JPH0229262B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、搬送波再生回路、特に４相PSK変
調波を使用した無線通信装置などの復調部に用い
られる搬送波再生回路の内で、ベースバンドで信
号処理を行なう方式に従つて構成されている搬送
波再生回路に関するものである。

（従来例と問題点） PSK変調を利用した無線伝送方式は、周波数
変調を利用した無線伝送方式に比べて単位時間当
りの情報量が大きいから、一定の帯域幅内で多く
の情報を伝達するのに有利な伝送方式として知ら
れており、また、近年になつて、例えば、衛星放
送における音声信号の伝送に当り、音声信号を
PCM化してなるデイジタル信号を４相PSK変調
波として伝送するように場合など、種々の情報の
無線伝送に４相PSK変調法が多用されているこ
とも周知のとおりである。

そして、前記した４相PSK変調波を復調する
手段としては、伝送効率や耐雑音性及び耐干渉性
などの各面において優れた特性を示す同期検波方
式が通常多く採用されているが、PSK変調波の
同期検波に際しては搬送波が必要であるのに、
PSK変調波では搬送波が抑圧されているから、
PSK変調波の同期検波を行なうためには、PSK
変調波から搬送波を再生するための搬送波再生回
路が必要とされる。

前記した搬送波再生回路はPSK変調波の復調
特性に大きな影響を与える重要な回路であり、従
来から搬送波再生回路としては、例えば搬送波帯
で信号処理を行なつて搬送波を再生するような方
式に属する逓倍方式、再変調方式、逆変調方式な
どに従つて構成された搬送波再生回路や、ベース
バンドで信号処理を行なつて搬送波を再生するよ
うな方式に属するコスタス（costas）ループ方
式、及びコスタスループ方式の変形方式などに従
つて構成された搬送波再生回路など、各種の形式
に従つて構成された搬送波再生回路が提案されて
来ているが、最近の傾向としては、近年来の集積
回路技術の著るしい進歩により掛算器が安価にな
つたこと、及び信号処理が低い周波数帯で行なわ
れることなどから、掛算器が主体として使用さ
れ、信号処理が周波数の低いベースバンドで行な
われるコスタスループ方式やコスタスループ方式
の変形方式などに従つて構成された搬送波再生回
路の方が多く使用されるようになつている。

ところで、信号処理が前記したように周波数の
低いベースバンドで行なわれるコスタスループ方
式やコスタスループ方式の変形方式などに従つて
構成された搬送波再生回路は、位相同期ループが
構成の基本になつているから、位相同期ループを
構成している各回路の動作の安定性が良好なこと
が特に重要である。

しかし、ベースバンドの信号は数100KHz〜数
メガHzの周波数帯を占めているのに、直線性の良
好なアナログ掛算器を数メガHzの周波数帯で安定
に動作させることは困難であるため、従来からア
ナログ掛算器の代わりに２重平衡型位相検波器を
用いて掛算動作を行なわせるようにすることも多
いが、２重平衡型位相検波器では、それに直線性
の良好な掛算動作を行なわせることが困難である
他、温度の変動によつて出力直流レベルが変動す
るなどの問題もあつて、２重平衡型位相検波器が
位相同期ループの動作の安定性に悪影響を与える
ということが問題になつていた。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、４相PSK変調波の同期検波の際に
用いられる搬送波を再生するための搬送波再生回
路であつて、同期検波の対象とされている４相
PSK変調波を、第１の位相検波器と第２の位相
検波器とに供給して、それぞれの位相検波器から
それぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第
１の位相検波器からの検波出力信号が第１の入力
端子に供給されるようになされている第１の２重
平衡型位相検波器の第２の入力端子に、前記した
第２の位相検波器からの検波出力信号を供給し
て、第１の２重平衡型位相検波器から第１の掛算
出力信号を得る手段と、前記した第２の位相検波
器からの検波出力信号の位相を反転した信号が第
１の入力端子に供給されるようになされている第
２の２重平衡型位相検波器の第２の入力端子に、
前記した第１の位相検波器からの検波出力信号を
供給して、第２の２重平衡型位相検波器から第２
の掛算出力信号を得る手段と、前記した第１の掛
算信号と第２の掛算信号とを第１の引算回路に供
給して第１の引算信号を得る手段と、前記した第
２の位相検波器からの検波出力信号が第１の入力
端子と第２の入力端子とに供給されるようになさ
れている第３の２重平衡型位相検波器から第１の
２乗出力信号を得る手段と、前記した第１の位相
検波器からの検波出力信号が第１の入力端子と第
２の入力端子とに供給されるようになされている
第４の２重平衡型位相検波器から第２の２乗出力
信号を得る手段と、前記した第１の２乗信号と第
２の２乗信号とを第２の引算回路に供給して第２
の引算信号を得る手段と、前記した第１の引算信
号と第２の引算信号とをそれぞれ波形整形してか
ら排他的論理和回路に与えて反転した論理和出力
としての誤差出力信号を得る手段と、前記した誤
差出力信号がループフイルタを介して供給される
ことにより発振周波数の制御が行なわれる電圧制
御発振器から同期検波用の搬送波を出力させる手
段と、前記した同期検波用の搬送波を前記した第
１の位相検波器に供給するとともに、同期検波用
の搬送波を90度の移相回路を介して前記した第２
の位相検波器へ供給する手段とにより位相同期ル
ープを構成してなる搬送波再生回路を提供するも
のである。

（実施例） 以下、本発明の搬送波再生回路の具体的な内容
について、第１図乃至第３図の添付図面を参照し
ながら詳細に説明する。第１図は本発明の搬送波
再生回路の構成原理を説明するためのブロツク図
であり、また、第２図は本発明の搬送波再生回路
の一実施例のブロツク図、第３図は動作説明用の
波形図である。

ここでまず、本発明の搬送波再生回路の構成原
理について、第１図を参照して説明することにす
る。さて、４相PSK変調を日本の衛星放送の場
合を一例に挙げて説明すると、この場合にはグレ
イ符号による２進データを２系列で処理するよう
にして、データの変化則としては、（０、０）に
対しては０、（０、１）に対してはπ／２、（１、
１）に対してはπ、（１、０）に対しては3π／
２、のように定められている。

上記のような位相変化則に従つて生成されてい
る４相PSK変調波は、それの搬送波が抑圧され
ている状態になされているが、４相PSK変調に
おける位相の変化分を何等かの方法によつて打消
すことができれば、４相PSK変調波において抑
圧されている搬送波から、変調前の搬送波に相当
する搬送波を再生することが可能なのであり、本
発明の搬送波再生回路では、ベースバンドの信号
を４逓倍することにより、４相PSK変調波にお
けるπ／２の位相変化分は４逓倍により2πの位
相変化になり、また、４相PSK変調波における
πの位相変化分は４逓倍により（2π×２）の位
相変化になり、さらに、４相PSK変調波におけ
る3π／２の位相変化分は４逓倍により（2π×３）
の位相変化分になつて、４相PSK変調波におけ
る位相変化分を打消すことができるという点に着
目して、４相PSK変調波から搬送波の同期再生
が行なわれるようにしたのであり、第１図のブロ
ツク図には前記した如き構成原理に従つて構成さ
れている搬送波再生回路が示されている。

第１図において、１は入力端子、２，３は位相
検波器、４はπ／２移相器、５は電圧制御発振
器、６，７は搬送波成分を除去するための低域通
過濾波器、８〜１０はアナログ掛算器、１１はル
ープフイルタである。

今、入力端子１に供給された入力信号としての
４相PSK変調波をA2cos（ωt＋φ）とし、また、
電圧制御発振器５の出力発振波をA1cosωtとする
（φは４相PSK変調波における位相変化分０、
π／２、π、3π／２を示している）と、低域通
過濾波器６の出力としては（A1・A2cosφ）／２
が得られ、また、低域通過濾波器７の出力として
は、（A1・A2sinφ）／２が得られる。

以下の説明においては、記載の簡略化のために
振幅分A1、A2の表示を省略し、位相の変化分の
みに着目した記述形態により記述がなされてい
る。

アナログ掛算器８では、前記した低域通過濾波
器６からの出力信号（A1・A2cosφ）／２と、低
域通過濾波器７からの出力（A1・A2sinφ）／２
との掛算を行なつて、それからの出力信号sin2φ
をアナログ掛算器１０に与え、また、アナログ掛
算器９では、前記した低域通過濾波器７からの出
力（A1・A2sinφ）／２を２乗した出力信号−
cos2φをアナログ掛算器１０に供給する。

アナログ掛算器１０では、それに供給された前
記の２信号sin2φ、−cos2φの掛算を行ない、それ
から−sin4φの信号を出力する。

前記のようにしてアナログ掛算器１０から出力
された信号−sin4φは、入力端子１に供給された
４相PSK変調波の位相変化分が打消された状態
のものであり、それは位相検波器２と位相検波器
３とにおける同期検波によつて検出された位相誤
差成分と、復調されたベースバンド信号の振幅に
対応する成分とによつて構成されている。

そして、アナログ掛算器１０から出力された前
記した成分よりなる出力信号は、ループフイルタ
１１を介して電圧制御発振器５に供給されるか
ら、、電圧制御発振器５には前記した位相誤差成
分だけが供給されて、電圧制御発振器５の発振周
波数が制御される。位相検波器２には電圧制御発
振器５の発振波がそのまま与えられ、また、位相
検波器３には電圧制御発振器５の発振波が−π／
２の移相器４を介して供給される。

前記のような構成を有する第１図示の搬送波再
生回路における一巡のフイードバツクループは、
位相同期ループそのものであり、これは周知のコ
スタスループの変形回路に相当しているものとみ
てもよい。

ところで、上記した本発明の動作原理の説明に
使用した第１図に示す搬送波再生回路において
は、アナログ掛算器８〜１０を信号の処理に使用
するものとしているが、アナログ掛算器の高周波
帯での使用は周波数特性上での限界から適当では
ないから、実際にはアナログ掛算器８〜１０の代
わりに高周波特性の良好な２重平衡型位相検波器
で掛算動作を行なわせるような構成がとられるこ
と、及び２重平衡型位相検波器では直線性の面で
問題があることなどは既述したとおりである。

そこで、本発明の搬送波再生回路は、第１図を
参照して既述したような構成原理に従い、しか
も、アナログ掛算器の代わりに高周波特性の良好
な２重平衡型位相検波器で掛算動作を行なわせる
ような構成をとつても良好な直線性が得られるよ
うな搬送波再生回路を提供するものであり、以
下、本発明の搬送波再生回路の一実施例を示して
いる第２図のブロツク図と、第３図に示されてい
る波形図（動作出力波形図）とを参照して本発明
の搬送波再生回路の具体的な内容を詳細に説明す
る。

第３図のａ〜ｉに図示されている波形図（動作
出力波形図）は、第２図示の搬送波再生回路中の
各構成部分の回路動作の理解を容易にするために
示した説明用のもので、例えば第３図のａに示す
波形は、第１図を参照して説明した第１図中の低
域通過濾波器６からのcosφの位相をもつ動作出
力波形と同一の動作出力波形が、第２図中の低域
通過濾波器１７の出力側の符号ａで示すａ点で得
られ、また、第３図のｂに示す波形は、第１図を
参照して説明した第１図中の低域通過濾波器７か
らのsinφの位相をもつ動作出力波形と同一の動作
出力波形が、第２図中の低域通過濾波器１８の出
力側の符号ｂで示すｂ点で得られ、さらに第３図
のｃ……ｉにそれぞれ示されている各波形は、第
２図中の低域通過濾波器１７，１８の出力側以降
の回路配置において、第１図について既述したよ
うな動作原理に従つた信号処理が行なわれること
により、前記した第２図中の低域通過濾波器１
７，１８の各出力側における前記したcosφの位
相の動作出力波形と、sinφの位相の動作出力波形
が、第２図中の符号ｃ〜ｉで示す各点において、
それぞれ第３図のｃ……ｉに示されているような
動作出力波形に変化して行く様子を図示説明して
いるものである。なお、実際には位相検波器１３
及び１４からは、デジタルデータの復調出力が出
力されている。

さて、第２図において、１２は入力端子であ
り、この入力端子１２には４相PSK変調波が供
給される。そして前記の４相PSK変調波は、同
期検波用の位相検波器１３，１４に与えられる
が、前記した位相検波器１３には、電圧制御発振
器１６で発振された同期検波用の発振波（搬送
波）が直接に与えられており、また、前記した位
相検波器１４には、電圧制御発振器１６で発振さ
れた同期検波用の発振波（搬送波）が−π／２の
移相器１５を介して与えられているから、前記し
た位相検波器１３，１４では、それぞれ同期検波
動作を行なつて、位相検波器１３，１４からはそ
れぞれ個別の同期検波出力が送出される。

そして、前記した位相検波器１３から送出され
た同期検波出力は、低域通過濾波器１７に与えら
れることにより、同期検波出力中の搬送波成分が
除去される。第３図のａは第２図中のａの部分の
動作出力波形である。また、前記した位相検波器
１４から送出された同期検波出力は、低域通過濾
波器１８に与えられることにより、同期検波出力
中の搬送波成分が除去される。第３図のｂは第２
図中のｂの部分の動作出力波形である。

第２図中において１９〜２１，２９は２重平衡
型位相検波器であり図中に示されている各２重平
衡型位相検波器１９〜２１，２９において、Ｘは
第１の入力端子、Ｙは第２の入力端子である。

前記した低域通過濾波器１７から出力された信
号は、２重平衡型位相検波器２９の第２の入力端
子Ｙと、２重平衡型位相検波器１９の第１の入力
端子Ｘと、２重平衡型位相検波器２１の第１、第
２の入力端子Ｘ，Ｙとに供給されており、また、
前記した低域通過濾波器１８から出力された信号
は、２重平衡型位相検波器２０の第１、第２の入
力端子Ｘ，Ｙと、２重平衡型位相検波器１９の第
２の入力端子Ｙとに与えられているとともに、前
記の低域通過濾波器１８から出力された信号は反
転増幅器２８を介して２重平衡型位相検波器２９
の第１の入力端子Ｘにも供給されている。

それで、前記した２重平衡型位相検波器１９で
は、低域通過濾波器１７から出力された信号と、
低域通過濾波器１８から出力された信号との掛算
動作を行なつて、それからの出力信号を減算器２
２へ被減数信号として与える。第３図のｃは２重
平衡型位相検波器１９の動作出力波形である。

前記した減算器２２には、２重平衡型位相検波
器２９の出力信号が減数信号として供給されてい
るが、２重平衡型位相検波器２９から出力される
信号は、２重平衡型位相検波器２９の第１の入力
端子Ｘと第２の入力端子Ｙとに既述のようにそれ
ぞれ供給された２つの信号が２重平衡型位相検波
器２９によつて掛算されることによつて得られた
ものである。第３図のｄは２重平衡型位相検波器
２９の動作出力波形である。

そして、前記した減算器２２では２重平衡型位
相検波器１９の出力信号から２重平衡型位相検波
器２９の出力信号を減算して上下対称な信号を出
力し、それをコンパレータ２４に与える。第３図
のｅは減算器２２の動作出力波形である。

また、前記した２重平衡型位相検波器２０に
は、それの第１、第２の入力端子Ｘ，Ｙに対して
低域通過濾波器１８から出力された信号が供給さ
れているから、２重平衡型位相検波器２０からは
低域通過濾波器１８から出力された信号を２乗し
た信号が出力され、その信号は減算器２３へ被減
数信号として与えられる。第３図のｆは２重平衡
型位相検波器２０の動作出力波形である。

２重平衡型位相検波器２１には、それの第１、
第２の入力端子Ｘ，Ｙに対して低域通過濾波器１
７から出力された信号が供給されているから、２
重平衡型位相検波器２１からは低域通過濾波器１
７から出力された信号を２乗した信号が出力さ
れ、その信号は減算器２３へ減数信号として与え
られる。

減算器２３では２重平衡型位相検波器２０の出
力信号から２重平衡型位相検波器２１の出力信号
を減算して上下対称な信号を出力し、それをコン
パレータ２５に与える。第３図のｇは２重平衡型
位相検波器２１の動作出力波形を、また、第３図
のｈは減算器２３の動作出力波形をそれぞれ示し
ている。

前記したコンパレータ２４，２５では、それら
に供給された信号に対する波形整形を行なつて、
出力信号を排他的論理和回路２６に与える。それ
により、前記した排他的論理和回路２６からの出
力信号としては、低域通過濾波器１７から出力さ
れた信号、及び、低域通過濾波器１８から出力さ
れた信号の周波数の４倍の繰返し周波数を有して
いるとともに、入力端子１２に供給された４相
PSK変調波における変調信号に対応する位相変
化分が抜消されている状態のものになつている。
第３図のｉは排他的論理和回路２６の動作出力波
形を示している。

排他的論理和回路２６からの出力信号は、ルー
プフイルタ２７を介して電圧制御発振器１６に供
給されるが、電圧制御発振器１６に与えられる誤
差信号は、一巡するループ内での誤差成分だけと
なり、したがつて、電圧制御発振器１６からは、
入力された４相PSK変調波の変調前の搬送波と
等価な搬送波が同期して出力されることになり、
前記した同期検波用の位相検波器１３，１４では
正しい同期検波が行なわれることになる。

なお、前記した実施例においては、排他的論理
和回路２６を使用しているが、排他的論理和回路
の代わりに、他の回路構成、例えば２重平衡型位
相検波器や位相検波器を用いて構成した回路構成
が採用されてもよいことは勿論である。

（効果） 以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明の搬送波再生回路は、同期検波の対象
とされている４相PSK変調波を、第１の位相検
波器１３と第２の位相検波器１４とに供給して、
前記したそれぞれの位相検波器１３，１４からそ
れぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第１
の位相検波器１３からの検波出力信号が第１の入
力端子Ｘに供給されるようになされている第１の
２重平衡型位相検波器１９の第２の入力端子Ｙ
に、前記した第２の位相検波器１４からの検波出
力信号を供給して、第１の２重平衡型位相検波器
１９から第１の掛算信号を得る手段と、前記した
第２の位相検波器１４からの検波出力信号の位相
を反転した信号が第１の入力端子Ｘに供給される
ようになされている第２の２重平衡型位相検波器
２９の第２の入力端子Ｙに、前記した第１の位相
検波器１３からの検波出力信号を供給して、第２
の２重平衡型位相検波器２９から第２の掛算信号
を得る手段と、前記した第１の掛算信号と第２の
掛算信号とを第１の引算回路２２に供給して第１
の引算信号を得る手段と、前記した第２の位相検
波器１４からの検波出力信号が第１の入力端子Ｘ
と第２の入力端子Ｙとに供給されるようになされ
ている第３の２重平衡型位相検波器２０から第１
の２乗信号を得る手段と、前記した第１の位相検
波器１３からの検波出力信号が第１の入力端子Ｘ
と第２の入力端子Ｙとに供給されるようになされ
ている第４の２重平衡型位相検波器２１から第２
の２乗信号を得る手段と、前記した第１の２乗信
号と第２の２乗信号とを第２の引算回路２３に供
給して第２の引算信号を得る手段と、前記した第
１の引算信号と第２の引算信号とをそれぞれ波形
整形してから排他的論理和回路２６に与えて反転
した論理和出力としての誤差出力信号を得る手段
と、前記した誤差出力信号がループフイルタ２７
を介して供給されることにより発振周波数の制御
が行なわれる電圧制御発振器１６から同期検波用
の搬送波を出力させる手段と、前記した同期検波
用の搬送波を前記した第１の位相検波器１３に供
給するとともに、同期検波用の搬送波を90度の移
相回路１５を介して前記した第２の位相検波器１
４へ供給する手段とにより位相同期ループを構成
してなる搬送波再生回路であつて、本発明の搬送
波再生回路では信号処理をベースバンドで行なつ
ているから、信号処理が搬送波帯で行なわれる場
合に比べて取扱う周波数が低く、そのために動作
の安定性を高くすることが容易であるとともに、
回路の集積回路化にも最適である。

また、アナログ掛算器の代わりに２重平衡型位
相検波器を使用しているので、高い周波数帯での
使用にも何等の問題も生じない。さらに、２重平
衡型位相検波器は、本来のアナログ掛算器に比べ
て直線性が悪いのであるが、本発明の搬送波再生
回路では、２重平衡型位相検波器を２個づつ使用
してバランスさせるような構成にしていることに
より、動作波形の非対称性の改善が大巾に達成さ
れ、その結果、直線性の良好なアナログ掛算器が
使用された場合と等価な高性能な動作が行なわれ
うるようなな搬送波再生回路を容易に構成でき
る。

また、本発明の搬送波再生回路では、２重平衡
型位相検波器の温度変化などによる直流ドリフト
の問題が、引算による打消し効果により大巾に改
善されるのであり、これについても集積回路化に
おいて、高い安定動作の行ないうる集積回路を容
易に実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の搬送波再生回路の構成原理を
説明するためのブロツク図、第２図は本発明の搬
送波再生回路の一実施例のブロツク図、第３図は
動作説明用の波形図である。 １，１２……４相PSK変調波の入力端子、２，
３，１３，１４……同期検波用の位相検波器、
４，１５……90度移相器、６，７，１７，１８…
…低域通過濾波器、８〜１０……アナログ掛算
器、１１，２７……ループフイルタ、５，１６…
…電圧制御発振器、１９〜２１，２９……２重平
衡型位相検波器、２２，２３……減算器、２４，
２５……コンパレータ、２６……排他的論理和回
路、２８……反転増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ４相PSK変調波の同期検波の際に用いられ
   る搬送波を再生するための搬送波再生回路であつ
   て、同期検波の対象とされている４相PSK変調
   波を、第１の位相検波器と第２の位相検波器とに
   供給して、前記したそれぞれの位相検波器からそ
   れぞれ検波出力信号を得る手段と、前記した第１
   の位相検波器からの検波出力信号が第１の入力端
   子に供給されるようになされている第１の２重平
   衡型位相検波器の第２の入力端子に、前記した第
   ２の位相検波器からの検波出力信号を供給して、
   第１の２重平衡型位相検波器から第１の掛算信号
   を得る手段と、前記した第２の位相検波器からの
   検波出力信号の位相を反転した信号が第１の入力
   端子に供給されるようになされている第２の２重
   平衡型位相検波器の第２の入力端子に、前記した
   第１の位相検波器からの検波出力信号を供給し
   て、第２の２重平衡型位相検波器から第２の掛算
   信号を得る手段と、前記した第１の掛算信号と第
   ２の掛算信号とを第１の引算回路に供給して第１
   の引算信号を得る手段と、前記した第２の位相検
   波器からの検波出力信号が第１の入力端子と第２
   の入力端子とに供給されるようになされている第
   ３の２重平衡型位相検波器から第１の２乗信号を
   得る手段と、前記した第１の位相検波器からの検
   波出力信号が第１の入力端子と第２の入力端子と
   に供給されるようになされている第４の２重平衡
   型位相検波器から第２の２乗信号を得る手段と、
   前記した第１の２乗信号と第２の２乗信号とを第
   ２の引算回路に供給して第２の引算信号を得る手
   段と、前記した第１の引算信号と第２の引算信号
   とをそれぞれ波形整形してから排他的論理和回路
   に与えて、反転した論理和出力としての誤差出力
   信号を得る手段と、前記した誤差出力信号がルー
   プフイルタを介して供給されることにより発振周
   波数の制御が行なわれる電圧制御発振器から同期
   検波用の搬送波を出力させる手段と、前記した同
   期検波用の搬送波を前記した第１の位相検波器に
   供給するとともに、同期検波用の搬送波を90度の
   移相回路を介して前記した第２の位相検波器へ供
   給する手段とにより位相同期ループを構成してな
   る搬送波再生回路。