JPWO2005119893A1 - Pwmサイクロコンバータおよびその制御方法 - Google Patents
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Abstract
Description
図9に示す双方向スイッチ部3には、双方向スイッチ3に流れる電流の方向を判別する電流方向検出器7が接続され、電流方向検出器7の出力とPWM指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取込み、双方向スイッチ3の点弧順序を切換える転流回路8を備えている。
Vu_ref2=Vu_ref1+ΔV ・・・(1)
Vv_ref2=Vv_ref1+ΔV ・・・(2)
Vw_ref2=Vw_ref1+ΔV ・・・(3)
条件、
前記三相交流電源の各相の位相を
Vr=Vin*sinθin,Vs=Vin*sin(θin−120),Vt=Vin*sin(θin−240)と定義した時、
0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔVは負の固定値をとる。
又、0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔVは正の固定値をとる。
但し、
Vu_ref2,Vv_ref2,Vw_ref2:U相,V相,W相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値
Vu_ref1,Vv_ref1,Vw_ref1Vout:U相,V相,W相の各出力電圧指令値
Vr,Vs,Vt:R相,S相,T相の各入力電圧値
Vin:入力電圧の波高値
θin:入力電圧の位相
として演算し、出力電圧とすることを特徴としている。
Vu_ref2=Vu_ref1 ・・・(4)
Vv_ref2=Vv_ref1 ・・・(5)
Vw_ref2=Vw_ref1 ・・・(6)
により演算し、キャリア周期内でオンオフを少なくとも1度行う場合は(1)式、(2)式および(3)式より演算するように切換えて、前記転流補償器にて出力電圧指令を補償することを特徴としている。
2 入力フィルタ
3 双方向スイッチ群
4 負荷モータ
5 駆動回路
6 入力電圧振幅・位相検出器
7 電流方向検出器
8 転流回路
9 電圧指令発生器
10 PWMパルス演算器
11 転流補償器
12 電流検出器
21 逆阻止IGBT
22 IGBT
23 ダイオード
Sur〜Swt 双方向スイッチ
三相交流電源1の各相の位相を
Vr=Vin*sinθin,Vs=Vin*sin(θin−120),Vt=Vin*sin(θin−240)と定義した時、
0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間では、E1>E2となり、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間では、E1<E2となる。
Vr,Vs,Vt:R相,S相,T相の各入力電圧値
Vin:入力電圧の波高値
θin:入力電圧の位相、である。
Vu_ref2=Vu_ref1+ΔV …(1)
Vv_ref2=Vv_ref1+ΔV …(2)
Vw_ref2=Vw_ref1+ΔV …(3)
この演算の条件1として、
前記三相交流電源の各相の位相を
Vr=Vin*sinθin,Vs=Vin*sin(θin−120),Vt=Vin*sin(θin−240)と定義した時、
0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間で,前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔVは負の固定値をとる。
また、条件2として、
0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔVは正の固定値をとる。
なお、各記号は、
Vu_ref2,Vv_ref2,Vw_ref2:U相,V相,W相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値、
Vu_ref1,Vv_ref1,Vw_ref1Vout:U相,V相,W相の各出力電圧指令値
Vr,Vs,Vt:R相,S相,T相の各入力電圧値
Vin:入力電圧の波高値
θin:入力電圧の位相、である。
Vu_ref2=Vu_ref1 …(4)
Vv_ref2=Vv_ref1 …(5)
Vw_ref2=Vw_ref1 …(6)
以上のように、転流動作における指令電圧と実際に出力される電圧の誤差を補償するので,本来出力したい出力電圧指令Vrefどおりの出力が可能となる。電圧誤差は、モータの乱調やトルク脈動の原因となるため、本方式を適用することでモータの駆動特性が向上する。
本出願は、2004年6月1日出願の日本特許出願番号2004−163375に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
Claims (4)
- 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを2個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であり、前記双方向半導体スイッチのオンオフ時間は、前記双方向半導体スイッチの出力側に接続された負荷に印加する電圧指令に基づいて決定されるPWMサイクロコンバータにおいて、
前記三相交流電源の電圧位相を検出する入力電圧位相検出器と、
前記双方向半導体スイッチに流れる電流方向を検出する電流検出器と、
前記入力電圧位相検出器と前記電流検出器の出力を入力として、前記電圧指令を補償する転流補償器と、を具備することを特徴とするPWMサイクロコンバータ。 - 請求項1記載のPWMサイクロコンバータにおいて、前記転流補償器にて出力電圧指令を、次の(1)式、(2)式及び(3)式から、
Vu_ref2=Vu_ref1+ΔV ・・・(1)
Vv_ref2=Vv_ref1+ΔV ・・・(2)
Vw_ref2=Vw_ref1+ΔV ・・・(3)
条件、
前記三相交流電源の各相の位相を
Vr=Vin*sinθin,Vs=Vin*sin(θin−120),Vt=Vin*sin(θin−240)と定義した時、
0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔVは負の固定値をとる。
又、0°≦θin≦60°,120°≦θin≦180°,240°≦θin≦300°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
60°≦θin≦120°,180°≦θin≦240°,300°≦θin≦360°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔVは正の固定値をとる。
但し、
Vu_ref2,Vv_ref2,Vw_ref2:U相,V相,W相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値、
Vu_ref1,Vv_ref1,Vw_ref1Vout:U相,V相,W相の各出力電圧指令値、
Vr,Vs,Vt:R相,S相,T相の各入力電圧値、
Vin:入力電圧の波高値、
θin:入力電圧の位相、
として演算し、出力電圧とすることを特徴とするPWMサイクロコンバータの制御方法。 - 前記出力電圧指令の(1)式、(2)式及び(3)式でのΔVが、前記電流検出器によって検出された電流値に応じて可変とすることを特徴とする請求項2記載のPWMサイクロコンバータの制御方法。
- 前記双方向スイッチがキャリア周期内で1度もオンオフしない場合、前記出力電圧指令は、次の(4)式、(5)式及び(6)式から、
Vu_ref2=Vu_ref1 ・・・(4)
Vv_ref2=Vv_ref1 ・・・(5)
Vw_ref2=Vw_ref1 ・・・(6)
により演算し、キャリア周期内でオンオフを少なくとも1度行う場合は(1)式、(2)式及び(3)式より演算するように切換えて、前記転流補償器にて出力電圧指令を補償することを特徴とする請求項2又は請求項3記載のPWMサイクロコンバータの制御方法。
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