KR101629397B1 - 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법 - Google Patents

비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법 Download PDF

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이수형
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Abstract

본 발명은 각 모듈이 다른 전압을 사용하여 조합에 따라 많은 레벨 표현이 가능하도록 한 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM;풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 제어하는 제어수단;을 포함하고,비대칭 ARM을 구성하는 각 모듈이 다른 전압을 사용하고 이들의 조합에 의해 출력 전압 레벨을 표현하는 것이다.

Description

비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법{Apparatus and Method for Controlling of Asymmetric Modular Multilevel Converter}
본 발명은 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터에 관한 것으로, 구체적으로 각 모듈이 다른 전압을 사용하여 조합에 따라 많은 레벨 표현이 가능하도록 한 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 모듈러 멀티레벨 컨버터(MMC:Modular Multilevel Converter)의 경우에는 파워반도체회로가 2개의 출력단자를 형성하는 다수의 서브모듈(sub-module)을 포함하고, 이들 다수의 서브모듈은 직렬로 연결된다.
각 서브모듈은 예컨대 에너지저장부와 전력용 반도체를 포함한다.
전력용 반도체는 파워반도체스위치 및 환류다이오드로 구성될 수 있으며, 예컨대 IGBT로 구현될 수 있다. 이러한 서브모듈은 다수의 전력용 반도체가 서로 연결됨으로써, 이른바 하프브릿지 또는 풀브릿지(Full-Bridge) 회로 등으로 구성된다.
또한, MMC 컨버터의 서브모듈에서는 두 출력단자에 에너지저장부의 전압, 영전압 또는 극성반전되는 에너지저장부 전압 중 하나가 나타난다.
이와 같은 종래 기술에서 하프브릿지 구조를 사용하여 각 모듈의 전압을 다르게 제어하는 경우에는, 막대한 크기의 순환전류가 발생하는 문제가 있으며, 풀브릿지 구조의 제어를 통해 이를 완전히 해결할 수 있다.
따라서, 새로운 멀티레벨 컨버터 제어에 관한 기술 개발이 요구되고 있다.
대한민국 공개특허번호 제10-2015-0028282호 대한민국 공개특허번호 제10-2014-0051810호
본 발명은 이와 같은 종래의 컨버터 제어에 관한 기술의 문제를 해결하기 위한 것으로, 각 모듈이 다른 전압을 사용하여 조합에 따라 많은 레벨 표현이 가능하도록 한 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 컨버터가 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM으로 구성되며, 풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 정확한 제어를 할 수 있도록 한 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 컨버터가 레벨마다 다른 캐패시터 전압을 사용하여, 모듈의 수 대비 기하급수적으로 많은 출력 전압 레벨을 구현할 수 있으며, 풀브릿지의 정밀한 제어를 통해, 순환전류 제거 및 상시 캐패시터 전압 제어가 가능하도록 한 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 풀브릿지 구조를 DC측 사고 발생 시 AC계통에서 흘러오는 사고전류를 막아주는 역할을 할 수 있도록 한 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
이와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치는 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM;풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 제어하는 제어수단;을 포함하고, 비대칭 ARM을 구성하는 각 모듈이 다른 전압을 사용하고 이들의 조합에 의해 출력 전압 레벨을 표현하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM이 VDC 입력 단자와 VAC 출력단자 사이에 직렬 연결되어 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 구성하고, DC 모선을 공유하여 3개의 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 연계하여 3상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 구성하는 것을 특징으로 한다.
그리고 비대칭 ARM은,VDC 입력 단자(+)와 VDC 입력 단자(-)사이에 풀브릿지로 구성된 N개의 Module f와, 하프브릿지로 구성된 K개의 Module h로 구성되고, 개별 Module h는 전압을 동일하게 나누어 담당하고, Module h의 내부 캐패시터의 전압은 AMMC가 정상상태일 때 항상 DC모선 전압과 동일한 VDC가 되는 것을 특징으로 한다.
그리고 풀브릿지로 구성된 Module f의 내부 캐패시터 전압은 제어에 의해 순차적으로 다르게 구성되고, Module f 1은 DC모선 전압의 1/2, Module f 2는 DC모선 전압의 1/4, Module f N은 DC모선 전압의 2-N이 되는 것을 특징으로 한다.
그리고 1개의 Module h로만 Arm을 구성하는 경우에는 +1/2 및 -1/2로 두 개의 레벨이 구현되며, K개의 Module h로 Arm을 구성하는 경우에는 Module h에 의해 -1/2에서 +1/2까지 총 K+1개의 레벨이 구현되고, Module f의 캐패시터 전압 기준 값(VDC)은 1/K가 되는 것을 특징으로 한다.
그리고 N개의 Module f 와 K개 의 Module h 는 총 2N·K+1 레벨을 구현하는 것을 특징으로 한다.
그리고 최고 전압을 담당하는 모듈인 Module h를 제외하고 나머지 모듈인 Module f 은 풀브릿지이며, Module h가 1개인 경우에는 N개로 연결된 모든 Module f의 캐패시터 전압들의 합은 VDC(1-2-N)으로 DC고장 시 정상상태 대비 1/(1-2-N)배의 캐패시터 전압으로 고장전류를 차단하는 것을 특징으로 한다.
그리고 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치를 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터에 적용하기 위하여, Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터를 H-Bridge 컨버터들을 직렬로 연결하여 구성하고, Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터는 싱글레벨, 멀티레벨, MMC의 Voltage Source Converter 출력(converter AC Out)을 세분화하여 출력 전압 레벨이 10 레벨이 넘는 새로운 출력(Modified AC Out)을 내보내는 것을 특징으로 한다.
그리고 Converter AC Out의 레벨이 J레벨인 경우를 가정하면, N개의 H-bridge로 구성된 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터의 Modified AC Out의 레벨은 (J-1)·2N+1가 되는 것을 특징으로 한다.
다른 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법은 VDC 입력 단자(+)와 VDC 입력 단자(-)사이에 풀브릿지로 구성된 N개의 Module f와, 하프브릿지로 구성된 K개의 Module h로 구성되는 비대칭 ARM의 제어에 있어서, 개별 Module h는 전압을 동일하게 나누어 담당하고, Module h의 내부 캐패시터의 전압의 합은 AMMC가 정상상태일 때 항상 DC모선 전압과 동일한 VDC가 되도록 하고, 풀브릿지로 구성된 Module f의 내부 캐패시터 전압은 제어에 의해 순차적으로 다르게 구성되도록 하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 컨버터 DC전압 VDC의 양의 전압 부분에서 컨버터를 구성하는 Arm으로 흘러들어오는 전류 i를 고려할 때, 해당 n번째 모듈의 캐패시터에 걸리는 전압VCn와의 관계를 (VDC/2n - VCn)*i>0을 기준으로 제어하고, 여기서, n은 개별 풀브릿지 모듈의 전압 담당 순서, VCn 은 모듈 n의 캐패시터에 걸리는 전압인 것을 특징으로 한다.
그리고 (VDC/2n - VCn) > 0인 경우에는 모듈의 캐패시터 전압이 적정수준 이하이므로 충전이 필요하며, i > 0인 경우에는 전류가 DC모선의 높은 전압에서 낮은 전압 방향으로 Arm을 통해 흐르는 것으로 판단하여, 해당 모듈을 (-)로 제어하여 캐패시터를 충전하는 것을 특징으로 한다.
그리고 (VDC/2n - VCn) < 0인 경우에는 캐패시터 전압이 적정 수준 이상이므로 방전이 필요하며, i < 0일 경우에는 전류가 DC모선의 음의 전압에서 양의 방향으로 Arm을 통해 흐르는 것으로 판단하여, 해당 모듈을 (-)로 제어하여 캐패시터를 방전하는 것을 특징으로 한다.
그리고 수식을 만족하지 않는 상황 중, 좌우 변의 값이 동일한 경우는 캐패시터 전압이 이상적인 상황으로 판단하여 (0)으로 모듈을 제어하여 캐패시터 전압을 그대로 유지하거나, (+) 또는 (-)를 반복하고, 수식을 만족하지 않는 상황 중 좌변의 값이 0 미만인 (VDC/2n - VCn) < 0 & i > 0 또는 (VDC/2n - VCn) > 0 & i < 0 두 경우에는 (+)로 모듈을 제어하여 방전 또는 충전을 하는 것을 특징으로 한다.
그리고 최고 전압을 담당하는 최상위 모듈 Module h는 AC 출력전압이 DC모선 전압인 VDC 범위내에 존재하고 캐패시터의 전압이 1/KVDC 수준으로 유지되는 것을 특징으로 한다.
그리고 상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM이 VDC 입력 단자와 VAC 출력단자 사이에 직렬 연결되어 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 구성하고, 상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM 각각에 걸리는 Module h 전압의 합은 VDC가 되도록 각 Arm의 모듈이 제어되고, 상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM의 Module h 총량의 절반이 항상 On 또는 Off되는 것을 특징으로 한다.
그리고 Module h간의 전압 제어는, 전류의 흐름에 따라 가장 전압이 낮은 모듈을 우선 충전하고 가장 전압이 높은 모듈을 우선 방전하도록 모듈 간 전압을 비교하며 수행하는 것을 특징으로 한다.
이와 같은 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법은 다음과 같은 효과를 갖는다.
첫째, 컨버터가 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM으로 구성되고 각 모듈이 다른 전압을 사용하여 조합에 따라 많은 레벨 표현이 가능하다.
둘째, 컨버터가 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM으로 구성되며, 풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 정확한 제어를 할 수 있다.
셋째, 컨버터가 레벨마다 다른 캐패시터 전압을 사용하여, 모듈의 수 대비 기하급수적으로 많은 출력 전압 레벨을 구현할 수 있으며, 풀브릿지의 정밀한 제어를 통해, 순환전류 제거 및 상시 캐패시터 전압 제어가 가능하다.
넷째, 풀브릿지 구조가 DC측 사고 발생 시 AC계통에서 흘러오는 사고전류를 막아주는 역할을 할 수 있도록 한다.
다섯째, 풀브릿지의 정밀한 제어를 통해, 순환전류 제거 및 상시캐패시터 전압 제어가 가능하여 전력 전송 관리 시스템에 효과적으로 적용될 수 있다.
도 1은 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터 구성도
도 2는 3상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터 구성도
도 3은 컨버터 Arm 구성도
도 4a는 하프브릿지 모듈 구성도
도 4b는 풀브릿지 모듈 구성도
도 5는 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 장치의 구성도
도 6은 풀브릿지 모듈의 캐패시터 충방전 제어를 나타낸 구성도
도 7은 하프브릿지 모듈의 캐패시터 충방전 제어를 나타낸 구성도
도 8은 개별 모듈 제어 블록 다이어그램
도 9는 3개의 풀브릿지 모듈과 1개의 하브프릿지 모듈로 구성되는 Arm의 일 예를 나타낸 구성도
도 10은 9 레벨 컨버터 풀브릿지 모듈의 캐패시터 전압을 나타낸 구성도
도 11은 Cascaded 하프 브릿지 컨버터의 핵심 구성도
도 12a 내지 도 12f는 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치의 동작 그래프
이하, 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법의 바람직한 실시 예에 관하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법의 특징 및 이점들은 이하에서의 각 실시 예에 대한 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
도 5는 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 장치의 구성도이다.
본 발명은 각 모듈이 다른 전압을 사용하여 조합에 따라 많은 레벨 표현이 가능하도록 한 것으로, 컨버터가 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM으로 구성되며, 풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 정확한 제어를 할 수 있도록 한 것이다.
본 발명은 컨버터가 레벨마다 다른 캐패시터 전압을 사용하여, 모듈의 수 대비 기하급수적으로 많은 출력 전압 레벨을 구현할 수 있으며, 풀브릿지의 정밀한 제어를 통해, 순환전류 제거 및 상시 캐패시터 전압 제어가 가능하도록 하고, 풀브릿지 구조가 DC측 사고 발생 시 AC계통에서 흘러오는 사고전류를 막아주는 역할을 할 수 있도록 한 것이다.
이를 위한 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치는 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM과, 풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 제어하는 제어수단을 포함한다.
도 1은 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터 구성도이다.
그리고 도 2는 3상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터 구성도이고, 도 3은 컨버터 Arm 구성도이다.
본 발명에 따른 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터는 도 1과 같이 상부 Arm(10)과 하부 Arm(20)이 VDC 입력 단자와 VAC 출력단자 사이에 직렬 연결되는 것으로, 기존의 DC-to-AC 컨버터와 기본 구성이 동일하여 계통연계 또는 계통분리 어떤 상황에서도 전력공급을 위한 기존의 기술들을 어려움 없이 사용할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 컨버터는 DC모선을 공유하여 3개의 구조를 도 2와 같이 연계하면 손쉽게 3상 컨버터로 전환이 된다.
본 발명에 따른 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터(AMMC)는 각 Arm이 여러 모듈을 포함한다.
다만, 모든 모듈에 동일한 전압을 사용한 것과 달리, 도 3과 같이 각 모듈이 다른 전압을 사용하므로, 조합에 따라 매우 많은 출력 전압 레벨 표현이 가능하다.
도 3의 모듈에서 n은 1부터 N까지의 숫자를 의미하며, N은 Module f의 전체 수를 의미한다.
도 4a는 하프브릿지 모듈 구성도이고, 도 4b는 풀브릿지 모듈 구성도이다.
Module h는 도 4a와 같이 하프브릿지로 구성되며, Module f는 도 4b에서와 같이 풀브릿지로 구성된다.
VM은 각 모듈에 걸리는 전압을 의미한다. 변압기를 사용하지 않고 고전압에 적용하기 위해 Module h는 K개로 구성될 수 있으며, 이때, 개별 Module h는 전압을 동일하게 나누어 담당한다.
하프브릿지로 구성된 Module h의 내부 캐패시터의 전압은 AMMC가 정상상태일 때 항상 DC모선 전압과 동일한 VDC가 된다.
풀브릿지로 구성된 Module f의 내부 캐패시터 전압은 제어에 의해 순차적으로 다르게 구성된다. 즉, Module f 1은 DC모선 전압의 1/2, Module f 2는 DC모선 전압의 1/4, Module f N은 DC모선 전압의 2-N이 된다.
1개의 Module h로만 Arm을 구성하는 경우에는 +1/2 및 -1/2로 두 개의 레벨이 구현되며, K개의 Module h로 Arm을 구성하는 경우에는 -1/2에서 +1/2까지 총 K+1개의 레벨이 구현된다.
이때, Module f의 캐패시터 전압 기준 값(도 4b의 VDC)은 1/K가 된다.
그리고 1개의 Module h에 Module f가 하나 더해지는 경우(Module f 1)에는 +1/2, 0, -1/2로 세 개의 레벨이 구현된다.
Module f n이 하나 더 추가되는 경우 (Module f 1, Module f 2)에는 +1/2, +1/4, 0, -1/4, -1/2로 다섯 개의 레벨이 구현되며, 총 3개의 Module f 와 하나의 Module h (Module f 1, Module f 2, Module f 3, Module h 1)가 구현하는 레벨은 +1/2, +3/8, +1/4, +1/8, 0, -1/8, -1/4, -3/8, -1/2로 아홉 개이다. 즉, N개의 Module f 와 하나의 Module h 는 총 2N+1 레벨을 구현한다.
풀브릿지와 하프브릿지 조합의 특성을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
비대칭 하프브릿지 구조를 사용하여 각 모듈의 전압을 다르게 제어하는 경우에는, 막대한 크기의 순환전류가 발생하는 문제가 있으며, 대칭형 하프브릿지 또는 풀브릿지 구조의 제어를 통해 이를 해결할 수 있다.
기존의 MMC는 하프브릿지가 주류를 이루나, 모든 모듈의 캐패시터 전압이 동일한 대칭형이므로, 제어를 통한 순환전류 감소가 가능하다.
하프브릿지 구조의 경우, 전류가 통과하는 스위치 소자의 수가 풀브릿지의 절반이므로, 손실이 풀브릿지의 절반이다.
본 발명에 따른 AMMC는 가장 높은 전압을 담당하는 모듈을 하프브릿지로 구성함으로써, 풀브릿지로 구성된 모듈이 대다수임에도 불구하고 AMMC 전체 효율을 극대화할 수 있다.
이는 최고 레벨을 구성하는 모듈이 역방향으로 전압을 가할 필요성이 없으므로 가능하다.
그리고 최고 전압 담당 모듈인 Module h를 제외하고 나머지 모듈인 Module f 은 풀브릿지이며, Module h가 1개인 경우에는 N개로 연결된 모든 Module f의 캐패시터 전압들의 합은 VDC(1-2-N)으로 DC고장 시 정상상태 대비 1/(1-2-N)배의 캐패시터 전압으로 고장전류를 차단할 수 있다.
이는 하프브릿지에서는 불가능한 풀브릿지 만의 특성이므로, 본 AMMC는 본래의 제어목적 이외에 DC 고장전류 차단의 부가적 성능을 갖는다.
그리고 캐패시터 밸런싱 및 멀티레벨 아웃풋 제어에 관하여 설명하면 다음과 같다.
도 6은 풀브릿지 모듈의 캐패시터 충방전 제어를 나타낸 구성도이고, 도 7은 하프브릿지 모듈의 캐패시터 충방전 제어를 나타낸 구성도이다.
그리고 도 8은 개별 모듈 제어 블록 다이어그램이다.
컨버터 DC전압, VDC의 양의 전압 부분에서 컨버터 Arm으로 흘러들어오는 전류 i를 고려할 때, 해당 모듈의 캐패시터에 걸리는 전압 Vc와의 관계를 수학식 1과 같이 비교하여 제어한다.
Figure 112016035618240-pat00001
여기서, n은 개별 풀브릿지 모듈의 전압 담당 순서, VCn 은 모듈 n의 캐패시터에 걸리는 전압이다.
(VDC/2n - VCn) > 0인 경우에는 모듈의 캐패시터 전압이 적정수준 이하이므로 충전이 필요하며, i > 0인 경우에는 전류가 DC모선의 높은 전압에서 낮은 전압 방향으로 Arm을 통해 흐르는 상황을 의미한다.
즉, 수학식 1의 상황에서는 모듈을 도 6의 (-)로 제어하여 캐패시터를 충전하게 된다.
반대로, (VDC/2n - VCn) < 0인 경우에는 캐패시터 전압이 적정 수준 이상이므로 방전이 필요하며, i < 0일 경우에 수학식 1을 만족하게 되므로 전류는 DC모선의 음의 전압에서 양의 방향으로 Arm을 통해 흐르게 된다.
즉, 이 경우에는 도 6의 (-)로 제어하여 캐패시터를 방전할 수 있게 된다.
수학식 1을 만족하지 않는 상황 중, 좌우 변의 값이 동일 한 경우는 캐패시터 전압이 이상적인 상황을 의미하며, 현실적으로는 찰나에 해당한다.
이 경우는 출력전압의 상태에 따라 도 6의 (0)으로 모듈을 제어하여 캐패시터 전압을 그대로 유지하거나, (+) 또는 (-)를 반복한다.
그리고 수학식 1을 만족하지 않는 상황 중 좌변의 값이 0 미만인 경우는 (VDC/2n - VCn) < 0 & i > 0 또는 (VDC/2n - VCn) > 0 & i < 0 두 경우이며, 이때에는 도 6의 (+)로 모듈을 제어하여 적절하게 방전 또는 충전을 할 수 있다.
도 6의 (0)은 특정 출력레벨에서 모듈이 전압을 가하지 않아야 하는 경우의 동작이며, 모듈이 전압을 가해야 하는 상황에서는 (+) 또는 (-)로 동작한다.
각 모듈의 제어는 표 1과 같이 구성되며, 현 모듈의 (+), (0), (-) 구성에 따라 차 상위레벨로 입력신호를 보내어 상위 모듈의 절절한 제어가 가능하도록 한다.
차하위 레벨에서 보낸 입력신호는 현 모듈의 레벨을 나타내는 이진수 입력신호와 합해지며 최종 필요 레벨을 결정한다.
같은 원리는 Module f 모두에 적용이 되며, 최하위 모듈인 Module f N은 차 하위 모듈이 존재하지 않으므로 입력신호가 항상 0으로 표 2와 같이 제어된다.
Figure 112015118491228-pat00002
Figure 112015118491228-pat00003
여기서, 최상위 모듈 Module h는 하프브릿지 구조로 모듈 레벨이 양수가 될 수 없다. 즉, AC 출력전압이 DC모선 전압인 VDC를 넘어설 수 없다.
또한, 컨버터의 출력은 VDC 범위 내에서 존재하므로, 최상위 모듈로 구현되는 출력전압의 최종 필요 레벨은 1 또는 0 으로 국한된다. 즉, 최상위 레벨의 (A)신호가 1인 경우에는 (B)신호는 1이 될 수 없으며, (A)가 0인 경우 (B)는 -1이 될 수 없다.
최상위 모듈 Module h는 캐패시터의 전압이 1/KVDC수준으로 유지가 되며, 하위모듈인 Module f가 알고리즘에 따라 정확한 캐패시터 전압 유지를 하는 것과는 다른 방식으로 동작한다.
동작 원리는 DC모선과의 관계를 통해 기존 MMC의 모듈전압이 자연스럽게 균형을 이루는 원리와 같다.
즉, 상부 Arm과 하부 Arm 각각에 걸리는 Module h 전압의 합은 VDC가 되도록 각 Arm의 모듈이 제어된다.
제어를 위해 상부 Arm 및 하부 Arm의 Module h 총량의 절반이 항상 On 또는 Off 된다.
예를 들어, 상부 Arm이 1/4VDC의 전압이 걸리는 경우 하부 Arm은 3/4VDC이 걸리도록 제어가 된다.
이때, 출력 전압은 -1/2VDC + 3/4VDC (또는 1/2VDC - 1/4VDC)에 의해 1/4VDC가 된다.
DC 전원의 전압과 실시간 모듈에 걸리는 전압이 동일 수준으로 유지되며, 따라서 전류의 방향과 최상위 모듈의 캐패시터 전압레벨은 캐패시터 전압제어에서 따로 고려하지 않아도 된다.
최상위 모듈은 표 3과 같이 제어되며, 제어신호에 따른 모듈 상태는 도 7과 같다.
Figure 112015118491228-pat00004
예를 들어, Module h가 3개로 구성된 Arm이 컨버터를 구성한 경우, 표 3의 신호 (C)가 (0)인 경우에 2개의 Module h가 (0), 1개의 Module h가 (-)상태였다고 가정하면, 신호 (C)가 (-)인 경우에는 1개의 Module h가 (0), 2개의 Module h가 (-)상태가 된다. 이는 표 4에서와 같다.
Figure 112015118491228-pat00005
Module h간의 전압 제어는 기존의 MMC 모듈 제어 방식대로 전류의 흐름에 따라 가장 전압이 낮은 모듈을 우선 충전하고 가장 전압이 높은 모듈을 우선 방전하도록 모듈 간 전압을 비교하며 수행한다.
상기한 바와 같이 최종 결정된 현 모듈제어 신호 (+), (0), (-)는 각 모듈로 전달되어 모듈의 상태를 결정하며, 이는 도 8에서와 같다.
도 8은 개별 모듈 제어 블록을 나타낸 것으로, Module h(81a)를 제어하는 Module h 제어 블록(80a), Module 1(81b)를 제어하는 Module 1 제어 블록(80b), Module n(81c)를 제어하는 Module n 제어 블록(80c), Module N(81d)를 제어하는 Module N 제어 블록(80d)를 포함한다.
도 8의 입력신호 A는 출력 전압 레벨을 2진수 변환을 통해 수학식 2와 같이 얻어진다.
Figure 112015118491228-pat00006
예를 들어, 도 9와 같이 3개의 풀브릿지 모듈이 있는 경우 (N=3), 출력전압은 0부터 8까지 총 9 레벨이며 표 5와 같이 나타낼 수 있다.
도 9는 3개의 풀브릿지 모듈과 1개의 하브프릿지 모듈로 구성되는 Arm의 일 예를 나타낸 구성도이다.
Figure 112015118491228-pat00007
하프브릿지 모듈의 캐패시터 전압은 항상 DC모선 전압인 VDC이며, 9 레벨 컨버터 풀브릿지 모듈의 캐패시터 전압은 도 10과 같이 구성된다.
도 10은 9 레벨 컨버터 풀브릿지 모듈의 캐패시터 전압을 나타낸 구성도이다.
Module h가 여러 개가 요구되는 경우의 한 예로, Module h가 3개인 경우 표 6과 같이 25 레벨이 구현되며, 복수의 Module h를 제어하기 위해 표 4의 과정을 거치는 Module h 레벨의 합은 10진수로 표현이 된다.
Figure 112015118491228-pat00008
컨버터 출력레벨에 따른 모듈상태 경우의 수는 다음과 같다.
본 발명에서 제안된 제어알고리즘을 사용하지 않고 모듈상태를 모든 경우의 수를 고려하여 한 번에 제어한다면, 9 레벨 컨버터의 경우 표 7의 경우의 수를 고려해야 한다.
Figure 112015118491228-pat00009
모듈의 증가에 따라 일반적 출력 전압 레벨에서 경우의 수는 기하급수적으로 증가하여, 출력 전압 레벨을 높이는 것이 매우 어려워지고 제어를 위한 시스템 자원 요구량도 기하급수적으로 증가하게 된다.
본 발명에서 제안된 제어방식은 이러한 문제를 받아올림을 사용한 덧셈의 간단한 원리로 해결하여, 매우 높은 출력 전압 레벨에서도 간단히 도 8의 제어블록을 늘리는 것으로 제어를 수행할 수 있다.
본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치의 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터 적용은 다음과 같이 이루어진다.
Cascaded H-Bridge 컨버터는 H-Bridge(full bridge) 컨버터들을 직렬로 연결한 컨버터이며, 도 11은 Cascaded 하프 브릿지 컨버터의 핵심 구성도이다.
도 11의 converter AC Out은 기존의 가장 간단한 형태의 컨버터인 단상 싱글레벨 컨버터, 멀티레벨 컨버터, MMC 등 다양한 Voltage Source Converter의 출력이 될 수 있으며, Cascaded H-Bridge Converter는 이러한 출력을 세분화하여 높은 전압 레벨을 구현하여 새로운 출력 Modified AC Out을 내보낸다.
기존의 H-Bridge 컨버터는 각 모듈이 동일 전압을 담당하는 경우가 주류이고, 모듈간의 전압을 다르게 가져가는 경우에도 모듈의 개수가 3개를 넘지 못하였다. 이는 Asymmetric MMC의 경우와 마찬가지로, 모듈간 전압이 다른 경우 레벨의 증가에 따라 제어가 기하급수적으로 복잡해지기 때문이다.
이에 비하여 본 발명에서 제안된 Asymmetric MMC 제어기의 풀브릿지 제어 부분은 Asymmetric Cascaded H-Bridge에도 그대로 적용되며, 매우 높은 전압레벨을 간단하게 구현할 수 있다.
즉, 본 제어기를 통해 출력 전압 레벨이 10 레벨을 넘는 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터를 구현할 수 있다.
Cascaded H-Bridge의 캐패시터 전압 중 가장 높은 전압은 Converter AC Out 각 전압 레벨간격의 절반으로 구성된다.
즉, 싱글레벨 컨버터의 경우에는 Converter AC Out이 -1/2VDC, +1/2VDC 이므로, 가장 높은 캐패시터 전압이 1/2VDC가 된다. 마찬가지로, 3레벨 멀티레벨 컨버터를 상정하면, Converter AC Out이 -1/2VDC, 0, +1/2VDC 이므로, 가장 높은 캐패시터 전압은 1/4VDC 가 된다.
제어방식은 AMMC의 풀브릿지 모듈인 Module f n과 동일하며, Converter AC Out의 레벨이 J레벨인 경우를 가정하면, N개의 H-bridge로 구성된 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터의 Modified AC Out의 레벨은 (J-1)·2N+1가 된다.
도 12a 내지 도 12f는 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치의 동작 그래프이다.
멀티레벨 컨버터의 출력 전압 레벨을 증가시킴에 따라, 전체 전압수준 대비 개별 레벨의 전압 차가 줄어들게 되므로, 출력 전압 레벨의 증가 효과를 저감하지 않기 위해서는 각 모듈의 캐패시터 전압을 매우 일정하게 유지해야 한다.
이를 위해서는 제어기의 동작속도가 매우 높아야 하며, 모듈의 캐패시터 사이즈가 매우 커야 하므로, 실제 적용에 있어서는 상황에 따른 적절한 레벨을 선택해야 한다.
본 발명의 강점인 높은 출력 전압 레벨의 쉬운 제어를 보여주기 위해 2049 레벨의 매우 높은 전압 레벨을 선택하여 시뮬레이션을 수행하면 도 12a에서와 같은 결과를 얻을 수 있다.
RMS 전압의 변동률은 7.5 × 10-5%로 일정하며, 전압은 고조파가 거의 없이 순수 정현파의 모습을 나타낸다.
이때, 각 모듈의 캐패시터 전압은 도 12b에서와 같이 레벨에 따라 2의 배수로 유지가 된다.
매우 높은 전압 레벨은 캐리어 신호와 정현파를 비교하는 방식이 아닌, 각 레벨에서 일정한 전압수준을 유지하고 있도록 하는 것만으로도 출력 전압이 정현파에 가깝도록 하므로, 캐리어 신호와 정현파의 비교 로직을 제거하여 컨버터 제어 부담을 일부 감소시킬 수 있다.
도 12a 및 도 12b의 결과는 캐리어 신호와의 비교 로직 없이 정현파 입력신호를 정수로 변환하여 모듈을 동작시키는 방식의 결과이며, 도 12c는 도 12b의 출력전압의 일부를 확대한 것이다. 캐리어 신호와의 비교 로직이 없으므로, 각 레벨에서 전압은 PWM 출력 형태가 아닌 일정한 수준으로 유지된다.
이와 같은 2049 레벨의 동작은 출력전압이 순수 정현파와 매우 가까우므로 출력전압의 레벨 전체를 한 번에 세어보기 어렵다.
도 12d는 33 레벨 컨버터의 시뮬레이션 결과로 제안된 컨버터가 의도대로 정확히 33 레벨 전압을 출력함을 보인다.
컨버터 내부의 인덕터로 인해 부하가 큰 경우에는 전압레벨을 정확하게 확인하기 어려우므로 부하를 0으로 하여 전압레벨을 측정하였다.
여기서, 컨버터의 출력레벨이 앞선 2049 레벨처럼 매우 높은 것이 아니므로, 33 레벨 컨버터에서는 캐리어신호와 정현파의 비교 로직을 사용하여, 개발된 AMMC에 PWM을 적용하는 것도 문제가 없음을 보였다.
정격 부하에서의 전압 유지능력을 확인하기 위해 정격 부하에 전력을 공급하도록 모의시험을 하였으며, 이때 각 모듈의 캐패시터 전압은 일정한 수준으로 유지됨을 도 12e에서 보여준다.
도 12f는 정격에서의 컨버터 동작에 따른 부하전류, 직류전류, 및 순환전류를 보여준다.
부하전류의 RMS값 수준으로 직류전류는 일정하게 유지가 되며, 순환전류는 최대 3% 이내로 거의 존재하지 않는다. 즉, 본 컨버터는 비대칭 모듈의 물리적 한계에 의해 발생할 수도 있는 대규모 직류전류 흔들림 및 대규모 순환전류 문제로부터 자유롭다.
이상에서 설명한 본 발명에 따른 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법은 각 모듈이 다른 전압을 사용하여 조합에 따라 많은 레벨 표현이 가능하도록 한 것으로, 컨버터가 풀브릿지와 하프브릿지로 구성된 비대칭 ARM으로 구성되며, 풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 정확한 제어를 할 수 있도록 한 것이다.
이상에서의 설명에서와 같이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 본 발명이 구현되어 있음을 이해할 수 있을 것이다.
그러므로 명시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 하고, 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구 범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
10. 상부 Arm 20. 하부 Arm

Claims (17)

  1. VDC 입력 단자(+)와 VDC 입력 단자(-)사이에 풀브릿지로 구성된 N개의 Module f와, 하프브릿지로 구성된 K개의 Module h로 구성되는 비대칭 ARM;
    풀브릿지 구조를 통해 각 풀브릿지의 캐패시터 레벨 및 나머지 하프브릿지의 캐패시터 레벨을 각각 다르게 제어하는 제어수단;을 포함하고,
    개별 Module h는 전압을 동일하게 나누어 담당하고, Module h의 내부 캐패시터의 전압의 합은 AMMC(Asymmetric Modular Multilevel Converter)가 정상상태일 때 항상 DC모선 전압과 동일한 VDC가 되도록 하여, 비대칭 ARM을 구성하는 각 모듈이 다른 전압을 사용하고 이들의 조합에 의해 출력 전압 레벨을 표현하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM이 VDC 입력 단자와 VAC 출력단자 사이에 직렬 연결되어 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 구성하고,
    DC 모선을 공유하여 3개의 단상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 연계하여 3상 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 구성하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서, 풀브릿지로 구성된 Module f의 내부 캐패시터 전압은 제어에 의해 순차적으로 다르게 구성되고,
    Module f 1은 DC모선 전압의 1/2, Module f 2는 DC모선 전압의 1/4, Module f N은 DC모선 전압의 2-N이 되는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 1개의 Module h로만 Arm을 구성하는 경우에는 +1/2 및 -1/2로 두 개의 레벨이 구현되며, K개의 Module h로 Arm을 구성하는 경우에는 Module h에 의해 -1/2에서 +1/2까지 총 K+1개의 레벨이 구현되고,
    Module f의 캐패시터 전압 기준 값(VDC)은 1/K가 되는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  6. 제 1 항에 있어서, N개의 Module f 와 K개의 Module h 는 총 2N·K+1 레벨을 구현하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 최고 전압을 담당하는 모듈인 Module h를 제외하고 나머지 모듈인 Module f 은 풀브릿지이며,
    Module h가 1개인 경우에는 N개로 연결된 모든 Module f의 캐패시터 전압들의 합은 VDC(1-2-N)으로 DC고장 시 정상상태 대비 1/(1-2-N)배의 캐패시터 전압으로 고장전류를 차단하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치를 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터에 적용하기 위하여,
    Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터를 H-Bridge 컨버터들을 직렬로 연결하여 구성하고,
    Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터는 싱글레벨, 멀티레벨, MMC의 Voltage Source Converter 출력(converter AC Out)을 세분화하여 출력 전압 레벨이 10 레벨이 넘는 새로운 출력(Modified AC Out)을 내보내는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, Converter AC Out의 레벨이 J레벨인 경우를 가정하면,
    N개의 H-bridge로 구성된 Asymmetric Cascaded H-Bridge 컨버터의 Modified AC Out의 레벨은 (J-1)·2N+1가 되는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치.
  10. VDC 입력 단자(+)와 VDC 입력 단자(-) 사이에 풀브릿지로 구성된 N개의 Module f와, 하프브릿지로 구성된 K개의 Module h로 구성되는 비대칭 ARM의 제어에 있어서,
    개별 Module h는 전압을 동일하게 나누어 담당하고,
    Module h의 내부 캐패시터의 전압의 합은 AMMC가 정상상태일 때 항상 DC모선 전압과 동일한 VDC가 되도록 하고,
    풀브릿지로 구성된 Module f의 내부 캐패시터 전압은 제어에 의해 순차적으로 다르게 구성되도록 하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 컨버터 DC전압 VDC의 양의 전압 부분에서 컨버터를 구성하는 Arm으로 흘러들어오는 전류 i를 고려할 때, 해당 모듈의 캐패시터에 걸리는 전압 Vc와의 관계를 (VDC/2n - VCn)*i>0을 기준으로 제어하고, 여기서, n은 개별 풀브릿지 모듈의 전압 담당 순서, VCn 은 모듈 n의 캐패시터에 걸리는 전압인 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, (VDC/2n - VCn) > 0인 경우에는 모듈의 캐패시터 전압이 적정수준 이하이므로 충전이 필요하며, i > 0인 경우에는 전류가 DC모선의 높은 전압에서 낮은 전압 방향으로 Arm을 통해 흐르는 것으로 판단하여,
    해당 모듈을 (-)로 제어하여 캐패시터를 충전하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  13. 제 11 항에 있어서, (VDC/2n - VCn) < 0인 경우에는 캐패시터 전압이 적정 수준 이상이므로 방전이 필요하며, i < 0일 경우에는 전류가 DC모선의 음의 전압에서 양의 방향으로 Arm을 통해 흐르는 것으로 판단하여,
    해당 모듈을 (-)로 제어하여 캐패시터를 방전하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  14. 제 11 항에 있어서, 수식을 만족하지 않는 상황 중, 좌우 변의 값이 동일한 경우는 캐패시터 전압이 이상적인 상황으로 판단하여 (0)으로 모듈을 제어하여 캐패시터 전압을 그대로 유지하거나, (+) 또는 (-)를 반복하고,
    수식을 만족하지 않는 상황 중 좌변의 값이 0 미만인 (VDC/2n - VCn) < 0 & i > 0 또는 (VDC/2n - VCn) > 0 & i < 0 두 경우에는 (+)로 모듈을 제어하여 방전 또는 충전을 하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  15. 제 10 항에 있어서, 최고 전압을 담당하는 최상위 모듈 Module h는 AC 출력전압이 DC모선 전압인 VDC 범위내에 존재하고 캐패시터의 전압이 1/KVDC 수준으로 유지되는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  16. 제 10 항에 있어서, 상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM이 VDC 입력 단자와 VAC 출력단자 사이에 직렬 연결되어 비대칭 모듈 멀티레벨 컨버터를 구성하고,
    상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM 각각에 걸리는 Module h 전압의 합은 VDC가 되도록 각 Arm의 모듈이 제어되고,
    상부 비대칭 ARM과 하부 비대칭 ARM의 Module h 총량의 절반이 항상 On 또는 Off되는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
  17. 제 16 항에 있어서, Module h간의 전압 제어는,
    전류의 흐름에 따라 가장 전압이 낮은 모듈을 우선 충전하고 가장 전압이 높은 모듈을 우선 방전하도록 모듈 간 전압을 비교하며 수행하는 것을 특징으로 하는 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 방법.
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