JP3399059B2 - 切換え型復調回路 - Google Patents
切換え型復調回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は切換え型復調回路に係
り、データ伝送の分野において広く使用されているデジ
タル信号の復調として、従来より個別に回路構成されて
いる位相シフトキーイング（以下ＰＳＫと記載する）と
周波数シフトキーイング（以下ＦＳＫと記載する）の両
復調を、大部分の回路構成を共通にして、簡単な切換え
（選択）回路等を付加することにより実現した、切換え
型復調回路に関する。なお、ＦＳＫには後述の如くＭＳ
Ｋ(Minimum Shift Keying)も含まれる。
り、データ伝送の分野において広く使用されているデジ
タル信号の復調として、従来より個別に回路構成されて
いる位相シフトキーイング（以下ＰＳＫと記載する）と
周波数シフトキーイング（以下ＦＳＫと記載する）の両
復調を、大部分の回路構成を共通にして、簡単な切換え
（選択）回路等を付加することにより実現した、切換え
型復調回路に関する。なお、ＦＳＫには後述の如くＭＳ
Ｋ(Minimum Shift Keying)も含まれる。
【０００２】
【技術的背景及び狙い】データ伝送の分野において、Ｐ
ＳＫ(Phase Shift Keying)やＦＳＫ(FrequencyShift Ke
ying)は、デジタル信号の変調方式や復調方式として広
く使用されているが、ＰＳＫとＦＳＫは夫々個別に回路
構成され、実施されている。しかるに、最近需要も多様
化してきており、変調，送信装置や受信，復調装置にお
いて、かかるＰＳＫとＦＳＫの両方式（回路）を併設，
共用したい場合も生じている。
ＳＫ(Phase Shift Keying)やＦＳＫ(FrequencyShift Ke
ying)は、デジタル信号の変調方式や復調方式として広
く使用されているが、ＰＳＫとＦＳＫは夫々個別に回路
構成され、実施されている。しかるに、最近需要も多様
化してきており、変調，送信装置や受信，復調装置にお
いて、かかるＰＳＫとＦＳＫの両方式（回路）を併設，
共用したい場合も生じている。
【０００３】昨今のデジタル時代に対応して、その集積
回路化において、ＰＳＫやＦＳＫ等複数方式の復調を実
施し得るデジタル復調回路の設計が可能になれば、回路
構成要素の大部分を共通にして、一部分を簡単な選択手
段で切換えることにより、ＰＳＫとＦＳＫの両方式を実
施できるようになる。更に、変調回路側も選択手段で切
換えて両方式を実施できるよう構成すれば、何らかの制
御信号により変調回路と復調回路を同期させて選択手段
を頻繁に切換えて使用するような、新しい使い方の変
調，復調方式の実現も可能となる。
回路化において、ＰＳＫやＦＳＫ等複数方式の復調を実
施し得るデジタル復調回路の設計が可能になれば、回路
構成要素の大部分を共通にして、一部分を簡単な選択手
段で切換えることにより、ＰＳＫとＦＳＫの両方式を実
施できるようになる。更に、変調回路側も選択手段で切
換えて両方式を実施できるよう構成すれば、何らかの制
御信号により変調回路と復調回路を同期させて選択手段
を頻繁に切換えて使用するような、新しい使い方の変
調，復調方式の実現も可能となる。
【０００４】
【従来の技術】通信伝送技術においては、伝送媒体を効
率的に使用するために、伝送すべき情報信号に一定の変
換を施す手法が用いられ、これを通常変調と呼び、その
逆の操作を復調と呼んでいる。変調及び復調においては
被変調信号と搬送波(carrier）の２つの要素が必要であ
り、搬送波としては単一周波数の正弦波や余弦波，更に
は他の連続波又はパルス列から成る離散的波形等が用い
られる。
率的に使用するために、伝送すべき情報信号に一定の変
換を施す手法が用いられ、これを通常変調と呼び、その
逆の操作を復調と呼んでいる。変調及び復調においては
被変調信号と搬送波(carrier）の２つの要素が必要であ
り、搬送波としては単一周波数の正弦波や余弦波，更に
は他の連続波又はパルス列から成る離散的波形等が用い
られる。
【０００５】例えばデジタル変調方式では、伝送する情
報信号が変調後の信号の中に離散量として含まれてお
り、従って、被変調信号である元の情報信号がデジタル
信号であるものは勿論、アナログ信号であっても変調過
程で量子化が行われれば、デジタル変調方式の範疇に属
する。また、搬送波が単一周波数の正弦波である場合、
被変調信号によって変化するパラメータの種類から、振
幅変調，周波数変調，位相変調等に分類される。特に、
被変調信号がデジタル信号の場合には、変調の代りにシ
フトキーイング（ＳＫ）と呼ばれ、前記ＦＳＫ，ＰＳＫ
等はその代表例である。
報信号が変調後の信号の中に離散量として含まれてお
り、従って、被変調信号である元の情報信号がデジタル
信号であるものは勿論、アナログ信号であっても変調過
程で量子化が行われれば、デジタル変調方式の範疇に属
する。また、搬送波が単一周波数の正弦波である場合、
被変調信号によって変化するパラメータの種類から、振
幅変調，周波数変調，位相変調等に分類される。特に、
被変調信号がデジタル信号の場合には、変調の代りにシ
フトキーイング（ＳＫ）と呼ばれ、前記ＦＳＫ，ＰＳＫ
等はその代表例である。
【０００６】従来は、ＰＳＫやＦＳＫは夫々独自の回路
で実現されており、例えば、ＰＳＫの場合は同期検波で
復調されるが、ＦＳＫは同期検波としての復調法は実現
していない。具体的には、ＰＳＫ変調波の復調は、主に
搬送波として再生して得られた搬送波を用い、これを入
力したＰＳＫ変調波と乗算することによる同期検波によ
って行われ、専用のＰＳＫ復調回路で達成される。これ
に対してＦＳＫ変調波の復調は、周波数の偏移を振幅の
変化に変換して復調する方法が一般的である。従って、
変調回路及び復調回路において、ＰＳＫやＦＳＫは夫々
独自の回路として構成されるため、その集積回路（Ｉ
Ｃ）化も個別に行われる。
で実現されており、例えば、ＰＳＫの場合は同期検波で
復調されるが、ＦＳＫは同期検波としての復調法は実現
していない。具体的には、ＰＳＫ変調波の復調は、主に
搬送波として再生して得られた搬送波を用い、これを入
力したＰＳＫ変調波と乗算することによる同期検波によ
って行われ、専用のＰＳＫ復調回路で達成される。これ
に対してＦＳＫ変調波の復調は、周波数の偏移を振幅の
変化に変換して復調する方法が一般的である。従って、
変調回路及び復調回路において、ＰＳＫやＦＳＫは夫々
独自の回路として構成されるため、その集積回路（Ｉ
Ｃ）化も個別に行われる。
【０００７】ＰＳＫ変調波Ｓp(t)は、振幅をその大きさ
に関係なくＡで表わし、デジタル情報信号｛＋１及び−
１（又は０）の２値信号｝をｄ(t) とすると、 Ｓp(t)＝Ａｄ(t)cosωｔ …………………………… (1) で示される。この第１式から分かるように、ＰＳＫ変調
波は情報信号ｄ(t) と搬送波 cosωｔとの乗算により得
られ、基本的に抑圧搬送波（角周波数が一定）を使用し
ているために、その復調には搬送波再生回路と同期検波
用乗算器とが必要になる。
に関係なくＡで表わし、デジタル情報信号｛＋１及び−
１（又は０）の２値信号｝をｄ(t) とすると、 Ｓp(t)＝Ａｄ(t)cosωｔ …………………………… (1) で示される。この第１式から分かるように、ＰＳＫ変調
波は情報信号ｄ(t) と搬送波 cosωｔとの乗算により得
られ、基本的に抑圧搬送波（角周波数が一定）を使用し
ているために、その復調には搬送波再生回路と同期検波
用乗算器とが必要になる。
【０００８】ここで、従来のＰＳＫ復調回路について、
図１を参照して説明する。図１は従来のＰＳＫ復調回路
１のブロック図であり、主要構成として２乗ループ型の
搬送波再生回路（２乗回路）２と同期検波用の乗算器６
等を用いた復調回路例である。 通常使用されるＰＳＫ
変調波は搬送波の位相が０又はπであり、従って２乗回
路２にてＰＳＫ変調波を２乗検波することにより０又は
2π（=0）になり、位相変化分が消滅して２倍の周波数
の搬送波を生じる。かかる２乗検波出力のうち不要な周
波数成分をＢＰＦ（帯域濾波器）３にて除去し、更にＢ
ＰＦ３にて生じた非線形成分をＰＬＬ４でフィルタリン
グ動作により補償した後 1/2分周器５で２分の１に分周
して、元の搬送波を得ている。７は同期検波出力のうち
被変調信号である情報信号ｄ(t) のみを伝送するＬＰＦ
（低域濾波器）である。
図１を参照して説明する。図１は従来のＰＳＫ復調回路
１のブロック図であり、主要構成として２乗ループ型の
搬送波再生回路（２乗回路）２と同期検波用の乗算器６
等を用いた復調回路例である。 通常使用されるＰＳＫ
変調波は搬送波の位相が０又はπであり、従って２乗回
路２にてＰＳＫ変調波を２乗検波することにより０又は
2π（=0）になり、位相変化分が消滅して２倍の周波数
の搬送波を生じる。かかる２乗検波出力のうち不要な周
波数成分をＢＰＦ（帯域濾波器）３にて除去し、更にＢ
ＰＦ３にて生じた非線形成分をＰＬＬ４でフィルタリン
グ動作により補償した後 1/2分周器５で２分の１に分周
して、元の搬送波を得ている。７は同期検波出力のうち
被変調信号である情報信号ｄ(t) のみを伝送するＬＰＦ
（低域濾波器）である。
【０００９】一方、ＦＳＫ復調回路は、ＦＳＫ変調波に
おいて特別な条件下、即ち変調指数が0.5 のときはＭＳ
Ｋ(Minimum Shift Keying)変調波となり、同期検波が可
能となるが、一般にはＦＭ復調回路が使用される。な
お、従来のＦＭ復調回路の構成及び動作は、上記ＰＳＫ
復調回路より更に周知なので省略する。
おいて特別な条件下、即ち変調指数が0.5 のときはＭＳ
Ｋ(Minimum Shift Keying)変調波となり、同期検波が可
能となるが、一般にはＦＭ復調回路が使用される。な
お、従来のＦＭ復調回路の構成及び動作は、上記ＰＳＫ
復調回路より更に周知なので省略する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ＰＳＫやＦＳＫの両方
式を使用し、それらを任意に切換えて使用しようとする
と、従来はＰＳＫ用とＦＳＫ用の２種類の復調用回路
（ＩＣ）を備えなければならず、回路規模は２倍とな
り、その分ＩＣ化用の経費もかかってしまうという欠点
があった。そのため、１個のＩＣでＦＳＫ復調及びＰＳ
Ｋ復調の双方を行える復調回路の出現が待望されてい
た。
式を使用し、それらを任意に切換えて使用しようとする
と、従来はＰＳＫ用とＦＳＫ用の２種類の復調用回路
（ＩＣ）を備えなければならず、回路規模は２倍とな
り、その分ＩＣ化用の経費もかかってしまうという欠点
があった。そのため、１個のＩＣでＦＳＫ復調及びＰＳ
Ｋ復調の双方を行える復調回路の出現が待望されてい
た。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、被変調信号を入力して搬送波を再生する位
相同期ループと、位相同期ループからの搬送波の位相を
90°シフトする移相回路と、被変調信号における変調の
種類に応じて位相同期ループ又は移相回路のうちいずれ
かの出力信号を選択出力する第１の切換えスイッチと、
この切換えスイッチにて選択された信号と上記被変調信
号とを乗算して元の情報信号を得る第１の乗算器と、直
流バイアス供給用の電源と、被変調信号における変調の
種類に応じて情報信号又は直流バイアスのうちいずれか
を位相同期ループに含まれる第２の乗算器に供給する第
２の切換えスイッチ等を備えて、複数種類の復調を行え
るよう構成した切換え型復調回路を提供するものであ
る。
するために、被変調信号を入力して搬送波を再生する位
相同期ループと、位相同期ループからの搬送波の位相を
90°シフトする移相回路と、被変調信号における変調の
種類に応じて位相同期ループ又は移相回路のうちいずれ
かの出力信号を選択出力する第１の切換えスイッチと、
この切換えスイッチにて選択された信号と上記被変調信
号とを乗算して元の情報信号を得る第１の乗算器と、直
流バイアス供給用の電源と、被変調信号における変調の
種類に応じて情報信号又は直流バイアスのうちいずれか
を位相同期ループに含まれる第２の乗算器に供給する第
２の切換えスイッチ等を備えて、複数種類の復調を行え
るよう構成した切換え型復調回路を提供するものであ
る。
【００１２】
【実施例】本発明の切換え型復調回路に供給される被変
調信号は、ＰＳＫ及びＦＳＫ等いずれの方式の信号でも
良い。そのうちＰＳＫ変調信号の生成用としては、図１
に示した従来のＰＳＫ変調回路１でも良いが、前記の如
く何らかの制御信号により切換え型の変調回路と復調回
路を同期させて、選択手段を頻繁に切換えて使用するよ
うな変調及び復調方式の実例を説明するために、本出願
人が先に提案した切換え型変調及び／又は復調回路にお
ける、切換え型変調回路９について、図２のブロック構
成図を参照し乍ら簡単に記述する。
調信号は、ＰＳＫ及びＦＳＫ等いずれの方式の信号でも
良い。そのうちＰＳＫ変調信号の生成用としては、図１
に示した従来のＰＳＫ変調回路１でも良いが、前記の如
く何らかの制御信号により切換え型の変調回路と復調回
路を同期させて、選択手段を頻繁に切換えて使用するよ
うな変調及び復調方式の実例を説明するために、本出願
人が先に提案した切換え型変調及び／又は復調回路にお
ける、切換え型変調回路９について、図２のブロック構
成図を参照し乍ら簡単に記述する。
【００１３】切換え型変調回路９は、低出力インピーダ
ンスの増幅器１１，選択手段である切換えスイッチ（以
下「スイッチ」と略記する）Ｓw1，ＤＣ電圧源（以下
「電源」と略記する）Ｅ1 を含む直流バイアス供給器１
２，電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）１３，及び乗算器１４
等を用い、これらを図２に示す如く結線することにより
構成される。
ンスの増幅器１１，選択手段である切換えスイッチ（以
下「スイッチ」と略記する）Ｓw1，ＤＣ電圧源（以下
「電源」と略記する）Ｅ1 を含む直流バイアス供給器１
２，電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）１３，及び乗算器１４
等を用い、これらを図２に示す如く結線することにより
構成される。
【００１４】かかる構成において、まずＦＳＫ変調動作
の際には、切換えスイッチＳw1は、人為的又は機械的に
接点ａ側に接続される。従って、情報信号ｄ(t) は増幅
器１１及びスイッチＳw1を介して電圧制御発振器１３に
供給され、ここで２種類のキャリアによって情報信号ｄ
(t）のＦＳＫ変調が行われる。電圧制御発振器１３から
の出力ＦＳＫ変調波を、変調信号が＋１のときＳm(t)，
−１（又は０）のときＳv(t)とすると、夫々次式の如く
表現される。
の際には、切換えスイッチＳw1は、人為的又は機械的に
接点ａ側に接続される。従って、情報信号ｄ(t) は増幅
器１１及びスイッチＳw1を介して電圧制御発振器１３に
供給され、ここで２種類のキャリアによって情報信号ｄ
(t）のＦＳＫ変調が行われる。電圧制御発振器１３から
の出力ＦＳＫ変調波を、変調信号が＋１のときＳm(t)，
−１（又は０）のときＳv(t)とすると、夫々次式の如く
表現される。
【００１５】
Ｓm(t)＝Acosω1 ｔ ………………………(2)
Ｓv(t)＝Acosω2 ｔ ………………………(3)
かかるＦＳＫ変調波Ｓm(t)，Ｓv(t)は乗算器１４の一方
の入力端子に供給され、他方の入力端子には、直流バイ
アス供給器１２によるバイアス電圧が供給されるので、
乗算器１４は単なる増幅器として動作する。従って、出
力端子Out2からは、ＦＳＫ変調信号Ｓm(t)，Ｓv(t)が出
力される。
の入力端子に供給され、他方の入力端子には、直流バイ
アス供給器１２によるバイアス電圧が供給されるので、
乗算器１４は単なる増幅器として動作する。従って、出
力端子Out2からは、ＦＳＫ変調信号Ｓm(t)，Ｓv(t)が出
力される。
【００１６】ところで、増幅器１１及びスイッチＳw1を
介して電圧制御発振器１３に供給される情報信号ｄ(t)
がデジタル信号である場合、切換え型変調回路９におけ
るＦＳＫ変調は位相連続型ＦＳＫ変調となり、広義には
ＦＭ変調でもある。従って、その復調には従来のＦＭ復
調回路も使用できる。
介して電圧制御発振器１３に供給される情報信号ｄ(t)
がデジタル信号である場合、切換え型変調回路９におけ
るＦＳＫ変調は位相連続型ＦＳＫ変調となり、広義には
ＦＭ変調でもある。従って、その復調には従来のＦＭ復
調回路も使用できる。
【００１７】次にＰＳＫ変調動作について説明する。ス
イッチＳw1が接点ｂに接続されると、増幅器１１は低出
力インピーダンスであるために、直流バイアス供給器１
２は機能しなくなり、情報信号ｄ(t) はそのまま乗算器
１４に供給されることになる。一方、電圧制御発振器１
３には入力信号が無いため、電圧制御発振器１３からは
単なる搬送波 cosωｔが出力される。従って、乗算器１
４からの出力Ｓp(t)は、前記第１式に示したようなＰＳ
Ｋ変調信号となり、出力端子Out2より出力される。 こ
のように、切換え型変調回路９では、ＦＳＫ変調とＰＳ
Ｋ変調とを１個のスイッチＳw1で切換えて実施でき、電
圧制御発振器１３は共用されている。
イッチＳw1が接点ｂに接続されると、増幅器１１は低出
力インピーダンスであるために、直流バイアス供給器１
２は機能しなくなり、情報信号ｄ(t) はそのまま乗算器
１４に供給されることになる。一方、電圧制御発振器１
３には入力信号が無いため、電圧制御発振器１３からは
単なる搬送波 cosωｔが出力される。従って、乗算器１
４からの出力Ｓp(t)は、前記第１式に示したようなＰＳ
Ｋ変調信号となり、出力端子Out2より出力される。 こ
のように、切換え型変調回路９では、ＦＳＫ変調とＰＳ
Ｋ変調とを１個のスイッチＳw1で切換えて実施でき、電
圧制御発振器１３は共用されている。
【００１８】次に、本発明の切換え型復調回路の各実施
例について、図３以降を夫々参照して説明する。図３は
本発明の第１実施例である切換え型復調回路１０を示す
ブロック構成図であり、これは第１〜３の乗算器１５〜
１７，ループフィルタ（ＬＦ）１８，電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１９，π/2移相回路２１，ＬＰＦ（低域濾波
器）２２，増幅器２３，ＤＣ電源Ｅ2 ，及び選択手段で
あるスイッチＳw2，Ｓw3等を備え、これらを図示の如く
結線することにより構成される。なお、乗算器１６，１
７及びループフィルタ１８，電圧制御発振器１９により
位相同期ループ（ＰＬＬ）２５が形成される。
例について、図３以降を夫々参照して説明する。図３は
本発明の第１実施例である切換え型復調回路１０を示す
ブロック構成図であり、これは第１〜３の乗算器１５〜
１７，ループフィルタ（ＬＦ）１８，電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１９，π/2移相回路２１，ＬＰＦ（低域濾波
器）２２，増幅器２３，ＤＣ電源Ｅ2 ，及び選択手段で
あるスイッチＳw2，Ｓw3等を備え、これらを図示の如く
結線することにより構成される。なお、乗算器１６，１
７及びループフィルタ１８，電圧制御発振器１９により
位相同期ループ（ＰＬＬ）２５が形成される。
【００１９】スイッチＳw2及びＳw3の各々の接点ａはＦ
ＳＫ（又はＭＳＫ）用、接点ｂはＰＳＫ用であり、これ
らは連動して切換えられる必要があるので、例えば１個
の連動スイッチで構成すると便利である。なお、ＤＣ電
源Ｅ2 は、スイッチＳw3の接点切換え前後における乗算
器１６での変換利得が殆ど不変となるような電圧を供給
するために設けられている。
ＳＫ（又はＭＳＫ）用、接点ｂはＰＳＫ用であり、これ
らは連動して切換えられる必要があるので、例えば１個
の連動スイッチで構成すると便利である。なお、ＤＣ電
源Ｅ2 は、スイッチＳw3の接点切換え前後における乗算
器１６での変換利得が殆ど不変となるような電圧を供給
するために設けられている。
【００２０】ところで、この切換え型復調回路１０と、
前記切換え型変調回路９等の変調回路は本来独立した回
路であるが、これらの回路を通信装置に適用する場合、
データ伝送等の通信においては双方向の伝送が行われる
ので、１台の通信装置には当然変調，復調の両回路が設
けられる。そこでこの切換え型復調回路１０と切換え型
変調回路９とで１台の通信装置を構成し、かかる通信装
置を複数台用いれば、互いの変調回路と復調回路のスイ
ッチを同期させ乍ら頻繁に切換えて使用するような通信
方法も可能となる。
前記切換え型変調回路９等の変調回路は本来独立した回
路であるが、これらの回路を通信装置に適用する場合、
データ伝送等の通信においては双方向の伝送が行われる
ので、１台の通信装置には当然変調，復調の両回路が設
けられる。そこでこの切換え型復調回路１０と切換え型
変調回路９とで１台の通信装置を構成し、かかる通信装
置を複数台用いれば、互いの変調回路と復調回路のスイ
ッチを同期させ乍ら頻繁に切換えて使用するような通信
方法も可能となる。
【００２１】次に、図３に沿って切換え型復調回路１０
の動作説明を行う。入力端子In3 からは被変調信号とし
てＦＳＫ変調波やＰＳＫ変調波が乗算器１５，１６に供
給されるが、まず始めにＰＳＫ変調波Ｓp(t)が入来した
ものとして、そのＰＳＫ復調動作について説明する。そ
の場合、前記の如くスイッチＳw2，Ｓw3は接点ｂ側に接
続される。一般的に、乗算器はその両入力端子に夫々供
給される信号の形態により乗算器又は位相比較器（更に
は増幅器）として動作するが、ＰＳＫ復調時には乗算器
１６は以下の説明から明らかな如く乗算動作となる。
の動作説明を行う。入力端子In3 からは被変調信号とし
てＦＳＫ変調波やＰＳＫ変調波が乗算器１５，１６に供
給されるが、まず始めにＰＳＫ変調波Ｓp(t)が入来した
ものとして、そのＰＳＫ復調動作について説明する。そ
の場合、前記の如くスイッチＳw2，Ｓw3は接点ｂ側に接
続される。一般的に、乗算器はその両入力端子に夫々供
給される信号の形態により乗算器又は位相比較器（更に
は増幅器）として動作するが、ＰＳＫ復調時には乗算器
１６は以下の説明から明らかな如く乗算動作となる。
【００２２】入力端子In3 に入来したＰＳＫ変調波Ｓp
(t)は、搬送波レベルＡ＝１，位相遅れ（位相成分）＝
φ1 とすると、次式で表わされる。 Ｓp(t)＝ｄ(t)cos（ωｔ＋φ1 ） ………………………………(4) なお、情報信号ｄ(t) は＋１と−１（又は０）の値しか
とらない２値信号である。
(t)は、搬送波レベルＡ＝１，位相遅れ（位相成分）＝
φ1 とすると、次式で表わされる。 Ｓp(t)＝ｄ(t)cos（ωｔ＋φ1 ） ………………………………(4) なお、情報信号ｄ(t) は＋１と−１（又は０）の値しか
とらない２値信号である。
【００２３】一方、電圧制御発振器１９の出力である再
生搬送波は、位相遅れをφ2 とすると sin（ωｔ＋
φ2 ）となり、乗算器１７とπ/2移相回路２１に出力さ
れる。このπ/2移相回路２１では位相がπ/2ラジアン
（＝90°）シフトされるのでその出力は cos（ωｔ＋φ
2 ）なる搬送波となり、スイッチＳw2を介して乗算器１
５に供給される。この乗算器１５には入力端子In3 から
の第４式の如きＰＳＫ変調波Ｓp(t)も供給されているの
で、その乗算出力Ｓd(t)は次式のように表現される。 Ｓd(t)＝ｄ(t){cos(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）＋cos(φ1 −φ2 )}／２………(5)
生搬送波は、位相遅れをφ2 とすると sin（ωｔ＋
φ2 ）となり、乗算器１７とπ/2移相回路２１に出力さ
れる。このπ/2移相回路２１では位相がπ/2ラジアン
（＝90°）シフトされるのでその出力は cos（ωｔ＋φ
2 ）なる搬送波となり、スイッチＳw2を介して乗算器１
５に供給される。この乗算器１５には入力端子In3 から
の第４式の如きＰＳＫ変調波Ｓp(t)も供給されているの
で、その乗算出力Ｓd(t)は次式のように表現される。 Ｓd(t)＝ｄ(t){cos(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）＋cos(φ1 −φ2 )}／２………(5)
【００２４】かかる乗算出力Ｓd(t)のうち、搬送波成分
等の高い周波数成分はＬＰＦ２２にて除去され、出力端
子Out3には復調された情報信号ｄ(t）が出力される。こ
の復調情報信号ｄ(t) は、増幅器２３及びスイッチＳw3
を介して乗算器１７にも供給され、ここで上記電圧制御
発振器１９からの再生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）との乗算
が行われて、ｄ(t)sin（ωｔ＋φ2 ）なる乗算出力が得
られ、乗算器１６に供給される。
等の高い周波数成分はＬＰＦ２２にて除去され、出力端
子Out3には復調された情報信号ｄ(t）が出力される。こ
の復調情報信号ｄ(t) は、増幅器２３及びスイッチＳw3
を介して乗算器１７にも供給され、ここで上記電圧制御
発振器１９からの再生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）との乗算
が行われて、ｄ(t)sin（ωｔ＋φ2 ）なる乗算出力が得
られ、乗算器１６に供給される。
【００２５】乗算器１６では更に前記ＰＳＫ変調波Ｓp
(t)との乗算が行われ、その出力Ｅp(t)は次式のように
なる。 Ｅp(t)＝｛ｄ2 (t)sin(2ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−ｄ2 (t）sin(φ1 −φ2 )}／２ ＝{sin(2ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−sin(φ1 −φ2 )}／２………………(6)
(t)との乗算が行われ、その出力Ｅp(t)は次式のように
なる。 Ｅp(t)＝｛ｄ2 (t)sin(2ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−ｄ2 (t）sin(φ1 −φ2 )}／２ ＝{sin(2ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−sin(φ1 −φ2 )}／２………………(6)
【００２６】この式に示したようにｄ2 (t）は直流電圧
化されて１となり、更に右辺第１項は次段のループフィ
ルタ１８にて消滅し、右辺第２項の−sin(φ1 −φ2 ）
の成分が誤差信号として電圧制御発振器１９に出力され
る。なお、φ1 とφ2 の値が近ければ近い程、誤差信号
は近似的に−（φ1 −φ2 ）となり、これが電圧制御発
振器１９に供給されることにより、この誤差信号の電圧
に応じた角周波数ωの再生搬送波が、電圧制御発振器１
９より出力されることになる。
化されて１となり、更に右辺第１項は次段のループフィ
ルタ１８にて消滅し、右辺第２項の−sin(φ1 −φ2 ）
の成分が誤差信号として電圧制御発振器１９に出力され
る。なお、φ1 とφ2 の値が近ければ近い程、誤差信号
は近似的に−（φ1 −φ2 ）となり、これが電圧制御発
振器１９に供給されることにより、この誤差信号の電圧
に応じた角周波数ωの再生搬送波が、電圧制御発振器１
９より出力されることになる。
【００２７】このように、出力信号が最終的にφ1 とφ
2 との位相差として表現される場合、各位相遅れφ1 及
びφ2 を夫々含む２つの入力信号を乗算する乗算器は、
両入力信号の位相差を検波した，即ち位相を比較したこ
とになるので、周知の如く位相比較器と呼ばれることも
ある。
2 との位相差として表現される場合、各位相遅れφ1 及
びφ2 を夫々含む２つの入力信号を乗算する乗算器は、
両入力信号の位相差を検波した，即ち位相を比較したこ
とになるので、周知の如く位相比較器と呼ばれることも
ある。
【００２８】次に、入力端子In3 よりＦＳＫ変調波が入
来した場合について説明する。ＦＳＫ変調波は、各搬送
波レベルを１とし、変調信号が＋１のときをＳm(t)，−
１又は０のときをＳv(t)とすると、夫々次式で表わせ
る。 Ｓm(t)＝cos(ω1 ｔ＋φ1 ） ……………………… (7) Ｓv(t)＝cos(ω2 ｔ＋φ2 ） ……………………… (8)
来した場合について説明する。ＦＳＫ変調波は、各搬送
波レベルを１とし、変調信号が＋１のときをＳm(t)，−
１又は０のときをＳv(t)とすると、夫々次式で表わせ
る。 Ｓm(t)＝cos(ω1 ｔ＋φ1 ） ……………………… (7) Ｓv(t)＝cos(ω2 ｔ＋φ2 ） ……………………… (8)
【００２９】なお、ここで取扱うＦＳＫ変調波が、前記
した位相連続型である場合、広義にはＦＭ変調でもある
ので、その復調には従来のＦＭ復調回路も使用できる
が、本発明回路では、位相同期ループ２５による復調を
行っている。即ちスイッチＳw2，Ｓw3は接点ａ側に接続
されるので、乗算器１７にはＤＣ電源Ｅ2 の直流バイア
ス電圧が供給され、乗算器１７は定数の掛算による単な
る増幅器として動作する。
した位相連続型である場合、広義にはＦＭ変調でもある
ので、その復調には従来のＦＭ復調回路も使用できる
が、本発明回路では、位相同期ループ２５による復調を
行っている。即ちスイッチＳw2，Ｓw3は接点ａ側に接続
されるので、乗算器１７にはＤＣ電源Ｅ2 の直流バイア
ス電圧が供給され、乗算器１７は定数の掛算による単な
る増幅器として動作する。
【００３０】従って、乗算器１７及び乗算器１６｛この
場合位相比較器として動作する},ループフィルタ１８，
電圧制御発振器１９により位相同期ループ２５が構成さ
れて、入力ＰＳＫ変調波Ｓm(t)及びＳv(t)の瞬時周波数
に電圧制御発振器１９の出力が追従する動作となるわけ
である。それにより、電圧制御発振器１９の出力は夫々
次式で表されるＳm'(t),Ｓv'(t）となる。 Ｓm'(t) ＝sin(ω1 ｔ＋φ3 ） ……………………… (9) Ｓv'(t) ＝sin(ω2 ｔ＋φ4 ） ………………………(10)
場合位相比較器として動作する},ループフィルタ１８，
電圧制御発振器１９により位相同期ループ２５が構成さ
れて、入力ＰＳＫ変調波Ｓm(t)及びＳv(t)の瞬時周波数
に電圧制御発振器１９の出力が追従する動作となるわけ
である。それにより、電圧制御発振器１９の出力は夫々
次式で表されるＳm'(t),Ｓv'(t）となる。 Ｓm'(t) ＝sin(ω1 ｔ＋φ3 ） ……………………… (9) Ｓv'(t) ＝sin(ω2 ｔ＋φ4 ） ………………………(10)
【００３１】かかる発振出力はスイッチＳw2を介して乗
算器１５にも供給され、ここで前記入力ＦＳＫ変調波Ｓ
m(t)，Ｓv(t)との乗算による位相比較が行われて−sin
(φ1−φ3 ）及び−sin(φ2 −φ4 ）なる成分が、前記
第６式同様算出される。そして更に低域濾波器２２によ
り不要な周波数成分が除去されて、近似的に−（φ1−
φ3 ）及び−（φ2 −φ4 ）なる２種類の位相比較出力
が、端子Out3に出力されるわけである。途中の具体的な
数式は、前記第５，６式より容易に類推できるので、こ
こでは省略する。
算器１５にも供給され、ここで前記入力ＦＳＫ変調波Ｓ
m(t)，Ｓv(t)との乗算による位相比較が行われて−sin
(φ1−φ3 ）及び−sin(φ2 −φ4 ）なる成分が、前記
第６式同様算出される。そして更に低域濾波器２２によ
り不要な周波数成分が除去されて、近似的に−（φ1−
φ3 ）及び−（φ2 −φ4 ）なる２種類の位相比較出力
が、端子Out3に出力されるわけである。途中の具体的な
数式は、前記第５，６式より容易に類推できるので、こ
こでは省略する。
【００３２】以上のように、かかる構成の切換え型復調
回路１０においては、ＦＳＫ復調とＰＳＫ復調とを２個
のスイッチＳw2，Ｓw3で切換えて実施することができ、
乗算器１５，１６及びＬＦ１８，ＶＣＯ１９（即ち位相
同期ループ２５),ＬＰＦ２２等は共用されたことにな
る。
回路１０においては、ＦＳＫ復調とＰＳＫ復調とを２個
のスイッチＳw2，Ｓw3で切換えて実施することができ、
乗算器１５，１６及びＬＦ１８，ＶＣＯ１９（即ち位相
同期ループ２５),ＬＰＦ２２等は共用されたことにな
る。
【００３３】次に、本発明の切換え型復調回路の第２実
施例について、図４のブロック構成図と共に説明する。
なお、この図において、前記図３の第１実施例回路(10)
と同一構成要素には同一番号を付して｛位相同期ループ
の構成が若干異っているのでその参照番号を変えてい
る｝その詳細な説明を省略する。両図を比較すれば明ら
かなように、ＰＳＫ復調動作の場合は、スイッチＳw2，
Ｓw4は接点ｂに接続されるので、両実施例回路１０及び
２０は全く同じ構成となる。
施例について、図４のブロック構成図と共に説明する。
なお、この図において、前記図３の第１実施例回路(10)
と同一構成要素には同一番号を付して｛位相同期ループ
の構成が若干異っているのでその参照番号を変えてい
る｝その詳細な説明を省略する。両図を比較すれば明ら
かなように、ＰＳＫ復調動作の場合は、スイッチＳw2，
Ｓw4は接点ｂに接続されるので、両実施例回路１０及び
２０は全く同じ構成となる。
【００３４】一方、ＦＳＫ復調動作の場合は接点ａに接
続されるが、これにより、入力ＦＳＫ変調波Ｓm(t)，Ｓ
v(t)と共に乗算器１６に供給されるＶＣＯ出力には、第
１実施例のような増幅は施されない。しかるに、デジタ
ル信号の乗算や位相比較動作の際には増幅分は殆ど影響
ないので、第１実施例と原理的に同じ動作となるので、
その詳細な説明は省略する。また、かかる構成により、
第１実施例回路１０に比べてＤＣ電源Ｅ2 が不要になる
というメリットも生ずる。
続されるが、これにより、入力ＦＳＫ変調波Ｓm(t)，Ｓ
v(t)と共に乗算器１６に供給されるＶＣＯ出力には、第
１実施例のような増幅は施されない。しかるに、デジタ
ル信号の乗算や位相比較動作の際には増幅分は殆ど影響
ないので、第１実施例と原理的に同じ動作となるので、
その詳細な説明は省略する。また、かかる構成により、
第１実施例回路１０に比べてＤＣ電源Ｅ2 が不要になる
というメリットも生ずる。
【００３５】次に、本発明回路の第３実施例について、
図５のブロック構成図と共に説明する。この図において
も、前記図３の第１実施例回路１０と同一構成要素には
同一番号を付している｛位相同期ループの構成が若干異
っているので参照番号を変えている｝。両図を比較すれ
ば明らかなように、位相同期ループ２７を構成している
乗算器１６及び乗算器１７の接続順序が逆になってい
る。これにより、途中の信号の表現形態が若干異ってく
る。なお、第１，第２実施例回路(10,20) で用いた増幅
器２３は、無くても大勢に影響はないので図示を省略し
ている（以下の実施例でも同様）。
図５のブロック構成図と共に説明する。この図において
も、前記図３の第１実施例回路１０と同一構成要素には
同一番号を付している｛位相同期ループの構成が若干異
っているので参照番号を変えている｝。両図を比較すれ
ば明らかなように、位相同期ループ２７を構成している
乗算器１６及び乗算器１７の接続順序が逆になってい
る。これにより、途中の信号の表現形態が若干異ってく
る。なお、第１，第２実施例回路(10,20) で用いた増幅
器２３は、無くても大勢に影響はないので図示を省略し
ている（以下の実施例でも同様）。
【００３６】この第３実施例回路３０の復調動作を説明
するに当り、まずＰＳＫ復調動作ついて説明する。この
場合、前記同様スイッチＳw2，Ｓw3は接点ｂ側に接続さ
れる。乗算器１６は前記の如く両入力信号の形態により
乗算動作や位相比較動作をするが、ＰＳＫ復調時は一方
の入力信号が位相成分を持たないので乗算動作となる。
図５において、入力端子In3 より前記第４式に示した
ＰＳＫ変調波Ｓp(t)が乗算器１６及び乗算器１５に供給
される。この乗算器１６には電圧制御発振器１９の出力
である再生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）も供給されているの
で、その乗算出力Ｅp1(t) は次式のように表される。 Ｅp1(t) ＝ｄ(t){sin(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−sin(φ1 −φ2 )}／２……(11)
するに当り、まずＰＳＫ復調動作ついて説明する。この
場合、前記同様スイッチＳw2，Ｓw3は接点ｂ側に接続さ
れる。乗算器１６は前記の如く両入力信号の形態により
乗算動作や位相比較動作をするが、ＰＳＫ復調時は一方
の入力信号が位相成分を持たないので乗算動作となる。
図５において、入力端子In3 より前記第４式に示した
ＰＳＫ変調波Ｓp(t)が乗算器１６及び乗算器１５に供給
される。この乗算器１６には電圧制御発振器１９の出力
である再生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）も供給されているの
で、その乗算出力Ｅp1(t) は次式のように表される。 Ｅp1(t) ＝ｄ(t){sin(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−sin(φ1 −φ2 )}／２……(11)
【００３７】かかる乗算出力Ｅp1(t) は乗算器１７に供
給され、スイッチＳw3を介してＬＰＦ２２より供給され
るＰＳＫ復調出力ｄ(t) との乗算が行われる。従って乗
算器１７の出力Ｅp2(t) は、次式のようになる。 Ｅp2(t) ＝ｄ2 (t){sin(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−(t)sin（φ1 −φ2 )}／２ ＝{sin(2ωt+φ1 ＋φ2 ）−sin(φ1 −φ2 )}／２ ……………(12)
給され、スイッチＳw3を介してＬＰＦ２２より供給され
るＰＳＫ復調出力ｄ(t) との乗算が行われる。従って乗
算器１７の出力Ｅp2(t) は、次式のようになる。 Ｅp2(t) ＝ｄ2 (t){sin(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 ）−(t)sin（φ1 −φ2 )}／２ ＝{sin(2ωt+φ1 ＋φ2 ）−sin(φ1 −φ2 )}／２ ……………(12)
【００３８】この式より明らかな様に、ｄ2 (t) はｄ
(t) の＋１又は−１の２乗であるからいずれも１（直流
電圧）となり、情報ｄ(t) 成分は消滅してしまう。更に
Ｅp2(t）の右辺第１項の成分もループフィルタ１８によ
り消滅して−sin(φ1 −φ2 ）の成分が残る。この値は
φ1 とφ2 とが近接すればするほど小さくなり、近似的
に−（φ1 −φ2 ）なる誤差信号となり、電圧制御発振
器１９に供給される。従って、かかる一巡するループで
あるＰＬＬ（位相同期ループ）２７により、入力ＰＳＫ
変調波に追従した電圧制御発振（ＶＣＯ）出力、即ち再
生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）が得られることになる。
(t) の＋１又は−１の２乗であるからいずれも１（直流
電圧）となり、情報ｄ(t) 成分は消滅してしまう。更に
Ｅp2(t）の右辺第１項の成分もループフィルタ１８によ
り消滅して−sin(φ1 −φ2 ）の成分が残る。この値は
φ1 とφ2 とが近接すればするほど小さくなり、近似的
に−（φ1 −φ2 ）なる誤差信号となり、電圧制御発振
器１９に供給される。従って、かかる一巡するループで
あるＰＬＬ（位相同期ループ）２７により、入力ＰＳＫ
変調波に追従した電圧制御発振（ＶＣＯ）出力、即ち再
生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）が得られることになる。
【００３９】この再生搬送波sin(ωｔ＋φ2 ）は、π/2
移相回路２１によりcos(ωｔ＋φ2）となり、スイッチ
Ｓw2を介して乗算器１５に供給される。ここで入力端子
In3からのＰＳＫ変調波Ｓp(t)と乗算されるので、その
出力Ｓd(t)は、 Ｓd(t)＝ｄ(t){cos(φ1 −φ2 ）＋cos(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 )}／２………(13) となる。かかる乗算器１５の出力Ｓd(t)は、低域濾波器
２２にて不要な搬送波成分が除去されて、出力端子Out3
にはＰＳＫ復調出力である情報信号ｄ(t) が得られ、前
記の如くスイッチＳw3を介して乗算器１７にも出力され
る。
移相回路２１によりcos(ωｔ＋φ2）となり、スイッチ
Ｓw2を介して乗算器１５に供給される。ここで入力端子
In3からのＰＳＫ変調波Ｓp(t)と乗算されるので、その
出力Ｓd(t)は、 Ｓd(t)＝ｄ(t){cos(φ1 −φ2 ）＋cos(２ωｔ＋φ1 ＋φ2 )}／２………(13) となる。かかる乗算器１５の出力Ｓd(t)は、低域濾波器
２２にて不要な搬送波成分が除去されて、出力端子Out3
にはＰＳＫ復調出力である情報信号ｄ(t) が得られ、前
記の如くスイッチＳw3を介して乗算器１７にも出力され
る。
【００４０】次にＦＳＫ復調動作について説明する。こ
の時、各スイッチＳw2，Ｓw3は接点ａ側に切換えられて
いる。ＦＳＫ変調波は、被変調信号である情報信号が＋
１のときＳm(t)、−１（又は０）のときＳv(t)とする
と、夫々前記第７，８式のように表される。なお、前記
図２の変調回路９にて行われるＦＳＫ変調は、電圧制御
発振器１３にデジタル信号を供給して変調する位相連続
型ＦＳＫ変調であり、広義にはＦＭ変調でもある。従っ
てその復調には従来のＦＭ復調回路が使用できる。
の時、各スイッチＳw2，Ｓw3は接点ａ側に切換えられて
いる。ＦＳＫ変調波は、被変調信号である情報信号が＋
１のときＳm(t)、−１（又は０）のときＳv(t)とする
と、夫々前記第７，８式のように表される。なお、前記
図２の変調回路９にて行われるＦＳＫ変調は、電圧制御
発振器１３にデジタル信号を供給して変調する位相連続
型ＦＳＫ変調であり、広義にはＦＭ変調でもある。従っ
てその復調には従来のＦＭ復調回路が使用できる。
【００４１】この第３実施例回路３０では、位相同期ル
ープ（ＰＬＬ）２７による復調を行っており、また、乗
算器１７にはＤＣ電源Ｅ2 による直流電圧が供給される
ため、乗算器１７は単なる増幅器として動作することに
なる。ＰＬＬ２７は乗算器１６｛位相比較器として機能
する},乗算器１７（増幅器として動作),ループフィルタ
１８，電圧制御発振器１９により構成され、入力ＦＳＫ
変調波の瞬時周波数に電圧制御発振器１９の出力（発振
周波数）は追従する。
ープ（ＰＬＬ）２７による復調を行っており、また、乗
算器１７にはＤＣ電源Ｅ2 による直流電圧が供給される
ため、乗算器１７は単なる増幅器として動作することに
なる。ＰＬＬ２７は乗算器１６｛位相比較器として機能
する},乗算器１７（増幅器として動作),ループフィルタ
１８，電圧制御発振器１９により構成され、入力ＦＳＫ
変調波の瞬時周波数に電圧制御発振器１９の出力（発振
周波数）は追従する。
【００４２】従って、電圧制御発振器出力Ｓm'(t),Ｓv'
(t) は、夫々前記第９，１０式のようになる。乗算器１
５には、乗算器１６同様入力端子In3 からのＦＳＫ変調
波も供給されているので、乗算（位相比較）器１６の位
相比較出力と等しい位相比較出力が得られる。即ち、Ｓ
m(t)とＳm'(t) との位相比較出力−（φ1 −φ3 ）及び
Ｓv(t)とＳv'(t）との位相比較出力−（φ2 −φ4 ）が
低域濾波器２２を介して得られる。この位相比較出力は
ＦＳＫ変調波の瞬時周波数に対応して位相差として得ら
れるＦＳＫ復調出力となり、出力端子Out3より出力され
る。
(t) は、夫々前記第９，１０式のようになる。乗算器１
５には、乗算器１６同様入力端子In3 からのＦＳＫ変調
波も供給されているので、乗算（位相比較）器１６の位
相比較出力と等しい位相比較出力が得られる。即ち、Ｓ
m(t)とＳm'(t) との位相比較出力−（φ1 −φ3 ）及び
Ｓv(t)とＳv'(t）との位相比較出力−（φ2 −φ4 ）が
低域濾波器２２を介して得られる。この位相比較出力は
ＦＳＫ変調波の瞬時周波数に対応して位相差として得ら
れるＦＳＫ復調出力となり、出力端子Out3より出力され
る。
【００４３】以上のように、かかる構成の切換え型復調
回路３０においても、ＦＳＫ復調とＰＳＫ復調とを２個
のスイッチＳw2，Ｓw3で切換えて実施することができ、
乗算器１５，１６及びＬＦ１８，ＶＣＯ１９（即ち位相
同期ループ２７),ＬＰＦ２２等は共用されたことにな
る。
回路３０においても、ＦＳＫ復調とＰＳＫ復調とを２個
のスイッチＳw2，Ｓw3で切換えて実施することができ、
乗算器１５，１６及びＬＦ１８，ＶＣＯ１９（即ち位相
同期ループ２７),ＬＰＦ２２等は共用されたことにな
る。
【００４４】次に、本発明回路の第４実施例について、
図６のブロック構成図と共に説明する。この図において
も、前記図３〜図５の第１〜３実施例回路(10,20,30)と
同一構成要素には同一番号を付してその詳細な説明を省
略する。図４〜図６を比較すれば明らかなように、スイ
ッチＳw4が第２実施例同様、位相同期ループ２８の中に
挿入された形になっている。即ちかかる第４実施例回路
４０の構成は、ＦＳＫ復調とＰＳＫ復調の切換えを、乗
算器１７の入力段と出力段とを切換えるようにして、Ｆ
ＳＫ復調の場合は乗算（位相比較）器１６の出力を乗算
器１７を通さないでスイッチＳw4を介してループフィル
タ１８に供給するようにしている。
図６のブロック構成図と共に説明する。この図において
も、前記図３〜図５の第１〜３実施例回路(10,20,30)と
同一構成要素には同一番号を付してその詳細な説明を省
略する。図４〜図６を比較すれば明らかなように、スイ
ッチＳw4が第２実施例同様、位相同期ループ２８の中に
挿入された形になっている。即ちかかる第４実施例回路
４０の構成は、ＦＳＫ復調とＰＳＫ復調の切換えを、乗
算器１７の入力段と出力段とを切換えるようにして、Ｆ
ＳＫ復調の場合は乗算（位相比較）器１６の出力を乗算
器１７を通さないでスイッチＳw4を介してループフィル
タ１８に供給するようにしている。
【００４５】但し、ＰＳＫ復調動作の場合は、スイッチ
Ｓw2，Ｓw4は接点ｂに接続されるので、図５と図６を比
較すれば明らかなように、両実施例回路３０及び４０は
全く同じ構成となる。一方、ＦＳＫ復調動作の場合は接
点ａに接続されるが、それにより第３実施例回路３０と
異なる点は、ループフィルタ１８に供給される乗算器１
６の出力が増幅されているか否かの相違のみである。従
って、基本的動作は図５に示した第３実施例回路３０と
等価である。また、かかる構成により、第３実施例回路
３０に比べてＤＣ電源Ｅ2 が不要になるというメリット
も生ずる。
Ｓw2，Ｓw4は接点ｂに接続されるので、図５と図６を比
較すれば明らかなように、両実施例回路３０及び４０は
全く同じ構成となる。一方、ＦＳＫ復調動作の場合は接
点ａに接続されるが、それにより第３実施例回路３０と
異なる点は、ループフィルタ１８に供給される乗算器１
６の出力が増幅されているか否かの相違のみである。従
って、基本的動作は図５に示した第３実施例回路３０と
等価である。また、かかる構成により、第３実施例回路
３０に比べてＤＣ電源Ｅ2 が不要になるというメリット
も生ずる。
【００４６】最後に、図７に示した第５実施例回路５０
の構成は、ＰＳＫ復調時に復調信号伝送用の低域濾波器
２２と等しい伝送特性の低域濾波器２４を用い、乗算器
１６の位相比較出力信号中の情報信号分ｄ(t) と、実際
の復調出力ｄ(t) との位相を一致させることにより、乗
算器１７の出力中のｄ2 (t) 成分が最少になるようにし
ている。これにより、電圧制御発振器１９へ供給される
誤差信号中のｄ2 (t)成分は無視できる程小さいレベル
となり、電圧制御発振器１９より出力される再生搬送波
のジッタ成分をかなり小さくすることができる。
の構成は、ＰＳＫ復調時に復調信号伝送用の低域濾波器
２２と等しい伝送特性の低域濾波器２４を用い、乗算器
１６の位相比較出力信号中の情報信号分ｄ(t) と、実際
の復調出力ｄ(t) との位相を一致させることにより、乗
算器１７の出力中のｄ2 (t) 成分が最少になるようにし
ている。これにより、電圧制御発振器１９へ供給される
誤差信号中のｄ2 (t)成分は無視できる程小さいレベル
となり、電圧制御発振器１９より出力される再生搬送波
のジッタ成分をかなり小さくすることができる。
【００４７】なお、第５実施例回路５０におけるその他
の構成や基本動作等は、上記図６の第４実施例回路４０
と同じなので、その詳細な説明は省略する。
の構成や基本動作等は、上記図６の第４実施例回路４０
と同じなので、その詳細な説明は省略する。
【００４８】
【発明の効果】本発明の切換え型復調回路は、ＰＳＫと
ＦＳＫ（ＭＳＫを含む）の両復調を、２個の切換えスイ
ッチ（又は１個の連動スイッチ）で容易に切換えて実施
でき、位相同期ループ（ＰＬＬ),乗算器，低域濾波器等
の主要回路構成を共用しており、更に第２，４，５実施
例のように構成すればＤＣ電源も不要となるため、回路
部品節約に多大な効果が得られる。従って、ＰＳＫやＦ
ＳＫを纏めて集積回路化することが可能となり、１個の
ＩＣでＰＳＫやＦＳＫの両復調を実施できる汎用ＩＣを
実現できる。また、第５実施例のように構成すれば、Ｖ
ＣＯ出力中の再生搬送波のジッタ成分を非常に小さくす
ることができる等の優れた特長を有する。
ＦＳＫ（ＭＳＫを含む）の両復調を、２個の切換えスイ
ッチ（又は１個の連動スイッチ）で容易に切換えて実施
でき、位相同期ループ（ＰＬＬ),乗算器，低域濾波器等
の主要回路構成を共用しており、更に第２，４，５実施
例のように構成すればＤＣ電源も不要となるため、回路
部品節約に多大な効果が得られる。従って、ＰＳＫやＦ
ＳＫを纏めて集積回路化することが可能となり、１個の
ＩＣでＰＳＫやＦＳＫの両復調を実施できる汎用ＩＣを
実現できる。また、第５実施例のように構成すれば、Ｖ
ＣＯ出力中の再生搬送波のジッタ成分を非常に小さくす
ることができる等の優れた特長を有する。
【図１】ＰＳＫ復調回路の従来例のブロック構成図。
【図２】本発明回路に対して送信側となり得る切換え型
変調回路のブロック構成図。
変調回路のブロック構成図。
【図３】本発明の切換え型復調回路の第１実施例のブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図４】本発明の切換え型復調回路の第２実施例のブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図５】本発明の切換え型復調回路の第３実施例のブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図６】本発明の切換え型復調回路の第４実施例のブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図７】本発明の切換え型復調回路の第５実施例のブロ
ック構成図。
ック構成図。
１０，２０，３０，４０，５０ 切換え型復調回路
１５〜１７ 乗算器
１８ ループフィルタ（ＬＦ）
１９ 電圧制御発振器
２１ π/2移相回路
２２，２４ ＬＰＦ（低域濾波器）
２３ 増幅器
２５〜２９ 位相同期ループ
Ｅ1,Ｅ2 ＤＣ電源
Ｓw1〜Ｓw4 切換えスイッチ
Claims (4)
- 【請求項１】情報信号にＰＳＫ又はＦＳＫ（ＭＳＫを含
む）等の変調を施して得られた被変調信号を入力して、
各変調に対応した復調を行う切換え型復調回路であっ
て、 該被変調信号を入力して搬送波を再生する位相同期ルー
プと、該位相同期ループからの搬送波の位相を所定量シ
フトする移相回路と、上記被変調信号における変調の種
類に応じて上記位相同期ループ又は該移相回路のうちい
ずれかの信号を選択出力する第１の切換えスイッチと、
該第１の切換えスイッチにて選択された信号と上記被変
調信号とを乗算して元の情報信号を得る第１の乗算器
と、上記被変調信号における変調の種類に応じて上記情
報信号又は直流バイアスのうちいずれかを上記位相同期
ループに含まれる第２の乗算器に供給する第２の切換え
スイッチとを備えて、複数種類の復調を行えるよう構成
したことを特徴とする切換え型復調回路。 - 【請求項２】情報信号にＰＳＫ又はＦＳＫ（ＭＳＫを含
む）等の変調を施して得られた被変調信号を入力して、
各変調に対応した復調を行う切換え型復調回路であっ
て、 該被変調信号が供給される第１，第２の乗算器と、該第
２の乗算器及びループフィルタ，電圧制御発振器，第３
の乗算器により構成される位相同期ループと、上記電圧
制御発振器の出力の位相を所定量シフトする移相回路
と、上記被変調信号における変調の種類に応じて上記電
圧制御発振器又は該移相回路のうちいずれかの出力を選
択して上記第１の乗算器に供給する第１の切換えスイッ
チと、上記第１の乗算器の出力信号中より元の情報信号
のみを伝送して上記第３の乗算器に供給する低域濾波器
と、上記被変調信号における変調の種類に応じて上記電
圧制御発振器又は上記第３の乗算器の出力のうちいずれ
か一方を上記第２の乗算器に供給する第２の切換えスイ
ッチとを備えて、複数種類の復調を行えるよう構成した
ことを特徴とする切換え型復調回路。 - 【請求項３】前記第３の乗算器は、前記低域濾波器出力
と第２の乗算器出力とを乗算すべく配置されると共に、
前記第２の切換えスイッチは、前記被変調信号における
変調の種類に応じて該第２又は第３の乗算器のうちいず
れか一方の乗算出力を前記ループフィルタに供給すべく
配置された、請求項２記載の切換え型復調回路。 - 【請求項４】前記低域濾波器と等価な伝送特性を有する
第２の低域濾波器を更に備え、これを前記第２の乗算器
と第２の切換えスイッチの接続点と、前記第３の乗算器
との間に配置した、請求項３記載の切換え型復調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31427893A JP3399059B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | 切換え型復調回路 |
| EP19940308548 EP0654914B1 (en) | 1993-11-19 | 1994-11-18 | Spread spectrum communication switchable between FSK and PSK |
| DE1994633080 DE69433080T2 (de) | 1993-11-19 | 1994-11-18 | Zwischen FSK und PSK umschaltbare Spreizspektrumübertragung |
| US08/607,560 US5832027A (en) | 1993-11-19 | 1996-02-27 | Spread spectrum modulating and demodulating apparatus for transmission and reception of FSK and PSK signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31427893A JP3399059B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | 切換え型復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07143198A JPH07143198A (ja) | 1995-06-02 |
| JP3399059B2 true JP3399059B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=18051443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31427893A Expired - Fee Related JP3399059B2 (ja) | 1993-11-19 | 1993-11-19 | 切換え型復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3399059B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100433631B1 (ko) * | 2002-04-03 | 2004-05-31 | 한국전자통신연구원 | 알에프를 공통으로 하는 이중 변복조 고주파 송수신 장치 |
-
1993
- 1993-11-19 JP JP31427893A patent/JP3399059B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07143198A (ja) | 1995-06-02 |
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