JPH03104455A - 同期検波回路 - Google Patents
同期検波回路Info
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- JPH03104455A JPH03104455A JP1243062A JP24306289A JPH03104455A JP H03104455 A JPH03104455 A JP H03104455A JP 1243062 A JP1243062 A JP 1243062A JP 24306289 A JP24306289 A JP 24306289A JP H03104455 A JPH03104455 A JP H03104455A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 58
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 15
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
π/4シフトQPSK復調に用いる同期検波回路に関し
、 π/4シフトQPSK変調波の復調回路として、静的な
(フェージングの無い)条件下でビット誤り率特性の良
い同期検波回路を提供することを目的とし、 移相器によりπ/4だけシフトした2組の直交した基準
搬送波でπ/4シフ}QPSK変調された受信信号を検
波する検波器と、該検波器の2&Ilの直交検波出力の
各々の低周波戒分のみを取り出すフィルタと、該フィル
タからの2組の直交検波出力から復調信号の位相を8i
1倍して変調戒分を除去する8逓倍器と、該8i!1倍
器の出力位相誤差により制御されて該基準1般送波を再
生する電圧制御発振器と、該フィルタからの2組の直交
検波出力同士を乗算し、その積を比較することにより正
しい1&Ilの直交検波出力を決定する比較部と、該比
較部の出力により、該正しい1組の直交検波出力を選択
する選択器とでI戒する. 〔産業上の利用分野〕 本発明は、同期検波回路に関し、特にπ/4シフトQP
SK復調に用いる同期検波回路に関するものである。
、 π/4シフトQPSK変調波の復調回路として、静的な
(フェージングの無い)条件下でビット誤り率特性の良
い同期検波回路を提供することを目的とし、 移相器によりπ/4だけシフトした2組の直交した基準
搬送波でπ/4シフ}QPSK変調された受信信号を検
波する検波器と、該検波器の2&Ilの直交検波出力の
各々の低周波戒分のみを取り出すフィルタと、該フィル
タからの2組の直交検波出力から復調信号の位相を8i
1倍して変調戒分を除去する8逓倍器と、該8i!1倍
器の出力位相誤差により制御されて該基準1般送波を再
生する電圧制御発振器と、該フィルタからの2組の直交
検波出力同士を乗算し、その積を比較することにより正
しい1&Ilの直交検波出力を決定する比較部と、該比
較部の出力により、該正しい1組の直交検波出力を選択
する選択器とでI戒する. 〔産業上の利用分野〕 本発明は、同期検波回路に関し、特にπ/4シフトQP
SK復調に用いる同期検波回路に関するものである。
近年の通信需要の増加、多欅化、並びにデイジタル化に
伴い、周波数帯域や信号電力を効率良く使用できる通信
方式が求められている。
伴い、周波数帯域や信号電力を効率良く使用できる通信
方式が求められている。
[従来の技術と課題]
ディジタル移動通信における変/復調原理には種々の方
式が研究されて来ているが、従来では殆どの方式が周波
数ディジタル変/復1!(FM)方式の範晴に入るもの
であった. このような周波数変/復調方式は、包絡線が一定である
ため、C型増幅器が使用でき、電力効率が良く構造が簡
単である等の利点が有る反面、非線形増幅に起因して周
波数帯域が広がる等の欠点を有している。
式が研究されて来ているが、従来では殆どの方式が周波
数ディジタル変/復1!(FM)方式の範晴に入るもの
であった. このような周波数変/復調方式は、包絡線が一定である
ため、C型増幅器が使用でき、電力効率が良く構造が簡
単である等の利点が有る反面、非線形増幅に起因して周
波数帯域が広がる等の欠点を有している。
そこで、線形変/復澗方式として周波数帯域が狭いQP
SK (直交PSK)方式が既に随分以前より提案され
ている。
SK (直交PSK)方式が既に随分以前より提案され
ている。
第5図には、今までに提案された種々のQPSK方式の
原理が示されている。
原理が示されている。
まず、同図(a)に示すQPSK方式は直交座標(1,
Q)のいずれもが変化するもので、ゼロ点を交差するた
め振幅変化が最も大きく周波数帯域外へのスペクトル拡
大が有り、同図(ロ)に示すOQPSK (オフセット
QPSK)では直交座標(1,Q)のいずれか一方のみ
が変化するのでゼロ点を交差せず高出力増幅器のような
非線形素子を通過した際にスベクトラムの拡大が少ない
が、QPSK方式のように遅延検波はできず同期検波し
か適用できない。
Q)のいずれもが変化するもので、ゼロ点を交差するた
め振幅変化が最も大きく周波数帯域外へのスペクトル拡
大が有り、同図(ロ)に示すOQPSK (オフセット
QPSK)では直交座標(1,Q)のいずれか一方のみ
が変化するのでゼロ点を交差せず高出力増幅器のような
非線形素子を通過した際にスベクトラムの拡大が少ない
が、QPSK方式のように遅延検波はできず同期検波し
か適用できない。
一方、同図(C)に示すπ/4シフトQPSK方式は、
QPSK方式とOQPSK方式の双方の利点を有するも
ので、遅延検波及び同期検波並びに周波数検波も適用で
きる利点がある. 従って、最近ではπ/4シフトQPSK方式が脚光を浴
びつつあるが、この方式を実現するための変/復調回路
は未だ研究の段階に有る.従って、本発明は、π/4シ
フトQ P S Kiill波の復調回路として、静的
な(フェージングの無い)条件下でビット誤り率特性の
良い同期検波回路を提供することを目的とする. 〔課題を解決するための手段〕 上記の目的を達或するため、本発明に係る同期検波回路
は、第1図に原理的に示すように、移相器IOによりπ
/4だけシフトした2&[lの直交した基準搬送波でπ
/4シフ}QPSK変調された受信信号を検波する検波
器lと、該検波器1の2組の直交検波出力の各々の低周
波戊分のみを取り出すフィルタ2と、該フィルタ2から
の2組の直交検波出力から復調信号の位相を8逓倍して
変調戒分を除去する8a倍器3と、該8逓倍器3の出力
位相誤差により制御されて該基準搬送波を再生する電圧
制御発振器4と、該フィルタ2からの2組の直交検波出
力同士を乗算し、その積を比較することにより正しい1
組の直交検波出力を決定する比較部4と、該比較部4の
出力により、該正しいl組の直交検波出力を選択する選
択器5とで構或されている. 〔作 用〕 π/4シフトQPSK方式では1タイムスロット前の位
相から土π/4,±3π/4シフトした4つの位相に2
ビットの情報を対応させて伝送する。
QPSK方式とOQPSK方式の双方の利点を有するも
ので、遅延検波及び同期検波並びに周波数検波も適用で
きる利点がある. 従って、最近ではπ/4シフトQPSK方式が脚光を浴
びつつあるが、この方式を実現するための変/復調回路
は未だ研究の段階に有る.従って、本発明は、π/4シ
フトQ P S Kiill波の復調回路として、静的
な(フェージングの無い)条件下でビット誤り率特性の
良い同期検波回路を提供することを目的とする. 〔課題を解決するための手段〕 上記の目的を達或するため、本発明に係る同期検波回路
は、第1図に原理的に示すように、移相器IOによりπ
/4だけシフトした2&[lの直交した基準搬送波でπ
/4シフ}QPSK変調された受信信号を検波する検波
器lと、該検波器1の2組の直交検波出力の各々の低周
波戊分のみを取り出すフィルタ2と、該フィルタ2から
の2組の直交検波出力から復調信号の位相を8逓倍して
変調戒分を除去する8a倍器3と、該8逓倍器3の出力
位相誤差により制御されて該基準搬送波を再生する電圧
制御発振器4と、該フィルタ2からの2組の直交検波出
力同士を乗算し、その積を比較することにより正しい1
組の直交検波出力を決定する比較部4と、該比較部4の
出力により、該正しいl組の直交検波出力を選択する選
択器5とで構或されている. 〔作 用〕 π/4シフトQPSK方式では1タイムスロット前の位
相から土π/4,±3π/4シフトした4つの位相に2
ビットの情報を対応させて伝送する。
従って、変調波は2mπ/4と(2m+1)π/4の位
相点を交互にとるPSK変調波となる。
相点を交互にとるPSK変調波となる。
但し、m=0+1.2.3である。
今、2mπ/4の位相を奇スロットと呼び、(2m+1
)π/4の位相を偶スロットと呼ぶことにすれば、受信
側で同期検波を行うには奇スロットに対しては(2m+
1)π/4の搬送波を、偶スロットに対しては2mπ/
4の搬送波を再生した場合が最も効率良く検波でき、第
5図(a)に示すQPSK同期検波と同等の復調特性が
得られる.この場合、現在受信した変調位相が偶スロッ
トであるか奇スロットであるかを識別すること無く偶ス
ロット用と奇スロット用の基準搬送波を別々に再生すれ
ば好都合である. そこで、第1図に示す本発明では、電圧制御発振器4か
らの基準搬送波の位相を移相器10によりそれぞれO.
一π/4,一π/2,−3π/4シフトした4つの基準
搬送波、即ちπ/4だけシフトした偶スロット用と奇ス
ロット用の2mの直交基準搬送波とπ/4シフl−QP
SK変調された受信信号とを検波器1によりそれぞれ乗
積しフィルタ2で低周波或分を取り出してX,W,Y,
Zを得る. この4つの検波出力において直交搬送波による検波出力
(X. Y)と(W, Z)とからそれぞれの積をE
(−X−Y)とF (−W・Z)とし、この2&[lの
直交出力積を比較部5で比較することにより正しい搬送
波で検波された出力を選択器6で選沢する. また、4つの検波出力x, y, w, zから復調
13号の位相を8逓倍器3で8週倍することにより変調
威分を除去し、その位相誤差により電圧制御発振器(V
CO)4を制御して基1!搬送波を再生する。
)π/4の位相を偶スロットと呼ぶことにすれば、受信
側で同期検波を行うには奇スロットに対しては(2m+
1)π/4の搬送波を、偶スロットに対しては2mπ/
4の搬送波を再生した場合が最も効率良く検波でき、第
5図(a)に示すQPSK同期検波と同等の復調特性が
得られる.この場合、現在受信した変調位相が偶スロッ
トであるか奇スロットであるかを識別すること無く偶ス
ロット用と奇スロット用の基準搬送波を別々に再生すれ
ば好都合である. そこで、第1図に示す本発明では、電圧制御発振器4か
らの基準搬送波の位相を移相器10によりそれぞれO.
一π/4,一π/2,−3π/4シフトした4つの基準
搬送波、即ちπ/4だけシフトした偶スロット用と奇ス
ロット用の2mの直交基準搬送波とπ/4シフl−QP
SK変調された受信信号とを検波器1によりそれぞれ乗
積しフィルタ2で低周波或分を取り出してX,W,Y,
Zを得る. この4つの検波出力において直交搬送波による検波出力
(X. Y)と(W, Z)とからそれぞれの積をE
(−X−Y)とF (−W・Z)とし、この2&[lの
直交出力積を比較部5で比較することにより正しい搬送
波で検波された出力を選択器6で選沢する. また、4つの検波出力x, y, w, zから復調
13号の位相を8逓倍器3で8週倍することにより変調
威分を除去し、その位相誤差により電圧制御発振器(V
CO)4を制御して基1!搬送波を再生する。
これをもう少し詳しく説明する.
π/4シフ}QPSK変調された受信信号を次の式(1
)で表す. r(t)=2 c o s(ωct+φ(t))
(1)但し、ω。は搬送波の角周波数、φ(1)は
変調成分であり、 で示される。イ旦し、m−0.1,2.3 −, n
−0.1.2・・・.Tはタイムスロットである. 移相器10による4つの搬送波による検波出力は、受信
信号r (t)に基準搬送波cos (ωctmπ/4
+θ)を乗算し、2倍の周波数戒分をフィルタ2で除去
して次の弐(3)〜(6)で表される。
)で表す. r(t)=2 c o s(ωct+φ(t))
(1)但し、ω。は搬送波の角周波数、φ(1)は
変調成分であり、 で示される。イ旦し、m−0.1,2.3 −, n
−0.1.2・・・.Tはタイムスロットである. 移相器10による4つの搬送波による検波出力は、受信
信号r (t)に基準搬送波cos (ωctmπ/4
+θ)を乗算し、2倍の周波数戒分をフィルタ2で除去
して次の弐(3)〜(6)で表される。
X=c o s(φ(1)+θ)(3)Y−−sin(
φ(1)十〇)(4) W=cos(φ(t) + f / 4+θ)(5)Z
=−sin(φ(t) + x / 4+θ)(6)こ
こで、θはVCO4からの再生搬送波の位相誤差である
. 出力x, y, w, zから検波出力を8逓倍H3
で8逓倍して得られるVCO4の制御信号v4は、v,
=s in8(φ(1)+θ〉 =sin8θ (7)となり、位相誤
差θがゼロとなるようにフィードバックが働き位相同期
ルーブPLLを横戒する.そのためVCO4の出力には
変調が打ち消された搬送波が再生され、この再生搬送波
の位相は第2図に示すようにπ/4ラジアンごとに位相
安定点を有する. 上記のPLLが引き込んだ状態ではθ一〇となるので、
出力XとYの積Eと出力WとZの積Fは次式で表される
. E=−172 − s in2φ (8)F=
−1/2 ・cos2φ (9)二〇式(8
)と(9)においては、φ(1)が式(2)のπ/4毎
の値を取るので、E又はFのどちらか一方が必ず座標軸
に乗っかっているため“0”の値を取り、他方は±1/
2の値を取る。
φ(1)十〇)(4) W=cos(φ(t) + f / 4+θ)(5)Z
=−sin(φ(t) + x / 4+θ)(6)こ
こで、θはVCO4からの再生搬送波の位相誤差である
. 出力x, y, w, zから検波出力を8逓倍H3
で8逓倍して得られるVCO4の制御信号v4は、v,
=s in8(φ(1)+θ〉 =sin8θ (7)となり、位相誤
差θがゼロとなるようにフィードバックが働き位相同期
ルーブPLLを横戒する.そのためVCO4の出力には
変調が打ち消された搬送波が再生され、この再生搬送波
の位相は第2図に示すようにπ/4ラジアンごとに位相
安定点を有する. 上記のPLLが引き込んだ状態ではθ一〇となるので、
出力XとYの積Eと出力WとZの積Fは次式で表される
. E=−172 − s in2φ (8)F=
−1/2 ・cos2φ (9)二〇式(8
)と(9)においては、φ(1)が式(2)のπ/4毎
の値を取るので、E又はFのどちらか一方が必ず座標軸
に乗っかっているため“0”の値を取り、他方は±1/
2の値を取る。
即ち、例えば第3図においてφ=π/4であるとき、
X=1/72 (10))Y
=−1z#2 (I+1W=O
Q力Z−−I
Qつとなり、 E=X−Y=−1/2 041F−W
−Z=0 . 05)となる。
=−1z#2 (I+1W=O
Q力Z−−I
Qつとなり、 E=X−Y=−1/2 041F−W
−Z=0 . 05)となる。
従って、EとFの“0″でない方が正しいキャリアで検
波されていることになるので、もしEがuO″でなけれ
ば出力(x,y)を、Fが゜゜0”でなければ出力(W
, Z)をそれぞれ選択器6において選択すればよい
。
波されていることになるので、もしEがuO″でなけれ
ば出力(x,y)を、Fが゜゜0”でなければ出力(W
, Z)をそれぞれ選択器6において選択すればよい
。
上記動作を行うことにより、受信変調波の偶スロット・
奇スロットを知ることなく検波が可能となり、また、偶
スロットおよび奇スロットに関係なく基*搬送波を再生
して直交軸I, Qによるデータ系列を得ることができ
る. 〔実 施 例〕 第4図は本発明に係る同期検波回路の主に8遍倍器3と
、比較部5と、選択器6の一実施例を示したもので、こ
の実施例では、8逓倍器3は検波出力X及びYを入力し
てその積Eを発生するダブルバランスドミキサー(以下
、DBMと略称スる)31と、検波出力WとZを入力し
てその積Fを発生するDBM3 2と、積E−Fを発生
するDBM3 3と、E+Fの加算回路34と、E−F
の減算回路35と、加算回路34の出力と減算回路35
の出力との積を発生するDBM3 6と、DBM33の
出力とDBM3 6の出力との積を発生するDBM3
7とで構成されている.尚、加算回路34はOPアンブ
34aと34bとで構威され、減算向路35はOPアン
プ35aで構威されている.尚、DBM3 7の出力と
VCO4との間にはPLL回路を構戒するためのループ
フィルタ41が設けられている。
奇スロットを知ることなく検波が可能となり、また、偶
スロットおよび奇スロットに関係なく基*搬送波を再生
して直交軸I, Qによるデータ系列を得ることができ
る. 〔実 施 例〕 第4図は本発明に係る同期検波回路の主に8遍倍器3と
、比較部5と、選択器6の一実施例を示したもので、こ
の実施例では、8逓倍器3は検波出力X及びYを入力し
てその積Eを発生するダブルバランスドミキサー(以下
、DBMと略称スる)31と、検波出力WとZを入力し
てその積Fを発生するDBM3 2と、積E−Fを発生
するDBM3 3と、E+Fの加算回路34と、E−F
の減算回路35と、加算回路34の出力と減算回路35
の出力との積を発生するDBM3 6と、DBM33の
出力とDBM3 6の出力との積を発生するDBM3
7とで構成されている.尚、加算回路34はOPアンブ
34aと34bとで構威され、減算向路35はOPアン
プ35aで構威されている.尚、DBM3 7の出力と
VCO4との間にはPLL回路を構戒するためのループ
フィルタ41が設けられている。
また、比較部5は、8週倍器3と共用するDBM31と
、直交検波出力積Eを入力して全波整流するOPアンブ
50a,50bで構威された全波整流器50と、直交検
波出力Eが“0″であるか±172であるかを判定する
コンバレータとしてのOPアンブ5lとで構成されてお
り、選択器6は検波出力X−Wのセレクタ61と、検波
出力Y−2のセレクタ62とで構威されている.尚、セ
レクタ61.62の各出力は差動復号器80で差動論理
により復号化する.この差動復号器80の動作タイミン
グはビットタイミング再生回路(BTR)90で再生さ
れたクロックにより与えられ、セレクタ61.62の選
択タイミングはこのBTR90のクロノクによりD−F
F91でOPアンプ51の出力をラッチして与えられる
ようになっている. 動作においては、DBM31,32,33.36 37
及び加算回路34と減算回路35とにより搬送波戒分を
除去した上記の式(7)のVCO4の制御信号が発生さ
れ、ループフィルタ41を介してVCO4に与えられ、
受信信号とVCO4との位相誤差に応じてVCO4の出
力位相が制御され゛て第1図に示した移相器10に与え
れる.また、DBM3 1の出力E(式(8)〉は全波
整流器50で″Onか又は正の値に変換されてOPアン
プ51に与えられるが、このOPアンブ51では可変抵
抗51aが0〜1/2の間に基準設定されていることに
より、積Eが″0′″であれば゜′L”出力となりD−
FF91を介してセレクタ61,62がW,Zを選択す
るようにし、積Eが゜“0”でなければ○Pアンプ51
の出力は″H”レベルとなるため、D−FF91を介し
てセレクタ61.62がX,Yを選択するように選択を
行う。
、直交検波出力積Eを入力して全波整流するOPアンブ
50a,50bで構威された全波整流器50と、直交検
波出力Eが“0″であるか±172であるかを判定する
コンバレータとしてのOPアンブ5lとで構成されてお
り、選択器6は検波出力X−Wのセレクタ61と、検波
出力Y−2のセレクタ62とで構威されている.尚、セ
レクタ61.62の各出力は差動復号器80で差動論理
により復号化する.この差動復号器80の動作タイミン
グはビットタイミング再生回路(BTR)90で再生さ
れたクロックにより与えられ、セレクタ61.62の選
択タイミングはこのBTR90のクロノクによりD−F
F91でOPアンプ51の出力をラッチして与えられる
ようになっている. 動作においては、DBM31,32,33.36 37
及び加算回路34と減算回路35とにより搬送波戒分を
除去した上記の式(7)のVCO4の制御信号が発生さ
れ、ループフィルタ41を介してVCO4に与えられ、
受信信号とVCO4との位相誤差に応じてVCO4の出
力位相が制御され゛て第1図に示した移相器10に与え
れる.また、DBM3 1の出力E(式(8)〉は全波
整流器50で″Onか又は正の値に変換されてOPアン
プ51に与えられるが、このOPアンブ51では可変抵
抗51aが0〜1/2の間に基準設定されていることに
より、積Eが″0′″であれば゜′L”出力となりD−
FF91を介してセレクタ61,62がW,Zを選択す
るようにし、積Eが゜“0”でなければ○Pアンプ51
の出力は″H”レベルとなるため、D−FF91を介し
てセレクタ61.62がX,Yを選択するように選択を
行う。
このようにして選択された正しい1&l1の直交検波出
力(1.Q)を差動復号器80で復号化することにより
送信側のデータを再生することができ〔発明の効果〕 以上のように、本発明に係る同期検波回路では、π/4
シフトQPSK変調された受信信号を、π/4だけシフ
トされた211の直交搬送波で検波し、その2組の直交
検波出力の積を比較することにより正しい1組の搬送波
で検波され出力を取り出すと共に、4つの検波出力から
復調信号の位相を8遍倍して基準搬送波を再生するよう
に構威したので、1t/4シフトQPSK変調された受
信信号を、奇数タイムスロット、偶数タイムスロットの
別を識別すること無く同期検波を行うことが可能となる
.
力(1.Q)を差動復号器80で復号化することにより
送信側のデータを再生することができ〔発明の効果〕 以上のように、本発明に係る同期検波回路では、π/4
シフトQPSK変調された受信信号を、π/4だけシフ
トされた211の直交搬送波で検波し、その2組の直交
検波出力の積を比較することにより正しい1組の搬送波
で検波され出力を取り出すと共に、4つの検波出力から
復調信号の位相を8遍倍して基準搬送波を再生するよう
に構威したので、1t/4シフトQPSK変調された受
信信号を、奇数タイムスロット、偶数タイムスロットの
別を識別すること無く同期検波を行うことが可能となる
.
第1図は、本発明に係る同期検波回路の原理ブロンク図
、 第2図は、再生搬送波の位相安定点を示す波形図、 第3図は、4つの搬送波に対する検波出力を説明するた
めの図、 第4図は、本発明に係る同期検波回路の一実施例を部分
的に示した回路図、 第辱図は、種々のQPSK方式の原理を説明するための
図、である。 1・・・検波器、 2・・・フィルタ、 3・・・8逓倍器、 4・・・電圧制御発振器(VCO)、 5・・・比較部、 6・・・選択器、 10・・・移相器.
、 第2図は、再生搬送波の位相安定点を示す波形図、 第3図は、4つの搬送波に対する検波出力を説明するた
めの図、 第4図は、本発明に係る同期検波回路の一実施例を部分
的に示した回路図、 第辱図は、種々のQPSK方式の原理を説明するための
図、である。 1・・・検波器、 2・・・フィルタ、 3・・・8逓倍器、 4・・・電圧制御発振器(VCO)、 5・・・比較部、 6・・・選択器、 10・・・移相器.
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 移相器(10)によりπ/4だけシフトした2組の直交
した基準搬送波でπ/4シフトQPSK変調された受信
信号を検波する検波器(1)と、 該検波器(1)の2組の直交検波出力の各々の低周波成
分のみを取り出すフィルタ(2)と、 該フィルタ(2)からの2組の直交検波出力から復調信
号の位相を8逓倍して変調成分を除去する8逓倍器(3
)と、 該8逓倍器(3)の出力位相誤差により制御されて該基
準搬送波を再生する電圧制御発振器(4)と、該フィル
タ(2)からの2組の直交検波出力同士を乗算し、その
積を比較することにより正しい1組の直交検波出力を決
定する比較部(4)と、該比較部(4)の出力により、
該正しい1組の直交検波出力を選択する選択器(5)と
、 を備えたことを特徴とする同期検波回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1243062A JPH03104455A (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 同期検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1243062A JPH03104455A (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 同期検波回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03104455A true JPH03104455A (ja) | 1991-05-01 |
Family
ID=17098230
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1243062A Pending JPH03104455A (ja) | 1989-09-19 | 1989-09-19 | 同期検波回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03104455A (ja) |
-
1989
- 1989-09-19 JP JP1243062A patent/JPH03104455A/ja active Pending
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