JPS6217307B2 - - Google Patents
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- JPS6217307B2 JPS6217307B2 JP2241677A JP2241677A JPS6217307B2 JP S6217307 B2 JPS6217307 B2 JP S6217307B2 JP 2241677 A JP2241677 A JP 2241677A JP 2241677 A JP2241677 A JP 2241677A JP S6217307 B2 JPS6217307 B2 JP S6217307B2
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- Japan
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- signal
- circuit
- pulse
- polarity
- timing pulse
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、符号化されたパルス時系列信号を
一定の規則に従つて変換(以下MFM変調と略称
する)したパルス信号から、もとのパルス時系列
信号を復調する回路方式、すなわちMFM復調方
式に関するものである。
一定の規則に従つて変換(以下MFM変調と略称
する)したパルス信号から、もとのパルス時系列
信号を復調する回路方式、すなわちMFM復調方
式に関するものである。
まず、MFM変調方式について第1図により説
明する。aはデイジタル信号(パルス時系列信
号)を示し、bはMFM変調方式の変調を受けた
変調信号を示す。MFM変調方式の変調信号bの
波形は、原デイジタル信号が“1”のときビツト
周期T0の半分のところで極性反転する。そして
デイジタル信号aが“0”のとき極性反転は行わ
ない。ただし、“0”が2個つづくとき、例えば
t=nT0で“0”,t=(n+1)T0でも“0”の
場合は、t=(n+1)T0で極性反転を行う。
明する。aはデイジタル信号(パルス時系列信
号)を示し、bはMFM変調方式の変調を受けた
変調信号を示す。MFM変調方式の変調信号bの
波形は、原デイジタル信号が“1”のときビツト
周期T0の半分のところで極性反転する。そして
デイジタル信号aが“0”のとき極性反転は行わ
ない。ただし、“0”が2個つづくとき、例えば
t=nT0で“0”,t=(n+1)T0でも“0”の
場合は、t=(n+1)T0で極性反転を行う。
次にこのような変調信号を復調する原理を説明
する。第1図のcは変調信号bの立上がり立下が
りのタイミングで発生するタイミングパルスを示
し、dは前記タイミングパルスcに同期し、その
周期がビツト周期T0と同じクロツクパルスであ
る。復調はタイミングパルスcよりクロツクパル
スdを作成し、両信号c,dをアンド回路に入れ
ることにより、第1図のeに示す情報パルスが得
られる。
する。第1図のcは変調信号bの立上がり立下が
りのタイミングで発生するタイミングパルスを示
し、dは前記タイミングパルスcに同期し、その
周期がビツト周期T0と同じクロツクパルスであ
る。復調はタイミングパルスcよりクロツクパル
スdを作成し、両信号c,dをアンド回路に入れ
ることにより、第1図のeに示す情報パルスが得
られる。
上記説明より明らかなように、MFM復調にお
いては、クロツクパルスdの周波数および位相
は、タイミングパルスcに対して所定の関係にな
ければならない。従来はクロツクパルスdを作成
するために、外部可変発振器出力と、タイミング
パルスcとでパルス位相比較を行い、位相誤差出
力により、前記外部可変発振器の発振周波数を制
御する位相同期回路を用いている。しかし、タイ
ミングパルスcの間隔がT0,1.5T0,2T0と等間
隔でないので、位相比較器の構成が複雑になり、
また原信号であるデイジタル信号aが“1”の続
く場合と、“0”の続く場合とでは、前記位相同
期回路の外部可変発振器出力位相は、変調信号b
に対してT0/2の位相ずれを生ずることにな
る。
いては、クロツクパルスdの周波数および位相
は、タイミングパルスcに対して所定の関係にな
ければならない。従来はクロツクパルスdを作成
するために、外部可変発振器出力と、タイミング
パルスcとでパルス位相比較を行い、位相誤差出
力により、前記外部可変発振器の発振周波数を制
御する位相同期回路を用いている。しかし、タイ
ミングパルスcの間隔がT0,1.5T0,2T0と等間
隔でないので、位相比較器の構成が複雑になり、
また原信号であるデイジタル信号aが“1”の続
く場合と、“0”の続く場合とでは、前記位相同
期回路の外部可変発振器出力位相は、変調信号b
に対してT0/2の位相ずれを生ずることにな
る。
この影響を除去するために、変調信号bのはじ
めにすべて“1”なる信号(プリアンブル)を挿
入し、位相同期回路の外部可変発振器出力がタイ
ミングパルスcに対し、所定の位相に同期するよ
うにされている。しかし、このような方式の場
合、位相同期回路の不安定、複雑化、およびプリ
アンブル挿入による定伝送時間における信号伝送
量の低下を生ずる。また一般にタイミングパルス
cは、伝送系において時間軸変動(例えば変調信
号が磁気テープ上に記録されている場合には、再
生時の機械的シツター、ワウ等)を受ける場合が
多く、そのため、復調時の再生クロツクパルス
は、位相同期回路を使用した場合には、不安定に
なりやすい。
めにすべて“1”なる信号(プリアンブル)を挿
入し、位相同期回路の外部可変発振器出力がタイ
ミングパルスcに対し、所定の位相に同期するよ
うにされている。しかし、このような方式の場
合、位相同期回路の不安定、複雑化、およびプリ
アンブル挿入による定伝送時間における信号伝送
量の低下を生ずる。また一般にタイミングパルス
cは、伝送系において時間軸変動(例えば変調信
号が磁気テープ上に記録されている場合には、再
生時の機械的シツター、ワウ等)を受ける場合が
多く、そのため、復調時の再生クロツクパルス
は、位相同期回路を使用した場合には、不安定に
なりやすい。
この発明は、上記従来のもののように位相同期
回路等を用いずに比較的簡単な回路構成でクロツ
クパルスを作成し、MFM復調を行うことを目的
とするものである。以下この発明について詳細に
説明する。
回路等を用いずに比較的簡単な回路構成でクロツ
クパルスを作成し、MFM復調を行うことを目的
とするものである。以下この発明について詳細に
説明する。
第2図はこの発明の装置の一実施例を示すブロ
ツク図である。第3図f〜sにその各部信号波形
を示す。
ツク図である。第3図f〜sにその各部信号波形
を示す。
第2図において、1は第1図の信号cに相当す
るタイミングパルスfの入力端子、2は時定数
1.25T0のリトリガ方式のワンシヨツトマルチ回路
であり、3,4は時定数0.5T0のワンシヨツトマ
ルチ回路である。
るタイミングパルスfの入力端子、2は時定数
1.25T0のリトリガ方式のワンシヨツトマルチ回路
であり、3,4は時定数0.5T0のワンシヨツトマ
ルチ回路である。
タイミングパルスfはワンシヨツトマルチ回路
2,3,4を通り、遅延パルス信号g,h,iと
なる。一方、タイミングパルスfは遅延パルス信
号hとアンド回路5に入り、1.5T0間隔パルスを
抜き取つた信号jが得られる。またタイミングパ
ルスfは遅延パルス信号iとアンド回路6に入
り、2T0間隔パルスを抜き取つた信号kが得られ
る。7はT型フリツプフロツプ回路であり、T入
力点にパルスが入る度にQ出力点の信号mの電圧
極性は反転する。2T0間隔のタイミングパルスf
がない場合、アンド回路8の出力は低レベルとな
り、信号jは、オア回路9を通り信号lとなつ
て、T型フリツプフロツプ回路7の出力極性を交
番反転させる。信号kが現われた時、T型フリツ
プフロツプ回路7のQ出力である信号mが高レベ
ルと仮定すると、アンド回路8の出力には高レベ
ルパルスが現われ、オア回路9を通り、T型フリ
ツプフロツプ回路7の入力パルスとなり、T型フ
リツプフロツプ回路7の出力である信号mは低レ
ベルに変化する。この時、T型フリツプフロツプ
回路7の出力が低レベルと仮定すると、アンド回
路8の出力は低レベルとなり、T型フリツプフロ
ツプ回路7の入力には、パルスが現われず、T型
フリツプフロツプ回路7の出力である信号mは低
レベルの継続となる。このようにT型フリツプフ
ロツプ回路7の出力である信号(極性判別信号)
mは、信号jにより、極性が交番反転するが、常
に信号kが生じる時の極性は低レベルとなる。1
0,11,12は時定数0.5T0のトリガ方式のワ
ンシヨツトマルチ回路である。
2,3,4を通り、遅延パルス信号g,h,iと
なる。一方、タイミングパルスfは遅延パルス信
号hとアンド回路5に入り、1.5T0間隔パルスを
抜き取つた信号jが得られる。またタイミングパ
ルスfは遅延パルス信号iとアンド回路6に入
り、2T0間隔パルスを抜き取つた信号kが得られ
る。7はT型フリツプフロツプ回路であり、T入
力点にパルスが入る度にQ出力点の信号mの電圧
極性は反転する。2T0間隔のタイミングパルスf
がない場合、アンド回路8の出力は低レベルとな
り、信号jは、オア回路9を通り信号lとなつ
て、T型フリツプフロツプ回路7の出力極性を交
番反転させる。信号kが現われた時、T型フリツ
プフロツプ回路7のQ出力である信号mが高レベ
ルと仮定すると、アンド回路8の出力には高レベ
ルパルスが現われ、オア回路9を通り、T型フリ
ツプフロツプ回路7の入力パルスとなり、T型フ
リツプフロツプ回路7の出力である信号mは低レ
ベルに変化する。この時、T型フリツプフロツプ
回路7の出力が低レベルと仮定すると、アンド回
路8の出力は低レベルとなり、T型フリツプフロ
ツプ回路7の入力には、パルスが現われず、T型
フリツプフロツプ回路7の出力である信号mは低
レベルの継続となる。このようにT型フリツプフ
ロツプ回路7の出力である信号(極性判別信号)
mは、信号jにより、極性が交番反転するが、常
に信号kが生じる時の極性は低レベルとなる。1
0,11,12は時定数0.5T0のトリガ方式のワ
ンシヨツトマルチ回路である。
タイミングパルスfはワンシヨツトマルチ回路
10,11,12を通り、第3図の信号n,oと
なる。信号nおよびoはオア回路13を通り、信
号pとなる。信号pは極性判別信号である信号m
とともに、アンド回路14、あるいはノツトオア
回路15わ通り、各出力はノツトオア回路16に
入り、信号qとなる。信号qは極性判別信号であ
る信号mが高レベルの時は、信号pの反転波形と
なり、信号mが低レベルの時は信号pとなる信号
であり、その位相はタイミングパルスfの“1”
パルスと同期しており、復調クロツクとなつてい
る。
10,11,12を通り、第3図の信号n,oと
なる。信号nおよびoはオア回路13を通り、信
号pとなる。信号pは極性判別信号である信号m
とともに、アンド回路14、あるいはノツトオア
回路15わ通り、各出力はノツトオア回路16に
入り、信号qとなる。信号qは極性判別信号であ
る信号mが高レベルの時は、信号pの反転波形と
なり、信号mが低レベルの時は信号pとなる信号
であり、その位相はタイミングパルスfの“1”
パルスと同期しており、復調クロツクとなつてい
る。
タイミングパルスfの復調は、D型フリツプフ
ロツプ回路18のD入力にタイミングパルスfを
印加し、T入力に復調クロツクqの微分回路17
の出力信号rを印加することにより、D型フリツ
プフロツプ回路18のQ出力端子には復調信号s
が得られる。端子19は復調信号出力端子であ
り、端子20は再生クロツク出力端子である。ま
た復調時のタイミングパルスfの時間軸変動に対
しても、微分回路17の出力信号rのパルス幅に
対し、タイミングパルスfのパルス幅を大にする
ことにより、復調時の誤動作は解決される。
ロツプ回路18のD入力にタイミングパルスfを
印加し、T入力に復調クロツクqの微分回路17
の出力信号rを印加することにより、D型フリツ
プフロツプ回路18のQ出力端子には復調信号s
が得られる。端子19は復調信号出力端子であ
り、端子20は再生クロツク出力端子である。ま
た復調時のタイミングパルスfの時間軸変動に対
しても、微分回路17の出力信号rのパルス幅に
対し、タイミングパルスfのパルス幅を大にする
ことにより、復調時の誤動作は解決される。
なお、上記第2図の実施例の所要の動作は、他
の回路要素および構成によつても容易に実現でき
る。
の回路要素および構成によつても容易に実現でき
る。
以上詳細に説明したように、この発明のMFM
復調方式によれば、従来の復調方式に比して、外
部発振器を伴う位相同期回路が不要であり、した
がつて、位相同期回路の位相をデータ位相に同期
させるためのプリアンブル等も不必要になり、磁
気記録再生機等における記録密度が向上する。ま
た再生復調時のドロツプアウト等に関して、正常
再生すると共に直ちにデータは復調され、前記位
相同期回路使用による同期ロツク時間は不要とな
る。さらに、時間軸変動を伴つた再生変調信号に
対しても、再生クロツクと復調データの位相は常
に一致するという利点をもつており、回路構成も
簡単であり、その利用価値はきわめて大なるもの
である。
復調方式によれば、従来の復調方式に比して、外
部発振器を伴う位相同期回路が不要であり、した
がつて、位相同期回路の位相をデータ位相に同期
させるためのプリアンブル等も不必要になり、磁
気記録再生機等における記録密度が向上する。ま
た再生復調時のドロツプアウト等に関して、正常
再生すると共に直ちにデータは復調され、前記位
相同期回路使用による同期ロツク時間は不要とな
る。さらに、時間軸変動を伴つた再生変調信号に
対しても、再生クロツクと復調データの位相は常
に一致するという利点をもつており、回路構成も
簡単であり、その利用価値はきわめて大なるもの
である。
第1図はMFM変調および復調方式を説明する
ための信号波形図、第2図はこの発明の装置の一
実施例を示すブロツク図、第3図は第2図の各部
の信号波形図である。 図中、1は入力端子、2はリトリガ方式のワン
シヨツトマルチ回路、3,4はワンシヨツトマル
チ回路、5,6はアンド回路、7はT型フリツプ
フロツプ回路、8はアンド回路、9はオア回路、
10,11,12はワンシヨツトマルチ回路、1
3はオア回路、14はアンド回路、15,16は
ノツトオア回路、17は微分回路、18はD型フ
リツプフロツプ回路、19,20は端子である。
ための信号波形図、第2図はこの発明の装置の一
実施例を示すブロツク図、第3図は第2図の各部
の信号波形図である。 図中、1は入力端子、2はリトリガ方式のワン
シヨツトマルチ回路、3,4はワンシヨツトマル
チ回路、5,6はアンド回路、7はT型フリツプ
フロツプ回路、8はアンド回路、9はオア回路、
10,11,12はワンシヨツトマルチ回路、1
3はオア回路、14はアンド回路、15,16は
ノツトオア回路、17は微分回路、18はD型フ
リツプフロツプ回路、19,20は端子である。
Claims (1)
- 1 MFM変調方式で変調された変調信号をこの
変調信号の極性変化時に発生されるタイミングパ
ルスに基き復調クロツク信号を用いて復調を行う
復調方式において、前記タイミングパルスの最小
間隔をT0とするとき、1.5T0間隔のタイミングパ
ルスを第一の検出回路で検出し、2T0間隔のタイ
ミングパルスを第二の検出回路で検出し、前記第
一の検出回路の検出信号で出力電圧極性が入力パ
ルスにより交番反転する回路を駆動して極性反転
出力を作り、前記第二の検出回路の検出信号によ
り前記極性反転出力の極性がリセツトされる極性
判別信号を得、前記タイミングパルスのパルス幅
を0.5T0とした信号とこの0.5T0のパルス幅の信号
のT0時間遅延した信号との加算信号を得、この
加算信号と前記極性判別信号との排他的論理和信
号を前記復調クロツク信号として復調を行なうこ
とを特徴とするMFM復調方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2241677A JPS53107222A (en) | 1977-03-01 | 1977-03-01 | Mfm demodulation system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2241677A JPS53107222A (en) | 1977-03-01 | 1977-03-01 | Mfm demodulation system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS53107222A JPS53107222A (en) | 1978-09-19 |
JPS6217307B2 true JPS6217307B2 (ja) | 1987-04-16 |
Family
ID=12082052
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2241677A Granted JPS53107222A (en) | 1977-03-01 | 1977-03-01 | Mfm demodulation system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS53107222A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63173316U (ja) * | 1987-04-25 | 1988-11-10 |
-
1977
- 1977-03-01 JP JP2241677A patent/JPS53107222A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63173316U (ja) * | 1987-04-25 | 1988-11-10 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS53107222A (en) | 1978-09-19 |
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