JPH0229262B2 - - Google Patents
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- JPH0229262B2 JPH0229262B2 JP59046880A JP4688084A JPH0229262B2 JP H0229262 B2 JPH0229262 B2 JP H0229262B2 JP 59046880 A JP59046880 A JP 59046880A JP 4688084 A JP4688084 A JP 4688084A JP H0229262 B2 JPH0229262 B2 JP H0229262B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 39
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 25
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 21
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 21
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 8
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 3
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 239000012050 conventional carrier Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0046—Open loops
- H04L2027/0048—Frequency multiplication
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0071—Control of loops
- H04L2027/0073—Detection of synchronisation state
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、搬送波再生回路、特に4相PSK変
調波を使用した無線通信装置などの復調部に用い
られる搬送波再生回路の内で、ベースバンドで信
号処理を行なう方式に従つて構成されている搬送
波再生回路に関するものである。
調波を使用した無線通信装置などの復調部に用い
られる搬送波再生回路の内で、ベースバンドで信
号処理を行なう方式に従つて構成されている搬送
波再生回路に関するものである。
(従来例と問題点)
PSK変調を利用した無線伝送方式は、周波数
変調を利用した無線伝送方式に比べて単位時間当
りの情報量が大きいから、一定の帯域幅内で多く
の情報を伝達するのに有利な伝送方式として知ら
れており、また、近年になつて、例えば、衛星放
送における音声信号の伝送に当り、音声信号を
PCM化してなるデイジタル信号を4相PSK変調
波として伝送するように場合など、種々の情報の
無線伝送に4相PSK変調法が多用されているこ
とも周知のとおりである。
変調を利用した無線伝送方式に比べて単位時間当
りの情報量が大きいから、一定の帯域幅内で多く
の情報を伝達するのに有利な伝送方式として知ら
れており、また、近年になつて、例えば、衛星放
送における音声信号の伝送に当り、音声信号を
PCM化してなるデイジタル信号を4相PSK変調
波として伝送するように場合など、種々の情報の
無線伝送に4相PSK変調法が多用されているこ
とも周知のとおりである。
そして、前記した4相PSK変調波を復調する
手段としては、伝送効率や耐雑音性及び耐干渉性
などの各面において優れた特性を示す同期検波方
式が通常多く採用されているが、PSK変調波の
同期検波に際しては搬送波が必要であるのに、
PSK変調波では搬送波が抑圧されているから、
PSK変調波の同期検波を行なうためには、PSK
変調波から搬送波を再生するための搬送波再生回
路が必要とされる。
手段としては、伝送効率や耐雑音性及び耐干渉性
などの各面において優れた特性を示す同期検波方
式が通常多く採用されているが、PSK変調波の
同期検波に際しては搬送波が必要であるのに、
PSK変調波では搬送波が抑圧されているから、
PSK変調波の同期検波を行なうためには、PSK
変調波から搬送波を再生するための搬送波再生回
路が必要とされる。
前記した搬送波再生回路はPSK変調波の復調
特性に大きな影響を与える重要な回路であり、従
来から搬送波再生回路としては、例えば搬送波帯
で信号処理を行なつて搬送波を再生するような方
式に属する逓倍方式、再変調方式、逆変調方式な
どに従つて構成された搬送波再生回路や、ベース
バンドで信号処理を行なつて搬送波を再生するよ
うな方式に属するコスタス(costas)ループ方
式、及びコスタスループ方式の変形方式などに従
つて構成された搬送波再生回路など、各種の形式
に従つて構成された搬送波再生回路が提案されて
来ているが、最近の傾向としては、近年来の集積
回路技術の著るしい進歩により掛算器が安価にな
つたこと、及び信号処理が低い周波数帯で行なわ
れることなどから、掛算器が主体として使用さ
れ、信号処理が周波数の低いベースバンドで行な
われるコスタスループ方式やコスタスループ方式
の変形方式などに従つて構成された搬送波再生回
路の方が多く使用されるようになつている。
特性に大きな影響を与える重要な回路であり、従
来から搬送波再生回路としては、例えば搬送波帯
で信号処理を行なつて搬送波を再生するような方
式に属する逓倍方式、再変調方式、逆変調方式な
どに従つて構成された搬送波再生回路や、ベース
バンドで信号処理を行なつて搬送波を再生するよ
うな方式に属するコスタス(costas)ループ方
式、及びコスタスループ方式の変形方式などに従
つて構成された搬送波再生回路など、各種の形式
に従つて構成された搬送波再生回路が提案されて
来ているが、最近の傾向としては、近年来の集積
回路技術の著るしい進歩により掛算器が安価にな
つたこと、及び信号処理が低い周波数帯で行なわ
れることなどから、掛算器が主体として使用さ
れ、信号処理が周波数の低いベースバンドで行な
われるコスタスループ方式やコスタスループ方式
の変形方式などに従つて構成された搬送波再生回
路の方が多く使用されるようになつている。
ところで、信号処理が前記したように周波数の
低いベースバンドで行なわれるコスタスループ方
式やコスタスループ方式の変形方式などに従つて
構成された搬送波再生回路は、位相同期ループが
構成の基本になつているから、位相同期ループを
構成している各回路の動作の安定性が良好なこと
が特に重要である。
低いベースバンドで行なわれるコスタスループ方
式やコスタスループ方式の変形方式などに従つて
構成された搬送波再生回路は、位相同期ループが
構成の基本になつているから、位相同期ループを
構成している各回路の動作の安定性が良好なこと
が特に重要である。
しかし、ベースバンドの信号は数100KHz〜数
メガHzの周波数帯を占めているのに、直線性の良
好なアナログ掛算器を数メガHzの周波数帯で安定
に動作させることは困難であるため、従来からア
ナログ掛算器の代わりに2重平衡型位相検波器を
用いて掛算動作を行なわせるようにすることも多
いが、2重平衡型位相検波器では、それに直線性
の良好な掛算動作を行なわせることが困難である
他、温度の変動によつて出力直流レベルが変動す
るなどの問題もあつて、2重平衡型位相検波器が
位相同期ループの動作の安定性に悪影響を与える
ということが問題になつていた。
メガHzの周波数帯を占めているのに、直線性の良
好なアナログ掛算器を数メガHzの周波数帯で安定
に動作させることは困難であるため、従来からア
ナログ掛算器の代わりに2重平衡型位相検波器を
用いて掛算動作を行なわせるようにすることも多
いが、2重平衡型位相検波器では、それに直線性
の良好な掛算動作を行なわせることが困難である
他、温度の変動によつて出力直流レベルが変動す
るなどの問題もあつて、2重平衡型位相検波器が
位相同期ループの動作の安定性に悪影響を与える
ということが問題になつていた。
(問題点を解決するための手段)
本発明は、4相PSK変調波の同期検波の際に
用いられる搬送波を再生するための搬送波再生回
路であつて、同期検波の対象とされている4相
PSK変調波を、第1の位相検波器と第2の位相
検波器とに供給して、それぞれの位相検波器から
それぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第
1の位相検波器からの検波出力信号が第1の入力
端子に供給されるようになされている第1の2重
平衡型位相検波器の第2の入力端子に、前記した
第2の位相検波器からの検波出力信号を供給し
て、第1の2重平衡型位相検波器から第1の掛算
出力信号を得る手段と、前記した第2の位相検波
器からの検波出力信号の位相を反転した信号が第
1の入力端子に供給されるようになされている第
2の2重平衡型位相検波器の第2の入力端子に、
前記した第1の位相検波器からの検波出力信号を
供給して、第2の2重平衡型位相検波器から第2
の掛算出力信号を得る手段と、前記した第1の掛
算信号と第2の掛算信号とを第1の引算回路に供
給して第1の引算信号を得る手段と、前記した第
2の位相検波器からの検波出力信号が第1の入力
端子と第2の入力端子とに供給されるようになさ
れている第3の2重平衡型位相検波器から第1の
2乗出力信号を得る手段と、前記した第1の位相
検波器からの検波出力信号が第1の入力端子と第
2の入力端子とに供給されるようになされている
第4の2重平衡型位相検波器から第2の2乗出力
信号を得る手段と、前記した第1の2乗信号と第
2の2乗信号とを第2の引算回路に供給して第2
の引算信号を得る手段と、前記した第1の引算信
号と第2の引算信号とをそれぞれ波形整形してか
ら排他的論理和回路に与えて反転した論理和出力
としての誤差出力信号を得る手段と、前記した誤
差出力信号がループフイルタを介して供給される
ことにより発振周波数の制御が行なわれる電圧制
御発振器から同期検波用の搬送波を出力させる手
段と、前記した同期検波用の搬送波を前記した第
1の位相検波器に供給するとともに、同期検波用
の搬送波を90度の移相回路を介して前記した第2
の位相検波器へ供給する手段とにより位相同期ル
ープを構成してなる搬送波再生回路を提供するも
のである。
用いられる搬送波を再生するための搬送波再生回
路であつて、同期検波の対象とされている4相
PSK変調波を、第1の位相検波器と第2の位相
検波器とに供給して、それぞれの位相検波器から
それぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第
1の位相検波器からの検波出力信号が第1の入力
端子に供給されるようになされている第1の2重
平衡型位相検波器の第2の入力端子に、前記した
第2の位相検波器からの検波出力信号を供給し
て、第1の2重平衡型位相検波器から第1の掛算
出力信号を得る手段と、前記した第2の位相検波
器からの検波出力信号の位相を反転した信号が第
1の入力端子に供給されるようになされている第
2の2重平衡型位相検波器の第2の入力端子に、
前記した第1の位相検波器からの検波出力信号を
供給して、第2の2重平衡型位相検波器から第2
の掛算出力信号を得る手段と、前記した第1の掛
算信号と第2の掛算信号とを第1の引算回路に供
給して第1の引算信号を得る手段と、前記した第
2の位相検波器からの検波出力信号が第1の入力
端子と第2の入力端子とに供給されるようになさ
れている第3の2重平衡型位相検波器から第1の
2乗出力信号を得る手段と、前記した第1の位相
検波器からの検波出力信号が第1の入力端子と第
2の入力端子とに供給されるようになされている
第4の2重平衡型位相検波器から第2の2乗出力
信号を得る手段と、前記した第1の2乗信号と第
2の2乗信号とを第2の引算回路に供給して第2
の引算信号を得る手段と、前記した第1の引算信
号と第2の引算信号とをそれぞれ波形整形してか
ら排他的論理和回路に与えて反転した論理和出力
としての誤差出力信号を得る手段と、前記した誤
差出力信号がループフイルタを介して供給される
ことにより発振周波数の制御が行なわれる電圧制
御発振器から同期検波用の搬送波を出力させる手
段と、前記した同期検波用の搬送波を前記した第
1の位相検波器に供給するとともに、同期検波用
の搬送波を90度の移相回路を介して前記した第2
の位相検波器へ供給する手段とにより位相同期ル
ープを構成してなる搬送波再生回路を提供するも
のである。
(実施例)
以下、本発明の搬送波再生回路の具体的な内容
について、第1図乃至第3図の添付図面を参照し
ながら詳細に説明する。第1図は本発明の搬送波
再生回路の構成原理を説明するためのブロツク図
であり、また、第2図は本発明の搬送波再生回路
の一実施例のブロツク図、第3図は動作説明用の
波形図である。
について、第1図乃至第3図の添付図面を参照し
ながら詳細に説明する。第1図は本発明の搬送波
再生回路の構成原理を説明するためのブロツク図
であり、また、第2図は本発明の搬送波再生回路
の一実施例のブロツク図、第3図は動作説明用の
波形図である。
ここでまず、本発明の搬送波再生回路の構成原
理について、第1図を参照して説明することにす
る。さて、4相PSK変調を日本の衛星放送の場
合を一例に挙げて説明すると、この場合にはグレ
イ符号による2進データを2系列で処理するよう
にして、データの変化則としては、(0、0)に
対しては0、(0、1)に対してはπ/2、(1、
1)に対してはπ、(1、0)に対しては3π/
2、のように定められている。
理について、第1図を参照して説明することにす
る。さて、4相PSK変調を日本の衛星放送の場
合を一例に挙げて説明すると、この場合にはグレ
イ符号による2進データを2系列で処理するよう
にして、データの変化則としては、(0、0)に
対しては0、(0、1)に対してはπ/2、(1、
1)に対してはπ、(1、0)に対しては3π/
2、のように定められている。
上記のような位相変化則に従つて生成されてい
る4相PSK変調波は、それの搬送波が抑圧され
ている状態になされているが、4相PSK変調に
おける位相の変化分を何等かの方法によつて打消
すことができれば、4相PSK変調波において抑
圧されている搬送波から、変調前の搬送波に相当
する搬送波を再生することが可能なのであり、本
発明の搬送波再生回路では、ベースバンドの信号
を4逓倍することにより、4相PSK変調波にお
けるπ/2の位相変化分は4逓倍により2πの位
相変化になり、また、4相PSK変調波における
πの位相変化分は4逓倍により(2π×2)の位
相変化になり、さらに、4相PSK変調波におけ
る3π/2の位相変化分は4逓倍により(2π×3)
の位相変化分になつて、4相PSK変調波におけ
る位相変化分を打消すことができるという点に着
目して、4相PSK変調波から搬送波の同期再生
が行なわれるようにしたのであり、第1図のブロ
ツク図には前記した如き構成原理に従つて構成さ
れている搬送波再生回路が示されている。
る4相PSK変調波は、それの搬送波が抑圧され
ている状態になされているが、4相PSK変調に
おける位相の変化分を何等かの方法によつて打消
すことができれば、4相PSK変調波において抑
圧されている搬送波から、変調前の搬送波に相当
する搬送波を再生することが可能なのであり、本
発明の搬送波再生回路では、ベースバンドの信号
を4逓倍することにより、4相PSK変調波にお
けるπ/2の位相変化分は4逓倍により2πの位
相変化になり、また、4相PSK変調波における
πの位相変化分は4逓倍により(2π×2)の位
相変化になり、さらに、4相PSK変調波におけ
る3π/2の位相変化分は4逓倍により(2π×3)
の位相変化分になつて、4相PSK変調波におけ
る位相変化分を打消すことができるという点に着
目して、4相PSK変調波から搬送波の同期再生
が行なわれるようにしたのであり、第1図のブロ
ツク図には前記した如き構成原理に従つて構成さ
れている搬送波再生回路が示されている。
第1図において、1は入力端子、2,3は位相
検波器、4はπ/2移相器、5は電圧制御発振
器、6,7は搬送波成分を除去するための低域通
過濾波器、8〜10はアナログ掛算器、11はル
ープフイルタである。
検波器、4はπ/2移相器、5は電圧制御発振
器、6,7は搬送波成分を除去するための低域通
過濾波器、8〜10はアナログ掛算器、11はル
ープフイルタである。
今、入力端子1に供給された入力信号としての
4相PSK変調波をA2cos(ωt+φ)とし、また、
電圧制御発振器5の出力発振波をA1cosωtとする
(φは4相PSK変調波における位相変化分0、
π/2、π、3π/2を示している)と、低域通
過濾波器6の出力としては(A1・A2cosφ)/2
が得られ、また、低域通過濾波器7の出力として
は、(A1・A2sinφ)/2が得られる。
4相PSK変調波をA2cos(ωt+φ)とし、また、
電圧制御発振器5の出力発振波をA1cosωtとする
(φは4相PSK変調波における位相変化分0、
π/2、π、3π/2を示している)と、低域通
過濾波器6の出力としては(A1・A2cosφ)/2
が得られ、また、低域通過濾波器7の出力として
は、(A1・A2sinφ)/2が得られる。
以下の説明においては、記載の簡略化のために
振幅分A1、A2の表示を省略し、位相の変化分の
みに着目した記述形態により記述がなされてい
る。
振幅分A1、A2の表示を省略し、位相の変化分の
みに着目した記述形態により記述がなされてい
る。
アナログ掛算器8では、前記した低域通過濾波
器6からの出力信号(A1・A2cosφ)/2と、低
域通過濾波器7からの出力(A1・A2sinφ)/2
との掛算を行なつて、それからの出力信号sin2φ
をアナログ掛算器10に与え、また、アナログ掛
算器9では、前記した低域通過濾波器7からの出
力(A1・A2sinφ)/2を2乗した出力信号−
cos2φをアナログ掛算器10に供給する。
器6からの出力信号(A1・A2cosφ)/2と、低
域通過濾波器7からの出力(A1・A2sinφ)/2
との掛算を行なつて、それからの出力信号sin2φ
をアナログ掛算器10に与え、また、アナログ掛
算器9では、前記した低域通過濾波器7からの出
力(A1・A2sinφ)/2を2乗した出力信号−
cos2φをアナログ掛算器10に供給する。
アナログ掛算器10では、それに供給された前
記の2信号sin2φ、−cos2φの掛算を行ない、それ
から−sin4φの信号を出力する。
記の2信号sin2φ、−cos2φの掛算を行ない、それ
から−sin4φの信号を出力する。
前記のようにしてアナログ掛算器10から出力
された信号−sin4φは、入力端子1に供給された
4相PSK変調波の位相変化分が打消された状態
のものであり、それは位相検波器2と位相検波器
3とにおける同期検波によつて検出された位相誤
差成分と、復調されたベースバンド信号の振幅に
対応する成分とによつて構成されている。
された信号−sin4φは、入力端子1に供給された
4相PSK変調波の位相変化分が打消された状態
のものであり、それは位相検波器2と位相検波器
3とにおける同期検波によつて検出された位相誤
差成分と、復調されたベースバンド信号の振幅に
対応する成分とによつて構成されている。
そして、アナログ掛算器10から出力された前
記した成分よりなる出力信号は、ループフイルタ
11を介して電圧制御発振器5に供給されるか
ら、、電圧制御発振器5には前記した位相誤差成
分だけが供給されて、電圧制御発振器5の発振周
波数が制御される。位相検波器2には電圧制御発
振器5の発振波がそのまま与えられ、また、位相
検波器3には電圧制御発振器5の発振波が−π/
2の移相器4を介して供給される。
記した成分よりなる出力信号は、ループフイルタ
11を介して電圧制御発振器5に供給されるか
ら、、電圧制御発振器5には前記した位相誤差成
分だけが供給されて、電圧制御発振器5の発振周
波数が制御される。位相検波器2には電圧制御発
振器5の発振波がそのまま与えられ、また、位相
検波器3には電圧制御発振器5の発振波が−π/
2の移相器4を介して供給される。
前記のような構成を有する第1図示の搬送波再
生回路における一巡のフイードバツクループは、
位相同期ループそのものであり、これは周知のコ
スタスループの変形回路に相当しているものとみ
てもよい。
生回路における一巡のフイードバツクループは、
位相同期ループそのものであり、これは周知のコ
スタスループの変形回路に相当しているものとみ
てもよい。
ところで、上記した本発明の動作原理の説明に
使用した第1図に示す搬送波再生回路において
は、アナログ掛算器8〜10を信号の処理に使用
するものとしているが、アナログ掛算器の高周波
帯での使用は周波数特性上での限界から適当では
ないから、実際にはアナログ掛算器8〜10の代
わりに高周波特性の良好な2重平衡型位相検波器
で掛算動作を行なわせるような構成がとられるこ
と、及び2重平衡型位相検波器では直線性の面で
問題があることなどは既述したとおりである。
使用した第1図に示す搬送波再生回路において
は、アナログ掛算器8〜10を信号の処理に使用
するものとしているが、アナログ掛算器の高周波
帯での使用は周波数特性上での限界から適当では
ないから、実際にはアナログ掛算器8〜10の代
わりに高周波特性の良好な2重平衡型位相検波器
で掛算動作を行なわせるような構成がとられるこ
と、及び2重平衡型位相検波器では直線性の面で
問題があることなどは既述したとおりである。
そこで、本発明の搬送波再生回路は、第1図を
参照して既述したような構成原理に従い、しか
も、アナログ掛算器の代わりに高周波特性の良好
な2重平衡型位相検波器で掛算動作を行なわせる
ような構成をとつても良好な直線性が得られるよ
うな搬送波再生回路を提供するものであり、以
下、本発明の搬送波再生回路の一実施例を示して
いる第2図のブロツク図と、第3図に示されてい
る波形図(動作出力波形図)とを参照して本発明
の搬送波再生回路の具体的な内容を詳細に説明す
る。
参照して既述したような構成原理に従い、しか
も、アナログ掛算器の代わりに高周波特性の良好
な2重平衡型位相検波器で掛算動作を行なわせる
ような構成をとつても良好な直線性が得られるよ
うな搬送波再生回路を提供するものであり、以
下、本発明の搬送波再生回路の一実施例を示して
いる第2図のブロツク図と、第3図に示されてい
る波形図(動作出力波形図)とを参照して本発明
の搬送波再生回路の具体的な内容を詳細に説明す
る。
第3図のa〜iに図示されている波形図(動作
出力波形図)は、第2図示の搬送波再生回路中の
各構成部分の回路動作の理解を容易にするために
示した説明用のもので、例えば第3図のaに示す
波形は、第1図を参照して説明した第1図中の低
域通過濾波器6からのcosφの位相をもつ動作出
力波形と同一の動作出力波形が、第2図中の低域
通過濾波器17の出力側の符号aで示すa点で得
られ、また、第3図のbに示す波形は、第1図を
参照して説明した第1図中の低域通過濾波器7か
らのsinφの位相をもつ動作出力波形と同一の動作
出力波形が、第2図中の低域通過濾波器18の出
力側の符号bで示すb点で得られ、さらに第3図
のc……iにそれぞれ示されている各波形は、第
2図中の低域通過濾波器17,18の出力側以降
の回路配置において、第1図について既述したよ
うな動作原理に従つた信号処理が行なわれること
により、前記した第2図中の低域通過濾波器1
7,18の各出力側における前記したcosφの位
相の動作出力波形と、sinφの位相の動作出力波形
が、第2図中の符号c〜iで示す各点において、
それぞれ第3図のc……iに示されているような
動作出力波形に変化して行く様子を図示説明して
いるものである。なお、実際には位相検波器13
及び14からは、デジタルデータの復調出力が出
力されている。
出力波形図)は、第2図示の搬送波再生回路中の
各構成部分の回路動作の理解を容易にするために
示した説明用のもので、例えば第3図のaに示す
波形は、第1図を参照して説明した第1図中の低
域通過濾波器6からのcosφの位相をもつ動作出
力波形と同一の動作出力波形が、第2図中の低域
通過濾波器17の出力側の符号aで示すa点で得
られ、また、第3図のbに示す波形は、第1図を
参照して説明した第1図中の低域通過濾波器7か
らのsinφの位相をもつ動作出力波形と同一の動作
出力波形が、第2図中の低域通過濾波器18の出
力側の符号bで示すb点で得られ、さらに第3図
のc……iにそれぞれ示されている各波形は、第
2図中の低域通過濾波器17,18の出力側以降
の回路配置において、第1図について既述したよ
うな動作原理に従つた信号処理が行なわれること
により、前記した第2図中の低域通過濾波器1
7,18の各出力側における前記したcosφの位
相の動作出力波形と、sinφの位相の動作出力波形
が、第2図中の符号c〜iで示す各点において、
それぞれ第3図のc……iに示されているような
動作出力波形に変化して行く様子を図示説明して
いるものである。なお、実際には位相検波器13
及び14からは、デジタルデータの復調出力が出
力されている。
さて、第2図において、12は入力端子であ
り、この入力端子12には4相PSK変調波が供
給される。そして前記の4相PSK変調波は、同
期検波用の位相検波器13,14に与えられる
が、前記した位相検波器13には、電圧制御発振
器16で発振された同期検波用の発振波(搬送
波)が直接に与えられており、また、前記した位
相検波器14には、電圧制御発振器16で発振さ
れた同期検波用の発振波(搬送波)が−π/2の
移相器15を介して与えられているから、前記し
た位相検波器13,14では、それぞれ同期検波
動作を行なつて、位相検波器13,14からはそ
れぞれ個別の同期検波出力が送出される。
り、この入力端子12には4相PSK変調波が供
給される。そして前記の4相PSK変調波は、同
期検波用の位相検波器13,14に与えられる
が、前記した位相検波器13には、電圧制御発振
器16で発振された同期検波用の発振波(搬送
波)が直接に与えられており、また、前記した位
相検波器14には、電圧制御発振器16で発振さ
れた同期検波用の発振波(搬送波)が−π/2の
移相器15を介して与えられているから、前記し
た位相検波器13,14では、それぞれ同期検波
動作を行なつて、位相検波器13,14からはそ
れぞれ個別の同期検波出力が送出される。
そして、前記した位相検波器13から送出され
た同期検波出力は、低域通過濾波器17に与えら
れることにより、同期検波出力中の搬送波成分が
除去される。第3図のaは第2図中のaの部分の
動作出力波形である。また、前記した位相検波器
14から送出された同期検波出力は、低域通過濾
波器18に与えられることにより、同期検波出力
中の搬送波成分が除去される。第3図のbは第2
図中のbの部分の動作出力波形である。
た同期検波出力は、低域通過濾波器17に与えら
れることにより、同期検波出力中の搬送波成分が
除去される。第3図のaは第2図中のaの部分の
動作出力波形である。また、前記した位相検波器
14から送出された同期検波出力は、低域通過濾
波器18に与えられることにより、同期検波出力
中の搬送波成分が除去される。第3図のbは第2
図中のbの部分の動作出力波形である。
第2図中において19〜21,29は2重平衡
型位相検波器であり図中に示されている各2重平
衡型位相検波器19〜21,29において、Xは
第1の入力端子、Yは第2の入力端子である。
型位相検波器であり図中に示されている各2重平
衡型位相検波器19〜21,29において、Xは
第1の入力端子、Yは第2の入力端子である。
前記した低域通過濾波器17から出力された信
号は、2重平衡型位相検波器29の第2の入力端
子Yと、2重平衡型位相検波器19の第1の入力
端子Xと、2重平衡型位相検波器21の第1、第
2の入力端子X,Yとに供給されており、また、
前記した低域通過濾波器18から出力された信号
は、2重平衡型位相検波器20の第1、第2の入
力端子X,Yと、2重平衡型位相検波器19の第
2の入力端子Yとに与えられているとともに、前
記の低域通過濾波器18から出力された信号は反
転増幅器28を介して2重平衡型位相検波器29
の第1の入力端子Xにも供給されている。
号は、2重平衡型位相検波器29の第2の入力端
子Yと、2重平衡型位相検波器19の第1の入力
端子Xと、2重平衡型位相検波器21の第1、第
2の入力端子X,Yとに供給されており、また、
前記した低域通過濾波器18から出力された信号
は、2重平衡型位相検波器20の第1、第2の入
力端子X,Yと、2重平衡型位相検波器19の第
2の入力端子Yとに与えられているとともに、前
記の低域通過濾波器18から出力された信号は反
転増幅器28を介して2重平衡型位相検波器29
の第1の入力端子Xにも供給されている。
それで、前記した2重平衡型位相検波器19で
は、低域通過濾波器17から出力された信号と、
低域通過濾波器18から出力された信号との掛算
動作を行なつて、それからの出力信号を減算器2
2へ被減数信号として与える。第3図のcは2重
平衡型位相検波器19の動作出力波形である。
は、低域通過濾波器17から出力された信号と、
低域通過濾波器18から出力された信号との掛算
動作を行なつて、それからの出力信号を減算器2
2へ被減数信号として与える。第3図のcは2重
平衡型位相検波器19の動作出力波形である。
前記した減算器22には、2重平衡型位相検波
器29の出力信号が減数信号として供給されてい
るが、2重平衡型位相検波器29から出力される
信号は、2重平衡型位相検波器29の第1の入力
端子Xと第2の入力端子Yとに既述のようにそれ
ぞれ供給された2つの信号が2重平衡型位相検波
器29によつて掛算されることによつて得られた
ものである。第3図のdは2重平衡型位相検波器
29の動作出力波形である。
器29の出力信号が減数信号として供給されてい
るが、2重平衡型位相検波器29から出力される
信号は、2重平衡型位相検波器29の第1の入力
端子Xと第2の入力端子Yとに既述のようにそれ
ぞれ供給された2つの信号が2重平衡型位相検波
器29によつて掛算されることによつて得られた
ものである。第3図のdは2重平衡型位相検波器
29の動作出力波形である。
そして、前記した減算器22では2重平衡型位
相検波器19の出力信号から2重平衡型位相検波
器29の出力信号を減算して上下対称な信号を出
力し、それをコンパレータ24に与える。第3図
のeは減算器22の動作出力波形である。
相検波器19の出力信号から2重平衡型位相検波
器29の出力信号を減算して上下対称な信号を出
力し、それをコンパレータ24に与える。第3図
のeは減算器22の動作出力波形である。
また、前記した2重平衡型位相検波器20に
は、それの第1、第2の入力端子X,Yに対して
低域通過濾波器18から出力された信号が供給さ
れているから、2重平衡型位相検波器20からは
低域通過濾波器18から出力された信号を2乗し
た信号が出力され、その信号は減算器23へ被減
数信号として与えられる。第3図のfは2重平衡
型位相検波器20の動作出力波形である。
は、それの第1、第2の入力端子X,Yに対して
低域通過濾波器18から出力された信号が供給さ
れているから、2重平衡型位相検波器20からは
低域通過濾波器18から出力された信号を2乗し
た信号が出力され、その信号は減算器23へ被減
数信号として与えられる。第3図のfは2重平衡
型位相検波器20の動作出力波形である。
2重平衡型位相検波器21には、それの第1、
第2の入力端子X,Yに対して低域通過濾波器1
7から出力された信号が供給されているから、2
重平衡型位相検波器21からは低域通過濾波器1
7から出力された信号を2乗した信号が出力さ
れ、その信号は減算器23へ減数信号として与え
られる。
第2の入力端子X,Yに対して低域通過濾波器1
7から出力された信号が供給されているから、2
重平衡型位相検波器21からは低域通過濾波器1
7から出力された信号を2乗した信号が出力さ
れ、その信号は減算器23へ減数信号として与え
られる。
減算器23では2重平衡型位相検波器20の出
力信号から2重平衡型位相検波器21の出力信号
を減算して上下対称な信号を出力し、それをコン
パレータ25に与える。第3図のgは2重平衡型
位相検波器21の動作出力波形を、また、第3図
のhは減算器23の動作出力波形をそれぞれ示し
ている。
力信号から2重平衡型位相検波器21の出力信号
を減算して上下対称な信号を出力し、それをコン
パレータ25に与える。第3図のgは2重平衡型
位相検波器21の動作出力波形を、また、第3図
のhは減算器23の動作出力波形をそれぞれ示し
ている。
前記したコンパレータ24,25では、それら
に供給された信号に対する波形整形を行なつて、
出力信号を排他的論理和回路26に与える。それ
により、前記した排他的論理和回路26からの出
力信号としては、低域通過濾波器17から出力さ
れた信号、及び、低域通過濾波器18から出力さ
れた信号の周波数の4倍の繰返し周波数を有して
いるとともに、入力端子12に供給された4相
PSK変調波における変調信号に対応する位相変
化分が抜消されている状態のものになつている。
第3図のiは排他的論理和回路26の動作出力波
形を示している。
に供給された信号に対する波形整形を行なつて、
出力信号を排他的論理和回路26に与える。それ
により、前記した排他的論理和回路26からの出
力信号としては、低域通過濾波器17から出力さ
れた信号、及び、低域通過濾波器18から出力さ
れた信号の周波数の4倍の繰返し周波数を有して
いるとともに、入力端子12に供給された4相
PSK変調波における変調信号に対応する位相変
化分が抜消されている状態のものになつている。
第3図のiは排他的論理和回路26の動作出力波
形を示している。
排他的論理和回路26からの出力信号は、ルー
プフイルタ27を介して電圧制御発振器16に供
給されるが、電圧制御発振器16に与えられる誤
差信号は、一巡するループ内での誤差成分だけと
なり、したがつて、電圧制御発振器16からは、
入力された4相PSK変調波の変調前の搬送波と
等価な搬送波が同期して出力されることになり、
前記した同期検波用の位相検波器13,14では
正しい同期検波が行なわれることになる。
プフイルタ27を介して電圧制御発振器16に供
給されるが、電圧制御発振器16に与えられる誤
差信号は、一巡するループ内での誤差成分だけと
なり、したがつて、電圧制御発振器16からは、
入力された4相PSK変調波の変調前の搬送波と
等価な搬送波が同期して出力されることになり、
前記した同期検波用の位相検波器13,14では
正しい同期検波が行なわれることになる。
なお、前記した実施例においては、排他的論理
和回路26を使用しているが、排他的論理和回路
の代わりに、他の回路構成、例えば2重平衡型位
相検波器や位相検波器を用いて構成した回路構成
が採用されてもよいことは勿論である。
和回路26を使用しているが、排他的論理和回路
の代わりに、他の回路構成、例えば2重平衡型位
相検波器や位相検波器を用いて構成した回路構成
が採用されてもよいことは勿論である。
(効果)
以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明の搬送波再生回路は、同期検波の対象
とされている4相PSK変調波を、第1の位相検
波器13と第2の位相検波器14とに供給して、
前記したそれぞれの位相検波器13,14からそ
れぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第1
の位相検波器13からの検波出力信号が第1の入
力端子Xに供給されるようになされている第1の
2重平衡型位相検波器19の第2の入力端子Y
に、前記した第2の位相検波器14からの検波出
力信号を供給して、第1の2重平衡型位相検波器
19から第1の掛算信号を得る手段と、前記した
第2の位相検波器14からの検波出力信号の位相
を反転した信号が第1の入力端子Xに供給される
ようになされている第2の2重平衡型位相検波器
29の第2の入力端子Yに、前記した第1の位相
検波器13からの検波出力信号を供給して、第2
の2重平衡型位相検波器29から第2の掛算信号
を得る手段と、前記した第1の掛算信号と第2の
掛算信号とを第1の引算回路22に供給して第1
の引算信号を得る手段と、前記した第2の位相検
波器14からの検波出力信号が第1の入力端子X
と第2の入力端子Yとに供給されるようになされ
ている第3の2重平衡型位相検波器20から第1
の2乗信号を得る手段と、前記した第1の位相検
波器13からの検波出力信号が第1の入力端子X
と第2の入力端子Yとに供給されるようになされ
ている第4の2重平衡型位相検波器21から第2
の2乗信号を得る手段と、前記した第1の2乗信
号と第2の2乗信号とを第2の引算回路23に供
給して第2の引算信号を得る手段と、前記した第
1の引算信号と第2の引算信号とをそれぞれ波形
整形してから排他的論理和回路26に与えて反転
した論理和出力としての誤差出力信号を得る手段
と、前記した誤差出力信号がループフイルタ27
を介して供給されることにより発振周波数の制御
が行なわれる電圧制御発振器16から同期検波用
の搬送波を出力させる手段と、前記した同期検波
用の搬送波を前記した第1の位相検波器13に供
給するとともに、同期検波用の搬送波を90度の移
相回路15を介して前記した第2の位相検波器1
4へ供給する手段とにより位相同期ループを構成
してなる搬送波再生回路であつて、本発明の搬送
波再生回路では信号処理をベースバンドで行なつ
ているから、信号処理が搬送波帯で行なわれる場
合に比べて取扱う周波数が低く、そのために動作
の安定性を高くすることが容易であるとともに、
回路の集積回路化にも最適である。
に、本発明の搬送波再生回路は、同期検波の対象
とされている4相PSK変調波を、第1の位相検
波器13と第2の位相検波器14とに供給して、
前記したそれぞれの位相検波器13,14からそ
れぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第1
の位相検波器13からの検波出力信号が第1の入
力端子Xに供給されるようになされている第1の
2重平衡型位相検波器19の第2の入力端子Y
に、前記した第2の位相検波器14からの検波出
力信号を供給して、第1の2重平衡型位相検波器
19から第1の掛算信号を得る手段と、前記した
第2の位相検波器14からの検波出力信号の位相
を反転した信号が第1の入力端子Xに供給される
ようになされている第2の2重平衡型位相検波器
29の第2の入力端子Yに、前記した第1の位相
検波器13からの検波出力信号を供給して、第2
の2重平衡型位相検波器29から第2の掛算信号
を得る手段と、前記した第1の掛算信号と第2の
掛算信号とを第1の引算回路22に供給して第1
の引算信号を得る手段と、前記した第2の位相検
波器14からの検波出力信号が第1の入力端子X
と第2の入力端子Yとに供給されるようになされ
ている第3の2重平衡型位相検波器20から第1
の2乗信号を得る手段と、前記した第1の位相検
波器13からの検波出力信号が第1の入力端子X
と第2の入力端子Yとに供給されるようになされ
ている第4の2重平衡型位相検波器21から第2
の2乗信号を得る手段と、前記した第1の2乗信
号と第2の2乗信号とを第2の引算回路23に供
給して第2の引算信号を得る手段と、前記した第
1の引算信号と第2の引算信号とをそれぞれ波形
整形してから排他的論理和回路26に与えて反転
した論理和出力としての誤差出力信号を得る手段
と、前記した誤差出力信号がループフイルタ27
を介して供給されることにより発振周波数の制御
が行なわれる電圧制御発振器16から同期検波用
の搬送波を出力させる手段と、前記した同期検波
用の搬送波を前記した第1の位相検波器13に供
給するとともに、同期検波用の搬送波を90度の移
相回路15を介して前記した第2の位相検波器1
4へ供給する手段とにより位相同期ループを構成
してなる搬送波再生回路であつて、本発明の搬送
波再生回路では信号処理をベースバンドで行なつ
ているから、信号処理が搬送波帯で行なわれる場
合に比べて取扱う周波数が低く、そのために動作
の安定性を高くすることが容易であるとともに、
回路の集積回路化にも最適である。
また、アナログ掛算器の代わりに2重平衡型位
相検波器を使用しているので、高い周波数帯での
使用にも何等の問題も生じない。さらに、2重平
衡型位相検波器は、本来のアナログ掛算器に比べ
て直線性が悪いのであるが、本発明の搬送波再生
回路では、2重平衡型位相検波器を2個づつ使用
してバランスさせるような構成にしていることに
より、動作波形の非対称性の改善が大巾に達成さ
れ、その結果、直線性の良好なアナログ掛算器が
使用された場合と等価な高性能な動作が行なわれ
うるようなな搬送波再生回路を容易に構成でき
る。
相検波器を使用しているので、高い周波数帯での
使用にも何等の問題も生じない。さらに、2重平
衡型位相検波器は、本来のアナログ掛算器に比べ
て直線性が悪いのであるが、本発明の搬送波再生
回路では、2重平衡型位相検波器を2個づつ使用
してバランスさせるような構成にしていることに
より、動作波形の非対称性の改善が大巾に達成さ
れ、その結果、直線性の良好なアナログ掛算器が
使用された場合と等価な高性能な動作が行なわれ
うるようなな搬送波再生回路を容易に構成でき
る。
また、本発明の搬送波再生回路では、2重平衡
型位相検波器の温度変化などによる直流ドリフト
の問題が、引算による打消し効果により大巾に改
善されるのであり、これについても集積回路化に
おいて、高い安定動作の行ないうる集積回路を容
易に実現できる。
型位相検波器の温度変化などによる直流ドリフト
の問題が、引算による打消し効果により大巾に改
善されるのであり、これについても集積回路化に
おいて、高い安定動作の行ないうる集積回路を容
易に実現できる。
第1図は本発明の搬送波再生回路の構成原理を
説明するためのブロツク図、第2図は本発明の搬
送波再生回路の一実施例のブロツク図、第3図は
動作説明用の波形図である。 1,12……4相PSK変調波の入力端子、2,
3,13,14……同期検波用の位相検波器、
4,15……90度移相器、6,7,17,18…
…低域通過濾波器、8〜10……アナログ掛算
器、11,27……ループフイルタ、5,16…
…電圧制御発振器、19〜21,29……2重平
衡型位相検波器、22,23……減算器、24,
25……コンパレータ、26……排他的論理和回
路、28……反転増幅器。
説明するためのブロツク図、第2図は本発明の搬
送波再生回路の一実施例のブロツク図、第3図は
動作説明用の波形図である。 1,12……4相PSK変調波の入力端子、2,
3,13,14……同期検波用の位相検波器、
4,15……90度移相器、6,7,17,18…
…低域通過濾波器、8〜10……アナログ掛算
器、11,27……ループフイルタ、5,16…
…電圧制御発振器、19〜21,29……2重平
衡型位相検波器、22,23……減算器、24,
25……コンパレータ、26……排他的論理和回
路、28……反転増幅器。
Claims (1)
- 1 4相PSK変調波の同期検波の際に用いられ
る搬送波を再生するための搬送波再生回路であつ
て、同期検波の対象とされている4相PSK変調
波を、第1の位相検波器と第2の位相検波器とに
供給して、前記したそれぞれの位相検波器からそ
れぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第1
の位相検波器からの検波出力信号が第1の入力端
子に供給されるようになされている第1の2重平
衡型位相検波器の第2の入力端子に、前記した第
2の位相検波器からの検波出力信号を供給して、
第1の2重平衡型位相検波器から第1の掛算信号
を得る手段と、前記した第2の位相検波器からの
検波出力信号の位相を反転した信号が第1の入力
端子に供給されるようになされている第2の2重
平衡型位相検波器の第2の入力端子に、前記した
第1の位相検波器からの検波出力信号を供給し
て、第2の2重平衡型位相検波器から第2の掛算
信号を得る手段と、前記した第1の掛算信号と第
2の掛算信号とを第1の引算回路に供給して第1
の引算信号を得る手段と、前記した第2の位相検
波器からの検波出力信号が第1の入力端子と第2
の入力端子とに供給されるようになされている第
3の2重平衡型位相検波器から第1の2乗信号を
得る手段と、前記した第1の位相検波器からの検
波出力信号が第1の入力端子と第2の入力端子と
に供給されるようになされている第4の2重平衡
型位相検波器から第2の2乗信号を得る手段と、
前記した第1の2乗信号と第2の2乗信号とを第
2の引算回路に供給して第2の引算信号を得る手
段と、前記した第1の引算信号と第2の引算信号
とをそれぞれ波形整形してから排他的論理和回路
に与えて、反転した論理和出力としての誤差出力
信号を得る手段と、前記した誤差出力信号がルー
プフイルタを介して供給されることにより発振周
波数の制御が行なわれる電圧制御発振器から同期
検波用の搬送波を出力させる手段と、前記した同
期検波用の搬送波を前記した第1の位相検波器に
供給するとともに、同期検波用の搬送波を90度の
移相回路を介して前記した第2の位相検波器へ供
給する手段とにより位相同期ループを構成してな
る搬送波再生回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59046880A JPS60190060A (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 搬送波再生回路 |
DE8585102752T DE3585332D1 (de) | 1984-03-12 | 1985-03-11 | Demodulator fuer vierphasendifferenzmodulierte signale. |
EP19850102752 EP0154963B1 (en) | 1984-03-12 | 1985-03-11 | Quarternary differential psk demodulator |
US06/757,847 US4614910A (en) | 1984-03-12 | 1985-07-22 | Quarternary differential PSK demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59046880A JPS60190060A (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60190060A JPS60190060A (ja) | 1985-09-27 |
JPH0229262B2 true JPH0229262B2 (ja) | 1990-06-28 |
Family
ID=12759667
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59046880A Granted JPS60190060A (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60190060A (ja) |
-
1984
- 1984-03-12 JP JP59046880A patent/JPS60190060A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS60190060A (ja) | 1985-09-27 |
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