JP6060928B2 - 電力変換装置、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

開示の実施形態は、電力変換装置、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法に関する。

従来、電力変換装置として、交流電源の電力を任意の周波数・電圧の交流電力へ直接変換するマトリクスコンバータや交流電源への電力回生を行う回生コンバータなどが知られている。

かかる電力変換装置は、半導体スイッチなどのスイッチング素子を有しており、かかるスイッチング素子をスイッチングすることによって電力変換を行うことから、スイッチングに起因する高調波ノイズが発生することがある。そのため、電力変換装置においては、入力側にフィルタが配置されることがある。

このように入力側にフィルタを配置した場合、フィルタを構成するリアクトルとコンデンサによる共振によって入力電流にひずみが発生する場合がある。かかるひずみの抑制方法として、例えば、出力電流に含まれる振動成分を抽出し、かかる振動成分に基づいて出力電流指令を調整する技術がある（例えば、特許文献１参照）。

国際公開第２０１３／０８０７４４号

出力電流に含まれる振動成分に基づいて出力電流指令を調整する技術は、共振抑制制御と電流制御との干渉により電力変換制御の応答性が低下するおそれがある。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、新たな共振抑制技術により共振抑制を行うことができる電力変換装置、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係る電力変換装置は、電力変換部と、制御部と、ＬＣフィルタと、電圧検出部とを備える。前記電力変換部は、交流電源と負荷との間に設けられる。前記制御部は、前記電力変換部を制御して前記交流電源と前記負荷との間の電力変換制御を行う。前記ＬＣフィルタは、前記交流電源と前記電力変換部との間に設けられる。前記電圧検出部は、前記ＬＣフィルタのコンデンサの電圧を検出する。前記制御部は、指令生成部と、振動成分取得部と、調整部と、駆動部とを備える。前記指令生成部は、前記電力変換部の入力電流の指令である入力電流指令を生成する。前記振動成分取得部は、前記ＬＣフィルタのコンデンサに流れる電流の振動成分を取得する。前記調整部は、前記振動成分取得部によって取得された前記振動成分に基づいて、前記入力電流指令を調整する。前記駆動部は、前記調整部によって調整された前記入力電流指令に基づいて前記電力変換部を制御する。前記振動成分取得部は、前記電圧検出部によって検出された前記コンデンサの電圧に基づいて、前記コンデンサに流れる電流を推定する電流推定部と、前記電流推定部によって推定された前記電流から当該電流に含まれる振動成分を抽出する振動成分抽出部と、を備える。

実施形態の一態様によれば、共振抑制を行うことができる電力変換装置、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法を提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。 図３は、ＬＣフィルタの構成例を示す図である。 図４は、ＬＣフィルタの１相分について入出力の関係を示す図である。 図５Ａは、電源側インピーダンスを増加させた場合の極の変化を示す図である。 図５Ｂは、電源側インピーダンスを増加させた場合の共振角速度の変化を示す図である。 図５Ｃは、電源側インピーダンスを増加させた場合の減衰係数の変化を示す図である。 図６Ａは、電源側インピーダンスを増加させた場合の極の変化を示す図である。 図６Ｂは、電源側インピーダンスを一定にし、Ａ^*を変化させた場合の共振角速度の変化を示す図である。 図６Ｃは、電源側インピーダンスを一定にし、Ａ^*を変化させた場合の減衰係数の変化を示す図である。 図７は、制御部の構成例を示す図である。 図８は、式（２０）に対応するブロック図である。 図９は、電流推定部の構成例を示す図である。 図１０は、振動成分取得部の構成例を示す図である。 図１１は、制御部による共振抑制処理の流れを示すフローチャートの一例である。 図１２は、図１１に示すステップＳ１０の処理の流れを示すフローチャートの一例である。 図１３は、第１の実施形態の電力変換装置による入力力率制御の状態を示す図である。 図１４は、第２の実施形態の電力変換装置による入力力率制御の状態を示す図である。 図１５は、第２の実施形態に係る電力変換装置の制御部の構成例の一部を示す図である。 図１６は、第３の実施形態にかかる電力変換装置の構成を示す図である。

以下に、本願の開示する電力変換装置、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。また、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

［１．第１の実施形態］
［１．１．電力変換装置の構成例］
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、３相交流電源２（以下、単に交流電源２と記載する）と３相交流負荷３（以下、単に負荷３と記載する）との間に設けられるマトリクスコンバータである。

交流電源２は、例えば、電力系統である。負荷３は、例えば、交流電動機や交流発電機である。以下においては、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相を入力相と記載し、負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する。

電力変換装置１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔと、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗと、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、コンデンサ電圧検出部１３と、出力電流検出部１４と、制御部２０とを備える。

電力変換部１０は、交流電源２の各相と負荷３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ（以下、双方向スイッチＳｗと総称する場合がある）を備える。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。

図２は、双方向スイッチＳｗの構成例を示す図である。図２に示すように、双方向スイッチＳｗは、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１の直列接続回路と、スイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２との直列接続回路とを有し、これらの直列接続回路は逆並列接続される。

なお、双方向スイッチＳｗは、複数のスイッチング素子を有して導通方向を制御可能な構成であればよく、図２に示す構成に限定されない。例えば、図２に示す例では、ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード同士が接続されているが、双方向スイッチＳｗは、ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード同士が接続されない構成でもよい。

また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、例えば、窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体であってもよい。なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が例えば逆阻止型ＩＧＢＴの場合、ダイオードＤ１、Ｄ２を設けなくてもよい。

なお、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ９は、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗのスイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される。また、ゲート信号Ｓ１０〜Ｓ１８は、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗのスイッチング素子Ｑ２のゲートに入力される。

図１に戻って、電力変換装置１の説明を続ける。ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられ、電力変換部１０を構成する双方向スイッチＳｗのスイッチングに起因するスイッチングノイズを除去する。

図３は、ＬＣフィルタ１１の構成例を示す図である。図３に示すように、ＬＣフィルタ１１は、３つのリアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと、３つのコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒと、抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔとを含む。リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔは、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間にそれぞれ接続される。

リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔにはそれぞれ抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔが並列に設けられる。抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔは、ＬＣフィルタ１１の共振を抑制するダンピング抵抗である。なお、ＬＣフィルタ１１は、図１に示す構成に限定されない。例えば、ＬＣフィルタ１１は、抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔを設けない構成であってもよい。

コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒは、異なる２つの入力相の間にそれぞれ接続される。具体的には、コンデンサＣｒｓは、Ｒ相とＳ相との間に接続され、コンデンサＣｓｔは、Ｓ相とＴ相との間に接続され、コンデンサＣｔｒは、Ｒ相とＴ相との間に接続される。

図１に戻って、電力変換装置１の説明を続ける。入力電圧検出部１２は、交流電源２から電力変換装置１へ入力される交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の瞬時電圧値Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔ（以下、入力相電圧Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔと記載する）を検出する。なお、以下においては、入力相電圧Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔを入力電圧Ｖ_ｒｓｔと記載する場合がる。

コンデンサ電圧検出部１３は、コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒの両端電圧の瞬時Ｖ_Ｃ＿ｒｓ、Ｖ_Ｃ＿ｓｔ、Ｖ_Ｃ＿ｔｒを検出する。なお、以下においては、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｒｓ、Ｖ_Ｃ＿ｓｔ、Ｖ_Ｃ＿ｔｒをコンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}と記載する場合がある。

出力電流検出部１４は、電力変換部１０と負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗ（以下、出力相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗと記載する）を検出する。なお、出力電流検出部１４は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。また、以下においては、出力相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを出力電流Ｉ_ｕｖｗと記載する場合がある。

制御部２０は、電力変換部１０を制御して交流電源２と負荷３との間の電力変換制御を行う。かかる制御部２０は、実行する運転モードとして、力行運転モードと回生運転モードを有する。

力行運転モードの場合、制御部２０は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電力を任意の電圧および周波数の３相交流電力に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから負荷３へ出力するように電力変換部１０を制御する。

回生運転モードの場合、制御部２０は、負荷３から出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを介して供給される回生電力を、交流電源２の周波数および電圧の３相交流電力に変換して入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔから交流電源２へ供給するように電力変換部１０を制御する。

かかる制御部２０は、指令生成部３１と、振動成分取得部３２と、調整部３３と、スイッチ駆動部３５（駆動部の一例）とを備える。

指令生成部３１は、電力変換部１０の入力電流Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ}の指令である入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を生成する。入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*は、電力変換部１０へ入力される交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電流Ｉ_Ｏ＿ｒ、Ｉ_Ｏ＿ｓ、Ｉ_Ｏ＿ｔの指令Ｉ_Ｏ＿ｒ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｓ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｔ ^*を含む。

振動成分取得部３２は、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に基づき、ＬＣフィルタ１１のコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒに流れる電流（以下、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}と記載する場合がある）の振動成分ΔＩ_Ｃを取得する。かかる振動成分ΔＩ_Ｃは、ＬＣフィルタ１１の共振周波数成分を含む。

調整部３３は、振動成分取得部３２によって取得された振動成分ΔＩ_Ｃに基づいて、入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を調整することにより入力電流指令Ｉ’_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を生成する。スイッチ駆動部３５は、調整部３３から出力される入力電流指令Ｉ’_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に基づいて電力変換部１０を構成する双方向スイッチＳｗを制御する。入力電流指令Ｉ’_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*は、電力変換部１０へ入力される交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電流の指令Ｉ’_Ｏ＿ｒ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｓ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｔ ^*を含む。

このように、制御部２０は、コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒに流れる電流の振動成分ΔＩ_Ｃに基づいて、入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を調整し、調整後の入力電流指令Ｉ’_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に基づいて電力変換部１０を制御することから、共振抑制を行うことができる。

［１．２．共振抑制］
ここで、共振抑制について図面を参照して説明する。図４は、ＬＣフィルタ１１の１相分について入出力の関係を示す図である。なお、図４に示す各符号は、以下に示す通りである。
Ｖ_ｇｒｉｄ：交流電源２の出力電圧
Ｉ_ｇｒｉｄ：交流電源２の出力電流
Ｌ_ｇ：交流電源２と電力変換装置１との間の配線のインダクタンス
Ｌ：リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔのインダクタンス
Ｒ：抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔの抵抗値
Ｃ：コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒのキャパシタンス
Ｉ_Ｌ：リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔに流れる電流
Ｉ_Ｒ：抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔに流れる電流
Ｉ_Ｃ：コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒに流れる電流（コンデンサ電流）
Ｖ_Ｃ：コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒの両端電圧（コンデンサ電圧）
Ｉ_Ｏ：交流電源２からＬＣフィルタ１１を経由して電力変換部１０へ流れる電流

図４に示す回路から、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相について、以下の式（１）〜（５）が成り立つ。なお、これらの式中、添え字の“ｒｓｔ”は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の要素が３列に配置された３行１列の行列であることを示す。

リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔとの並列接続部分についての状態方程式は、上記式（３）、（５）から、下記式（６）のように表すことができる。

上記式（６）は、下記式（７）のように表すことができる。

次に、コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒについての状態方程式は、上記式（１）、（２）から、下記式（８）のように表すことができる。

また、交流電源２についての状態方程式は、上記式（４）から、下記式（９）のように表すことができる。

上記式（７）〜（９）から、３相の状態方程式を行列式で表すと下記式（１０）のように表すことができる。なお、下記式（１０）において、Ｏ_３３は、３次正方行列の零行列を表し、Ｉ_３３は、３次の単位行列である。

ここで、下記式（１１）が成り立つと仮定する。

この場合、上記式（１０）、（１１）から、３相の状態方程式は、下記式（１２）のように表すことができる。

したがって、３相の状態方程式は、下記式（１３）のように表すことができる。

上記式（１３）に示す状態方程式の特性方程式は、下記式（１４）のように表すことができる。

上記式（１４）において、行列Ａは、下記式（１５）のように表される。

したがって、上記式（１４）は、下記式（１６）のように表すことができる。

図５Ａ〜図５Ｃは、上記式（１６）に基づくシュミレーションにより、交流電源２と電力変換装置１との間のインピーダンス（以下、電源側インピーダンスと記載する）を増加させた場合の極、共振角速度および減衰係数の変化を示す図である。

図５Ａに示すように、電源側インピーダンスが増加した場合、極は右側へ移動しており、不安定化する。また、図５Ｃに示すように、電源側インピーダンスが増加した場合、減衰係数が小さくなり、減衰し難くなることが分かる。なお、かかる共振抑制効果は、ダンピング抵抗である抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔによるものである。

次に、抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔ以外による方法で共振抑制効果を得るための方法について検討する。上記式（１３）に示す３相の状態方程式に対し、下記式（１７）に示すように、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に「Ａ」という項を持たせるとする。これにより、３相の状態方程式は、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の変化に対して、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}が収束させる項を持つ。

上記式（１７）から、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}は、下記式（１８）に示すように表すことができる。なお、Ａ^*＝Ｃ×Ａである。

上記式（１８）中の「Ａ^*Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}」は、例えば、Ａ^*＝１／Ｒと仮定すれば、ＬＣフィルタ１１のコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒと並行に抵抗を接続している状態と同じである。図６Ａ〜図６Ｃは、このように共振抑制項を持たせた場合のシュミレーション結果を示す図である。図６Ａは、電源側インピーダンスを増加させた場合の極の変化を示し、図６Ｂは、電源側インピーダンスを一定にし、Ａ^*を変化させた場合の共振角速度の変化を示し、図６Ｃは、電源側インピーダンスを一定にし、Ａ^*を変化させた場合の減衰係数の変化を示す。

図６Ａに示すように、電源側インピーダンスが増加した場合、極は左側へ移動し、安定化する。また、図６Ｃに示すように、Ａ^*を大きくすることで減衰係数が大きくなり、減衰しやすくなる。したがって、上記式（１７）に示すように、「Ａ」という項を持たせることで、共振抑制効果が得られ、また、ダンピング抵抗である抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔの場合に比べ、電源側インピーダンスが大きい場合に共振抑制効果が高いことが分かる。

上記式（１８）は、下記式（１９）のように表すことができる。したがって、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に「Ａ^*」を乗じた値を入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に加算することにより共振抑制効果を得ることができる。

ところで、共振によりコンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に振動成分が生じると、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}にも振動成分が生じる。そこで、本発明者らは、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分ΔＩ_Ｃを入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に加算するシミュレーションを試みたところ、「Ａ」という項を持たせた場合と同様に共振抑制効果を得ることができるとの知見を得ることができた。

かかる共振抑制効果は、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分ΔＩ_Ｃを入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に加算することで、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分ΔＩ_Ｃを打ち消すように入力電流Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ}が流れることによるものと推測される。

本実施形態に係る電力変換装置１の制御部２０では、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分ΔＩ_Ｃを入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に加算した新たな入力電流指令Ｉ’_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に基づき、電力変換部１０を制御する。これにより、電力変換部１０の入力電流Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ}の位相が振動成分ΔＩ_Ｃに応じて変化し、振動成分ΔＩ_Ｃが低減する。そのため、電源側インピーダンスが大きく、抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔによる共振抑制効果が悪い場合であっても、ＬＣフィルタ１１の共振を抑制することができる。以下、制御部２０の構成について具体的に説明する。なお、抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔは設けることにより共振抑制効果が高くなるが、抵抗Ｒｒ、Ｒｓ、Ｒｔは設けなくてもよい。

［１．３．制御部２０の構成］
図７は、制御部２０の構成例を示す図である。図７に示す例では、制御部２０は、３相をｄｑ座標変換して演算処理する。ｄｑ座標は入力電圧位相θに応じて回転する直交２軸の座標である。

図７に示すように、制御部２０は、位相検出部３０と、指令生成部３１と、振動成分取得部３２と、調整部３３と、電流制御部３４と、スイッチ駆動部３５とを備える。

位相検出部３０は、例えば、入力電圧Ｖ_ｒｓｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換することにより、α軸方向の電圧値Ｖαとβ軸方向の電圧値Ｖβとを求める。位相検出部３０は、例えば、電圧値Ｖα、Ｖβをｄｑ軸直交座標系のｄｑ成分へ変換した場合にｄ軸成分が零となるようにｄｑ軸直交座標系の位相を演算する。位相検出部３０は、このように演算したｄｑ軸直交座標系の位相を入力電圧位相θとして出力する。

指令生成部３１は、電力変換部１０の入力電流の指令である入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を生成する。入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*は、ｄ軸入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｄ ^*とｑ軸入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｑ ^*とを含む。かかる入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｑ ^*は、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電流指令Ｉ_Ｏ＿ｒ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｓ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｔ ^*をｄｑ座標に変換したものである。

振動成分取得部３２は、ＬＣフィルタ１１のコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒに流れる電流の振動成分ΔＩ_Ｃを取得する。かかる振動成分取得部３２は、ｄｑ座標変換部４１と、電流推定部４２と、振動成分抽出部４３とを備える。

ｄｑ座標変換部４１は、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}を固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換した後、入力電圧位相θに基づき、入力電圧位相θに応じて回転する直交２軸のｄｑ成分へ変換する。これにより、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}がｄ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄとｑ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｑへ変換される。

電流推定部４２は、ｄ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄとｑ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｑに基づいて、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}のｄｑ軸成分であるｄ軸コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｄとｑ軸コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｑを推定する。かかる電流推定部４２は、例えば、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄ、Ｖ_Ｃ＿ｑからコンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｄ、Ｉ_Ｃ＿ｑを推定するオブザーバである。

上記式（１３）をｄｑ座標変換すると、下記式（２０）のように表すことができる。

上記式（２０）をブロック図で表現すると、図８に示すようなブロック図になる。図８において、枠線で囲われた部分がコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒのモデル７０（以下、コンデンサモデル７０と記載する）である。かかるコンデンサモデル７０は、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}のｄｑ軸成分を入力とし、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}のｄｑ軸成分を出力とする。電流推定部４２は、かかるコンデンサモデル７０を用いて、コンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}からコンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}を推定する。

図９は、電流推定部４２の構成を示すブロック図である。図９に示すように、電流推定部４２は、コンデンサモデル７０と、補償器７１とを備える。コンデンサモデル７０は、増幅器８１、８２、８７、８８と、加算器８３、８４と、積分器８５、８６とを備える。

増幅器８１は、ｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}に１／Ｃを乗算して出力する。加算器８３は、増幅器８１の出力と増幅器８７の出力とを加算する。積分器８５は、加算器８３の出力に積分してｄ軸コンデンサ推定電圧Ｖ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}を生成する。増幅器８７は、積分器８５の出力に角速度ω（＝２πｆｏ）を乗算して出力する。なお、ｆｏは交流電源２の周波数である。

また、増幅器８２は、ｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}に１／Ｃを乗算して出力する。加算器８４は、増幅器８２の出力と増幅器８８の出力とを加算する。積分器８６は、加算器８４を積分してｑ軸コンデンサ推定電圧Ｖ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を生成する。増幅器８８は、積分器８６の出力に角速度ωを乗算して出力する。

補償器７１は、減算器９１、９２と、ＰＩ（比例積分）制御器９３、９４と、増幅器９５、９６とを備える。減算器９１は、ｄ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄとｄ軸コンデンサ推定電圧Ｖ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}との偏差を演算する。ＰＩ制御器９３は、ｄ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄとｄ軸コンデンサ推定電圧Ｖ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}との偏差が零になるように増幅器９５から出力されるｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}を調整する。増幅器９５は、ＰＩ制御器９３の出力にコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒのキャパシタンス値である「Ｃ」を乗算してｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}を生成する。

減算器９２は、ｑ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｑとｑ軸コンデンサ推定電圧Ｖ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}との偏差を演算する。ＰＩ制御器９４は、ｑ軸コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｑとｑ軸コンデンサ推定電圧Ｖ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}との偏差が零になるように増幅器９６から出力されるｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を調整する。増幅器９６は、ＰＩ制御器９４の出力にキャパシタンス値である「Ｃ」を乗算してｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を生成する。

このように、電流推定部４２は、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄ、Ｖ_Ｃ＿ｑからコンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}、Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を演算することができる。なお、図９に示す構成は、電流推定部４２の一例であり、電流推定部４２は、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ＿ｄ、Ｖ_Ｃ＿ｑからコンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}、Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を演算することができれば、図９に示す構成以外の構成であってもよい。

図７に戻って、制御部２０の説明を続ける。振動成分取得部３２は、ｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}からｄ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}を抽出し、ｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}からｑ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を抽出する。かかる振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}、ΔＩ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}は、ＬＣフィルタ１１の共振周波数成分を含む。

図１０は、振動成分取得部３２の構成例を示す図である。図１０に示すように、振動成分取得部３２は、ローパスフィルタ１０１、１０２と、減算器１０３、１０４とを備える。なお、振動成分取得部３２は、図１０に示す構成に限られず、例えば、ＬＣフィルタ１１の共振周波数帯域の信号を通過させるｎ次（ｎは自然数）のバンドパスフィルタであってもよい。

ローパスフィルタ１０１は、ｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}の基本波成分よりも高いＬＣフィルタ１１の共振周波数帯域を除去する。減算器１０３は、ｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}からｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}の基本波成分を除去することで、ｄ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}を抽出する。

ローパスフィルタ１０２は、ｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}の基本波成分よりも高いＬＣフィルタ１１の共振周波数帯域を除去する。減算器１０４は、ｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}からｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}の基本波成分を除去することで、ｑ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を抽出する。

図７に戻って、制御部２０の説明を続ける。調整部３３は、指令生成部３１から出力されるｄ軸入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｄ ^*およびｑ軸入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｑ ^*をｄ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}およびｑ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}に基づいて調整し、ｄ軸入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*およびｑ軸入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*を生成する。

具体的には、図１０に示すように、調整部３３は、加算器１１１、１１２を備える。加算器１１１は、ｄ軸入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｄ ^*にｄ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}を加算し、ｄ軸入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*を生成する。また、加算器１１２は、ｑ軸入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｑ ^*にｑ軸振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を加算し、ｑ軸入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*を生成する。

このように、調整部３３は、振動成分取得部３２によって取得されたコンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分Δ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}、ΔＩ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}に基づいて、入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｑ ^*を調整して、入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*を生成する。

図７に戻って、制御部２０の説明を続ける。電流制御部３４は、出力電流指令Ｉ_ｕｖｗ ^*が出力電流Ｉ_ｕｖｗと一致するように出力電圧指令Ｖ_ｕｖｗ ^*を生成する。出力電流指令Ｉ_ｕｖｗ ^*は、例えば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電流の指令である出力相電流指令Ｉ_ｕ ^*、Ｉ_ｖ ^*、Ｉ_ｗ ^*を含む。また、出力電圧指令Ｖ_ｕｖｗ ^*は、例えば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧の指令である出力相電圧指令Ｖ_ｕ ^*、Ｖ_ｖ ^*、Ｖ_ｗ ^*を含む。

スイッチ駆動部３５は、入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８を生成する。かかるスイッチ駆動部３５は、図７に示すように、補正量演算部５１と、位相決定部５２と、ゲート信号生成部５３とを備える。

補正量演算部５１は、入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*に基づいて位相補正量Δθを求める。補正量演算部５１は、例えば、ｔａｎ^-1（Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*／Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*）を演算することで、位相補正量Δθ（＝ｔａｎ^-1（Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*／Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*））を求める。

位相決定部５２は、入力電圧位相θと位相補正量Δθとに基づいて入力電流Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ}の位相を決定する。具体的には、位相決定部５２は、入力電圧位相θに位相補正量Δθを加算することにより、入力電流位相θ１（＝θ＋Δθ）を演算する。なお、入力電流位相θ１は、入力電流_{Ｏ＿ｒｓｔ}の位相に対する入力電流指令ある。

ゲート信号生成部５３は、入力電流位相θ１、入力電圧Ｖ_ｒｓｔおよび出力相電圧指令Ｖ_ｕ ^*、Ｖ_ｖ ^*、Ｖ_ｗ ^*に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８を生成する。かかるゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８により、入力電流Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ}の位相が入力電流位相θ１に合うように調整され、かつ、出力相電圧指令Ｖ_ｕ ^*、Ｖ_ｖ ^*、Ｖ_ｗ ^*が出力相電圧Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗに合うように電力変換部１０の双方向スイッチＳｗが調整される。

ゲート信号生成部５３は、例えば、入力電圧Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔの大きさの大小関係が変化しない期間において、入力電圧Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔの大きさが大きい順に入力相電圧Ｅ_ｐ、Ｅ_ｍ、Ｅ_ｎとする。また、ゲート信号生成部５３は、例えば、入力電流位相θ１から入力電流分配率αを求めるテーブルを有する。

入力電流分配率αは、電力変換部１０における入力電流Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ}の分配率であり、例えば、入力相電圧Ｅ_ｐへの接続期間Ｔ１と入力相電圧Ｅ_ｍへの接続期間Ｔ２とを規定する。入力電流分配率αは、例えば、α＝Ｔ２／Ｔ１で表される。

ゲート信号生成部５３は、入力電流分配率αおよび入力相電圧Ｖ_ｒ、Ｖ_ｓ、Ｖ_ｔの状態に基づき、搬送波信号の振幅を調整し、入力電流分配率αおよび出力相電圧Ｖ_ｕ ^*、Ｖ_ｖ ^*、Ｖ_ｗ ^*に基づく変調波信号を生成する。ゲート信号生成部５３は、搬送波信号と変調波信号と比較することにより、ＰＷＭ信号を生成する。ゲート信号生成部５３は、例えば、ＰＷＭ信号に転流処理を施してゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８を生成する。

なお、制御部２０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータやＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の集積回路により実現される。

マイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、位相検出部３０、指令生成部３１、振動成分取得部３２、調整部３３、電流制御部３４およびスイッチ駆動部３５の一部または全部の機能を実行することができる。また、ＡＳＩＣやＦＰＧＡなどの回路によって、位相検出部３０、指令生成部３１、振動成分取得部３２、調整部３３、電流制御部３４およびスイッチ駆動部３５の一部または全部の機能を実行することもできる。

図１１は、制御部２０による共振抑制処理の流れを示すフローチャートの一例である。図１１に示すように、制御部２０は、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分ΔＩ_Ｃを取得し（ステップＳ１０）、入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を生成する（ステップＳ１１）。

制御部２０は、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}の振動成分ΔＩ_Ｃに基づいて、入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を調整する（ステップＳ１２）。そして、制御部２０は、調整された入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*に基づいて電力変換部１０を制御する（ステップＳ１３）。これにより、電力変換装置１は、例えば、電源側インピーダンスが大きい場合であっても、ＬＣフィルタ１１の共振を抑制することができる。

図１２は、図１１に示すステップＳ１０の処理の流れを示すフローチャートの一例である。図１２に示すように、制御部２０は、コンデンサ電圧検出部１３から出力されるコンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}を検出し（ステップＳ２０）、かかるコンデンサ電圧Ｖ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に基づいて、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}を推定する（ステップＳ２１）。そして、制御部２０は、推定されたコンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に含まれる振動成分ΔＩ_Ｃを抽出する（ステップＳ２２）。

［２．第２の実施形態］
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置について説明する。第２の実施形態に係る電力変換装置は、入力力率の改善制御を行う点で、第１の実施形態に係る電力変換装置１と異なる。なお、第２の実施形態においては、入力力率の改善制御を行う構成以外は、第１の実施形態に係る電力変換装置１と同様の構成であるため図示および説明を省略するものとする。また、第１の実施形態の電力変換装置１と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。

図１３は、第１の実施形態の電力変換装置１による入力力率制御の状態を示す図であり、図１４は、第２の実施形態の電力変換装置による入力力率制御の状態を示す図である。

第２の実施形態に係る電力変換装置は、ＬＣフィルタ１１のコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒによる影響を考慮した入力力率１制御を行う。交流電源２の出力電流Ｉ_ｇｒｉｄ（図４参照）は、電力変換部１０へ流れる入力電流Ｉ_Ｏ（図４参照）と、コンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒに流れるコンデンサ電流Ｉｃ（図４参照）である。

したがって、ｄｑ軸座標系において入力電流Ｉ_Ｏをｑ軸に一致させるように制御すると、図１３に示すように、出力電流Ｉ_ｇｒｉｄ（図４参照）と出力電圧Ｖ_ｇｒｉｄ（図４参照）との間で位相がずれる場合がある。そのため、入力力率を１にすることができないおそれがある。

そこで、第２の実施形態に係る電力変換装置は、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}に応じて入力電流指令Ｉ_{Ｏ＿ｒｓｔ} ^*を調整することにより、図１４に示すように、入力電流Ｉ_Ｏの位相をずらす。これにより、図１４に示すように、交流電源２の出力電流Ｉ_ｇｒｉｄと出力電圧Ｖ_ｇｒｉｄとの間の位相を合わせて入力力率を１にすることができる。

図１５は、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａの制御部２０Ａの構成例の一部を示す図である。図１５では、指令生成部３１および電流制御部３４は、制御部２０と同様の構成であり、図示を省略している。

図１５に示すように、制御部２０Ａは、力率制御部３６を備える。力率制御部３６は、調整部３３から出力される入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*を調整することにより、入力力率を改善する。

力率制御部３６は、減算器１２１、１２２を備える。減算器１２１は、ローパスフィルタ１０１（電流演算部の一例）の出力を加算器１１１の出力から減算し、減算器１２２は、ローパスフィルタ１０２（電流演算部の一例）の出力を加算器１１２の出力から減算する。

具体的には、減算器１２１は、ｄ軸入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*からｄ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}の基本波成分を減算してｄ軸入力電流指令Ｉ”_Ｏ＿ｄ ^*を生成する。また、減算器１２２は、ｑ軸入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*からｑ軸コンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}の基本波成分を減算してｑ軸入力電流指令Ｉ”_Ｏ＿ｑ ^*を生成する。なお、力率制御部３６は、別途ローパスフィルタを備え、かかるローパスフィルタによってコンデンサ推定電流Ｉ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}、Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}から振動成分ΔＩ_{Ｃ＿ｄ＿ＯＢＳ}、Ｉ_{Ｃ＿ｑ＿ＯＢＳ}を除去するようにしてもよい。

スイッチ駆動部３５は、入力電流指令Ｉ”_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ”_Ｏ＿ｑ ^*に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８を生成する。スイッチ駆動部３５は、例えば、ｔａｎ^-1（Ｉ”_Ｏ＿ｄ ^*／Ｉ”_Ｏ＿ｑ ^*）を演算することで、位相補正量Δθを求め、入力電圧位相θと位相補正量Δθとを加算して入力電流位相θ１を決定する。スイッチ駆動部３５は、入力電流位相θ１および出力相電圧Ｖ_ｕ ^*、Ｖ_ｖ ^*、Ｖ_ｗ ^*に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８を生成する。

このように、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａは、ＬＣフィルタ１１のコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒによる進み電流に応じた位相量だけ入力電流位相θ１を遅らせる。そのため、電力変換装置１Ａは、交流電源２の出力電流Ｉ_ｇｒｉｄと出力電圧Ｖ_ｇｒｉｄとの間の位相を合わせて入力力率を１に制御することができる。

［３．第３の実施形態］
次に、第３の実施形態に係る電力変換装置について説明する。第３の実施形態に係る電力変換装置は、コンデンサ電流の推定に代えてコンデンサ電流の検出を行う点で、第１および第２の実施形態に係る電力変換装置１、１Ａと異なる。なお、第３の実施形態においては、コンデンサ電流を検出し、かかるコンデンサ電流から振動成分を抽出する構成以外は、第１および第２の実施形態に係る電力変換装置１、１Ａと同様の構成であるため図示および説明を省略するものとする。例えば、入力電圧検出部１２、コンデンサ電圧検出部１３、出力電流検出部１４、指令生成部３１、電流制御部３４および力率制御部３６についての図示や説明を省略する。

図１６は、第３の実施形態にかかる電力変換装置１Ｂの構成を示す図である。図１６に示すように、電力変換装置１Ｂは、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、コンデンサ電流検出部１６と、制御部２０Ｂとを備える。

コンデンサ電流検出部１６は、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}を検出する。具体的には、コンデンサ電流検出部１６はコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒにそれぞれ流れるコンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｒｓ、Ｉ_Ｃ＿ｓｔ、Ｉ_Ｃ＿ｔｒを検出する。なお、コンデンサ電流検出部１６は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。

制御部２０Ｂは、指令生成部３１と、振動成分取得部３２Ｂと、調整部３３と、スイッチ駆動部３５とを備える。振動成分取得部３２Ｂは、ｄｑ座標変換部４１Ｂと、振動成分抽出部４３Ｂとを備える。

ｄｑ座標変換部４１Ｂは、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}を固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換した後、入力電圧位相θに基づき、入力電圧位相θに応じて回転する直交２軸のｄｑ成分へ変換する。これにより、コンデンサ電流Ｉ_{Ｃ＿ｒｓｔ}がｄ軸コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｄとｑ軸コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｑへ変換される。

振動成分抽出部４３Ｂは、ｄ軸コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｄからｄ軸振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｄを抽出し、ｑ軸コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｑからｑ軸振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｑを抽出する。かかる振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｄ、ΔＩ_Ｃ＿ｑは、ＬＣフィルタ１１の共振周波数成分を含む。なお、振動成分抽出部４３Ｂは、振動成分取得部３２と同様に、例えば、ローパスフィルタ１０１、１０２および減算器１０３、１０４（図１０参照）を備える。また、振動成分抽出部４３Ｂは、ＬＣフィルタ１１の共振周波数成分を通過させるｎ次（ｎは自然数）のバンドパスフィルタであってもよい。

このように、コンデンサ電流検出部１６は、コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｄ、Ｉ_Ｃ＿ｑを検出し、振動成分取得部３２Ｂは、コンデンサ電流Ｉ_Ｃ＿ｄ、Ｉ_Ｃ＿ｑから振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｄ、ΔＩ_Ｃ＿ｑを抽出する。そして、調整部３３は、振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｄ、ΔＩ_Ｃ＿ｑにより、入力電流指令Ｉ_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ_Ｏ＿ｑ ^*を調整して入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*を生成する。制御部２０Ｂは、かかる入力電流指令Ｉ’_Ｏ＿ｄ ^*、Ｉ’_Ｏ＿ｑ ^*に基づいてゲート信号Ｓ１〜Ｓ１８を生成することにより、ＬＣフィルタ１１の共振振動を抑制することができる。

なお、電力変換装置１Ｂにおいて、コンデンサ電流検出部１６に代えて、例えば、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相からそれぞれ電力変換部１０へ流れ込む電流を検出する入力電流検出部を設けるようにしてもよい。この場合、制御部２０Ｂは、例えば、入力電流検出部によって検出された入力相電流Ｉ_ｒ、Ｉ_ｓ、Ｉ_ｔをｄｑ成分へ変換し、かかるｄｑ成分からＬＣフィルタ１１の共振周波数帯域の信号を抽出することにより、ｄ軸振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｄおよびｑ軸振動成分ΔＩ_Ｃ＿ｑを抽出する。

なお、上述の実施形態に係る電力変換装置１、１Ａ、１Ｂは、３相からｄｑ座標へ変換して入力電流指令を調整したが、ｄｑ座標変換を用いることなく、入力電流指令を調整することもできる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ、１Ｂ 電力変換装置
２ ３相交流電源
３ ３相負荷
１０ 電力変換部
１１ ＬＣフィルタ
１２ 入力電圧検出部
１３ コンデンサ電圧検出部
２０、２０Ａ、２０Ｂ 制御部
３０ 位相検出部
３１ 指令生成部
３２、３２Ｂ 振動成分取得部
３３ 調整部
３４ 電流制御部
３５ スイッチ駆動部
３６ 力率制御部
４１、４１Ｂ ｄｑ座標変換部
４２ 電流推定部
４３、４３Ｂ 振動成分抽出部
５１ 補正量演算部
５２ 位相決定部
５３ ゲート信号生成部
Ｓｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ 双方向スイッチ

Claims (7)

1. 交流電源と負荷との間に設けられた電力変換部と、
   前記電力変換部を制御して前記交流電源と前記負荷との間の電力変換制御を行う制御部と、
   前記交流電源と前記電力変換部との間に設けられたＬＣフィルタと、
   前記ＬＣフィルタのコンデンサの電圧を検出する電圧検出部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記電力変換部の入力電流の指令である入力電流指令を生成する指令生成部と、
   前記コンデンサに流れる電流の振動成分を取得する振動成分取得部と、
   前記振動成分取得部によって取得された前記振動成分に基づいて、前記入力電流指令を調整する調整部と、
   前記調整部によって調整された前記入力電流指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動部と、を備え、
   前記振動成分取得部は、
   前記電圧検出部によって検出された前記コンデンサの電圧に基づいて、前記コンデンサに流れる電流を推定する電流推定部と、
   前記電流推定部によって推定された前記電流から当該電流に含まれる振動成分を抽出する振動成分抽出部と、を備える
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記交流電源の電圧位相を検出する位相検出部と、
   前記調整部によって調整された前記入力電流指令に基づいて、位相補正量を演算する補正量演算部と、
   前記補正量演算部によって演算された前記位相補正量と前記位相検出部によって検出された前記電圧位相とに基づいて前記入力電流の位相を決定する位相決定部と、を備え、
   前記駆動部は、
   前記入力電流の位相が前記位相決定部によって決定された前記位相に合うように前記電力変換部を制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流推定部によって推定された前記電流から前記振動成分を除いた電流を演算する電流演算部を備え、
   前記位相決定部は、
   前記補正量演算部によって演算された前記位相補正量と前記位相検出部によって検出された前記電圧位相とに加え、さらに、前記電流演算部によって演算された前記電流に基づいて前記入力電流の位相を決定する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記駆動部は、
   前記調整部によって調整された前記入力電流指令に基づいて、前記入力電流の位相を制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記駆動部は、
   前記調整部によって調整された前記入力電流指令に基づいて、前記電力変換部における前記入力電流の分配率を決定し、当該決定した前記分配率に基づいて前記電力変換部を制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 交流電源と負荷との間の電力変換を行う電力変換部と前記交流電源との間に設けられたＬＣフィルタのコンデンサの電圧を検出する電圧検出部によって検出された前記コンデンサの電圧に基づいて前記コンデンサに流れる電流を推定し、当該推定した前記電流から当該電流に含まれる振動成分を抽出して当該振動成分を取得する振動成分取得部と、
   前記電力変換部の入力電流の指令である入力電流指令を生成する指令生成部と、
   前記振動成分取得部によって取得された前記振動成分に基づいて、前記入力電流指令を調整する調整部と、
   前記調整部によって調整された前記入力電流指令に基づいて前記電力変換部を制御する駆動部と、を備える
   ことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
7. 交流電源と負荷との間の電力変換を行う電力変換部と前記交流電源との間に設けられたＬＣフィルタのコンデンサの電圧を検出する工程と、
   前記検出された前記コンデンサの電圧に基づいて、前記コンデンサに流れる電流を推定する工程と、
   前記推定された前記電流から当該電流に含まれる振動成分を抽出する工程と、
   前記電力変換部の入力電流の指令である入力電流指令を生成する工程と、
   前記抽出された前記振動成分に基づいて、前記入力電流指令を調整する工程と、
   前記調整された前記入力電流指令に基づいて前記電力変換部を制御する工程と、を含む
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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