JPS61254870A - System for correcting direction estimating error - Google Patents
System for correcting direction estimating errorInfo
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- JPS61254870A JPS61254870A JP9607285A JP9607285A JPS61254870A JP S61254870 A JPS61254870 A JP S61254870A JP 9607285 A JP9607285 A JP 9607285A JP 9607285 A JP9607285 A JP 9607285A JP S61254870 A JPS61254870 A JP S61254870A
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- G01S3/82—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves with means for adjusting phase or compensating for time-lag errors
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明は、アレイと該アレイ出力信号に対するビーム
・フォーマを用いて信号源又は反射源の方向推定におけ
る方向推定誤差の補正方式に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Industrial Application Field) The present invention relates to a method for correcting direction estimation errors in direction estimation of a signal source or reflection source using an array and a beam former for the array output signal.
（従来の技術）
ンーナーや音響測位及びレーダでは、空間的に配列され
た複数の受波器素子（以下、アレイ素子という）からな
るアレイと時間遅延補償と加算からなるいわゆる遅延−
加算（ｄｅｌａｙ−ｓｕｍ ）方式のビーム・フォーマ
と空間上の方向領域における該ビーム・フォーマ出力の
最大点を求めるための最大点検出手段とを用いる信号源
又は反射ヰ方向の推定方法が・ンツシブソーナーや音響
測位（信号源方向の推定）及びアクティブンーナーやレ
ーダ（反射体方向の推定）に広く利用されている。(Prior Art) In radio sensors, acoustic positioning, and radar, a so-called delay system consisting of an array consisting of a plurality of spatially arranged receiver elements (hereinafter referred to as array elements) and time delay compensation and addition is used.
A signal source or reflection direction estimation method using a delay-sum beamformer and a maximum point detection means for determining the maximum point of the beamformer output in a directional region in space is based on a digital sonar or the like. It is widely used in acoustic positioning (estimates the direction of a signal source) and active antennas and radars (estimates the direction of a reflector).
このような方向推定装置においては、方向はアレイ各素
子の出力信号がもつ時間差情報に基づいて推定され、ま
た該時間差情報はアレイ各素子の位置と該アレイを基準
とした信号源又は反射源の方位とによって決まるので、
アレイ各素子の位置に定格値に対する差異すなわち素子
位置誤差が存在する場合には、該時間差情報にも誤差を
生じ、従って方向の推定に誤差を生ずることになる。In such a direction estimation device, the direction is estimated based on the time difference information of the output signal of each element of the array, and the time difference information is based on the position of each element of the array and the signal source or reflection source with respect to the array. It is determined by the direction,
If there is a difference in the position of each element of the array with respect to the rated value, that is, an element position error, an error will occur in the time difference information, and therefore an error will occur in the direction estimation.
このため、このような推定誤差が推定系にとって無視で
きない場合には、該推定誤差の補正手段が必要となる。Therefore, if such an estimation error cannot be ignored by the estimation system, a means for correcting the estimation error is required.
従来、このような補正方法には、各アレイ素子の位置誤
差によって生ずる各周波数ｆの成分の位相誤差を直接取
り除く位相誤差の補正器を各素子チャネル毎に付加する
方式が用いられてきた。Conventionally, in such a correction method, a method has been used in which a phase error corrector is added to each element channel to directly remove the phase error of the component of each frequency f caused by the position error of each array element.
以下、この発明の対象となる方向推定装置を第７図ない
し第１０図を参照して説明し、次に上記推定誤差の補正
手段を具備する方向推定装置を第１１図を参照して説明
する。Hereinafter, a direction estimation device to which the present invention is applied will be explained with reference to FIGS. 7 to 10, and then a direction estimation device equipped with the above-mentioned estimation error correction means will be explained with reference to FIG. 11. .
第７図は、ビーム・フォーマと最大点検出器を用いる信
号源方向推定装置の例である。なお、方向を推定する対
象が信号源の場合と反射体の場合との差は、アレイに入
力される信号波形が未知であるか既知であるかの違いだ
けであり、この発明の内容に関しては基本的な差はない
から、以下信号源に対する方向推定装置のみを説明の対
象とする。FIG. 7 is an example of a signal source direction estimation device using a beam former and a maximum point detector. Note that the only difference between the case where the target for estimating the direction is a signal source and the case where it is a reflector is whether the signal waveform input to the array is unknown or known. Since there is no fundamental difference, only the direction estimation device for the signal source will be explained below.
第７図において、’ｌ＋１２＋・・・＋ ＬＭは各々ア
レイ素子、２１＋ ２２＋・・・＋ ２Ｍは各々増幅器
、３ Ｌ ＋３□、・・・、３Ｍは各々帯域制限フィル
タ、４はビーム・フォーマ、５は２乗器、６は平滑器、
７は最大点検出器、８は角度変換器、９は方向推定値の
出力端子、又Ｘ １ （ｔ） ＋ Ｘ ２ （ｊ） ＋
”’ ＋ ｘＭ（ｔ）はアレイ素子１１＋１２＋・・
・＋ ＬＭの入力信号、ｙ ｔ （ｔ） ＋ ｙ ｚ
（ｔ） ＋・・・。In FIG. 7, 'l+12+...+LM are array elements, 21+22+...+2M are amplifiers, 3L+3□,..., 3M are band-limiting filters, 4 is a beam former, 5 is a squarer, 6 is a smoother,
7 is a maximum point detector, 8 is an angle converter, 9 is an output terminal for the estimated direction value, and X 1 (t) + X 2 (j) +
”' + xM(t) is array element 11+12+...
・+ LM input signal, y t (t) + y z
(t) +...
ｙＭ（ｔ） は帯域制限フィルタ３ｔ＋３２．・・・
、 ３Ｍの出力信号、ｉ（α）はビーム・フォーマ４の
出力で、ビーム主軸の方向の方向余弦がαのときの出力
信号、ｔ（α）は前記２乗器５の出力信号でｔ（α）＝
！（α）、Ｌ（α）は平滑器６の出力で前記ｔ（α）の
期待値、αは最大点検出器７の出力でＬ（α）が最大値
をとるα値、ｔは角度変換器８の出力で前記方向余弦ａ
に対応した方向であシ、前記信号源方向の推定値である
。yM(t) is the band-limiting filter 3t+32. ...
, 3M output signal, i(α) is the output of the beam former 4, and the output signal when the direction cosine of the direction of the beam principal axis is α, t(α) is the output signal of the squarer 5, and t( α)=
! (α), L(α) is the output of the smoother 6 and the expected value of t(α), α is the output of the maximum point detector 7 and the α value at which L(α) takes the maximum value, t is the angle conversion The output of the device 8 is the direction cosine a
This is the estimated value of the signal source direction.
第７図において、アレイ素子１１，１□、・・・＋ Ｌ
Ｍの入力信号Ｘ １ （ｔ） ｒ Ｘ ２ （ｊ） ｒ
”’ ＋ ＸＭ（ｊ）は素子により電気信号へ変換さ
れ、増幅器２１ ＋ ２２１・・・１２Ｍで適正なレベ
ルまで増幅、帯域制限フィルタ３１＋３２＋・、・・＋
３Ｍで適正な周波数帯域内に帯域制限されて、信号ｙ
ｔ（ｔ）、ｙｚ（ｔ）、・・・、 ｙｉａ（ｔ）として
ビーム・フォーマ４に入力される。ビーム・フォーマ４
は該入力信号ｙ １（ｔ） 、 ｙ ｚ （ｔｌ ｓ
−ｓ ＹＭ（ｔｌに対して時間遅延補償Ｐｏ１α／Ｃ２
ＰＯ２α／ Ｃｒ ”’ ｔ ｐＯＭα／Ｃと重みｂｌ
、ｂ２＠・・・ｒｂＭを付加することにより
（（α）＝Σｂｉ ｙｉ （ｔ＋Ｐｏｉα／Ｃ）
（１）ｉ＝１
を算出し、α方向のビーム出力ζ（α）として出力する
。ここで、Ｐｏ４：ｉ＝１．２．・・・２Ｍは前記第１
番目素子１ｉの定格位置ベクトル、Ｃは信号の伝搬速度
を表わし、添字Ｔはベクトルの転置を表わす。ビーム・
フォーマ４の出力！（α）は２乗器５で２乗されてｔ（
α）＝ζ（α）が出力され、該出力Ｌ（α）は平滑器６
で平均化操作を施されてｔ（α）の期待値しくα）が最
大点検出器７に入力される。In FIG. 7, array elements 11, 1□, ... + L
M input signal X 1 (t) r X 2 (j) r
``' +
Band-limited within the proper frequency band by 3M, the signal y
The signals are input to the beam former 4 as t(t), yz(t), . . . , yia(t). beam former 4
are the input signals y 1 (t), y z (tl s
-s YM (time delay compensation Po1α/C2 for tl
PO2α/Cr ”' t pOMα/C and weight bl
, [email protected] ((α)=Σbi yi (t+Poiα/C)
(1) Calculate i=1 and output as beam output ζ(α) in the α direction. Here, Po4:i=1.2. ...2M is the first
The rated position vector of the th element 1i, C represents the propagation speed of the signal, and the subscript T represents the transposition of the vector. beam·
Forma 4 output! (α) is squared by the squarer 5 and t(
α)=ζ(α) is output, and the output L(α) is the smoother 6
The expected value of t(α), α), is input to the maximum point detector 7.
平滑器６には通常積分器が用いられる。As the smoother 6, an integrator is normally used.
最大点検出器７は前記Ｌ（α）が最大となる方向余弦α
の値αを検出し、該αを信号源方向の方向余弦推定値と
して出力する。変換器８は該αを方向余弦角７に変換す
る変換器であシ、ａから変換された該７を信号源方向の
推定値として出力端子９に出力する。The maximum point detector 7 detects the direction cosine α where L(α) is maximum.
, and outputs the value α as an estimated direction cosine value in the direction of the signal source. The converter 8 is a converter that converts the α into a direction cosine angle 7, and outputs the 7 converted from a to the output terminal 9 as an estimated value of the signal source direction.
第８図には、前記素子定格位置ベクトルＰｏｔ、方向余
弦α、方向θの説明のための図である。第８図ではアレ
イが平面アレイの場合を示しており、１０はアレイ素子
１１，１２．、゛・・＋ ＬＭが配列された平面アレイ
、ｘ、ｙ、ｚはＸ、Ｙ軸を平面アレイ１０の面上に置く
直角座標、θ８．θア、θ２はビーム。フォーマ４によ
り形成されるビームの主軸方向を示す角度で各々ｘ、ｙ
、ｚ軸に関する方向余弦角、θＸＯｌ θア。、θ、０
は信号源方向を示す角度で前記θ工、θア、θ２と同様
各々ｘ、ｙ、ｚ軸に関する方向余弦角、又Ｐ。ｉは第ｉ
番目素子の定格位置ベクトルであ！ｌ 、Ｐｏｉ 、α
、θは一般に次のように与えられる３次元ベクトルであ
る。FIG. 8 is a diagram for explaining the element rated position vector Pot, direction cosine α, and direction θ. FIG. 8 shows a case where the array is a planar array, and 10 indicates array elements 11, 12 . , ゛. θA and θ2 are beams. x and y angles indicating the main axis direction of the beam formed by the former 4, respectively.
, direction cosine angle with respect to the z-axis, θXOl θa. ,θ,0
is an angle indicating the direction of the signal source, and P is a direction cosine angle with respect to the x, y, and z axes, respectively, similar to the above-mentioned θ, θa, and θ2. i is the i-th
The rated position vector of the th element! l, Poi, α
, θ are generally three-dimensional vectors given as follows.
Ｐｏｉ ＝［ｘｏｉ＋ｙｏｌ＋Ｏ］ ： ｉ＝１．２
．−°Ｍ（２）α ＝〔部θ工、。θア、。θ２〕
θ ＝〔θ工、θア、θＺ）” （４
）ただし、方向余弦に関しては部２θＸ ＋ ａｌ１５
２θア＋ａｌＩｇ２θ２＝１の関係が成シ立つので、第
８図における■θ２は、回θアと■θ工から
μｓθ２＝１−ｃａｇ２θニーｃｏｓ２θｙ（５）で求
められる。従って第８図のような平面アレイでは゛基本
的には。θ工、。θアのみを求めればよい。Poi = [xoi+yol+O]: i=1.2
．． −°M(2) α = [part θ engineering,. θa. θ2〕 θ = [θtechnique, θa, θZ)” (4
) However, for the direction cosine, the part 2θX + al15
Since the relationship 2θa+alIg2θ2=1 holds true, ■θ2 in FIG. 8 can be obtained from the times θa and ■θtech as μsθ2=1−cag2θnee cos2θy (5). Therefore, in a planar array as shown in FIG. 8, basically. θ Engineering. It is sufficient to find only θa.
第７図に示すような信号源方向推定装置において、ビー
ム・フォーマ４の出力ζ（α）の２乗値ｔ（α）の期待
値をとる平滑器６の出力Ｌ（α）を最大とするαから、
信号源の方向余弦の真値α。＝〔。θ工。、ｃ、θア。In the signal source direction estimation device as shown in FIG. 7, the output L(α) of the smoother 6 which takes the expected value of the square value t(α) of the output ζ(α) of the beam former 4 is maximized. From α,
True value α of the direction cosine of the signal source. = [. θ engineering. , c, θa.
Ｉａ’ｓθ２゜〕１の推定値ａ ” （ＣｏｇＢｚ ＋
。も、。Estimated value a ” (CogBz +
. too,.
へ丁
■θ２〕 を求め、該αから前記角度変換器８により信
号源方向の推定値７１ ｘ （夫、 ｙｙ、 ’１．）
”を求めるものである。The angle converter 8 calculates the estimated value of the signal source direction 71 x (husband, yy, '1.)
”.
第８図では平面アレイの場合を示したが、Ｘ軸上に配列
された直線アレイの場合はＰ。ｉ ＝ＸＯｉ ： ｉ−
１，２，・・・２Ｍ、α＝■θ８，０＝θ工とき、又３
次元、アレイの場合はＰＯｉ ＝（ｘＯｉ ＋ ３’Ｏ
ｉ ｒ ＺＯｉ ） ＊ １＝１．２．・・・１Ｍ、
とし、αとθを各々前記式（３）と（４）で与えれば基
本的に平面アレイと同じに扱えるので、以下では第８図
に示す平面アレイの場合のみについて説明する。また、
アレイと信号源間の耐難はアレイの幅（開口）と比較し
て充分に長く、座標系ｘ、ｙ、ｚの原点における信号ｘ
、（ｔ）とすると、第ｉ番目素子の入力信号ｘｉ（ｔ）
はｘｉ（ｔ）＝ｘ□（ｔ−Ｐｉαｏ／Ｃ）、すなわち時
間遅延Ｐ、α。／Ｃを受けると仮定できるものとする。Although FIG. 8 shows the case of a planar array, P in the case of a linear array arranged on the X axis. i=XOi: i-
1, 2,...2M, α=■θ8, 0=θ work, and 3
dimension, for arrays POi = (xOi + 3'O
i r ZOi ) * 1=1.2. ...1M,
If α and θ are given by equations (3) and (4), respectively, it can basically be treated in the same way as a planar array, so only the case of the planar array shown in FIG. 8 will be described below. Also,
The tolerance between the array and the signal source is sufficiently long compared to the array width (aperture), and the signal x at the origin of the coordinate system x, y, z
, (t), the input signal xi(t) of the i-th element is
is xi(t)=x□(t-Piαo/C), that is, the time delay P, α. It can be assumed that /C is received.
第９図はビーム・フォーマ４の詳細な説明図である。第
９図において１１１，１１□、・・・、１１Ｍはビーム
・フォーマ４の入力端子、１２１ ｒ １２２＋・・・
。FIG. 9 is a detailed explanatory diagram of the beam former 4. In Fig. 9, 111, 11□,..., 11M are input terminals of the beam former 4, 121 r 122+...
.
１２Ｍは時間遅延補償器、１３１ ＋ １３ ｚ ＋・
・・、１３Ｍは重み付加器、１４は加算器、１５はビー
ム・フォーマ４の出力端子である。12M is a time delay compensator, 131 + 13 z +・
..., 13M is a weight adder, 14 is an adder, and 15 is an output terminal of the beam former 4.
入力信号ｙ ｔ （ｔＬ ｙ ２ （ｔＬ・・・Ｉ ｙ
Ｍ（ｔ）は時間遅延補償器１２１，１２□、・・・、１
２Ｍにおいて、ビーム主軸方向θの方向余弦αに対応し
た遅延時間補償Ｐ。ｉＱ／Ｃ： １ ＝１ ｔ ２ ｒ
・・・２Ｍ、を受ゆた後、重み付加器１３１，１３２．
・・・、１３Ｍで重み係数ｂｌ＋ｂ２．・・・。Input signal y t (tL y 2 (tL...I y
M(t) is the time delay compensator 121, 12□, ..., 1
2M, delay time compensation P corresponding to the direction cosine α of the beam principal axis direction θ. iQ/C: 1 = 1 t 2 r
. . 2M, the weight adders 131, 132 .
..., 13M and weighting coefficient bl+b2. ....
ｂＭを掛けられ、加算器１４で当該信号の総和！（α）
＝Σｔ）ｉ）’ｉ （ｔ＋Ｐｏｉ”α／Ｃ）ｉ＝１
＝、Σｂｔｙｔ（ｔ＋Ｐｏｔ （α−α。）／Ｃ）
（６）ｌ＝１
が算出され、ビーム・フォーマ４の出力ζ（α）として
出力される。Multiplied by bM, the adder 14 calculates the sum of the signals! (α)
=Σt)i)'i (t+Poi"α/C)i=1 =, Σbtyt(t+Pot (α-α.)/C)
(6) l=1 is calculated and output as the output ζ(α) of the beam former 4.
第１０図は、平滑器６の出力しくα）、最大点検出器７
で求められる信号源方向の方向余弦推定値α、及び信号
源方向の方向余弦の真値α。の説明図であり、図の横軸
は方向余弦α、縦軸は平滑器出力Ｌ（α）を示す。各α
に対して求められるしくα）。Figure 10 shows the output α of the smoother 6 and the maximum point detector 7.
The estimated value α of the direction cosine in the direction of the signal source, and the true value α of the direction cosine in the direction of the signal source. is an explanatory diagram, in which the horizontal axis of the diagram shows the direction cosine α, and the vertical axis shows the smoother output L(α). Each α
α).
に対して、最大点検出器７はＬ（α）が最大となるα値
αを求める。すなわち、最大点検出器７の機能は平滑器
出力しくα）のαに関する微分値ａＬ（ψ／ａαがＯと
なるα値を求めていることと等価である。, the maximum point detector 7 determines the α value α that maximizes L(α). That is, the function of the maximum point detector 7 is equivalent to finding the α value at which the differential value aL(ψ/aα) of the smoother output α) with respect to α becomes O.
なお、ビーム・フォーマ４．２乗器５、及び平滑器６で
求められる出力Ｌ（α）は一般にαの連続値に対しては
求められず、補間定理の成シ立つ間隔の離散値α１．α
２．・・・、αＮに対してのみ求められる。しかし、こ
のような場合ｒ）も補間操作により、αｌ、α２．・・
・、αＮにおけるしくα１） 、Ｌ（α２）、・・・。Note that the output L(α) obtained by the beam former 4.2 multiplier 5 and the smoother 6 is generally not obtained for continuous values of α, but for discrete values α1. α
2. . . . is obtained only for αN. However, in such a case r), αl, α2 .・・・
・, α1) in αN, L(α2), .
Ｌ（αＮ）からαの連続値におけるＬ（α）を算出する
ことができるので、以下平滑器６の出力としてはαの連
続値におけるＬ（α）のみ゛を説明の対象とする。Since L(α) for continuous values of α can be calculated from L(αN), only L(α) for continuous values of α will be explained below as the output of the smoother 6.
さて、信号ｙ１（ｔ） 、ｙｚ（ｔ） ＋・・・、 ｙ
Ｍ（ｔ）に雑音がなく、また入力信号ｘ ｒ （ｔ）
＋ ｘ ｚ（ｔ） ＋ −＋ ｘＭ（ｔ）に対するアレ
イ素子１１＋１２＋・・・＋ ＬＭ及び付加される電子
回路素子２□、２２．・・・＋２Ｍや３！、３□＋ ”
’ ＋ ３Ｍ等の応答特性に各チャネル毎の差異がなく
、かつアレイ素子１１，１□、・・・＋ ＩＭの各位置
座標に位置誤差がなければ、式（１）から、＃（α）の
２乗値の期待値しくα）＝＜１２（α） ＞ ＝ ＜
１＜α）〉はα＝α。で最大値をとり、従って第７図の
推定値ａはα。と一致し、よって７はθ。に一致する。Now, the signals y1(t), yz(t) +..., y
M(t) has no noise and the input signal x r (t)
+ x z(t) + -+ Array elements 11+12+...+ LM and added electronic circuit elements 2□, 22. ...+2M or 3! , 3□＋”
' + If there is no difference in response characteristics for each channel such as 3M, and if there is no position error in each position coordinate of array elements 11, 1□, ... + IM, then #(α) is obtained from equation (1). The expected value of the square value of α) = <12(α) > = <
1<α)> is α=α. Therefore, the estimated value a in FIG. 7 is α. Therefore, 7 is θ. matches.
ただし、く・〉は期待値をとる操作を表わす。しかし、
ｙ ｔ （ｔ） 、 ｙ ｚ（ｔ）。However, ku・〉 represents an operation that takes an expected value. but,
y t (t), y z (t).
・・・、ｙｘ（ｔ）の間に時間遅延の差異Δτｌ、Δτ
２．・・・。..., the time delay difference Δτl, Δτ between yx(t)
2. ....
３１Ｍが存在する場合には、前記式（２）で与えられる
ｔ（α）の２乗値の期待値しくα）は一般にα＝α。で
最大点をとらず、前記第７囚の推定値ａには誤差Δαが
含まれることになり、従って方向推定値ｔにも誤差が生
ずることになる。一方、第８図のアレイ素子１１＋ １
２ｔ・・・ｒ ＬＭの実際の位置ベクトルをＰｌ ＋
ＰＺ ＋・・・＋ＰＭで表わし、該ｐｉ ： １＝１１
２ ｐ・・・９Ｍ、には前記定格位置ベクトルＰ。ｉ：
１＝Ｌ２、・・・２Ｍに対する位置誤差
ΔＰ・＝Ｐｉ−Ｐｏｉ
Ｔ 。31M exists, the expected value of the square value of t(α) given by the above equation (2) (α) is generally α=α. Therefore, the estimated value a of the seventh prisoner will include an error Δα, and therefore the estimated direction value t will also contain an error. On the other hand, array element 11+1 in FIG.
2t...r The actual position vector of LM is Pl +
Represented by PZ +...+PM, the pi: 1=11
2p...9M is the rated position vector P. i:
1=Position error ΔP·=Pi−Poi T for L2, . . . 2M.
＝（ΔＸｉ 、ΔＹｉｔΔＺｉ ） ： １＝１
＋ ２ ＋”’＋ ’ （７）が存在する場合には
、各信号ｙ＋（ｔ）、 ｙｚ（ｔ） ＋・・・。=(ΔXi, ΔYitΔZi): 1=1
+ 2 +"'+ ' (7) If there exists each signal y+(t), yz(t) +...
ｙｉｉ（ｔ）に遅延時間の差異
Δτｉ＝ΔＰｉα。 ： ｉ ＋＝ａ １．２ 、・
・・、 Ｍ （８）が生じたと考えた場合に
等価である。ただし、該時間遅延の差異は信号源方向の
方向余弦α。の関数であシ、α。によシ変化するから、
通常の固定的な時間遅延の差異とは異なる。The delay time difference Δτi=ΔPiα in yii(t). : i +=a 1.2,・
..., M (8) is considered to have occurred. However, the difference in time delay is the direction cosine α of the signal source direction. is a function of α. Because it changes,
This is different from the usual fixed time delay difference.
よって、第８図のアレイ素子１１，１□、・・・、 Ｌ
Ｍの各実際の位置ベクトルＰ １ ＊ Ｐ ２ ＊・・
・、ＰＭに、前記定格誤差Ｐ。１ ｒ ＰＯ２＋・・・
、ＰＯＭに対する位置誤差ΔＰ１ｒΔＰ２．・・・、Δ
Ｐ、が存在する場合、前記信号ｙｔ（ｔ）、ｙｚ（ｔＬ
・・・、 ｙｖ（ｔ）に式（８）で与えられる時間遅延
の差異Δτｌ、Δτ２．・・・、３１Ｍが存在する場合
と等価な方向推定誤差を生ずることになる。Therefore, the array elements 11, 1□, ..., L in FIG.
Each actual position vector of M P 1 * P 2 *...
・, PM is the rated error P. 1 r PO2+...
, position error ΔP1rΔP2 . with respect to POM. ..., Δ
P, exists, the signals yt(t), yz(tL
..., the time delay difference Δτl, Δτ2 . given to yv(t) by equation (8). ..., 31M will result in a direction estimation error equivalent to that in the case where 31M exists.
従来、アレイ素子や増幅器及び帯域制限フィルタ等で生
ずる時間遅延の差異による生ずる方向推定誤差を取り除
く方法としては、第１１図に示すような方法がとられて
きた。第１１図において１６１＋１６２＋・・・、１６
Ｍは時間遅延差異補正器である。時間遅延差異補正器１
６１．１６□、・・・、１６Ｍは前記信号ｙｔ（ｔ）、
ｙｚ（ｔ）、・・・、 ｙＭ（ｔ）の時間遅延の差異
Δτｌ、Δτ２．・・・、３１Ｍを取シ除く補正器であ
り、該補正後の信号ｚ １ （ｔ） 、 Ｚ ２ （ｔ
） 、−、ｚＨ（ｔ）をビーム・フォーマ４に出力する
。Conventionally, a method as shown in FIG. 11 has been used to remove direction estimation errors caused by differences in time delays caused by array elements, amplifiers, band-limiting filters, and the like. In Figure 11, 161+162+..., 16
M is a time delay difference corrector. Time delay difference corrector 1
61.16□,..., 16M are the signals yt(t),
The time delay differences Δτl, Δτ2 . . . , yM(t). ..., 31M, and the corrected signals z 1 (t), Z 2 (t
), -, zH(t) to the beam former 4.
なお、第１１図では時間遅延差異補正器の個数をチャネ
ル数に同じＭ個としたが、差異のみが問題となるので一
般にはＭ−１個で充分である。In FIG. 11, the number of time delay difference correctors is M, which is the same as the number of channels, but since only the difference is a problem, M-1 is generally sufficient.
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、等測的に前記式（８）で与えられるよう
な時間遅延の差異により生ずる信号源方向の方向推定誤
差を取り除く方法に、第１１図に示すような時間遅延差
異補正器１６１＋１６ｚｔ・・・、１６Ｍを用いる従来
方式は次のような欠点を有する。(Problem to be Solved by the Invention) However, there is a method for removing the direction estimation error in the direction of the signal source caused by the difference in time delay as given by equation (8) above, as shown in FIG. The conventional method using time delay difference correctors 161+16zt, . . . , 16M has the following drawbacks.
■ アレイの素子数Ｍ（実際はＭ−１）に等しい数だけ
の時間遅延差異補正器１５１，１６２＋・・・。(2) Time delay difference correctors 151, 162+, whose number is equal to the number of array elements M (actually M-1).
１６Ｍを必要とするので装置が複雑化するとともに・・
−ドウエア規模も大きくなる。Since it requires 16M, the equipment becomes complicated and...
-The scale of the software will also increase.
■ 従来の時間遅延差異補正器では、信号ｙ、（ｔ）。■ In the conventional time delay difference corrector, the signal y,(t).
ｙｚ（ｔ）、・・・ｔ ｙＭ（ｔ）の時間遅延の差異Δ
τ１．Δτ２．・・・。yz(t),...t yM(t) time delay difference Δ
τ1. Δτ2. ....
３１Ｍが信号源の方向α。に無関係に一定であるという
仮定をおいておシ、Δτ１．Δτ２ ｒ ”’ ＋Δτ
いが前記式（８）で与えられるように、方向α。ととも
に変化するような場合にはたとえアレイ素子の位置誤差
ΔＰ１．ΔＰ２．・・・、ΔＰ、が予め与えられた場合
でも有効な補正を行うことは困難である。31M is the direction α of the signal source. It is assumed that Δτ1 is constant regardless of Δτ1. Δτ2 r ”' +Δτ
The direction α is as given by equation (8) above. Even if the position error of the array element ΔP1. ΔP2. Even if .DELTA.P is given in advance, it is difficult to perform effective correction.
■ アレイの経年変化や素子の交換等によって、アレイ
素子の位置誤差ΔＰｌ、ΔＰ ２ ＋・・・、３２Ｍに
変化を生じた場合には、そのつど変化した数だけの時間
遅延差異補正器の補正値を再設定しなければならない。■ If the position errors ΔPl, ΔP 2 +..., 32M of the array elements change due to aging of the array or element replacement, the time delay difference corrector corrects the number of changes each time. The value must be reset.
従って、この発明の目的は、従来の時間遅延差異補正器
によっては実現が困難であったアレイ素子の位置誤差に
よって生ずる信号源方向の推定誤差の補正を容易に実現
するところにあり、かつ信号源が広帯域信号源であって
も適用できる補正方式を得るところにおる。Therefore, an object of the present invention is to easily realize the correction of the estimation error in the signal source direction caused by the position error of the array element, which has been difficult to realize with the conventional time delay difference corrector, and to The aim is to obtain a correction method that can be applied even to broadband signal sources.
（問題点を解決するための手段）
この発明は、空間上に配列された複数の受波器素子から
なるアレイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を
遅延させて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマ
と、該ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方
向余弦を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出
手段で求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源
又は反射源の方向を推定する方向推定装置を対象とする
・この発明は、上記方向推定装置において、前記アレイ
の受波器素子の定格値に対する位置の誤差によって生ず
る前記信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記受波器
素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前記ビ
ーム・フォーマの重み係数と前記信号源又は反射源の近
傍方向のビーム出力の・ぞワースベクトルの推定値とか
ら求め、算出された推定誤差を前記最大点検出手段の出
力から差し引くことにある。(Means for Solving the Problems) The present invention includes an array consisting of a plurality of receiver elements arranged in space, and a delay system that delays and adds output signals of each receiver element of the array. It has an additive beam former and a maximum point detection means for determining the direction or direction cosine in which the output of the beam former is maximum, and detects a signal from the maximum point of the beam former output determined by the maximum point detection means. The present invention is directed to a direction estimation device for estimating the direction of a signal source or reflection source. In the direction estimation device, the direction estimation device estimates the direction of the signal source or reflection source, which is caused by a positional error with respect to the rated value of the receiver element of the array. The estimation error is calculated by the error in the position of the receiver element, the position coordinates of the receiver element, the weighting coefficient of the beam former, and the worst vector of the beam output in the direction near the signal source or reflection source. and subtracting the calculated estimation error from the output of the maximum point detection means.
（作用）
アレイの各受波器素子の定格値に対する位置の誤差によ
って生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差は、上記４
つのパラメータによって得ることができる。従って、こ
の発明によれば、この推定誤差を最大点検出手段の出力
から差し引くことによシ、受波器素子の位置の誤差によ
って生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除く
ことができる。(Function) The error in estimating the direction of the signal source or reflection source caused by the error in the position of each receiver element in the array with respect to the rated value is as described in 4 above.
can be obtained by two parameters. Therefore, according to the present invention, by subtracting this estimation error from the output of the maximum point detection means, it is possible to remove the estimation error in the direction of the signal source or reflection source caused by the error in the position of the receiver element.
（実施例） はじめに、この発明の原理について説明する。(Example) First, the principle of this invention will be explained.
この発明は、アレイ素子の位置誤差ΔＰｌ＋ΔＰ２ ＋
６．・、２８Ｍと、アレイ素子の定格位置ベクトルＰ。In this invention, the position error ΔPl+ΔP2 + of the array element
6. , 28M and the rated position vector P of the array element.
１゜Ｐｏ２ 、・・・ＩＰＯＭ、ビーム・フォーマの重
ミ係数ｂｌ） ｂ２＋・・・＋ｂＭ、及び信号源近傍方
向のビーム出力の・セワースペクトルの推定値から、信
号源方向余弦の推定誤差Δαを算出し、該推定誤差の算
出値Δαを時間遅延差異補正器等を用いない第７図に示
すような従来方式で求めた推定値αから差し引くことに
よって真の推定値室を求め、アレイ素子の位置誤差ΔＰ
１ ｒΔＰ２．・・・、２８Ｍによって生ずる信号源
方向の推定誤差を取り除くものである。1゜Po2, ...IPOM, beam former weighting coefficient bl) b2+...+bM, and the estimated value of the Sewer spectrum of the beam output in the direction near the signal source, the estimation error Δα of the cosine in the signal source direction The true estimated value chamber is obtained by subtracting the calculated value Δα of the estimation error from the estimated value α obtained by the conventional method as shown in FIG. 7, which does not use a time delay difference corrector, etc. Position error ΔP
1 rΔP2. . . , 28M, which removes the estimation error in the direction of the signal source.
この発明は、次の関係に基づいて導かれるものである。This invention is derived based on the following relationship.
■ 第７図のビーム・フォーマ４への入力信号として中
心周波数ｆｋの狭帯域信号が入力されたとし、ｆｋにお
ける該信号間の位相応答差異をΔφ１（ｋ）。(2) Assume that a narrowband signal with a center frequency fk is input as an input signal to the beam former 4 in FIG. 7, and the phase response difference between the signals at fk is Δφ1(k).
Δφ２ （ｋ） 、・・・、ΔφＭ（ｋ）とすると、前
記第７図の平滑器６の出力しｋ（α）のαに関する微分
は、ラジアン単位で表わした前記位相差異が充分に小さ
く、１Δφｔ（ｋ）ｌ＜＜ １ ； ｔ ＝ １．２
、・・・９Ｍ、のときαがα０の近傍において近似的に
次式で与えられる。Assuming Δφ2 (k) , . . . , ΔφM(k), the differential of the output k(α) of the smoother 6 in FIG. 1Δφt(k)l<<1; t=1.2
,...9M, α is approximately given by the following equation in the vicinity of α0.
ここで、αがｍ次元ベクトルのとき、Ｈはｍｚｍ次行列
、Ｐｏはｍ次元ベクトルであシ各々、で与えられ、アレ
イ素子の位置ベクトルＰｔ（幾可的形状）とビーム・フ
ォーマの重み係数ｂｉのみで決まる定数である。またＬ
ｋはα＝α。の近傍におけるＬｋ（α）を表わし、ωに
＝２πｆｋを表わす。Here, when α is an m-dimensional vector, H is an mzm-dimensional matrix, Po is an m-dimensional vector, and the position vector Pt (geometric shape) of the array element and the weighting coefficient of the beam former This is a constant determined only by bi. Also L
k is α=α. represents Lk(α) in the vicinity of , and represents =2πfk for ω.
尚、上記（９）〜α力の各式は公知であって、例えば次
の文献に記載がある二五十嵐正夫、位相誤差による５Ｓ
ＢＬ音響測音響側定誤差、電子通信学会、Ｓ硫８２−１
５、ＰＰＩ −ＰＰ８．１９８２゜■ 信号ｙ１ｆｔ）
、 ｙｚ（ｔ）、・・・、ｙＭ（ｔ）の帯域幅をＷとし
、Ｗを適当な間隔Δｆで分割することにより得られる周
波数をｆｔ ＋ ｆ２１・・・ｗｆｘとすると、前記式
（８）の時間遅延の差異Δτｉによって生ずる周波数ｆ
ｉにおける位相差異への換算値Δφｔ（）ｃ）は次式で
与えられる。The above formulas (9) to α force are known, for example, as described in the following literature by Masao Nigogarashi, 5S based on phase error.
BL acoustic measurement side measurement error, Institute of Electronics and Communication Engineers, S-82-1
5, PPI - PP8.1982゜■ Signal y1ft)
, yz(t), ..., yM(t) is W, and the frequency obtained by dividing W by an appropriate interval Δf is ft + f21...wfx. ) frequency f caused by the time delay difference Δτi
The conversion value Δφt()c) to the phase difference at i is given by the following equation.
Δφ１（ｋ）＝ωｋ・Δτｉ
＝ωにΔｐｉα。／Ｃ：ｉ＝１＋２＋・・・９Ｍ
（ロ）ただし、アレイ素子の位置誤差による時間遅延の
差異Δτｊ ； Ｉ ” ’ ＋ ２＋・・・２Ｍは充
分に小さく、１ωＫ・Δτｉ ｌ ＜＜ １ ： ｉ＝
’ ＋ ２＋・・・９Ｍ、が成り立つとする。Δφ1(k) = ωk・Δτi = Δpiα to ω. /C:i=1+2+...9M
(b) However, the difference in time delay due to the position error of the array element Δτj ; I ''' + 2+...2M is sufficiently small, and 1ωK·Δτi l << 1 : i=
' + 2 + ... 9M is assumed to hold true.
■ 信号ｙｔ（ｔ）＊ ｙｚ（ｔ）、・・・、 ｙｓｄ
ｔ）を前記周波数ｆ ｔ ｔ ｆ ｚ ＋・・・、ｆｘ
を中心周波数とする狭帯域成分に分割し、該各成分の前
記第７図における平滑器６の出力を各々Ｌｒ（ｋ）、
Ｌｚ（ｋ）、・・・、ＬＭ（ｋ） ： ｋ＝ １゜２、
・・・、Ｋ、とすると信号ｙｔ（ｔＬ ｙｚ（ｔＬ・・
・、 ｙＭ（ｔ）の全帯域にわたる出力しくα）は近似
的に次式で与えられる。■ Signal yt(t)* yz(t),..., ysd
t) as the frequency f t t f z +..., fx
The output of the smoother 6 in FIG. 7 for each component is Lr(k),
Lz(k),..., LM(k): k= 1゜2,
..., K, then the signal yt(tL yz(tL...
The output power (α) over the entire band of yM(t) is approximately given by the following equation.
Ｌ（α）夕Ａ、ＵＬｋ（α） ；Ａは定数
（６）ｋ＝１
通常前記周波数ｆｔ ＋ ｆ ｚ ＋・・・＋ｆｘにお
ける狭帯域成分は信号ｙｔ（ｔ）、 ｙｚ（ｔ）、・・
・＋ ｙＭ（ｔ）のディジタルフーリエ変換によって求
められ、該変換に用いる信号ｙｔ（ｔ）、ｙｚ（ｔ）、
・・・、 ｙＭ（ｔ）の時間長をτとすると前記間隔Δ
ｆはΔｆ ＝ １／２τに選ばれる。L (α) A, ULk (α); A is a constant
(6) k=1 Normally, the narrowband components at the frequency ft + f z +...+fx are the signals yt(t), yz(t),...
・The signals yt(t), yz(t), which are obtained by digital Fourier transformation of +yM(t) and used for the transformation
..., if the time length of yM(t) is τ, the interval Δ
f is chosen to be Δf = 1/2τ.
■ 前記式（至）から、平滑器６の出力しくα）のαに
関する微分は次式で与えられる。(2) From the above equation (to), the differential of the output α of the smoother 6 with respect to α is given by the following equation.
■ 前記第１０図に示すように、信号源方向の方向余弦
の推定値αは、Ｌ（α）を最大とするα値であるから、
αは次式を満すα値として与えられる。■ As shown in FIG. 10, the estimated value α of the direction cosine in the direction of the signal source is the α value that maximizes L(α).
α is given as an α value that satisfies the following equation.
■ 前記式（９）、（６）及びα→から、ａＬ（α）／
ａαとして次式が得られる。■ From the above equations (9), (6) and α→, aL(α)/
The following formula is obtained as aα.
■ 前記式（至）、αＱから推定値ａは次式で与えられ
る。(2) From the above equation (to) and αQ, the estimated value a is given by the following equation.
α＝α。α=α.
■ 前記式αのから、推定値ａの誤差Δα＝ａ−（！。■ From the above formula α, the error of estimated value a Δα=a−(!.
は次式で与えられる。is given by the following equation.
すなわち、本発明は時間遅延差異補正器１６！。That is, the present invention provides the time delay difference corrector 16! .
１６２、・・・、１６Ｍを用いない、前記第７図に示す
ような信号源方向の推定方式における方向余弦推定誤差
が前記式α樟で与えられること、すなわち該誤差Δαは
アレイ素子の位置誤差ΔＰ１＋ΔＰ２ｔ・・・、３８Ｍ
が予め与えられていれば、アレイの幾可的形状ＰＩ ＋
Ｐｉｌ ＋・・・、 ＰＭ トビーム・フォーマ４の
重ミ係数ｂｌ ｒ ｂｚ ＋”’＋ ｂＭ （前記Ｈ，
Ｐｃも該Ｐ、とｂｉのみから前記式αＯ２αカで決まる
）、信号源方向α。。162, . . . , 16M, the direction cosine estimation error in the signal source direction estimation method as shown in FIG. ΔP1+ΔP2t..., 38M
is given in advance, then the array geometry PI +
Pil +..., PM Tobeam former 4 weight coefficient bl r bz +”'+ bM (H,
Pc is also determined from the above equation αO2α from only P and bi), and the signal source direction α. .
及びビーム・フォーマ４のα。の近傍における出力ζ（
α）の・切−スペクトル、すなわちｆ ｔ ＋ ｆｚ
＋・・・、ｆＫにおける前記”１ ＋ Ｌｉｔ ＋・・
・、ＬＫとから解析的に算出できることに基づくもので
ある。and α of beam former 4. The output ζ(
α), i.e. f t + fz
+..., the above "1 + Lit +... in fK
This is based on the fact that it can be calculated analytically from .
実際には、信号源方向α。は未知であシ、前記式（１１
でα。を用いることは出来ない。しかし、式α枠でα。In fact, the signal source direction α. is unknown, and the above formula (11
So α. cannot be used. However, α in the expression α frame.
をαにおき代えたとしても、その差Δαの与える影響は
２次的であシ充分に小さいので、式α枠においてα。の
代りに、平滑器６の出力しくα）を最大とするａを用い
ても充分である。すなわち、方向余弦の推定誤差Δαは
近似的に次式で与えられる。Even if Δα is replaced with α, the influence of the difference Δα is secondary and sufficiently small, so α is used in the equation α frame. Instead, it is sufficient to use a that maximizes the output α of the smoother 6. That is, the estimation error Δα of the direction cosine is approximately given by the following equation.
次に、第９図に示すビーム・フォーマが均−重みのビー
ム°フォーマでｂｉ＝ｂ ： ｉ ＝ １ ＊ ２＋・
・・。Next, the beam former shown in FIG. 9 is an evenly weighted beam former where bi=b: i=1*2+・
....
ｙ、である場合を考えると、前記式（至）からΔαは次
式で与えられることになる。Considering the case where y, Δα is given by the following equation from the above equation (to).
以上のとおシ、この発明は、位置誤差ΔＰ１．ΔＰ２＋
・・・、３８Ｍによって生ずる信号源方向推定装置の推
定誤差Δαを、第１１図に示すような時間遅延差異補正
器１６１ ＋ １６２ 、・・・、１６Ｍを用いること
なく、アレイの幾可的形状とビーム・フォーマの重み係
数、信号源方向のおおまかな推定値、及び信号源近傍の
ビーム・フォーマ出力のパワースペクトルとから予め算
出し、該算出値Δαを、従来の信号源方向推定装置の推
定値αから差し引くことによって、アレイ素子の位置誤
差による推定誤差を取り除くところにある。Through the above, the present invention has a positional error ΔP1. ΔP2+
. . , 38M, the estimation error Δα of the signal source direction estimation device caused by The calculated value Δα is calculated in advance from the weighting coefficient of the beamformer, a rough estimate of the signal source direction, and the power spectrum of the beamformer output near the signal source, and the calculated value Δα is used as the estimation method of the conventional signal source direction estimation device. By subtracting from the value α, the estimation error due to the position error of the array elements is removed.
以下、この発明を実施例に基づき図面を参照して詳細に
説明する。Hereinafter, the present invention will be described in detail based on embodiments with reference to the drawings.
第１図は、この発明の第１の実施例である。第１図にお
いて、２０は加算器、２１は方向余弦誤差算出器、２２
はパワースペクトルレジスタ、詔は素子座標レジスタ、
２４は重み係数レジスタ、２５は素子位置誤差レジスタ
、２６はアレイ定数レジスタである。尚、第１図中、第
６図に示した構成要素と同一のものには同一の参照番号
を付しである。FIG. 1 shows a first embodiment of the invention. In FIG. 1, 20 is an adder, 21 is a direction cosine error calculator, 22
is the power spectrum register, edict is the element coordinate register,
24 is a weighting coefficient register, 25 is an element position error register, and 26 is an array constant register. Components in FIG. 1 that are the same as those shown in FIG. 6 are given the same reference numerals.
パワース（クトルレジスタ２２は、信号源方向α。の近
傍における前記パワースペクトルＬ１＋Ｌ ２゜・・・
、ＬＫを、前記周波数ｆ ｌ＊ ｆ ｚ ＋・・・＋ｆ
ｘとともに記憶するレジスタ、素子座標レジスタ２３は
前記アレイ素子の位置座標（位置ベクトル） Ｐｌ、Ｐ
ｚ。The power vector register 22 detects the power spectrum L1+L2° in the vicinity of the signal source direction α.
, LK, the frequency f l* f z +...+f
A register stored along with x, the element coordinate register 23, stores the position coordinates (position vector) of the array element Pl, P
z.
・・・、ＰＭを記憶するレジスタ、重み係数レジスタ２
４は、ビーム・フォーマ５の重み係数ｂｌ＋ｂｚ。..., register for storing PM, weighting coefficient register 2
4 is a weighting coefficient bl+bz of the beam former 5.
・・・、ｂＭを記憶するレジスタ、素子位置誤差レジス
タ２５は前記周波数ｆｔ ｒ ｆｚ ＋・・・＋ｆｘに
おける前記の各素子位置誤差ΔＰｉｅΔＰ２．・・・、
３８Ｍを記憶するレジスタ、アレイ定数レジスタ２６は
前記定数ＰｅとＨを記憶するレジスタである。また、方
向余弦誤差算出器２１は、レジスタ２２．２３，２４゜
２５及び２６から与えられる定数及びデータから、前記
式（至）に基づいて方向余弦推定誤差Δαを求める算出
器、加算器２１は、前記最大点検出器７の出力から、前
記方向余弦誤差算出２１の出力Δαを差し引くための加
算器である。. . , bM, and the element position error register 25 stores the respective element position errors ΔPieΔP2 . ...,
The array constant register 26, which stores 38M, is a register that stores the constants Pe and H. Further, the direction cosine error calculator 21 is a calculator that calculates the direction cosine estimation error Δα from the constants and data given from the registers 22, 23, 24, 25, and 26 based on the above formula (to). , is an adder for subtracting the output Δα of the direction cosine error calculation 21 from the output of the maximum point detector 7.
なお、前記アレイ定数ＰｃとＨは、前記式αＱとαめで
示されるように、アレイ素子の位置座標ＰｉｅＰ２．・
・・、ＰＭとビーム・フォーマ５０重み係数１）ｌｅｔ
）２ｔ・・・、ｂＭから算出できるから、該アレイ定数
算出器を付加すれば前記アレイ定数レジスタ２６は不用
である。Note that the array constants Pc and H are determined by the position coordinates PieP2.・
..., PM and beamformer 50 weighting coefficient 1) let
)2t..., bM, so if the array constant calculator is added, the array constant register 26 is unnecessary.
この実施、例は、信号源方向α。の近傍におけるパワー
スペクトルＬ１ ＃ Ｌ２ ＋・・・＋ Ｌｘが予め与
えられているような場合、例えばアクティプソーナーや
レーダのように波形の既知な反射体からの信号を受信す
るような場合などに適用できるもので１）、れを信号源
方向の方向余弦誤差算出とし、該宣から信号源方向１を
算出して、該０を信号源方向推定器の出力とするので、
従来用いられてきた、時間遅延差異補正器１６１ 、１
６□、・・・、１６Ｍを用いることなく、前記素子の位
置誤差ΔＰｌｙΔＰ２．・・・。In this implementation, an example is the signal source direction α. Applicable to cases where the power spectrum L1 # L2 +...+ Lx in the vicinity of What can be done is 1), let this be the direction cosine error calculation of the signal source direction, calculate the signal source direction 1 from this equation, and use 0 as the output of the signal source direction estimator,
Conventionally used time delay difference corrector 161, 1
6□, . . . , 16M without using the position error ΔPlyΔP2 . ....
３８Ｍによシ生ずる信号源方向の推定誤差を取り除くこ
とができる。It is possible to remove estimation errors in the signal source direction caused by 38M.
この結果、ハードウェアが小型かつ単純化されるととも
に、経年変化や交換等によるアレイ素子の位置誤差の変
化に対しては、単にレジスタ２５の記憶内容を変更すれ
ばよいので、容易に修正することができる。As a result, the hardware can be made smaller and simpler, and changes in the positional error of array elements due to aging or replacement can be easily corrected by simply changing the stored contents of the register 25. I can do it.
第２図は、本発明の第２の実施例であり、前記第１図に
示す第１の実施例と同様、信号源方向先の近傍における
ノ９ワースベクトルＬｌ ａ Ｌ２ ＋・・・。FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention, and similarly to the first embodiment shown in FIG. 1, the current vector Lla L2 + .
ＬＫが予め与えられているとともに、ビーム・フォー７
４の重み係数が全て等しく 、 ｂ ｉ ” ｂ ：
１ ＝’ ＋２、・・・２Ｍ、である場合の実施例であ
る。LK is given in advance and beam four 7
4 weighting coefficients are all equal, b i ” b :
This is an example in which 1='+2, . . . 2M.
第２の実施例は第１の実施例から重み係数レジスタ２４
を取り除き、方向余弦誤差算出器２１において方向余弦
推定誤差Δαを前記式翰により算出するようにするもの
である。The second embodiment is a weighting coefficient register 24 from the first embodiment.
is removed, and the direction cosine error calculator 21 calculates the direction cosine estimation error Δα using the above equation.
第３図は、この発明の第３の実施例であり、３０はノ９
ワースベクトル推定器、３１はビーム出力選択器である
。ビーム出力選択器３１は、最大点検出器７の出力ａに
対応するビーム・フォーマ４の出力ｋ （ａ）を選択し
て・ぐワースベクトル推定器３０に出力し、パワースペ
クトル推定器３０は該ｋ （′ａ＞から信号源方向α。FIG. 3 shows a third embodiment of the invention, and 30 is No. 9.
Worth vector estimator 31 is a beam output selector. The beam output selector 31 selects the output k(a) of the beam former 4 corresponding to the output a of the maximum point detector 7 and outputs it to the worth vector estimator 30, and the power spectrum estimator 30 k ('a> to signal source direction α.
の近傍における・ぐワースベクトルＬ１１ Ｉｊ２ ｒ
・・・、 ＬＫを推定し、方向余弦誤差算出器２１に出
力する。第４図はパワースペクトル推定器３０の第１の
具体例であり、４０は前記＃（ａ）が入力される入力端
子、４１はフーリエ変換器、４２１ ｐ ４２ｚ ＃・
・・、４２にはエンベローゾ算出器、４３ｔ＋４３２ｓ
・・・、４３には平滑器、４４１ 。Gworth vector L11 Ij2 r in the vicinity of
..., LK is estimated and output to the direction cosine error calculator 21. FIG. 4 shows a first specific example of the power spectrum estimator 30, where 40 is an input terminal to which the above #(a) is input, 41 is a Fourier transformer, 421 p 42z #.
..., 42 has an envelope calculator, 43t+432s
..., 43 is a smoother, 441.
４４２、・・・、４４には平滑器４３Ｂ 、４３ｚ ＋
・・・、４３Ｋを出力する出力端子である。フーリエ変
換器４１１ｄ前記入力ｇ （ａ）の時系列から前記周波
数ｆｔ ＋ ｆ ２１・・・ｒｆＫにおけるフーリエ変
換値η１（ｄＪ、η２（ψ、・・・。442, . . . , 44 have smoothers 43B, 43z +
. . . is an output terminal that outputs 43K. Fourier transformer 411d calculates Fourier transform values η1(dJ, η2(ψ, . . .) at the frequencies ft+f21...rfK from the time series of the input g(a).
ηＫ（■を算出し、エンベロープ算出器４２１，４２□
。Calculate ηK(■, envelope calculator 421, 42□
.
・・・、４２には該フーリエ変換値の絶対値の２乗値ｌ
７７１ （ａ） ｌ 、ｌ ηｚ（ａ）ｌ 、−、ｌ
ηＫ（鴫１ を算出する。また、平滑器４３１ ｒ
４３２ ＋・・・、４３には該絶対値の２乗値を時間積
分等によシ平均化することによって、ａ方向のビーム・
フォーマ４の出力ｔ（ａ）のパワース（クトルＬ’ ｌ
＋ ＩＪ２ ＋・・・＋ＬＫを求め、出力端子４４、
、４４□、・・・、４４Ｋに出力する。..., 42 is the square value l of the absolute value of the Fourier transform value.
771 (a) l , l ηz(a) l , -, l
Calculate ηK (1). Also, smoother 431 r
432 +..., 43, the beam in the a direction is calculated by averaging the square value of the absolute value by time integration, etc.
The power of output t(a) of former 4 (ctor L' l
+ IJ2 +...+LK is determined, and the output terminal 44,
, 44□, ..., 44K.
第５図はパワースペクトル推定器３０の第２の具体例で
あシ、４５１＋ ４５２ ＋・・・、４５にはバンドパ
スフィルタ、４６１ ＋ ４６ｚ ＋・・・、４６には
エンペローゾ検波器である。バンドパスフィルタはその
中心周波数を各々ｆ１ｒ ｆｚ ＋・・・＋ｆｘとする
フィルタであり、前記入力！ （ａ）を中心周波数ｆ！
＋ｆｚ＋・・・。FIG. 5 shows a second specific example of the power spectrum estimator 30, in which 451+452+..., 45 are band pass filters, 461+46z+..., 46 are enperoso detectors. The bandpass filter is a filter whose center frequency is f1r fz +...+fx, and the input! (a) is the center frequency f!
+fz+...
ｆＫの狭帯域成分に分割し、エンペローゾ検波器４６、
．４６２．・・・、４６には該狭帯域成分のエンベロー
プの２乗値を求め、平滑器４３ｔ 、４３． 、・・・
、４３Ｋに出力する。なお、ノＥワース硬りトル推定器
３０におけるパワー推定値ＬＩ＋ Ｌ２ ＋・・・、
ＬＫとしては、前記式α傷の関係から、相対値のみが問
題であるから、前記第４図と第５図におけるパワースペ
クトルの推定においては、各ｆ’ｔ ＋ ｆｚ ＋・・
・＋ｆｘにおけるパワースペクトルの相対値が求まれば
充分である。divided into narrow band components of fK, and enperoso detector 46;
．． 462. . . , 46 calculates the square value of the envelope of the narrowband component, and smoothers 43t, 43 . ,...
, output to 43K. Note that the power estimated value LI+ L2 + . . .
As for LK, only the relative value is a problem due to the relationship of the equation α flaw, so in estimating the power spectrum in FIGS. 4 and 5, each f't + fz +...
- It is sufficient to find the relative value of the power spectrum at +fx.
位相応答差異による方向余弦推定誤差が小さい場合には
、最大点検出器７の出力αは、信号源方向α。に充分近
いので、・ぐワースベクトル推定器３１に、前記第４図
又は第５図に示すような方法を用い、信号源方向α。の
ビーム・フォーマ４の出力８（α。）のパワースペクト
ルの代りにａ方向のビーム・フォーマ５の出力ｔ （ａ
）のノにワースベクトルを用いても充分である。When the direction cosine estimation error due to the phase response difference is small, the output α of the maximum point detector 7 is the signal source direction α. Since the direction is sufficiently close to .alpha., the signal source direction .alpha. is determined by using the method shown in FIG. Instead of the power spectrum of the output 8 (α.) of the beam former 4 in the direction a, the output t (a
) is sufficient to use the Wirth vector.
このように、信号源方向α。の近傍におけるパワースペ
クトルＬ１１ Ｌ２１・・・＋ＬＫが推定されて前記方
向余弦誤差算出器２１に入力されれば、以下前記第１の
実施例と同じ原理に基づく本発明の実施例となる。Thus, the signal source direction α. If the power spectrum L11 L21 .
第６図はこの発明の第４の実施例であり、前記第３図に
示す第３の実施例と同様、信号源方向α。FIG. 6 shows a fourth embodiment of the present invention, in which the signal source direction α is similar to the third embodiment shown in FIG.
の近傍におけるツヤワース波りトルＬｌ ｌ Ｌ２１・
・・。Tsuyaworth wave torque in the vicinity of Ll l L21・
....
ＬＫを・ぐワースベクトル推定器３０で推定するもので
あるが、ビーム・フォーマ４の重み係数が全て等しく、
ｂｉ＝ｂ ： ｔ ＝ １ ｇ ２ ｇ・・・９Ｍ、で
ある場合の実施例である。第４の実施例は第３の実施例
から重み係数レジスタ２４を取り除き、方向余弦誤差算
出器２１において方向余弦推定誤差Δαを前記式翰によ
り算出するものである。LK is estimated by the worth vector estimator 30, but the weighting coefficients of the beam former 4 are all equal,
This is an example in which bi=b: t=1 g 2 g...9M. In the fourth embodiment, the weighting coefficient register 24 is removed from the third embodiment, and the direction cosine error calculator 21 calculates the direction cosine estimation error Δα using the above equation.
以上、この発明を実施例に基づき説明した。尚、アレイ
としては平面アレイの他、直線アレイや３次元アレイを
用いることができる。The present invention has been described above based on examples. In addition to the planar array, a linear array or a three-dimensional array can be used as the array.
（発明の効果）
この発明は以上説明したように、アレイ素子の位置誤差
により生ずる広帯域信号源又は反射体方向の推定誤差を
、予め与えられるアレイ素子の位置誤差と、アレイの長
汀学的形状すなわちアレイ素子位置座標と、ビーム・フ
ォーマの重み係数と、信号源のおおよその方向と、信号
源の近傍方向の・にワースベクトルとから解析的な方法
で算出することにより取り除くので、はぼアレイ素子数
Ｍに比例した数だけ必要としかつ信号源の方向により変
化する時間遅延差異を充分な精度で補正する必要のある
時間遅延差異補正器を必要とせず、装置を大幅に小型化
・単純化できるとともに、アレイ経年変化及び交換等に
伴うアレイ素子の位置誤差の変化に容易に対応できる利
点があり、遅延−加算方式のビーム・フォーマを用いる
ンーナー、音響測位、レーダ等における信号源方向の推
定装置に利用することができる。更に、この発明によれ
ば、推定誤差の補正をソフトウェアで行えるという効果
も得られる。(Effects of the Invention) As described above, the present invention can reduce the estimation error of the broadband signal source or reflector direction caused by the position error of the array element by using the position error of the array element given in advance and the longitudinal geometrical shape of the array. In other words, it is removed by calculating analytically from the array element position coordinates, the weighting coefficient of the beam former, the approximate direction of the signal source, and the Worth vector in the direction near the signal source. There is no need for a time delay difference corrector, which requires a number proportional to the number of elements M, and which needs to correct time delay differences that change depending on the direction of the signal source with sufficient accuracy, making the device significantly smaller and simpler. It also has the advantage of being able to easily accommodate changes in the position error of array elements due to array aging and replacement, etc., and is useful for estimating signal source directions in radio waves, acoustic positioning, radar, etc. using delay-addition beam formers. It can be used for equipment. Furthermore, according to the present invention, it is also possible to correct estimation errors using software.
第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図はこの発明の第２の実施例を示すブロック図、第３
図はこの発明の第３の実施例を示すブロック因、第４図
及び第５図はそれぞれパワースペクトル推定器の具体例
を示すブロック図、第６図はこの発明の第４の実施例を
示すプロック図、第７図はビーム・フォーマと最大点検
出器を用いる信号源方向推定装置の構成例を示す図、第
８図はアレイが平面アレイのときのアレイ素子位置座標
と信号源方向及びビーム形成方向の長汀的関係を示す図
、第９図は遅延−加算方式のビーム・フォーマを示すブ
ロック図、第１０図はビーム・フォーマ出力の２乗値に
対する平滑器出力と信号源方向の方向余弦値及び方向余
弦推定値の関係を示す図、及び第１１図は時間遅延差異
補正器を用いた従来の方向推定誤差の補正方向の構成を
示すブロック図である。
１１．１゜、・・・＋ ＩＭ・・・アレイ素子、２１，
２□、・・・。
２Ｍ・・・増幅器、３１，３□、・・・＋３Ｍ・・・帯
域制限フィルタ、４・・・ビーム・フォーマ、５・・・
２乗器、６・・・平滑器、７・・・最大点検出器、８・
・・角度変換器、９・・・方向推定値出力端子、１０・
・・平面アレイ、１１１゜１１２、・・・、１１Ｍ・・
・時間遅延補償器、１２１，１２□。
・・・、１２Ｍ・・・重み付加器、１４・・・加算器、
１６１゜１６２、・・・、１６Ｍ・・・時間応答差異補
正器、２０・・・加算器、２１・・・方向余弦誤差算出
器、２２・・・パワース４クトルレジスタ、２３・・・
素子座標レジスタ、２４・・・重み係数レジスタ、２５
・・・素子位置誤差レジスタ、２６・・・アレイ定数レ
ジスタ、３０・・・パワースペクトル推定器、３１・・
・ビーム出力選択器、４１・・・フーリエ変換器、４２
１＋ ４２ｚ ｒ・・・、４２Ｋ・・・エンペローノ算
出器、４３１．４３□、・・・、４３Ｋ・・・平滑器、
４５１ ＋ ４５ ｚ ＊・・・、４５Ｋ・・・バンド
パスフィルタ、４６１．４６２１・・・、４６Ｋ・・・
エンペローゾ検波器。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of this invention, FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of this invention, and FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of this invention.
The figure shows a block diagram showing a third embodiment of the invention, FIGS. 4 and 5 are block diagrams showing specific examples of the power spectrum estimator, and FIG. 6 shows a fourth embodiment of the invention. Block diagram, Figure 7 is a diagram showing a configuration example of a signal source direction estimation device using a beam former and a maximum point detector, and Figure 8 is a diagram showing array element position coordinates, signal source direction, and beam when the array is a planar array. Figure 9 is a block diagram showing the delay-addition beam former; Figure 10 is the smoother output versus the square value of the beam former output and the direction of the signal source. A diagram showing the relationship between a cosine value and a direction cosine estimate value, and FIG. 11 are block diagrams showing a configuration of a conventional direction estimation error correction direction using a time delay difference corrector. 11.1°, ... + IM... array element, 21,
2□,... 2M...Amplifier, 31,3□,...+3M...Band limit filter, 4...Beam former, 5...
squarer, 6... smoother, 7... maximum point detector, 8.
... Angle converter, 9... Direction estimated value output terminal, 10.
... Planar array, 111°112, ..., 11M...
・Time delay compensator, 121, 12□. ..., 12M... weight adder, 14... adder,
161°162,..., 16M... Time response difference corrector, 20... Adder, 21... Direction cosine error calculator, 22... Powers 4 vector register, 23...
Element coordinate register, 24...Weighting coefficient register, 25
...Element position error register, 26...Array constant register, 30...Power spectrum estimator, 31...
- Beam output selector, 41...Fourier transformer, 42
1+ 42z r..., 42K... Emperono calculator, 431.43□,..., 43K... Smoother,
451 + 45 z *..., 45K... band pass filter, 461.4621..., 46K...
Enperoso detector.
Claims (2)
レイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を遅延さ
せて加算する遅延−加算方式のビーム、フォーマと、該
ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方向余弦
を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出手段で
求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源又は反
射源の方向を推定する方向推定装置において、前記アレ
イの受波器素子の定格値に対する位置の誤差によつて生
ずる前記信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記受波
器素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前記
ビーム・フォーマの重み係数と前記信号源又は反射源の
近傍方向のビーム出力のパワースペクトルの推定値とか
ら求め、算出された推定誤差を前記最大点検出手段の出
力から差し引くことによつて、前記受波器素子の位置の
誤差によつて生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差を
取り除くことを特徴とする方向推定誤差の補正方式。(1) An array consisting of a plurality of receiver elements arranged in space, a delay-addition beam or former that delays and adds the output signals of each receiver element of the array, and the beam/former. and a maximum point detection means for determining the direction or direction cosine in which the former output is maximum, and direction estimation for estimating the direction of the signal source or reflection source from the maximum point of the beam former output determined by the maximum point detection means. In the apparatus, an error in estimating the direction of the signal source or reflection source caused by an error in the position of the receiver element of the array with respect to a rated value is calculated as the error in the position of the receiver element and the position of the receiver element. By calculating the estimated value from the coordinates, the weighting coefficient of the beam former, and the estimated value of the power spectrum of the beam output in the vicinity of the signal source or reflection source, and subtracting the calculated estimation error from the output of the maximum point detection means. A method for correcting a direction estimation error, characterized in that an error in estimating the direction of a signal source or a reflection source caused by an error in the position of the receiver element is removed.
・フォーマを用い、前記算出された推定誤差を、前記受
波器素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前
記信号源又は反射源の近傍方向のビーム出力のパワース
ペクトルの推定値とから求めることを特徴とする特許請
求の範囲第１項に記載の方向推定誤差の補正方式。(2) A beam former with a uniform weighting coefficient is used as the beam former, and the calculated estimation error is calculated based on the error in the position of the receiver element, the position coordinates of the receiver element, and the signal source or 2. The direction estimation error correction method according to claim 1, wherein the direction estimation error is determined from an estimated value of a power spectrum of a beam output in a direction near a reflection source.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60096072A JPH06105289B2 (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Direction estimation device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP60096072A JPH06105289B2 (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Direction estimation device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61254870A true JPS61254870A (en) | 1986-11-12 |
| JPH06105289B2 JPH06105289B2 (en) | 1994-12-21 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60096072A Expired - Lifetime JPH06105289B2 (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Direction estimation device |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JPH06105289B2 (en) |
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1985
- 1985-05-08 JP JP60096072A patent/JPH06105289B2/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06105289B2 (en) | 1994-12-21 |
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