JPS6357808B2 - - Google Patents
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- JPS6357808B2 JPS6357808B2 JP16651279A JP16651279A JPS6357808B2 JP S6357808 B2 JPS6357808 B2 JP S6357808B2 JP 16651279 A JP16651279 A JP 16651279A JP 16651279 A JP16651279 A JP 16651279A JP S6357808 B2 JPS6357808 B2 JP S6357808B2
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- current
- transistor
- terminal
- mirror circuit
- circuit
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はモータ等の負荷に一定の電流を流す場
合に使用される帰還系を含む定電流駆動回路に関
するものであり、その目的とするところは安定な
定電流駆動を可能とし、集積化にも好適な定電流
駆動回路を提供することにある。
合に使用される帰還系を含む定電流駆動回路に関
するものであり、その目的とするところは安定な
定電流駆動を可能とし、集積化にも好適な定電流
駆動回路を提供することにある。
一般に、帰還系を含む定電流駆動回路におい
て、モータ等の負荷に一定の電流を流す場合に
は、負荷と電源もしくは接地の間に直列に低抵
抗を接続し、その両端電圧が一定になる様に負荷
を駆動する方法が知られている。第１図にその１
例を示す。ここにダイオードＤ１はトランジスタ
Ｑ１のベースエミツタ間電圧VBEの補正に用いら
れており、その順方向降下電圧VD1とトランジス
タＱ１のVBEが相等しいとし、又、トランジスタ
Ｑ１、電流増幅器１（第１図ｂにその具体構成を
示す）の電流増幅率が十分大きいとして、トラン
ジスタＱ１のベース電流を無視すると、 IL＝（RC／RCS）・IC ……(1) となり、指令入力電流ICを与える事により負荷RL
を定電流ILで駆動することができる。この回路の
動作は電流ICを増加させた際、電圧VQ1Bが下が
り、電流IAが増え、これに伴つて電流ILも増加す
る。逆に電流ICを減少させた際には電流ILも減少
する。そして、電圧VQ1BとVQ1Eがつり合つて平
衡状態となる。しかしながら、上述の仮定を満た
す為にはダイオードＤ１の電流とトランジスタＱ
１のエミツタ電流の比を一定に保つ事が必要であ
り、広い範囲の負荷電流ILについて(1)式を満足さ
せる事は難かしい。
て、モータ等の負荷に一定の電流を流す場合に
は、負荷と電源もしくは接地の間に直列に低抵
抗を接続し、その両端電圧が一定になる様に負荷
を駆動する方法が知られている。第１図にその１
例を示す。ここにダイオードＤ１はトランジスタ
Ｑ１のベースエミツタ間電圧VBEの補正に用いら
れており、その順方向降下電圧VD1とトランジス
タＱ１のVBEが相等しいとし、又、トランジスタ
Ｑ１、電流増幅器１（第１図ｂにその具体構成を
示す）の電流増幅率が十分大きいとして、トラン
ジスタＱ１のベース電流を無視すると、 IL＝（RC／RCS）・IC ……(1) となり、指令入力電流ICを与える事により負荷RL
を定電流ILで駆動することができる。この回路の
動作は電流ICを増加させた際、電圧VQ1Bが下が
り、電流IAが増え、これに伴つて電流ILも増加す
る。逆に電流ICを減少させた際には電流ILも減少
する。そして、電圧VQ1BとVQ1Eがつり合つて平
衡状態となる。しかしながら、上述の仮定を満た
す為にはダイオードＤ１の電流とトランジスタＱ
１のエミツタ電流の比を一定に保つ事が必要であ
り、広い範囲の負荷電流ILについて(1)式を満足さ
せる事は難かしい。
そこで、上述の問題を解決するために電源ま
で動作する差動増幅器を比較回路として用いるこ
とが考えられる。第２図はその１例を示し、トラ
ンジスタQ2，Q3が比較回路としての差動増幅器、
トランジスタQ4，Q5が定電流源IBによつて駆動
されるバイアス回路、トランジスタQ6，Q7が能
動負荷としてのカレントミラー回路であり、負荷
RLはトランジスタQ5，Q7のコレクタに接続した
電流増幅器２（第１図ｂに示した構成と同じも
の）、トランジスタQ3よりなる帰還系内に接続さ
れている。このように電源まで動作する差動増
幅器を比較回路として用いた場合、電流増幅器２
の増幅率を十分大きくして、その入力電流を小さ
くすれば、トランジスタQ3のベース・エミツタ
間電圧VBEの誤差によるオフセツトを小さくする
事が可能である。この回路の動作は電流ICを増加
させた際、電圧VQ2Bが下がり、電流IQ2E（＝
IQ4C）が減少する。これに伴つて電流IQ7Cも減少
し、従つて電流IAが増加し、電流ILが増加する。
逆に電流ICを減少させた際、電流ILも減少する。
そして、電圧VQ2BとVQ3Bとがつり合つて平衡状
態となる。しかしながら、この回路は帰還系全体
として発振しやすくなる。つまり、比較器の動作
電流はバイアスを与える微小電流源IB、トランジ
スタＱ４，Ｑ５のパラメータhfeで大きく変化す
るため、トランジスタQ4，Q5のコレクタ電流の
対称性を保つことがむずかしくなるという問題が
あつた。
で動作する差動増幅器を比較回路として用いるこ
とが考えられる。第２図はその１例を示し、トラ
ンジスタQ2，Q3が比較回路としての差動増幅器、
トランジスタQ4，Q5が定電流源IBによつて駆動
されるバイアス回路、トランジスタQ6，Q7が能
動負荷としてのカレントミラー回路であり、負荷
RLはトランジスタQ5，Q7のコレクタに接続した
電流増幅器２（第１図ｂに示した構成と同じも
の）、トランジスタQ3よりなる帰還系内に接続さ
れている。このように電源まで動作する差動増
幅器を比較回路として用いた場合、電流増幅器２
の増幅率を十分大きくして、その入力電流を小さ
くすれば、トランジスタQ3のベース・エミツタ
間電圧VBEの誤差によるオフセツトを小さくする
事が可能である。この回路の動作は電流ICを増加
させた際、電圧VQ2Bが下がり、電流IQ2E（＝
IQ4C）が減少する。これに伴つて電流IQ7Cも減少
し、従つて電流IAが増加し、電流ILが増加する。
逆に電流ICを減少させた際、電流ILも減少する。
そして、電圧VQ2BとVQ3Bとがつり合つて平衡状
態となる。しかしながら、この回路は帰還系全体
として発振しやすくなる。つまり、比較器の動作
電流はバイアスを与える微小電流源IB、トランジ
スタＱ４，Ｑ５のパラメータhfeで大きく変化す
るため、トランジスタQ4，Q5のコレクタ電流の
対称性を保つことがむずかしくなるという問題が
あつた。
本発明はこのような従来の欠点を解消するもの
であり、以下、本発明について実施例の図面と共
に説明する。
であり、以下、本発明について実施例の図面と共
に説明する。
第３図は本発明の１実施例を示す。第３図にお
いて、トランジスタQ8，Q9，Q10は電流源動作を
するウイルソン型のカレントミラー回路を構成
し、指令入力電流ICが与えられるトランジスタQ8
のエミツタが抵抗RCを介して電源に、トラン
ジスタQ9のエミツタが抵抗R1，RCSを介して電
源に接続されている。トランジスタQ12，Q13は
電流吸込み動作をするカレントミラー回路を構成
し、トランジスタQ12のコレクタがトランジスタ
Q8のコレクタに、トランジスタQ13のコレクタが
トランジスタQ10のコレクタに接続されている。
トランジスタQ11は電流吸込み動作をするカレン
トミラー回路のためのブースタであり、そのベー
ス・エミツタがトランジスタQ13のコレクタ・ベ
ースに接続され、そのコレクタが電源に接続さ
れている。負荷RLはその１端が上記抵抗R1とRCS
の接続点に接続されており、その他端が電流増幅
器３（第３図ｂにその具体構成を示す）およびト
ランジスタQ14を介して接地されており、上記ト
ランジスタQ14のベースが上記トランジスタQ12，
Q13のベースに共通に接続されている。
いて、トランジスタQ8，Q9，Q10は電流源動作を
するウイルソン型のカレントミラー回路を構成
し、指令入力電流ICが与えられるトランジスタQ8
のエミツタが抵抗RCを介して電源に、トラン
ジスタQ9のエミツタが抵抗R1，RCSを介して電
源に接続されている。トランジスタQ12，Q13は
電流吸込み動作をするカレントミラー回路を構成
し、トランジスタQ12のコレクタがトランジスタ
Q8のコレクタに、トランジスタQ13のコレクタが
トランジスタQ10のコレクタに接続されている。
トランジスタQ11は電流吸込み動作をするカレン
トミラー回路のためのブースタであり、そのベー
ス・エミツタがトランジスタQ13のコレクタ・ベ
ースに接続され、そのコレクタが電源に接続さ
れている。負荷RLはその１端が上記抵抗R1とRCS
の接続点に接続されており、その他端が電流増幅
器３（第３図ｂにその具体構成を示す）およびト
ランジスタQ14を介して接地されており、上記ト
ランジスタQ14のベースが上記トランジスタQ12，
Q13のベースに共通に接続されている。
この場合、カレントミラー回路は理想的な動作
をするとすれば、回路全体の動作は第３図ｃの等
価回路を用いて説明すると次のようになる。即
ち、電流ICを増加させた際、電圧VQ8Eが下がり、
電流IQ8Cが減少し、従つて電流Ｉが増加する。こ
れに伴つて電流IQ9C及びIQ12C，IQ14Cが増加し、
電流ILが増加する。逆に電流ICを減少させた際に
は電流ILも増加する。そして、電圧VQ8EとVQ9E
とがつり合つて平衡状態となる。平衡状態におい
て、トランジスタQ8のエミツタとVCC間の電圧を
VQ8Eとすると、 VQ8E＝（IC＋IQ8C）・RC また、トランジスタQ9のエミツタとVCC間の電
圧をVQ9Eとすると、 VQ9E＝（IQ9C＋IL）・RCS＋IQ9C・R1 平衡状態ではVQ8E＝VQ9Eであるので、 （IC＋IQ8C）・RC＝（IQ9C＋IL）・RCS ＋IQ9C・R1 IC・RC＋IQ8C・RC＝IQ9C・RCS ＋IL・RCS＋IQ9C・R1 ここでIQ8C＝IQ9C→I8とおく、 IL・RCS＝IC・RC＋I8・RC−I8・RCS −I8・R1 ＝I8・（RC−RCS−R1）＋IC・RC ここでRCS≪RC，R1とすると ＝I8・（RC−R1）＋IC・RC ∴IL＝１／RCS・｛I8・（RC−R1）＋IC・RC｝ ……(2) 特にRC＝R1とすると、 IL＝RC／RCS・IC ……(3) となり、(1)式を満足することができる。そして、
電流増幅器３にはトランジスタQ14を用いて上記
トランジスタQ12，Q13のベースに共通接続、つ
まりトランジスタQ12，Q13のベース出力が与え
られているため、I8とI9の対称性が保たれ、安定
した定電流駆動を行なうことができる。
をするとすれば、回路全体の動作は第３図ｃの等
価回路を用いて説明すると次のようになる。即
ち、電流ICを増加させた際、電圧VQ8Eが下がり、
電流IQ8Cが減少し、従つて電流Ｉが増加する。こ
れに伴つて電流IQ9C及びIQ12C，IQ14Cが増加し、
電流ILが増加する。逆に電流ICを減少させた際に
は電流ILも増加する。そして、電圧VQ8EとVQ9E
とがつり合つて平衡状態となる。平衡状態におい
て、トランジスタQ8のエミツタとVCC間の電圧を
VQ8Eとすると、 VQ8E＝（IC＋IQ8C）・RC また、トランジスタQ9のエミツタとVCC間の電
圧をVQ9Eとすると、 VQ9E＝（IQ9C＋IL）・RCS＋IQ9C・R1 平衡状態ではVQ8E＝VQ9Eであるので、 （IC＋IQ8C）・RC＝（IQ9C＋IL）・RCS ＋IQ9C・R1 IC・RC＋IQ8C・RC＝IQ9C・RCS ＋IL・RCS＋IQ9C・R1 ここでIQ8C＝IQ9C→I8とおく、 IL・RCS＝IC・RC＋I8・RC−I8・RCS −I8・R1 ＝I8・（RC−RCS−R1）＋IC・RC ここでRCS≪RC，R1とすると ＝I8・（RC−R1）＋IC・RC ∴IL＝１／RCS・｛I8・（RC−R1）＋IC・RC｝ ……(2) 特にRC＝R1とすると、 IL＝RC／RCS・IC ……(3) となり、(1)式を満足することができる。そして、
電流増幅器３にはトランジスタQ14を用いて上記
トランジスタQ12，Q13のベースに共通接続、つ
まりトランジスタQ12，Q13のベース出力が与え
られているため、I8とI9の対称性が保たれ、安定
した定電流駆動を行なうことができる。
第４図は本発明の他の実施例を示し、第３図と
異なるところはトランジスタQ15，Q16よりなる
差動増幅器を比較回路として用い、そのトランジ
スタQ15のベースを抵抗RCを介して電源に、そ
のトランジスタQ16のベースを抵抗RCSと負荷RL
の接続点に接続したことである。この場合、カレ
ントミラー回路が理想的な動作をすると、I14＝
I15となり、トランジスタQ14，Q15のベース・エ
ミツタ間電圧VBEは補償され、 IL＝RC／RCS・IC ……(4) となり、(1)式を満足することができる。そして、
この場合には負荷電流が小さいときに特に有効に
作用し、安定した定電流駆動を行なうことができ
る。
異なるところはトランジスタQ15，Q16よりなる
差動増幅器を比較回路として用い、そのトランジ
スタQ15のベースを抵抗RCを介して電源に、そ
のトランジスタQ16のベースを抵抗RCSと負荷RL
の接続点に接続したことである。この場合、カレ
ントミラー回路が理想的な動作をすると、I14＝
I15となり、トランジスタQ14，Q15のベース・エ
ミツタ間電圧VBEは補償され、 IL＝RC／RCS・IC ……(4) となり、(1)式を満足することができる。そして、
この場合には負荷電流が小さいときに特に有効に
作用し、安定した定電流駆動を行なうことができ
る。
尚、上記の実施例では定電流源動作するカレン
トミラー回路にウイルソン型のものを用いたが、
これは通常のカレントミラー回路つまりトランジ
スタQ10を省略したものであつてもよく、また、
電流吸込み動作をするカレントミラー回路にブー
スタを用いたが、これは通常のカレントミラー回
路つまりトランジスタQ13のベース・コレクタ直
結のものであつてもよい。
トミラー回路にウイルソン型のものを用いたが、
これは通常のカレントミラー回路つまりトランジ
スタQ10を省略したものであつてもよく、また、
電流吸込み動作をするカレントミラー回路にブー
スタを用いたが、これは通常のカレントミラー回
路つまりトランジスタQ13のベース・コレクタ直
結のものであつてもよい。
また、トランジスタQ8〜Q16はそれぞれNPN
はPNPに、PNPはNPNに置換してもよいことは
云うまでもない。この場合、電流源動作するカレ
ントミラー回路は電流吸込み動作を、電流吸込み
動作をするカレントミラー回路は電流源動作をす
るように置換えられる。
はPNPに、PNPはNPNに置換してもよいことは
云うまでもない。この場合、電流源動作するカレ
ントミラー回路は電流吸込み動作を、電流吸込み
動作をするカレントミラー回路は電流源動作をす
るように置換えられる。
以上のように本発明によれば、良好な定電流駆
動が可能になり、この場合に必要なのは抵抗、
hef等の絶対値ではなくそれらの相対精度であり、
集積回路として用いた場合に特に効果が大きいも
のである。
動が可能になり、この場合に必要なのは抵抗、
hef等の絶対値ではなくそれらの相対精度であり、
集積回路として用いた場合に特に効果が大きいも
のである。
第１図は基本的な定電流駆動回路の回路図、第
２図は差動増幅器を用いた定電流駆動回路の回路
図、第３図は本発明を用いた定電流駆動回路の１
実施例を示す回路図、第４図は本発明を用いた定
電流駆動回路の他の実施例を示す回路図である。 RC……標準抵抗、RCS……電流検出抵抗、IC…
…指令電流、IL……駆動電流、Q8〜Q16……トラ
ンジスタ、３……電流増幅器、RL……負荷、R1
……抵抗。
２図は差動増幅器を用いた定電流駆動回路の回路
図、第３図は本発明を用いた定電流駆動回路の１
実施例を示す回路図、第４図は本発明を用いた定
電流駆動回路の他の実施例を示す回路図である。 RC……標準抵抗、RCS……電流検出抵抗、IC…
…指令電流、IL……駆動電流、Q8〜Q16……トラ
ンジスタ、３……電流増幅器、RL……負荷、R1
……抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電流源動作をするカレントミラー回路と、こ
の電流源動作をするカレントミラー回路の出力と
その指令入力が接続され、その電流源動作をする
カレントミラー回路の指令入力とそのミラー出力
が接続された電流吸込動作をするカレントミラー
回路と、上記電流源動作をするカレントミラー回
路の指令側トランジスタのエミツタ又はコレクタ
に接続された第１端子と電源間に接続された抵抗
と、上記電流源動作をするカレントミラー回路の
出力側トランジスタのエミツタ又はコレクタに接
続された第２端子と電源間に接続された抵抗を備
えてなり、前記第１端子から吸出される電流によ
る降下電圧と上記電源と第２端子間の電圧を比較
し、その誤差を上記電流吸込み動作をするカレン
トミラー回路の共通ベースに接続された第３端子
より出力するように構成した比較回路を有するこ
とを特徴とする定電流駆動回路。 ２ 抵抗に代えて差動増幅器を用い、その一方の
トランジスタのベースを第１端子に接続し、その
他方のトランジスタのベースを第２端子に接続
し、電源と第１端子間の電圧と電源と第２端子間
の電圧を比較し、その誤差を第３端子より出力す
るように構成したことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の定電流駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16651279A JPS5688513A (en) | 1979-12-20 | 1979-12-20 | Constant-current driving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16651279A JPS5688513A (en) | 1979-12-20 | 1979-12-20 | Constant-current driving circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5688513A JPS5688513A (en) | 1981-07-18 |
| JPS6357808B2 true JPS6357808B2 (ja) | 1988-11-14 |
Family
ID=15832702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16651279A Granted JPS5688513A (en) | 1979-12-20 | 1979-12-20 | Constant-current driving circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5688513A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6093963A (ja) * | 1983-10-28 | 1985-05-25 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 電子スイツチの過電流検出回路 |
| JPH0718892B2 (ja) * | 1983-10-28 | 1995-03-06 | 山武ハネウエル株式会社 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
| JPS6093962A (ja) * | 1983-10-28 | 1985-05-25 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 電子スイツチの過電流検出回路 |
| JPS6093961A (ja) * | 1983-10-28 | 1985-05-25 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 電子スイツチの過電流検出回路 |
| JPH063467B2 (ja) * | 1983-10-31 | 1994-01-12 | 山武ハネウエル株式会社 | 電子スイツチの過電流検出回路 |
| JPH01212364A (ja) * | 1988-02-19 | 1989-08-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 負荷電流検出回路 |
-
1979
- 1979-12-20 JP JP16651279A patent/JPS5688513A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5688513A (en) | 1981-07-18 |
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