JPH03104455A - 同期検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　　要〕 π／４シフトＱＰＳＫ復調に用いる同期検波回路に関し
、 π／４シフトＱＰＳＫ変調波の復調回路として、静的な
（フェージングの無い）条件下でビット誤り率特性の良
い同期検波回路を提供することを目的とし、 移相器によりπ／４だけシフトした２組の直交した基準
搬送波でπ／４シフ｝ＱＰＳＫ変調された受信信号を検
波する検波器と、該検波器の２＆Ｉｌの直交検波出力の
各々の低周波戒分のみを取り出すフィルタと、該フィル
タからの２組の直交検波出力から復調信号の位相を８ｉ
１倍して変調戒分を除去する８逓倍器と、該８ｉ！１倍
器の出力位相誤差により制御されて該基準１般送波を再
生する電圧制御発振器と、該フィルタからの２組の直交
検波出力同士を乗算し、その積を比較することにより正
しい１＆Ｉｌの直交検波出力を決定する比較部と、該比
較部の出力により、該正しい１組の直交検波出力を選択
する選択器とでＩ戒する． 〔産業上の利用分野〕 本発明は、同期検波回路に関し、特にπ／４シフトＱＰ
ＳＫ復調に用いる同期検波回路に関するものである。

近年の通信需要の増加、多欅化、並びにデイジタル化に
伴い、周波数帯域や信号電力を効率良く使用できる通信
方式が求められている。

［従来の技術と課題］ ディジタル移動通信における変／復調原理には種々の方
式が研究されて来ているが、従来では殆どの方式が周波
数ディジタル変／復１！（ＦＭ）方式の範晴に入るもの
であった． このような周波数変／復調方式は、包絡線が一定である
ため、Ｃ型増幅器が使用でき、電力効率が良く構造が簡
単である等の利点が有る反面、非線形増幅に起因して周
波数帯域が広がる等の欠点を有している。

そこで、線形変／復澗方式として周波数帯域が狭いＱＰ
ＳＫ　（直交ＰＳＫ）方式が既に随分以前より提案され
ている。

第５図には、今までに提案された種々のＱＰＳＫ方式の
原理が示されている。

まず、同図（ａ）に示すＱＰＳＫ方式は直交座標（１，
Ｑ）のいずれもが変化するもので、ゼロ点を交差するた
め振幅変化が最も大きく周波数帯域外へのスペクトル拡
大が有り、同図（ロ）に示すＯＱＰＳＫ　（オフセット
ＱＰＳＫ）では直交座標（１，Ｑ）のいずれか一方のみ
が変化するのでゼロ点を交差せず高出力増幅器のような
非線形素子を通過した際にスベクトラムの拡大が少ない
が、ＱＰＳＫ方式のように遅延検波はできず同期検波し
か適用できない。

一方、同図（Ｃ）に示すπ／４シフトＱＰＳＫ方式は、
ＱＰＳＫ方式とＯＱＰＳＫ方式の双方の利点を有するも
ので、遅延検波及び同期検波並びに周波数検波も適用で
きる利点がある． 従って、最近ではπ／４シフトＱＰＳＫ方式が脚光を浴
びつつあるが、この方式を実現するための変／復調回路
は未だ研究の段階に有る．従って、本発明は、π／４シ
フトＱ　Ｐ　Ｓ　Ｋｉｉｌｌ波の復調回路として、静的
な（フェージングの無い）条件下でビット誤り率特性の
良い同期検波回路を提供することを目的とする． 〔課題を解決するための手段〕 上記の目的を達或するため、本発明に係る同期検波回路
は、第１図に原理的に示すように、移相器ＩＯによりπ
／４だけシフトした２＆［ｌの直交した基準搬送波でπ
／４シフ｝ＱＰＳＫ変調された受信信号を検波する検波
器ｌと、該検波器１の２組の直交検波出力の各々の低周
波戊分のみを取り出すフィルタ２と、該フィルタ２から
の２組の直交検波出力から復調信号の位相を８逓倍して
変調戒分を除去する８ａ倍器３と、該８逓倍器３の出力
位相誤差により制御されて該基準搬送波を再生する電圧
制御発振器４と、該フィルタ２からの２組の直交検波出
力同士を乗算し、その積を比較することにより正しい１
組の直交検波出力を決定する比較部４と、該比較部４の
出力により、該正しいｌ組の直交検波出力を選択する選
択器５とで構或されている． 〔作　　　用〕 π／４シフトＱＰＳＫ方式では１タイムスロット前の位
相から土π／４，±３π／４シフトした４つの位相に２
ビットの情報を対応させて伝送する。

従って、変調波は２ｍπ／４と（２ｍ＋１）π／４の位
相点を交互にとるＰＳＫ変調波となる。

但し、ｍ＝０＋１．２．３である。

今、２ｍπ／４の位相を奇スロットと呼び、（２ｍ＋１
）π／４の位相を偶スロットと呼ぶことにすれば、受信
側で同期検波を行うには奇スロットに対しては（２ｍ＋
１）π／４の搬送波を、偶スロットに対しては２ｍπ／
４の搬送波を再生した場合が最も効率良く検波でき、第
５図（ａ）に示すＱＰＳＫ同期検波と同等の復調特性が
得られる．この場合、現在受信した変調位相が偶スロッ
トであるか奇スロットであるかを識別すること無く偶ス
ロット用と奇スロット用の基準搬送波を別々に再生すれ
ば好都合である． そこで、第１図に示す本発明では、電圧制御発振器４か
らの基準搬送波の位相を移相器１０によりそれぞれＯ．
一π／４，一π／２，−３π／４シフトした４つの基準
搬送波、即ちπ／４だけシフトした偶スロット用と奇ス
ロット用の２ｍの直交基準搬送波とπ／４シフｌ−ＱＰ
ＳＫ変調された受信信号とを検波器１によりそれぞれ乗
積しフィルタ２で低周波或分を取り出してＸ，Ｗ，Ｙ，
Ｚを得る． この４つの検波出力において直交搬送波による検波出力
（Ｘ．　Ｙ）と（Ｗ，　　Ｚ）とからそれぞれの積をＥ
（−Ｘ−Ｙ）とＦ　（−Ｗ・Ｚ）とし、この２＆［ｌの
直交出力積を比較部５で比較することにより正しい搬送
波で検波された出力を選択器６で選沢する． また、４つの検波出力ｘ，　ｙ，　ｗ，　　ｚから復調
１３号の位相を８逓倍器３で８週倍することにより変調
威分を除去し、その位相誤差により電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）４を制御して基１！搬送波を再生する。

これをもう少し詳しく説明する． π／４シフ｝ＱＰＳＫ変調された受信信号を次の式（１
）で表す． ｒ（ｔ）＝２　ｃ　ｏ　ｓ（ωｃｔ＋φ（ｔ））　　　
　　（１）但し、ω。は搬送波の角周波数、φ（１）は
変調成分であり、 で示される。イ旦し、ｍ−０．１，２．３　−，　　ｎ
　−０．１．２・・・．Ｔはタイムスロットである． 移相器１０による４つの搬送波による検波出力は、受信
信号ｒ　（ｔ）に基準搬送波ｃｏｓ　（ωｃｔｍπ／４
＋θ）を乗算し、２倍の周波数戒分をフィルタ２で除去
して次の弐（３）〜（６）で表される。

Ｘ＝ｃ　ｏ　ｓ（φ（１）＋θ）（３）Ｙ−−ｓｉｎ（
φ（１）十〇）（４） Ｗ＝ｃｏｓ（φ（ｔ）　＋　ｆ　／　４＋θ）（５）Ｚ
＝−ｓｉｎ（φ（ｔ）　＋　ｘ　／　４＋θ）（６）こ
こで、θはＶＣＯ４からの再生搬送波の位相誤差である
． 出力ｘ，　ｙ，　ｗ，　　ｚから検波出力を８逓倍Ｈ３
で８逓倍して得られるＶＣＯ４の制御信号ｖ４は、ｖ，
＝ｓ　ｉｎ８（φ（１）＋θ〉 ＝ｓｉｎ８θ　　　　　　　　　（７）となり、位相誤
差θがゼロとなるようにフィードバックが働き位相同期
ルーブＰＬＬを横戒する．そのためＶＣＯ４の出力には
変調が打ち消された搬送波が再生され、この再生搬送波
の位相は第２図に示すようにπ／４ラジアンごとに位相
安定点を有する． 上記のＰＬＬが引き込んだ状態ではθ一〇となるので、
出力ＸとＹの積Ｅと出力ＷとＺの積Ｆは次式で表される
． Ｅ＝−１７２　−　ｓ　ｉｎ２φ　　　　　（８）Ｆ＝
−１／２　・ｃｏｓ２φ　　　　　　（９）二〇式（８
）と（９）においては、φ（１）が式（２）のπ／４毎
の値を取るので、Ｅ又はＦのどちらか一方が必ず座標軸
に乗っかっているため“０”の値を取り、他方は±１／
２の値を取る。

即ち、例えば第３図においてφ＝π／４であるとき、 Ｘ＝１／７２　　　　　　　　　　　　　（１０））Ｙ
＝−１ｚ＃２　　　　　　　　　　　　（Ｉ＋１Ｗ＝Ｏ
　　　　　　　　　　　　　　　　Ｑ力Ｚ−−Ｉ　　　
　　　　　　　　　　　　Ｑつとなり、 Ｅ＝Ｘ−Ｙ＝−１／２　　　　　　　　　０４１Ｆ−Ｗ
−Ｚ＝０　　　　　　　　　　　．　　０５）となる。

従って、ＥとＦの“０″でない方が正しいキャリアで検
波されていることになるので、もしＥがｕＯ″でなけれ
ば出力（ｘ，ｙ）を、Ｆが゜゜０”でなければ出力（Ｗ
，　　Ｚ）をそれぞれ選択器６において選択すればよい
。

上記動作を行うことにより、受信変調波の偶スロット・
奇スロットを知ることなく検波が可能となり、また、偶
スロットおよび奇スロットに関係なく基＊搬送波を再生
して直交軸Ｉ，　Ｑによるデータ系列を得ることができ
る． 〔実　施　例〕 第４図は本発明に係る同期検波回路の主に８遍倍器３と
、比較部５と、選択器６の一実施例を示したもので、こ
の実施例では、８逓倍器３は検波出力Ｘ及びＹを入力し
てその積Ｅを発生するダブルバランスドミキサー（以下
、ＤＢＭと略称スる）３１と、検波出力ＷとＺを入力し
てその積Ｆを発生するＤＢＭ３　２と、積Ｅ−Ｆを発生
するＤＢＭ３　３と、Ｅ＋Ｆの加算回路３４と、Ｅ−Ｆ
の減算回路３５と、加算回路３４の出力と減算回路３５
の出力との積を発生するＤＢＭ３　６と、ＤＢＭ３３の
出力とＤＢＭ３　６の出力との積を発生するＤＢＭ３　
７とで構成されている．尚、加算回路３４はＯＰアンブ
３４ａと３４ｂとで構威され、減算向路３５はＯＰアン
プ３５ａで構威されている．尚、ＤＢＭ３　７の出力と
ＶＣＯ４との間にはＰＬＬ回路を構戒するためのループ
フィルタ４１が設けられている。

また、比較部５は、８週倍器３と共用するＤＢＭ３１と
、直交検波出力積Ｅを入力して全波整流するＯＰアンブ
５０ａ，５０ｂで構威された全波整流器５０と、直交検
波出力Ｅが“０″であるか±１７２であるかを判定する
コンバレータとしてのＯＰアンブ５ｌとで構成されてお
り、選択器６は検波出力Ｘ−Ｗのセレクタ６１と、検波
出力Ｙ−２のセレクタ６２とで構威されている．尚、セ
レクタ６１．６２の各出力は差動復号器８０で差動論理
により復号化する．この差動復号器８０の動作タイミン
グはビットタイミング再生回路（ＢＴＲ）９０で再生さ
れたクロックにより与えられ、セレクタ６１．６２の選
択タイミングはこのＢＴＲ９０のクロノクによりＤ−Ｆ
Ｆ９１でＯＰアンプ５１の出力をラッチして与えられる
ようになっている． 動作においては、ＤＢＭ３１，３２，３３．３６　３７
及び加算回路３４と減算回路３５とにより搬送波戒分を
除去した上記の式（７）のＶＣＯ４の制御信号が発生さ
れ、ループフィルタ４１を介してＶＣＯ４に与えられ、
受信信号とＶＣＯ４との位相誤差に応じてＶＣＯ４の出
力位相が制御され゛て第１図に示した移相器１０に与え
れる．また、ＤＢＭ３　１の出力Ｅ（式（８）〉は全波
整流器５０で″Ｏｎか又は正の値に変換されてＯＰアン
プ５１に与えられるが、このＯＰアンブ５１では可変抵
抗５１ａが０〜１／２の間に基準設定されていることに
より、積Ｅが″０′″であれば゜′Ｌ”出力となりＤ−
ＦＦ９１を介してセレクタ６１，６２がＷ，Ｚを選択す
るようにし、積Ｅが゜“０”でなければ○Ｐアンプ５１
の出力は″Ｈ”レベルとなるため、Ｄ−ＦＦ９１を介し
てセレクタ６１．６２がＸ，Ｙを選択するように選択を
行う。

このようにして選択された正しい１＆ｌ１の直交検波出
力（１．Ｑ）を差動復号器８０で復号化することにより
送信側のデータを再生することができ〔発明の効果〕 以上のように、本発明に係る同期検波回路では、π／４
シフトＱＰＳＫ変調された受信信号を、π／４だけシフ
トされた２１１の直交搬送波で検波し、その２組の直交
検波出力の積を比較することにより正しい１組の搬送波
で検波され出力を取り出すと共に、４つの検波出力から
復調信号の位相を８遍倍して基準搬送波を再生するよう
に構威したので、１ｔ／４シフトＱＰＳＫ変調された受
信信号を、奇数タイムスロット、偶数タイムスロットの
別を識別すること無く同期検波を行うことが可能となる
．

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る同期検波回路の原理ブロンク図
、 第２図は、再生搬送波の位相安定点を示す波形図、 第３図は、４つの搬送波に対する検波出力を説明するた
めの図、 第４図は、本発明に係る同期検波回路の一実施例を部分
的に示した回路図、 第辱図は、種々のＱＰＳＫ方式の原理を説明するための
図、である。 １・・・検波器、 ２・・・フィルタ、 ３・・・８逓倍器、 ４・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）、 ５・・・比較部、 ６・・・選択器、 １０・・・移相器．

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 移相器（１０）によりπ／４だけシフトした２組の直交
   した基準搬送波でπ／４シフトＱＰＳＫ変調された受信
   信号を検波する検波器（１）と、 該検波器（１）の２組の直交検波出力の各々の低周波成
   分のみを取り出すフィルタ（２）と、 該フィルタ（２）からの２組の直交検波出力から復調信
   号の位相を８逓倍して変調成分を除去する８逓倍器（３
   ）と、 該８逓倍器（３）の出力位相誤差により制御されて該基
   準搬送波を再生する電圧制御発振器（４）と、該フィル
   タ（２）からの２組の直交検波出力同士を乗算し、その
   積を比較することにより正しい１組の直交検波出力を決
   定する比較部（４）と、該比較部（４）の出力により、
   該正しい１組の直交検波出力を選択する選択器（５）と
   、 を備えたことを特徴とする同期検波回路。