JPS6330049A

JPS6330049A - Ｍｓｋ復調回路

Info

Publication number: JPS6330049A
Application number: JP17151586A
Authority: JP
Inventors: Takatoshi Shirosugi; 孝敏城杉; Tsutomu Noda; 勉野田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-07-23
Filing date: 1986-07-23
Publication date: 1988-02-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、搬送波抑圧両側波帯波信号の復調に際して安
定に中間周波を発生するようにしたＭＳＫ復調回路に関
する。

〔従来の技術〕

位相連続ＦＳＸ信号は、変調波の包絡線が一定で、出力
増幅器の飽和などによる抑圧に対して主スペクトルが影
響を受けないため、これら非線形系を含む伝送路におい
て有利な変調方式である。

特に変調指数０．５の位相連続ＦＳＫ信号はＭ　Ｓ　Ｋ
　（Ｍｉｎｉｎ＋ｕｍ　　５ｈｉｆｔ　　Ｋｅｙｉｎｇ
）信号と呼ばれ。

占有帯域幅が狭く効率のよい変調方式として注目されて
いる。

受信したＭＳＫ信号を復調するための同期検波方式を用
いた従来の復調回路は、基準信号である搬送波の再生方
法が重要であり、例えば特開昭５５−７３１６４号公報
では、搬送波再生回路として変形コスタスループを用い
、搬送波位相誤差信号を抽出し、電圧制御発振器を制御
して搬送波を得るようになっている。しかし、搬送波の
周波数変動が大きい場合には最良の状態で復調できず、
性能が劣化するという欠点があった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、搬送波の周波数変動の大きい伝送シス
テムにおいても搬送波再生回路内の電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）等の設計を変動の大きさに対応して行なうことで
搬送波を再生でき、変調波を復調できる。しかし、ヘト
ロダイン受信機のように局部発振器のドリフトにともな
う中間周波数のドリフトに対して、固定の中間周波数通
過用バンドパスフィルタによる側帯波の過不足や搬送波
のＴ移相器の位相ずれについて配慮されておらず、再生
信号の誤り率が劣化する問題があった。

本発明はＭＳＫなどの搬送波抑圧両側帯波信号を安定に
復調するヘトロダイン受信機の復調回路を提供すること
を目的とるする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、復調回路を次のように構成することにより
、達成される。すなわち、基準搬送波発振用として固定
の水晶発振器を用いて同相分搬送波を得、この同相分搬
送波をｆ移相器で位相をずらして直交分搬送波を得る。

中間周波数に変換された入力変調信号を同相搬送波及び
直交搬送波でそれぞれ同期検波し、同相成分出力と直交
成分出力を乗算しさらにデータ伝送周波数であるタイミ
ングクロックの２分周信号とを乗算し、この乗算信号の
直流成分を搬送波位相誤差信号としてループフィルタを
用いて抽出する。この搬送波位相誤差信号で、中間周波
数に変換する周波数変換回路内の局部発振器を制御して
一種のＰＬＬを構成することで１周波数変換回路に入力
する変調信号の周波数変動分を吸収する。

〔作用〕

上記構成により１周波数変動分をもった変調波は周波数
変換回路により周波数変動のない安定した中間周波数に
変換される。それによって、固定の中間周波数通過用バ
ンドパスフィルタによる側帯波の過不足がなく、また搬
送波のＴ移相器の位相ずれのない状態で復調ができるの
で、復調回路は最良の状態で動作し再生信号の誤り率は
劣化することがない。

〔実施例〕

以下１本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の第一の実施例を示すブロック図であっ
て、同図は中間周波数に２つの周波数をもつ二重ヘテロ
ダイン方式で搬送波周波数を下げ、ＭＳＫ信号を復調す
る実施例である。

第１図において、１は入力端子、２は第１の局部発振器
、３は第１の混合器、４は第２の局部発振器、５は第２
の混合器、６はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、７は第
１の乗算器、８は第２の乗π ンのＬＰＦ、１３は第１の判定回路、１４は第２の判定回
路、１５は反転回路、１６はディジタル信号処理回路、
１７は再生信号出力端子、１８は第３の乗算器、１９は
第４の乗算器、２０はループフィルタ、２１はクロック
再生回路である。

同図において、入力端子１に与えられた信号と第１の局
部発振器２の出力とを第１の混合器３をを用いてビート
ダウンし第１の中間周波にする。

その第１の中間周波と第２の局部発振器４の出力−とを
第２の混合器５とを用いてビートダウンし第２の中間周
波にする６次に、ＢＰＦ６で不要な帯域外雑音、妨害な
どを削除するとともに伝送路の特性を最適とするように
波形等化を行なう。その出力を第１の乗算器７及び第２
の乗算器８に加え、基準発振器９の位相と、その出力を
Ｔ移相器１ｏを通して７位相のずれた信号でそれぞれ乗
算することで同期検波し、第１のＬＰＦＩＩ及び第２の
ＬＰＦ１２を用いて不要な高周波成分を取り除き、それ
ぞれ０相７相のいわゆる工とＱのベ一に判定され、２値
のディジタル信号として各々ディジタル信号処理回路１
６に入力される。一方、第１のＢＰＦＩＩの出力と第２
のＢＰＦ１２の出力を第３の乗算器１８に加え、その出
力を第４の乗算器１９の入力とし、クロック再生回路２
１により再生されたデータ伝送周波数の２分周したクロ
ック信号と乗算する。そして第４の乗算器１９の出力を
ループフィルタ２ｏを介して第２の局部発振器４に帰還
する。すなわち第３の乗算器１８゜第４の乗算器１９．
ループフィルタ２ｏ及びクロック再生回路２１により再
生されたクロック信号で第１の乗算器７及び第２の乗算
器８の入力である第２の中間周波数と基準発振器９の出
力の位相差を検出し、第２の局部発振器４を制御して、
第２の中間周波と基準発振器９の出力の位相差をある一
定値にする負帰還ループを構成するものである。位相差
検出動作は、前記特開昭５５−７３１６４号公報に詳し
く述べられているためここでは省略する。本実施例によ
れば基準発振器９として水晶発振器など周波数安定度の
良い発振器を用いるので、上記負帰還ループで第２の中
間周波数の周波数が安定した値となり、第１の局部発振
器２の周波数が温度変動などによりドリフトしたとして
も、第２の中間周波の周波数が一定となり。

ＢＰＦ６の中心周波数とのずれが生ぜず、安定な特性を
得ることができる。

第２図は本発明の第二の実施例を示すブロック図であっ
て、同図は、第１図の回路における負帰還ループが疑似
ロックした場合の対策を付加したものであり、第１図と
同一符号のものは同一機能を示し、２２は符号誤り率測
定回路、２３は低周波信号発生回路、２４は加算回路で
ある。

同図において、電源投入時などで第２の局部発振器４の
周波数が安定していないときに、第１図の回路では基準
発振器９の周波数とは別の周波数で負帰還ループがかか
る、いわゆる、疑似ロックの状態になることがある。こ
の場合、ループフィルタ２ｏの出力は通常の値Ｏｖとは
異なる電圧を出力する。今これを疑似ロック電圧Ｖｅと
おく。

疑似ロックの状態では、正常なデータは復調できないた
め再生信号出力端子１７には、符号誤り率がほとんど全
エラーの信号が得られる。

符号誤り率測定回路はこの状態を測定し、低周波信号発
生回路２３に信号を送る。低周波信号発生回路２３はこ
れを受け、振幅が疑似ロック電圧Ｖｅより大きい低周波
を発生する。加算回路２４は該低周波信号とループフィ
ルタ２ｏの出力を加算し第２の局部発振器４に入力する
。これにより負帰還ループは疑似ロック状態から脱し、
正常なロック状態となる。正常なロック状態では再生信
号出力端子の出力は符号誤り率の少ない状態となるため
、符号誤り率測定回路２２はこれを受は低周波発生回路
２３に信号を送り低周波の発生を停止する。このとき低
周波発生回路２３はＱｖを出力する。なお、第２の局部
発振器４は入力電圧がｏｖのとき基準発振器９と同じ中
間周波となる周波数で発振し、制御電圧はＯｖを中心と
した正及び負電圧で動作すると考える。

本実施例によれば疑似ロック状態を検出して局部発振器
の周波数を変化できるので安定な復調が得られる。

第３図は本発明の第三の実施例を示すブロック図であっ
て、同図も疑似ロック対策の回路であり、疑似ロック状
態をループフィルタ２０の出力で調べるようにしたもの
で第１、第２図と同一符号は同一部分を示し、２５は基
準電圧発生器、２６は比較器、２７は加算回路である。

同図において、疑似ロックした場合のループフィルタ２
０の出力である疑似ロック電圧Ｖｅは復調回路の定数を
変えなければ正常電圧であるＯＭを中心に決まった値と
なるため、疑似ロックの検出が可能である。比較器２６
の入出力特性を第４図に示すように構成し、ｌＶｃｏＭ
ｌ＜ｌＶｅ　ｌととり、Ｏ＜　ｌ　ＶＯＩＪＴ　Ｉ　　
Ｉ　Ｖ　ｅ　Ｉ　＜Ｖ（ＯＭ　ｌを満たす適当な値をと
れば、加算器２７の出力は常にＯｖ付近となり正常なロ
ック状態になる。

なお、比較器２６の特性を±Ｖ　ＣＯＮのウィンドコン
パレータにし第２図の低周波発生回路２３の入力として
もよい。

第５図は本発明の第四の実施例を糸すブロック−図であ
って、同図も疑似ロック対策の一例で前記・＼実施例と同一符号は同一部分を示し、２７は電圧リミッ
タであり第６図のような入出力特性を持つ。

この場合電圧リミッタ２７の出力は疑似ロック電圧Ｖｅ
まで達っしないため疑似ロック状態とならない。また、
第１図の構成で第２の局部発振器４の特性を第７図に示
す入出力特性にしても同様の効果がある。ただし、Δチ
ｅは第２の局部発振器の入力が疑似ロック電圧Ｖｅだけ
ずれたときの出力周波数偏移である。

第８図は本発明の第五の実施例を示すブロック図であっ
て、第１図と同一符号は同一部分を示し。

２８はＡａｃ　（オートゲインコントロール）回路であ
る。同図において、ＢＰＦ６の出力のエンベロープをＡ
ＧＣ回路２８で一定に保つことで第１の乗算器７、第２
の乗算器８、第３の乗算器１８、第４の乗算器１９の動
作は飽和状態をなくシ、直線性の良い状態で使用できる
。

また、本実施例によれば負帰還ループのループ利得を一
定にすることができ、安定な動作を行なうことができる
。

〔発明の効果〕

以上説明したように１本発明によれば、ヘテロダイン受
信機の中間周波の周波数を安定にできるので、固定の中
間周波数通過用バンドパスフィルタによる側帯波の過不
足を生じることがなく、また搬送波のＴ移相器の周波数
変化に対する位相ずれもなく安定な復調動作を可能とす
ることができ、上記従来技術の欠点を除いて優れた機能
のＭＳＫ復調回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
本発明の第二の実施例を示すブロック図、第３図は本発
明の第三の実施例を示すブロック図、第４図は第３図の
説明図、第５図は本発明の第四の実施例を示すブロック
図、第６図は第５図の説明図、第７図は第５図の説明図
、第８図は本発明の第五の実施例を示すブロック図であ
る。２・・・第１の局部発振器、３・・・第１の混合器、４
・・・第２の局部発振器、５・・第２の混合器、６・・
・バンドパスフィルタ、７・・・第１の乗算器、８・・
・第２の乗算器、９・・・基準発振器、１０・・・π／
２移相器。１１・・・第１のローパスフィルタ、１２山第２のロー
パスフィルタ、１３・・・第１の判定回路、１４・・・
第２の判定回路、１５・・・反転回路、１６・・・ディ
ジタル信号処理回路、１８・・・第３の乗算器、１９・
・・第４の乗算器、２０・・・ループフィルタ、２１・
・・タロツク再生回路。

Claims

【特許請求の範囲】１、混合器及び局部発振器からなるヘテロダイン受信器
のＭＳＫ復調回路において、中間周波数に相当する基準
発振器、π／２移相器、第１、第２の位相検波器、第１
、第２の乗算器、及びループフィルタを設け、該基準発
振器出力を該第１の位相検波器に加えるとともに該π／
２移相器を介して該第２の位相検波器に加え、該第１及
び第２の位相検波器出力を該第１乗算器に加え、該第１
乗算器の出力と伝送周波数のタイミングクロックの２分
周信号を該第２乗算器に加え、該第２乗算器出力を該ル
ープフィルタを介して該局部発振器に加えるように構成
したことを特徴とするＭＳＫ復調回路。２、特許請求の範囲第１項記載のＭＳＫ復調回路におい
て、符号誤り率測定回路、発振器、加算器を設け、該符
号誤り率測定回路により疑似ロックを検出して該発振器
を制御し、該発振器出力と該ループフィルタの出力を該
加算器に加え、該加算器出力を該局部発振器に加えるよ
うに構成したことを特徴とするＭＳＫ復調回路。３、特許請求の範囲第１項記載のＭＳＫ復調回路におい
て、基準電圧発生器、比較器、加算器を設け、該基準電
圧発生器と比較器を用いて該ループフィルタの電圧を調
べ疑似ロックを検出し、該比較器出力と該ループフィル
タの出力を該加算器に加え該加算器出力を該局部発振器
に加えるように構成したことを特徴とするＭＳＫ復調回
路。４、特許請求の範囲第１項記載のＭＳＫ復調回路におい
て、電圧制限器を設け、該ループフィルタの出力を該電
圧制限器に入力し、該電圧制限器の出力を該局部発振器
に加えるように構成したことを特徴とするＭＳＫ復調回
路。５、特許請求の範囲第１項記載のＭＳＫ復調回路におい
て、前記局部発振器の出力周波数範囲に制限を設けたこ
とを特徴とするＭＳＫ復調回路。６、特許請求の範囲第１項記載のＭＳＫ復調回路におい
て、自動電圧利得制御器を設け、前記第１及び第２乗算
器の入力信号レベルを一定入力としたことを特徴とする
ＭＳＫ復調回路。