源装置として成り立つ。この意味で、第２のリアクトルを有さない形態も本実施の形態の要旨を為すものである。ただし、現実には、配線等による寄生インダクタンス成分が存在していることは言うまでもない。

電流が不連続モードの場合、電流ピークが大きく、交流電源１に多量のノイズを放出することになるが、第１のリアクトル３が交流電源１との接続点前にあるため、ここでのインピーダンスを増加させることができる。不連続モードでスイッチングすれば、交流電源１と同じ形状になり正弦波状に波形改善できる。また交流電源１との接続点前に第１のリアクトル３を具備しているので、第１のリアクトル３の電流整流効果で連続的な正弦波上の入力電流が流れる。図４は、解析結果の波形図であるが、図４からも第２のリアクトル８での不連続モード電流（ｄ）が、入力電流（ｂ）において、連続形状の正弦波に波形改善されていることが理解できる。

以上より、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂを交互にオンオフするだけで、三相全ての相入力電流を正弦波状に波形改善することができ、力率改善および高調波電流抑制を実現できる。さらに正弦波状の入力電流に波形改善できるので、高調波電流の大幅な低減、極めて零に近い状態まで抑制でき、電源力率も約１００％まで向上することができる。

第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが交互にオンオフ制御されると、第２のリアクトル８に流れる電流が不連続モードとなり、各相における第２のリアクトル８の合成電流が整流回路２より出力される。この電流が第１のスイッチング素子４ａまたは第２のスイッチング素子４ｂを介して中性線電流となるだけでなく、逆流防止素子５ａおよび５ｂを介してコンデンサ６ａおよび６ｂに充電される。

第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの中点と第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの中点とは電位が一致しており、また、この電位はコンデンサ群９の接続点の電位とも一致するため、キャリア周期のリップルを有して電圧変化している。この電圧変化によって、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを充電するため、キャリア周期ごとに第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂに電荷が補充されていく。したがって、倍電圧整流が基礎となり、不連続モードによる高周波スイッチングの分だけ、コンデンサへの充電が増加し、直流電圧の昇圧を実現できる。

一般的な高周波スイッチングの直流電源装置は、電源電圧の実効値×√２×１．３〜４倍に昇圧するが、本願の直流電源装置は、２つのスイッチング素子のオンオフだけで、倍電圧整流を基礎とするため、電源電圧の実効値×２×√２×１．３〜４倍と一般的な技術に対し２倍の昇圧が実現できる。

以上より、スイッチング損が同じ状況で昇圧を２倍に高めることができ、同一電圧まで昇圧することとすると、一般的な高周波スイッチングで交互にオンオフする従来技術のもの（例えば、特許文献２および特許文献３）より低損失で昇圧することが可能となる。

交互にオンオフするデューティを調整することにより昇圧する電圧を調整できることは言うまでも無く、更にいえば、倍電圧を基礎としていることから昇圧する電圧の調整幅を広く制御することができる。また、高周波で交互にオンオフするので、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂへの充電を高周波で実施することでコンデンサ容量を削減でき、小型のコンデンサで実現できる。

以上説明したように、実施の形態１の直流電源装置によれば、交流電力を整流する整流回路の入力側（電源側）には第１のリアクトルが設けられ、出力側（負荷側）には直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサに対する充電および非充電を切り替える第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子が設けられる構成において、第１のリアクトルにおける整流回路側の各相端子に接続される３つのコンデンサを具備してＹ結線される第２のコンデンサ群を第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の中点に接続し、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子に対する各オンデューティを同一に制御しつつ負荷への出力電圧を昇圧することとしたので、電源電圧の２倍以上の高い直流電圧を得る場合であっても、安価な構成で、且つ容易に各相の入力電流波形を正弦波状とすることができ、電源力率の向上、および高調波電流の低減が可能となる。

また、スイッチングの制御を複雑化せず簡単なオンデューティの制御で、より高い昇圧比で動作させることができ、高い昇圧比で動作させる場合でも、スイッチング損失を抑制することができるので、高効率化が可能である。

また、第１のスイッチング手段および第２のスイッチング手段のオンデューティを変化させることで、出力電圧調整範囲の拡大が可能であり、さらには、高周波スイッチング制御を行うことで、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの小容量化を図ることも可能である。

実施の形態２．
図５は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図５に示す本実施の形態にかかる直流電源装置１００ａでは、実施の形態１において説明した図１に示す構成における第１のリアクトル３と第２のリアクトル８とを磁気結合した磁気結合リアクトルとして各相毎に設けた各リアクトル５０，５１，５２により構成している。

このような構成とすることにより、直流電源装置１００ａを構成する際に、リアクトルが占める空間容積を小さくすることができる。特に、各リアクトル５０，５１，５２からコンデンサ群９に接続する中間タップを設けた形状であれば、構造的には１つの部品として構成することができ、空間容積の効率化が可能となる。また、同一の磁気結合リアクトルを三相分用いることで、装置製造時において使用個数の増加によるコスト低減を見込むことができる。

また、実施の形態１において説明したように、第２のリアクトル８のインダクタンス値を第１のリアクトル３のインダクタンス値よりも小さい値とする必要がある。具体的には、高周波スイッチングを行う際に、第２のリアクトル８は、高調波成分、つまり、ノイズ成分を多く含む不連続モード電流を流す必要があり、第１のリアクトル３は、ノイズ成分をフィルタして入力電流を連続的な正弦波状の波形とするため、インダクタンス容量の電流依存性が必要となる。このため、第２のリアクトル８のコア材としては、周波数特性の高いコア材が好ましく、第１のリアクトル３のコア材としては、磁束密度の高いコア材が好ましい。

このように、第１のリアクトル３と第２のリアクトル８とを異なるコア材で構成し、これらを磁気結合することで、互いのリアクトルに流れる電流の直流成分を相殺することができ、直流励磁を打ち消して電流飽和を抑制することができる。これにより、鉄心を共通化する単純な磁気結合リアクトルよりも一層の空間容積の効率化を達成できる。

以上説明したように、実施の形態２の直流電源装置によれば、各相毎の第１のリアクトルと第２のリアクトルとを１つの磁気結合リアクトルにより構成することにより、直流電源装置を構成する際の空間容積を小さくすることができ、また、同一の磁気結合リアクトルを三相分用いることで、装置製造時において使用個数の増加によるコスト低減を見込むことができる。

また、第１のリアクトルと第２のリアクトルとを異なるコア材で構成して磁気結合することで、互いのリアクトルに流れる電流の直流成分を相殺し直流励磁を打ち消して電流飽和を抑制することができるので、鉄心を共通化する単純な磁気結合リアクトルを用いるよりも一層の空間容積の効率化を図ることができる。

実施の形態３．
図６は、実施の形態３にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図６に示すように、実施の形態３にかかる直流電源装置１００ｂでは、実施の形態１において説明した図１に示す構成に加え、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが中性線断線手段である開閉手段２０を介して接続されている。

開閉手段２０を有していない実施の形態１，２の構成では、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかの故障が発生した状態で継続して運転を行うと、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスを生じることとなり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの耐圧を超えて二次故障を招くおそれがある。また、このような二次故障を防止するためには、負荷１１として接続した機器の運転を停止する必要がある。

本実施の形態では、開閉手段２０を具備することで、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合には、開閉手段２０を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスを生じることなく、安定して負荷１１に電力供給を行うことが可能となり、また、負荷１１として直流電源装置１００ｂに接続した機器の運転を継続可能となる。

なお、図６に示す例では、実施の形態１において説明した図１の構成に開閉手段２０を加えた構成を示したが、実施の形態２において説明した図５の構成に開閉手段２０を加えた構成としてもよいことは言うまでもない。

以上説明したように、実施の形態３の直流電源装置によれば、開閉手段を介して第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子からなる直列回路の中点と第１のコンデンサおよび第２のコンデンサからなる直列回路の中点とを接続した構成としたので、第１の逆流防止素子、第２の逆流防止素子、第１のスイッチング素子、および第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合には、開閉手段を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの電圧アンバランスを生じることなく、また、負荷として直流電源装置に接続した機器の停止を招くことなく運転を継続可能となり、信頼性の高い直流電源装置を得ることが可能となる。

実施の形態４．
本実施の形態では、実施の形態１，３において説明した直流電源装置に接続する負荷について説明する。

図７は、直流電源装置の負荷として、電動機を駆動するインバータを接続した実施の形態４にかかる電動機駆動装置の一構成例を示す図である。なお、図７に示す直流電源装置１００の構成は、実施の形態１と同一であるので、ここでは説明を省略する。

図７に示す例において、電動機３１は、ｕ相、ｖ相、ｗ相の三相の固定子巻線を有し、回転子に永久磁石を用いた三相電動機であり、電動機駆動装置２００は、実施の形態１において図１で説明した直流電源装置１００の構成に加え、直流電源装置１００から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して電動機３１を駆動するインバータ３０と、電動機３１に流れる電流を検出する電流検出手段３２ａ，３２ｂと、直流電圧検出手段１４の検出結果および電流検出手段３２ａ，３２ｂの検出結果に基づきインバータ３０を制御する制御手段３３とを備えている。なお、図７に示す例では、各電流検出手段３２ａ，３２ｂがそれぞれ電動機３１へのｕ相電流およびｗ相電流を検出し、制御手段３３が各電流検出手段３２ａ，３２ｂにより検出されたｕ相電流およびｗ相電流からｖ相電流を得る構成としているが、各相電流を求める手法はこれに限るものではないことは言うまでもない。

電動機３１は、回転子が回転することにより永久磁石の磁束が固定子巻線に鎖交して誘起電圧が発生し、この誘起電圧とインバータ３０から出力される電圧との電位差によって固定子巻線に流れる電流に比例したトルクを出力する。この電動機３１の出力トルクは、固定子巻線に流れる電流と固定子巻線の巻数との乗算値に比例するため、インバータ３０が出力する各相電流を増加させることで、電動機３１の出力トルクを増加させることができるが、この場合には、電動機３１の銅損やインバータ３０での導通損失が増加し高効率化の阻害要因となる。

一方、固定子巻線の巻数を増加させることでも電動機３１の出力トルクを増加させることができるが、この場合には、固定子巻線に流れる電流を同等とするためにインバータ３０から出力される電圧を上昇させる必要がある。

本実施の形態にかかる電動機駆動装置では、実施の形態１において説明した直流電源装置１００を用いて、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃを遷移させることで、インバータ３０への出力電圧を幅広く調整することができる。つまり、インバータ３０への出力電圧を上昇させることで、インバータ３０から出力される電圧を上昇させることができるので、電動機３１の固定子巻線の巻数を増加することで、インバータ３０が出力する各相電流を増加させることなく、つまり、電動機３１の銅損やインバータ３０での導通損失を増加させることなく、電動機３１の出力トルクを上昇させることができ、高効率化に寄与することができる。

なお、電動機３１の固定子巻線の巻数を増加させない場合には、インバータ３０への出力電圧を上昇させ、インバータ３０から出力される各相電圧を上昇させることで、インバータ３０が出力する各相電流が増加することとなるが、この場合には、電動機３１を大型化することなく、電動機３１の出力トルクを上昇させることができ、電動機の小型化に寄与することができる。

また、実施の形態１において説明した直流電源装置１００を用いることで、実施の形態１と同様の効果、すなわち、電源力率の向上、高調波電流の低減、高効率化ならびに、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの小容量化を図ることが可能となる。

ところで、電動機３１に用いられる永久磁石としては、ネオジウム（Ｎｄ）やディスプロシウム（Ｄｙ）などの希土類磁石やフェライト磁石等が用いられる。希土類磁石は、フェライト磁石よりも磁力が強く、このような希土類磁石を用いた電動機は、少ない電流でトルクが発生するため、省エネルギー化を図るためには有利であるが、レアアースと呼ばれる稀少金属であるため、入手が困難であり、フェライト磁石に比べて高価である。そこで、近年、フェライト磁石のような入手性が高い磁石を用いた電動機が望まれている。フェライト磁石を用いた電動機は、希土類磁石を用いた電動機と比較してトルクが小さく、効率低下や減磁耐力の低下が課題となるが、実施の形態１において説明した直流電源装置１００を用いてインバータ３０への出力電圧を上昇させ、電動機３１の固定子巻線の巻数を増加することで、電動機３１の出力トルクを上昇させることができ、効率や減磁耐力を向上させることができるので、希土類磁石よりも入手性が高く、且つ安価なフェライト磁石を用いることが容易となる。

図８は、直流電源装置の負荷として、冷凍サイクル装置を構成する圧縮機の電動機を駆動するインバータを接続した実施の形態４にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。なお、図８に示す直流電源装置１００ｂの構成は、実施の形態３と同一であるので、ここでは説明を省略する。また、電動機駆動装置２００ａにおいて、図７に示す電動機駆動装置２００と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。

図８に示す例において、冷凍サイクル適用機器３００としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定しており、圧縮機４１、四方弁４２、室外熱交換器４３、膨張弁４４、室内熱交換器４５が冷媒配管４６を介して取り付けられた冷凍サイクル装置４００を有している。また、圧縮機４１内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構４７および圧縮機構４７を動作させる電動機３１が設けられ、圧縮機４１から室外熱交換器４３と室内熱交換器４５との間を冷媒が循環することで冷暖房、冷凍等を行う。

冷凍サイクル適用機器３００が空気調和機である場合、室内温度が使用者の設定した設定温度まで近づくと安定状態となり、制御手段３３は、圧縮機４１に搭載された電動機３１を低速で回転させるように、インバータ３０を制御する。つまり、このような空気調和機では、低速回転が最も長時間継続されるため、低速運転時の効率改善が省エネルギーに最も寄与する。したがって、固定子の巻線を増加させ、相対的に流れる電流量を少なくした電動機３１を用いるのが好ましい。

図９は、実施の形態４にかかる電動機駆動装置における電動機の回転数と直流電圧との関係を表す図である。一般に、空気調和機のような冷凍サイクル適用機器３００では、目標温度との差が大きい場合には能力を向上させて、迅速に目標温度に近づけるよう動作する。このとき、インバータ３０は、電動機３１の回転数を増加させて、圧縮機４１で圧縮する冷媒流量を増加させることで能力を向上させる。電動機３１の駆動に必要な電圧値は、図９に示すように電動機３１の回転数に比例して増加し、固定子の巻線の巻数が少なく誘起電圧が低い電動機の場合にはＶｍ１（図９中に示す破線）、固定子の巻線の巻数が多く誘起電圧が高い電動機の場合にはＶｍ２（図９中に示す一点鎖線）のような特性となる。誘起電圧が高い電動機を用いた場合には、インバータ３０から供給する電圧が増加する分、少ない電流で駆動することが可能であるため、インバータ３０の損失が小さくなり、高効率な運転が可能となる。しかし、全波整流モードで動作させた場合、直流電圧が低いため、高効率な運転が可能な最大回転数はＮ１が上限値となり、それ以上の回転数では弱め磁束制御を用いることで運転は可能であるが電流が増加するため効率は悪化することとなる。

図８に示す電動機駆動装置２００ａでは、直流電源装置１００ｂを、電動機３１の回転数の上昇に応じて、回転数Ｎ１までの領域では全波整流モード、回転数Ｎ１から回転数Ｎ２までの領域では昇圧モードｂまたは昇圧モードａ（倍電圧モード）、回転数Ｎ２では昇圧モードａ（倍電圧モード）、回転数Ｎ２以上の領域では昇圧モードｃまたは昇圧モードａ（倍電圧モード）へと切り替えることで、インバータ３０に出力する直流電圧を昇圧することができるので、電動機３１を高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。また、回転数Ｎ１以上の領域では、Ｖｍ２≒Ｖｄｃで動作させることにより、インバータ３０は変調率が高い状態で動作させることができ、ＰＷＭによるスイッチングパルス数が減少し、インバータ３０のスイッチング損失の低減や、電動機３１の高周波鉄損の低減による高効率化を図ることが可能である。また、直流電源装置１００ｂを昇圧モードｃで動作させることにより、昇圧モードａ（倍電圧モード）よりもさらに高い電圧をインバータ３０に出力可能であるため、電動機３１の固定子の巻線を増加させることで誘起電圧が増加し、高効率化が図れる。

さらに、図８では、圧縮機４１から熱交換器４３と４５間を冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う冷凍サイクル装置４００が構成されている。この冷凍サイクル装置４００で用いられる冷媒には多くの種類が存在し、その組成によりＨＣＦＣ冷媒やＨＦＣ冷媒と称され、オゾン層破壊係数が高いＨＣＦＣ冷媒からＨＦＣ冷媒への切替が世界的に進められている。

一方、ＨＦＣ冷媒は、地球温暖化係数（ＧＷＰ：Ｇｌｏｂａｌ Ｗａｒｍｉｎｇ Ｐｏｔｅｎｔｉａｌ）が高いため、ＧＷＰの高い冷媒の使用量を削減する規制、所謂、欧州Ｆ−ｇｕｓ規制が地球温暖化対策の一環として規制が制定され、今後は、ＨＦＣ冷媒からＨＦＯ冷媒などへ移行するような規制が施行されることになっている。

低ＧＷＰのＨＦＯ冷媒は、開発が始められており、実用化に向けた検討段階にある。冷媒としては、例えば、ＨＦＣ冷媒であるＲ３２やＨＦＯ冷媒であるＲ１２３４ＹＦ、Ｒ１１２３などが挙げられ、これらのうちで、特に、Ｒ１２３４ＹＦやＲ１１２３などのＨＦＯ冷媒は、ＧＷＰが１００以下で値が非常に低いことが特徴の冷媒である。ＨＦＯ冷媒は、大気中で自己分解するためＧＷＰが低いが、その一方で、大気中で自己分解することから、冷凍サイクル装置４００内に封入された場合でも化学反応を起こしやすく、密封封入されているが故に、圧縮機４１内部で圧力上昇や温度上昇しやすく、最悪条件では、圧縮機４１が破裂するおそれがある。特に、このような低ＧＷＰ冷媒は、微燃性や可燃性の性質があり、取り扱いや製品化に課題がある。また、この低ＧＷＰ冷媒を用いた冷凍サイクル装置４００をインバータ３０にて動作させる場合、インバータ３０も低ＧＷＰ冷媒に応じた制御が必要となるだけでなく、インバータ３０の製品保護も従来のＨＣＦＣ冷媒などを用いたものとは異なる保護が必要となる。

さらに、微燃性や可燃性の冷媒が着火するには着火源が必要であるが、冷凍サイクル装置４００中に封入された冷媒への着火源となるものは、圧縮機４１に内蔵された電動機３１であり、電動機３１にエネルギーを供給しているのはインバータ３０である。したがって、インバータ３０から電動機３１に供給されるエネルギー供給を遮断することで、冷媒の圧力上昇や温度上昇を抑制し、着火源を抑止することで低ＧＷＰ冷媒の安全性を高めることができる。

ここで、冷凍サイクル装置４００内に低ＧＷＰ冷媒が封入されている場合のインバータ３０の動作について説明する。

まず、上述のように、低ＧＷＰ冷媒の化学分解が発生する要因として、圧力上昇や温度上昇が考えられる。冷媒の圧力は、電動機３１の出力トルクにて推測することができる。また、冷媒の温度は、電動機３１の回転子内部の磁石温度に近似できるので、磁石温度を推定することで、冷媒の温度を推測することができる。

つぎに、冷媒温度の推測について説明する。電動機３１として永久磁石電動機を用いた構成では、回転子は冷媒に接触しており、冷媒温度と回転子温度はほぼ一致する。また、永久磁石は温度依存性があり、温度によって磁束量が変化する。この磁石特性を利用すれば、冷媒温度を推測することができる。具体的に言えば、永久磁石電動機の磁束量は、下記（１）式にて表される。

（１）式において、φは永久磁石の磁束量を表す値であり、Ｖｐはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ωは回転数、Ｒは抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスを示している。また、ｐは微分演算子である。

安定回転であれば、微分成分は０となるので、永久磁石の磁束量φは、ｑ軸電圧Ｖｐ、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、回転数ω、抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑから算出できる。この永久磁石の磁束量φを求める手法としては、オブザーバーなどで推定しても良いし、直接演算しても良く、他の如何なる手法を用いて推定しても良い。

上記のようにして推定したφの値と、所定の温度、例えば、常温想定の２５℃や高温想定の１２５℃で予め測定しておいた磁束量とを比較することによって、温度を推定することができる。この温度の推定は、予め測定した磁束量から近似式を作成しておいても良いし、テーブルデータ化しておいても良く、この温度の推定手法は問わない。

このようにして、磁石の磁束量から磁石温度を推定することで、磁石温度にほぼ近似できる冷媒温度を推測できる。

冷凍サイクル装置４００において、圧縮機４１内部での圧力上昇に伴う温度上昇は、理論上の範囲を特定できるので、理論上の範囲よりも高温になった場合、低ＧＷＰ冷媒が化学反応を起こすおそれがある。したがって、推定した冷媒温度が予め定められた温度以上となった場合、化学反応を起こす恐れがあるため、電動機３１の回転数を低下させるようにインバータ３０を動作させ、圧縮機４１での仕事量を抑え、温度上昇を抑制することで、低ＧＷＰ冷媒での課題であった化学反応を抑制することができる。

つぎに、冷媒圧力の推測について説明する。冷媒の圧力上昇についても同様に、圧力は電動機３１の出力トルクに比例するという性質を利用すれば、冷媒圧力を推測することができる。電動機３１の出力トルクは、下記（２）式にて表される。

（２）式において、Ｔｍは電動機の出力トルクを表す値であり、Ｐｍは電動機の極対数を示している。これら以外の各パラメータは、（１）式と同様である。

（２）式に示すように、出力トルクＴｍは、電動機３１に流れる電流（ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ）に比例する。したがって、電動機３１に流れる電流から出力トルクＴｍを推定することができる。圧縮機４１が動作する使用条件での出力トルクＴｍと圧力の関係は圧縮機４１の設計上で把握している関係があり、出力トルクＴｍが一意に決まれば、冷凍サイクル装置４００内の冷媒圧力を推定することができる。

低ＧＷＰ冷媒の化学反応が起こる圧力条件は、使用する圧力条件よりも高い条件となるため、出力トルクを推定し、推定した出力トルクが予め定められた所定の出力トルク以上になるような状態では、電動機３１の回転数を低下させるようにインバータ３０を動作させる。これにより、圧縮機４１の仕事量が低減でき、圧力上昇を抑制することができる。また、異常な圧力上昇が発生する場合、電動機３１に流れる電流が急上昇するので、電流の時間変化率ｄｉ／ｄｔを計測し、所定値以上のｄｉ／ｄｔになった場合に回転数低下もしくはインバータ３０での電力供給停止（動作停止）を行う。このような制御を行うことで、低ＧＷＰ冷媒での課題であった化学反応を抑制することができる。

以上のように、低ＧＷＰ冷媒の使用条件を超える温度上昇や圧力上昇を抑制するようにインバータ３０も動作させることで、低ＧＷＰ冷媒を安全に使用することが出来、地球温暖化対策に対応することができる。

また、本実施の形態では、低ＧＷＰ冷媒の化学反応を抑制する手法について記載したが、上述のような手法に限るものではなく、冷媒圧力や冷媒温度を推定できる如何なる手法を用いてもよく、推定した冷媒圧力や冷媒温度を用いて上述したような制御を行うことにより、同様な効果が得られることは言うまでもない。

また、低ＧＷＰ冷媒では、圧縮機４１の出力する吐出圧力は、ＨＣＦＣ冷媒、例えば、Ｒ４１０Ａなどよりも高くなると想定される。そのため、電動機３１が起動する際に、高い起動トルクが必要となる。本実施の形態では、図８に示すように、直流電源装置１００ｂをインバータ３０の前段に設けているので、起動トルクが不足する場合には、直流電圧を昇圧してトルクを補助できるので、少ない損失で起動不良の発生を抑制することができ、製品の信頼性を高めることができる。

このように、本実施の形態では、インバータ３０や直流電源装置１００ｂに特別な構成を用いることなく、制御手段に低ＧＷＰ冷媒の化学反応を招く現象を推定する機能を設けることで、簡単に低ＧＷＰ冷媒に対応する冷凍サイクル適用機器３００を得ることができる。

また、実施の形態３において説明したように、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合に、開閉手段２０を開制御すると共に、全波整流モードで動作させることにより、第１の逆流防止素子５ａ、第２の逆流防止素子５ｂ、第１のスイッチング素子４ａ、および第２のスイッチング素子４ｂの何れかに短絡故障が発生した場合においても、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧アンバランスを生じることなく、安定してインバータ３０に電力供給を行うことが可能となり、また、インバータ３０やインバータ３０により駆動される電動機３１の停止を招くことなく運転を継続可能となる。

なお、直流電源装置１００ｂに故障が発生し、開閉手段２０を開制御して全波整流モードで動作させた場合には、電動機３１の回転数が高い場合には弱め磁束制御を用いることで運転は可能であるが電流が増加するため効率は悪化する。一方、冷凍サイクル装置４００により冷暖房を行う空気調和機では、例えば、真夏に故障して運転が停止した場合、熱中症を招くおそれがある等、人体へ与える影響も大きい。また、高信頼性が必要な冷凍サイクル適用機器３００、例えば、サーバルームの空調が故障により運転が停止されると、サーバルームに設置された機器の故障を招くおそれがある。また、食品の冷凍室が故障により運転が停止されると、冷凍室に保管された食品の腐敗が進んでしまうおそれがある。本実施の形態では、直流電源装置１００ｂに故障が発生した場合でも、効率は低下するものの、全波整流モードでの動作により運転を継続できるため、人体への影響や機器の故障、あるいは食品の腐敗等を防ぐことができるので、信頼性の高い冷凍サイクル適用機器３００を得ることが可能となる。また、このような高信頼性を要する冷凍サイクル適用機器３００では、直流電源装置１００ｂに故障が発生した場合には、開閉手段２０を開制御して全波整流モードで動作させ応急運転を行うと共に、警報等により使用者に通知するようにしておくのが好ましい。このようにすれば、迅速に故障対応することが可能となり、復旧までの時間を短縮することができる。

また、直流電源装置１００の電源である交流電源１の電源電圧としては、２００Ｖ／４００Ｖなど様々な電源電圧が存在する。そのため、仕向地毎の各電源事情に併せて電動機３１を設計すると電動機仕様が複数種類となり、電動機３１の評価負荷や開発負荷が増大する。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、例えば、交流電源１の電源電圧が２００Ｖの場合には昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させ、交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合には全波整流モードで動作させることで、直流電圧が交流電源１の電源電圧が２００Ｖの場合と交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合とで同値となり、同一の電動機仕様で駆動することが可能となる。さらに、交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合においても、全波整流モードで動作させた場合、電源電圧が変動すると直流電圧が変動するが、例えば、全波整流モードで動作させた場合に直流電圧が想定値よりも低くなる場合には、昇圧モードｂを用いて直流電圧を昇圧することにより、電源電圧の変動による影響を低減することが可能となり、インバータ３０を一定電圧で動作させることが可能となる。

なお、図７，８に示す例では、実施の形態１，３において説明した図１，６の直流電源装置１００，１００ｂを用いる構成を示したが、実施の形態２において説明した図５の直流電源装置１００ａを用いる構成としてもよいことは言うまでもない。

以上説明したように、実施の形態４の電動機駆動装置および冷凍サイクル適用機器によれば、上述した実施の形態１から３に記載の直流電源装置を用いて構成することにより、実施の形態１から３において説明した直流電源装置により得られる効果を享受することができる。

また、電動機の回転数の上昇に応じて、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃを遷移させることで、インバータへの出力電圧、延いては、電動機への出力電圧を上昇させることができ、電動機の固定子巻線の巻数を増加することで、インバータが出力する各相電流を増加させることなく、つまり、電動機の銅損やインバータでの導通損失を増加させることなく、電動機の出力トルクを上昇させることができ、高効率化に寄与することができる。

また、電動機の固定子巻線の巻数を増加させない場合には、インバータへの出力電圧、延いては、電動機への出力電圧を上昇させることで、インバータが出力する各相電流が増加することとなるが、この場合には、電動機を大型化することなく、電動機の出力トルクを上昇させることができ、電動機の小型化に寄与することができる。

また、電動機への出力電圧を上昇させ、電動機の固定子巻線の巻数を増加することで、電動機の出力トルクを上昇させることができ、効率や減磁耐力を向上させることができるので、希土類磁石よりも入手性が高く、且つ安価なフェライト磁石を用いた電動機を使用することが容易となる。

また、電動機仕様を変更することなく異なる電源電圧に対応することが可能であるので、電動機の評価負荷や開発負荷を軽減することができる。

なお、上述した実施の形態では、交流電源から三相交流を供給する構成への適用例について説明したが、単相交流や二相交流、あるいは、四相以上の多相交流を供給する構成に適用することも可能であり、上述した実施の形態と同様の効果が得られることは言うまでもない。

また、上述した実施の形態において、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子や第１の逆流防止素子および第２の逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ：シリコンカーバイド）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよいことは言うまでもない。

このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子や逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置や電動機駆動装置の小型化が可能となる。

また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置の一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置や電動機駆動装置の高効率化が可能になる。

なお、スイッチング素子や逆流防止素子のいずれもがＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一つがＷＢＧ半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。

さらには、インバータを構成する各スイッチング手段をＷＢＧ半導体で構成してもよく、これにより直流電源装置や電動機駆動装置の更なる高効率化を図ることができることは言うまでもない。

また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、通常のＭＯＳＦＥＴよりも深いＰ層を持ち、深いＰ層がｎ層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有し、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても、同様の効果を得ることが可能であり、更なる低損失化を実現でき、高効率な直流電源装置や電動機駆動装置を提供できる。

また、直流電源装置の制御部およびインバータの制御手段としては、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。さらには、直流電源装置の制御部およびインバータの制御手段を同一パッケージ上に構成していてもよく、これら制御部や制御手段の構成により本発明が限定されるものではないことは言うまでもない。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、交流電源から供給される交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置の高効率化、電源力率の向上、および高調波電流の低減を可能とする技術として有用であり、特に、冷凍サイクル装置を有する空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯器、冷凍ショーケース等の冷凍サイクル適用機器において、直流電源装置の出力電圧をインバータで交流電圧に変換して、冷凍サイクルを構成する圧縮機の電動機を駆動する構成に適している他、ファンモータ、換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器等への適用も可能である。

１ 交流電源、２ 整流回路、３ 第１のリアクトル、４ａ 第１のスイッチング素子、４ｂ 第２のスイッチング素子、５ａ 第１の逆流防止素子、５ｂ 第２の逆流防止素子、６ａ 第１のコンデンサ、６ｂ 第２のコンデンサ、７ 充電手段、８ 第２のリアクトル、９ コンデンサ群、１１ 負荷、１２ 制御部、１３ 電源電圧検出手段、１４ 直流電圧検出手段、２０ 開閉手段、３０ インバータ、３１ 電動機、３２ａ，３２ｂ 電流検出手段、３３ 制御素子、４１ 圧縮機、４２ 四方弁、４３ 室外熱交換器、４４ 膨張弁、４５ 室内熱交換器、４６ 冷媒配管、４７ 圧縮機構、５０，５１，５２ リアクトル、１００，１００ａ，１００ｂ 直流電源装置、２００，２００ａ 電動機駆動装置、３００ 冷凍サイクル適用機器、４００ 冷凍サイクル装置。

一方、ＨＦＣ冷媒は、地球温暖化係数（ＧＷＰ：Ｇｌｏｂａｌ Ｗａｒｍｉｎｇ Ｐｏｔｅｎｔｉａｌ）が高いため、ＧＷＰの高い冷媒の使用量を削減する規制、所謂、欧州Ｆ−ｇａｓ規制が地球温暖化対策の一環として規制が制定され、今後は、ＨＦＣ冷媒からＨＦＯ冷媒などへ移行するような規制が施行されることになっている。

（１）式において、φは永久磁石の磁束量を表す値であり、Ｖｑはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ωは回転数、Ｒは抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスを示している。また、ｐは微分演算子である。

安定回転であれば、微分成分は０となるので、永久磁石の磁束量φは、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、回転数ω、抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑから算出できる。この永久磁石の磁束量φを求める手法としては、オブザーバーなどで推定しても良いし、直接演算しても良く、他の如何なる手法を用いて推定しても良い。

１ 交流電源、２ 整流回路、３ 第１のリアクトル、４ａ 第１のスイッチング素子、４ｂ 第２のスイッチング素子、５ａ 第１の逆流防止素子、５ｂ 第２の逆流防止素子、６ａ 第１のコンデンサ、６ｂ 第２のコンデンサ、７ 充電手段、８ 第２のリアクトル、９ コンデンサ群、１１ 負荷、１２ 制御部、１３ 電源電圧検出手段、１４ 直流電圧検出手段、２０ 開閉手段、３０ インバータ、３１ 電動機、３２ａ，３２ｂ 電流検出手段、３３ 制御手段、４１ 圧縮機、４２ 四方弁、４３ 室外熱交換器、４４ 膨張弁、４５ 室内熱交換器、４６ 冷媒配管、４７ 圧縮機構、５０，５１，５２ リアクトル、１００，１００ａ，１００ｂ 直流電源装置、２００，２００ａ 電動機駆動装置、３００ 冷凍サイクル適用機器、４００ 冷凍サイクル装置。

Claims (13)

1. 交流電源から供給される交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
   前記交流を整流する整流回路と、
   前記交流電源と前記整流回路との間に各相毎に挿入された第１のリアクトルと、
   直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサを具備し、前記負荷への出力端子間に接続された第１のコンデンサ群と、
   直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を具備し、前記整流回路と前記第１のコンデンサ群との間に並列に接続されたスイッチング素子群と、
   前記スイッチング素子群の動作により前記第１のコンデンサ群に充電された電荷の前記スイッチング素子群への逆流を阻止する逆流阻止手段と、
   一端が前記スイッチング素子群の中点に電気的に接続され、他端が前記第１のリアクトルにおける前記整流回路側の各相端子に接続される３つのコンデンサを具備する第２のコンデンサ群と、
   を備え、
   前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子に対する各オンデューティを同一に制御しつつ前記負荷への出力電圧を昇圧することを特徴とする直流電源装置。
2. 一端が前記第１のリアクトルと前記第２のコンデンサ群との接続点に接続され、他端が前記整流回路に接続される第２のリアクトルをさらに備え、
   前記第２のリアクトルのインダクタンス値は、前記第１のリアクトルのインダクタンス値よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオフ制御状態とする全波整流モードと、
   前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオン制御する昇圧モードと、
   を有することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
4. 前記昇圧モードにおいて、前記交流電源から供給される交流の電圧が閾値以上である場合に、前記オンデューティが５０％未満とされ、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の同時オフ区間が設けられていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
5. 前記昇圧モードにおいて、前記交流電源から供給される交流の電圧が閾値未満である場合に、前記オンデューティが５０％以上とされ、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の同時オン区間が設けられていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
6. 前記スイッチング素子群の中点と前記第１のコンデンサ群の中点との間に接続される開閉手段をさらに備えたことを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
7. 前記逆流阻止手段、前記第１のスイッチング素子、および前記第２のスイッチング素子の何れかに短絡故障が発生した場合に、前記開閉手段を開制御して、前記全波整流モードで動作させることを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
8. 前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルとが異なるコア材を磁気結合した１つの磁気結合リアクトルとして構成されていることを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
9. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記逆流阻止手段を構成する半導体素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項１から８の何れか１項に記載の直流電源装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項９に記載の直流電源装置。
11. 請求項１から１０の何れか１項に記載の直流電源装置を備え、
    前記負荷として、電動機を駆動するインバータを備えることを特徴とする電動機駆動装置。
12. 冷凍サイクル装置内の冷媒を圧縮する圧縮機に内蔵された電動機を駆動する電動機駆動装置によって熱交換を行う冷凍サイクル適用機器であって、
    前記冷媒は、ＨＦＣ冷媒よりも地球温暖化係数が低く、
    前記電動機駆動装置は、前記冷媒の圧力上昇、もしくは、前記冷媒の温度上昇を推測し、当該冷媒の圧力上昇または温度上昇を抑制するよう動作することを特徴とする冷凍サイクル適用機器。
13. 前記電動機駆動装置は、
    請求項１から１０の何れか１項に記載の直流電源装置を備え、
    前記負荷として、前記電動機を駆動するインバータを備えることを特徴とする請求項１２に記載の冷凍サイクル適用機器。