JPS61254870A - 方向推定装置 - Google Patents
方向推定装置Info
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- JPS61254870A JPS61254870A JP9607285A JP9607285A JPS61254870A JP S61254870 A JPS61254870 A JP S61254870A JP 9607285 A JP9607285 A JP 9607285A JP 9607285 A JP9607285 A JP 9607285A JP S61254870 A JPS61254870 A JP S61254870A
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- array
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- beam former
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/80—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- G01S3/82—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves with means for adjusting phase or compensating for time-lag errors
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
この発明は、アレイと該アレイ出力信号に対するビーム
・フォーマを用いて信号源又は反射源の方向推定におけ
る方向推定誤差の補正方式に関する。
・フォーマを用いて信号源又は反射源の方向推定におけ
る方向推定誤差の補正方式に関する。
(従来の技術)
ンーナーや音響測位及びレーダでは、空間的に配列され
た複数の受波器素子(以下、アレイ素子という)からな
るアレイと時間遅延補償と加算からなるいわゆる遅延−
加算(delay−sum )方式のビーム・フォーマ
と空間上の方向領域における該ビーム・フォーマ出力の
最大点を求めるための最大点検出手段とを用いる信号源
又は反射ヰ方向の推定方法が・ンツシブソーナーや音響
測位(信号源方向の推定)及びアクティブンーナーやレ
ーダ(反射体方向の推定)に広く利用されている。
た複数の受波器素子(以下、アレイ素子という)からな
るアレイと時間遅延補償と加算からなるいわゆる遅延−
加算(delay−sum )方式のビーム・フォーマ
と空間上の方向領域における該ビーム・フォーマ出力の
最大点を求めるための最大点検出手段とを用いる信号源
又は反射ヰ方向の推定方法が・ンツシブソーナーや音響
測位(信号源方向の推定)及びアクティブンーナーやレ
ーダ(反射体方向の推定)に広く利用されている。
このような方向推定装置においては、方向はアレイ各素
子の出力信号がもつ時間差情報に基づいて推定され、ま
た該時間差情報はアレイ各素子の位置と該アレイを基準
とした信号源又は反射源の方位とによって決まるので、
アレイ各素子の位置に定格値に対する差異すなわち素子
位置誤差が存在する場合には、該時間差情報にも誤差を
生じ、従って方向の推定に誤差を生ずることになる。
子の出力信号がもつ時間差情報に基づいて推定され、ま
た該時間差情報はアレイ各素子の位置と該アレイを基準
とした信号源又は反射源の方位とによって決まるので、
アレイ各素子の位置に定格値に対する差異すなわち素子
位置誤差が存在する場合には、該時間差情報にも誤差を
生じ、従って方向の推定に誤差を生ずることになる。
このため、このような推定誤差が推定系にとって無視で
きない場合には、該推定誤差の補正手段が必要となる。
きない場合には、該推定誤差の補正手段が必要となる。
従来、このような補正方法には、各アレイ素子の位置誤
差によって生ずる各周波数fの成分の位相誤差を直接取
り除く位相誤差の補正器を各素子チャネル毎に付加する
方式が用いられてきた。
差によって生ずる各周波数fの成分の位相誤差を直接取
り除く位相誤差の補正器を各素子チャネル毎に付加する
方式が用いられてきた。
以下、この発明の対象となる方向推定装置を第7図ない
し第10図を参照して説明し、次に上記推定誤差の補正
手段を具備する方向推定装置を第11図を参照して説明
する。
し第10図を参照して説明し、次に上記推定誤差の補正
手段を具備する方向推定装置を第11図を参照して説明
する。
第7図は、ビーム・フォーマと最大点検出器を用いる信
号源方向推定装置の例である。なお、方向を推定する対
象が信号源の場合と反射体の場合との差は、アレイに入
力される信号波形が未知であるか既知であるかの違いだ
けであり、この発明の内容に関しては基本的な差はない
から、以下信号源に対する方向推定装置のみを説明の対
象とする。
号源方向推定装置の例である。なお、方向を推定する対
象が信号源の場合と反射体の場合との差は、アレイに入
力される信号波形が未知であるか既知であるかの違いだ
けであり、この発明の内容に関しては基本的な差はない
から、以下信号源に対する方向推定装置のみを説明の対
象とする。
第7図において、’l+12+・・・+ LMは各々ア
レイ素子、21+ 22+・・・+ 2Mは各々増幅器
、3 L +3□、・・・、3Mは各々帯域制限フィル
タ、4はビーム・フォーマ、5は2乗器、6は平滑器、
7は最大点検出器、8は角度変換器、9は方向推定値の
出力端子、又X 1 (t) + X 2 (j) +
”’ + xM(t)はアレイ素子11+12+・・
・+ LMの入力信号、y t (t) + y z
(t) +・・・。
レイ素子、21+ 22+・・・+ 2Mは各々増幅器
、3 L +3□、・・・、3Mは各々帯域制限フィル
タ、4はビーム・フォーマ、5は2乗器、6は平滑器、
7は最大点検出器、8は角度変換器、9は方向推定値の
出力端子、又X 1 (t) + X 2 (j) +
”’ + xM(t)はアレイ素子11+12+・・
・+ LMの入力信号、y t (t) + y z
(t) +・・・。
yM(t) は帯域制限フィルタ3t+32.・・・
、 3Mの出力信号、i(α)はビーム・フォーマ4の
出力で、ビーム主軸の方向の方向余弦がαのときの出力
信号、t(α)は前記2乗器5の出力信号でt(α)=
!(α)、L(α)は平滑器6の出力で前記t(α)の
期待値、αは最大点検出器7の出力でL(α)が最大値
をとるα値、tは角度変換器8の出力で前記方向余弦a
に対応した方向であシ、前記信号源方向の推定値である
。
、 3Mの出力信号、i(α)はビーム・フォーマ4の
出力で、ビーム主軸の方向の方向余弦がαのときの出力
信号、t(α)は前記2乗器5の出力信号でt(α)=
!(α)、L(α)は平滑器6の出力で前記t(α)の
期待値、αは最大点検出器7の出力でL(α)が最大値
をとるα値、tは角度変換器8の出力で前記方向余弦a
に対応した方向であシ、前記信号源方向の推定値である
。
第7図において、アレイ素子11,1□、・・・+ L
Mの入力信号X 1 (t) r X 2 (j) r
”’ + XM(j)は素子により電気信号へ変換さ
れ、増幅器21 + 221・・・12Mで適正なレベ
ルまで増幅、帯域制限フィルタ31+32+・、・・+
3Mで適正な周波数帯域内に帯域制限されて、信号y
t(t)、yz(t)、・・・、 yia(t)として
ビーム・フォーマ4に入力される。ビーム・フォーマ4
は該入力信号y 1(t) 、 y z (tl s
−s YM(tlに対して時間遅延補償Po1α/C2
PO2α/ Cr ”’ t pOMα/Cと重みbl
、b2@・・・rbMを付加することにより ((α)=Σbi yi (t+Poiα/C)
(1)i=1 を算出し、α方向のビーム出力ζ(α)として出力する
。ここで、Po4:i=1.2.・・・2Mは前記第1
番目素子1iの定格位置ベクトル、Cは信号の伝搬速度
を表わし、添字Tはベクトルの転置を表わす。ビーム・
フォーマ4の出力!(α)は2乗器5で2乗されてt(
α)=ζ(α)が出力され、該出力L(α)は平滑器6
で平均化操作を施されてt(α)の期待値しくα)が最
大点検出器7に入力される。
Mの入力信号X 1 (t) r X 2 (j) r
”’ + XM(j)は素子により電気信号へ変換さ
れ、増幅器21 + 221・・・12Mで適正なレベ
ルまで増幅、帯域制限フィルタ31+32+・、・・+
3Mで適正な周波数帯域内に帯域制限されて、信号y
t(t)、yz(t)、・・・、 yia(t)として
ビーム・フォーマ4に入力される。ビーム・フォーマ4
は該入力信号y 1(t) 、 y z (tl s
−s YM(tlに対して時間遅延補償Po1α/C2
PO2α/ Cr ”’ t pOMα/Cと重みbl
、b2@・・・rbMを付加することにより ((α)=Σbi yi (t+Poiα/C)
(1)i=1 を算出し、α方向のビーム出力ζ(α)として出力する
。ここで、Po4:i=1.2.・・・2Mは前記第1
番目素子1iの定格位置ベクトル、Cは信号の伝搬速度
を表わし、添字Tはベクトルの転置を表わす。ビーム・
フォーマ4の出力!(α)は2乗器5で2乗されてt(
α)=ζ(α)が出力され、該出力L(α)は平滑器6
で平均化操作を施されてt(α)の期待値しくα)が最
大点検出器7に入力される。
平滑器6には通常積分器が用いられる。
最大点検出器7は前記L(α)が最大となる方向余弦α
の値αを検出し、該αを信号源方向の方向余弦推定値と
して出力する。変換器8は該αを方向余弦角7に変換す
る変換器であシ、aから変換された該7を信号源方向の
推定値として出力端子9に出力する。
の値αを検出し、該αを信号源方向の方向余弦推定値と
して出力する。変換器8は該αを方向余弦角7に変換す
る変換器であシ、aから変換された該7を信号源方向の
推定値として出力端子9に出力する。
第8図には、前記素子定格位置ベクトルPot、方向余
弦α、方向θの説明のための図である。第8図ではアレ
イが平面アレイの場合を示しており、10はアレイ素子
11,12.、゛・・+ LMが配列された平面アレイ
、x、y、zはX、Y軸を平面アレイ10の面上に置く
直角座標、θ8.θア、θ2はビーム。フォーマ4によ
り形成されるビームの主軸方向を示す角度で各々x、y
、z軸に関する方向余弦角、θXOl θア。、θ、0
は信号源方向を示す角度で前記θ工、θア、θ2と同様
各々x、y、z軸に関する方向余弦角、又P。iは第i
番目素子の定格位置ベクトルであ!l 、Poi 、α
、θは一般に次のように与えられる3次元ベクトルであ
る。
弦α、方向θの説明のための図である。第8図ではアレ
イが平面アレイの場合を示しており、10はアレイ素子
11,12.、゛・・+ LMが配列された平面アレイ
、x、y、zはX、Y軸を平面アレイ10の面上に置く
直角座標、θ8.θア、θ2はビーム。フォーマ4によ
り形成されるビームの主軸方向を示す角度で各々x、y
、z軸に関する方向余弦角、θXOl θア。、θ、0
は信号源方向を示す角度で前記θ工、θア、θ2と同様
各々x、y、z軸に関する方向余弦角、又P。iは第i
番目素子の定格位置ベクトルであ!l 、Poi 、α
、θは一般に次のように与えられる3次元ベクトルであ
る。
Poi =[xoi+yol+O] : i=1.2
.−°M(2)α =〔部θ工、。θア、。θ2〕 θ =〔θ工、θア、θZ)” (4
)ただし、方向余弦に関しては部2θX + al15
2θア+alIg2θ2=1の関係が成シ立つので、第
8図における■θ2は、回θアと■θ工から μsθ2=1−cag2θニーcos2θy(5)で求
められる。従って第8図のような平面アレイでは゛基本
的には。θ工、。θアのみを求めればよい。
.−°M(2)α =〔部θ工、。θア、。θ2〕 θ =〔θ工、θア、θZ)” (4
)ただし、方向余弦に関しては部2θX + al15
2θア+alIg2θ2=1の関係が成シ立つので、第
8図における■θ2は、回θアと■θ工から μsθ2=1−cag2θニーcos2θy(5)で求
められる。従って第8図のような平面アレイでは゛基本
的には。θ工、。θアのみを求めればよい。
第7図に示すような信号源方向推定装置において、ビー
ム・フォーマ4の出力ζ(α)の2乗値t(α)の期待
値をとる平滑器6の出力L(α)を最大とするαから、
信号源の方向余弦の真値α。=〔。θ工。、c、θア。
ム・フォーマ4の出力ζ(α)の2乗値t(α)の期待
値をとる平滑器6の出力L(α)を最大とするαから、
信号源の方向余弦の真値α。=〔。θ工。、c、θア。
Ia’sθ2゜〕1の推定値a ” (CogBz +
。も、。
。も、。
へ丁
■θ2〕 を求め、該αから前記角度変換器8により信
号源方向の推定値71 x (夫、 yy、 ’1.)
”を求めるものである。
号源方向の推定値71 x (夫、 yy、 ’1.)
”を求めるものである。
第8図では平面アレイの場合を示したが、X軸上に配列
された直線アレイの場合はP。i =XOi : i−
1,2,・・・2M、α=■θ8,0=θ工とき、又3
次元、アレイの場合はPOi =(xOi + 3’O
i r ZOi ) * 1=1.2.・・・1M、
とし、αとθを各々前記式(3)と(4)で与えれば基
本的に平面アレイと同じに扱えるので、以下では第8図
に示す平面アレイの場合のみについて説明する。また、
アレイと信号源間の耐難はアレイの幅(開口)と比較し
て充分に長く、座標系x、y、zの原点における信号x
、(t)とすると、第i番目素子の入力信号xi(t)
はxi(t)=x□(t−Piαo/C)、すなわち時
間遅延P、α。/Cを受けると仮定できるものとする。
された直線アレイの場合はP。i =XOi : i−
1,2,・・・2M、α=■θ8,0=θ工とき、又3
次元、アレイの場合はPOi =(xOi + 3’O
i r ZOi ) * 1=1.2.・・・1M、
とし、αとθを各々前記式(3)と(4)で与えれば基
本的に平面アレイと同じに扱えるので、以下では第8図
に示す平面アレイの場合のみについて説明する。また、
アレイと信号源間の耐難はアレイの幅(開口)と比較し
て充分に長く、座標系x、y、zの原点における信号x
、(t)とすると、第i番目素子の入力信号xi(t)
はxi(t)=x□(t−Piαo/C)、すなわち時
間遅延P、α。/Cを受けると仮定できるものとする。
第9図はビーム・フォーマ4の詳細な説明図である。第
9図において111,11□、・・・、11Mはビーム
・フォーマ4の入力端子、121 r 122+・・・
。
9図において111,11□、・・・、11Mはビーム
・フォーマ4の入力端子、121 r 122+・・・
。
12Mは時間遅延補償器、131 + 13 z +・
・・、13Mは重み付加器、14は加算器、15はビー
ム・フォーマ4の出力端子である。
・・、13Mは重み付加器、14は加算器、15はビー
ム・フォーマ4の出力端子である。
入力信号y t (tL y 2 (tL・・・I y
M(t)は時間遅延補償器121,12□、・・・、1
2Mにおいて、ビーム主軸方向θの方向余弦αに対応し
た遅延時間補償P。iQ/C: 1 =1 t 2 r
・・・2M、を受ゆた後、重み付加器131,132.
・・・、13Mで重み係数bl+b2.・・・。
M(t)は時間遅延補償器121,12□、・・・、1
2Mにおいて、ビーム主軸方向θの方向余弦αに対応し
た遅延時間補償P。iQ/C: 1 =1 t 2 r
・・・2M、を受ゆた後、重み付加器131,132.
・・・、13Mで重み係数bl+b2.・・・。
bMを掛けられ、加算器14で当該信号の総和!(α)
=Σt)i)’i (t+Poi”α/C)i=1 =、Σbtyt(t+Pot (α−α。)/C)
(6)l=1 が算出され、ビーム・フォーマ4の出力ζ(α)として
出力される。
=Σt)i)’i (t+Poi”α/C)i=1 =、Σbtyt(t+Pot (α−α。)/C)
(6)l=1 が算出され、ビーム・フォーマ4の出力ζ(α)として
出力される。
第10図は、平滑器6の出力しくα)、最大点検出器7
で求められる信号源方向の方向余弦推定値α、及び信号
源方向の方向余弦の真値α。の説明図であり、図の横軸
は方向余弦α、縦軸は平滑器出力L(α)を示す。各α
に対して求められるしくα)。
で求められる信号源方向の方向余弦推定値α、及び信号
源方向の方向余弦の真値α。の説明図であり、図の横軸
は方向余弦α、縦軸は平滑器出力L(α)を示す。各α
に対して求められるしくα)。
に対して、最大点検出器7はL(α)が最大となるα値
αを求める。すなわち、最大点検出器7の機能は平滑器
出力しくα)のαに関する微分値aL(ψ/aαがOと
なるα値を求めていることと等価である。
αを求める。すなわち、最大点検出器7の機能は平滑器
出力しくα)のαに関する微分値aL(ψ/aαがOと
なるα値を求めていることと等価である。
なお、ビーム・フォーマ4.2乗器5、及び平滑器6で
求められる出力L(α)は一般にαの連続値に対しては
求められず、補間定理の成シ立つ間隔の離散値α1.α
2.・・・、αNに対してのみ求められる。しかし、こ
のような場合r)も補間操作により、αl、α2.・・
・、αNにおけるしくα1) 、L(α2)、・・・。
求められる出力L(α)は一般にαの連続値に対しては
求められず、補間定理の成シ立つ間隔の離散値α1.α
2.・・・、αNに対してのみ求められる。しかし、こ
のような場合r)も補間操作により、αl、α2.・・
・、αNにおけるしくα1) 、L(α2)、・・・。
L(αN)からαの連続値におけるL(α)を算出する
ことができるので、以下平滑器6の出力としてはαの連
続値におけるL(α)のみ゛を説明の対象とする。
ことができるので、以下平滑器6の出力としてはαの連
続値におけるL(α)のみ゛を説明の対象とする。
さて、信号y1(t) 、yz(t) +・・・、 y
M(t)に雑音がなく、また入力信号x r (t)
+ x z(t) + −+ xM(t)に対するアレ
イ素子11+12+・・・+ LM及び付加される電子
回路素子2□、22.・・・+2Mや3!、3□+ ”
’ + 3M等の応答特性に各チャネル毎の差異がなく
、かつアレイ素子11,1□、・・・+ IMの各位置
座標に位置誤差がなければ、式(1)から、#(α)の
2乗値の期待値しくα)=<12(α) > = <
1<α)〉はα=α。で最大値をとり、従って第7図の
推定値aはα。と一致し、よって7はθ。に一致する。
M(t)に雑音がなく、また入力信号x r (t)
+ x z(t) + −+ xM(t)に対するアレ
イ素子11+12+・・・+ LM及び付加される電子
回路素子2□、22.・・・+2Mや3!、3□+ ”
’ + 3M等の応答特性に各チャネル毎の差異がなく
、かつアレイ素子11,1□、・・・+ IMの各位置
座標に位置誤差がなければ、式(1)から、#(α)の
2乗値の期待値しくα)=<12(α) > = <
1<α)〉はα=α。で最大値をとり、従って第7図の
推定値aはα。と一致し、よって7はθ。に一致する。
ただし、く・〉は期待値をとる操作を表わす。しかし、
y t (t) 、 y z(t)。
y t (t) 、 y z(t)。
・・・、yx(t)の間に時間遅延の差異Δτl、Δτ
2.・・・。
2.・・・。
31Mが存在する場合には、前記式(2)で与えられる
t(α)の2乗値の期待値しくα)は一般にα=α。で
最大点をとらず、前記第7囚の推定値aには誤差Δαが
含まれることになり、従って方向推定値tにも誤差が生
ずることになる。一方、第8図のアレイ素子11+ 1
2t・・・r LMの実際の位置ベクトルをPl +
PZ +・・・+PMで表わし、該pi : 1=11
2 p・・・9M、には前記定格位置ベクトルP。i:
1=L2、・・・2Mに対する位置誤差 ΔP・=Pi−Poi T 。
t(α)の2乗値の期待値しくα)は一般にα=α。で
最大点をとらず、前記第7囚の推定値aには誤差Δαが
含まれることになり、従って方向推定値tにも誤差が生
ずることになる。一方、第8図のアレイ素子11+ 1
2t・・・r LMの実際の位置ベクトルをPl +
PZ +・・・+PMで表わし、該pi : 1=11
2 p・・・9M、には前記定格位置ベクトルP。i:
1=L2、・・・2Mに対する位置誤差 ΔP・=Pi−Poi T 。
=(ΔXi 、ΔYitΔZi ) : 1=1
+ 2 +”’+ ’ (7)が存在する場合には
、各信号y+(t)、 yz(t) +・・・。
+ 2 +”’+ ’ (7)が存在する場合には
、各信号y+(t)、 yz(t) +・・・。
yii(t)に遅延時間の差異
Δτi=ΔPiα。 : i +=a 1.2 、・
・・、 M (8)が生じたと考えた場合に
等価である。ただし、該時間遅延の差異は信号源方向の
方向余弦α。の関数であシ、α。によシ変化するから、
通常の固定的な時間遅延の差異とは異なる。
・・、 M (8)が生じたと考えた場合に
等価である。ただし、該時間遅延の差異は信号源方向の
方向余弦α。の関数であシ、α。によシ変化するから、
通常の固定的な時間遅延の差異とは異なる。
よって、第8図のアレイ素子11,1□、・・・、 L
Mの各実際の位置ベクトルP 1 * P 2 *・・
・、PMに、前記定格誤差P。1 r PO2+・・・
、POMに対する位置誤差ΔP1rΔP2.・・・、Δ
P、が存在する場合、前記信号yt(t)、yz(tL
・・・、 yv(t)に式(8)で与えられる時間遅延
の差異Δτl、Δτ2.・・・、31Mが存在する場合
と等価な方向推定誤差を生ずることになる。
Mの各実際の位置ベクトルP 1 * P 2 *・・
・、PMに、前記定格誤差P。1 r PO2+・・・
、POMに対する位置誤差ΔP1rΔP2.・・・、Δ
P、が存在する場合、前記信号yt(t)、yz(tL
・・・、 yv(t)に式(8)で与えられる時間遅延
の差異Δτl、Δτ2.・・・、31Mが存在する場合
と等価な方向推定誤差を生ずることになる。
従来、アレイ素子や増幅器及び帯域制限フィルタ等で生
ずる時間遅延の差異による生ずる方向推定誤差を取り除
く方法としては、第11図に示すような方法がとられて
きた。第11図において161+162+・・・、16
Mは時間遅延差異補正器である。時間遅延差異補正器1
61.16□、・・・、16Mは前記信号yt(t)、
yz(t)、・・・、 yM(t)の時間遅延の差異
Δτl、Δτ2.・・・、31Mを取シ除く補正器であ
り、該補正後の信号z 1 (t) 、 Z 2 (t
) 、−、zH(t)をビーム・フォーマ4に出力する
。
ずる時間遅延の差異による生ずる方向推定誤差を取り除
く方法としては、第11図に示すような方法がとられて
きた。第11図において161+162+・・・、16
Mは時間遅延差異補正器である。時間遅延差異補正器1
61.16□、・・・、16Mは前記信号yt(t)、
yz(t)、・・・、 yM(t)の時間遅延の差異
Δτl、Δτ2.・・・、31Mを取シ除く補正器であ
り、該補正後の信号z 1 (t) 、 Z 2 (t
) 、−、zH(t)をビーム・フォーマ4に出力する
。
なお、第11図では時間遅延差異補正器の個数をチャネ
ル数に同じM個としたが、差異のみが問題となるので一
般にはM−1個で充分である。
ル数に同じM個としたが、差異のみが問題となるので一
般にはM−1個で充分である。
(発明が解決しようとする問題点)
しかしながら、等測的に前記式(8)で与えられるよう
な時間遅延の差異により生ずる信号源方向の方向推定誤
差を取り除く方法に、第11図に示すような時間遅延差
異補正器161+16zt・・・、16Mを用いる従来
方式は次のような欠点を有する。
な時間遅延の差異により生ずる信号源方向の方向推定誤
差を取り除く方法に、第11図に示すような時間遅延差
異補正器161+16zt・・・、16Mを用いる従来
方式は次のような欠点を有する。
■ アレイの素子数M(実際はM−1)に等しい数だけ
の時間遅延差異補正器151,162+・・・。
の時間遅延差異補正器151,162+・・・。
16Mを必要とするので装置が複雑化するとともに・・
−ドウエア規模も大きくなる。
−ドウエア規模も大きくなる。
■ 従来の時間遅延差異補正器では、信号y、(t)。
yz(t)、・・・t yM(t)の時間遅延の差異Δ
τ1.Δτ2.・・・。
τ1.Δτ2.・・・。
31Mが信号源の方向α。に無関係に一定であるという
仮定をおいておシ、Δτ1.Δτ2 r ”’ +Δτ
いが前記式(8)で与えられるように、方向α。ととも
に変化するような場合にはたとえアレイ素子の位置誤差
ΔP1.ΔP2.・・・、ΔP、が予め与えられた場合
でも有効な補正を行うことは困難である。
仮定をおいておシ、Δτ1.Δτ2 r ”’ +Δτ
いが前記式(8)で与えられるように、方向α。ととも
に変化するような場合にはたとえアレイ素子の位置誤差
ΔP1.ΔP2.・・・、ΔP、が予め与えられた場合
でも有効な補正を行うことは困難である。
■ アレイの経年変化や素子の交換等によって、アレイ
素子の位置誤差ΔPl、ΔP 2 +・・・、32Mに
変化を生じた場合には、そのつど変化した数だけの時間
遅延差異補正器の補正値を再設定しなければならない。
素子の位置誤差ΔPl、ΔP 2 +・・・、32Mに
変化を生じた場合には、そのつど変化した数だけの時間
遅延差異補正器の補正値を再設定しなければならない。
従って、この発明の目的は、従来の時間遅延差異補正器
によっては実現が困難であったアレイ素子の位置誤差に
よって生ずる信号源方向の推定誤差の補正を容易に実現
するところにあり、かつ信号源が広帯域信号源であって
も適用できる補正方式を得るところにおる。
によっては実現が困難であったアレイ素子の位置誤差に
よって生ずる信号源方向の推定誤差の補正を容易に実現
するところにあり、かつ信号源が広帯域信号源であって
も適用できる補正方式を得るところにおる。
(問題点を解決するための手段)
この発明は、空間上に配列された複数の受波器素子から
なるアレイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を
遅延させて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマ
と、該ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方
向余弦を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出
手段で求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源
又は反射源の方向を推定する方向推定装置を対象とする
・この発明は、上記方向推定装置において、前記アレイ
の受波器素子の定格値に対する位置の誤差によって生ず
る前記信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記受波器
素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前記ビ
ーム・フォーマの重み係数と前記信号源又は反射源の近
傍方向のビーム出力の・ぞワースベクトルの推定値とか
ら求め、算出された推定誤差を前記最大点検出手段の出
力から差し引くことにある。
なるアレイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を
遅延させて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマ
と、該ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方
向余弦を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出
手段で求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源
又は反射源の方向を推定する方向推定装置を対象とする
・この発明は、上記方向推定装置において、前記アレイ
の受波器素子の定格値に対する位置の誤差によって生ず
る前記信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記受波器
素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前記ビ
ーム・フォーマの重み係数と前記信号源又は反射源の近
傍方向のビーム出力の・ぞワースベクトルの推定値とか
ら求め、算出された推定誤差を前記最大点検出手段の出
力から差し引くことにある。
(作用)
アレイの各受波器素子の定格値に対する位置の誤差によ
って生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差は、上記4
つのパラメータによって得ることができる。従って、こ
の発明によれば、この推定誤差を最大点検出手段の出力
から差し引くことによシ、受波器素子の位置の誤差によ
って生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除く
ことができる。
って生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差は、上記4
つのパラメータによって得ることができる。従って、こ
の発明によれば、この推定誤差を最大点検出手段の出力
から差し引くことによシ、受波器素子の位置の誤差によ
って生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除く
ことができる。
(実施例)
はじめに、この発明の原理について説明する。
この発明は、アレイ素子の位置誤差ΔPl+ΔP2 +
6.・、28Mと、アレイ素子の定格位置ベクトルP。
6.・、28Mと、アレイ素子の定格位置ベクトルP。
1゜Po2 、・・・IPOM、ビーム・フォーマの重
ミ係数bl) b2+・・・+bM、及び信号源近傍方
向のビーム出力の・セワースペクトルの推定値から、信
号源方向余弦の推定誤差Δαを算出し、該推定誤差の算
出値Δαを時間遅延差異補正器等を用いない第7図に示
すような従来方式で求めた推定値αから差し引くことに
よって真の推定値室を求め、アレイ素子の位置誤差ΔP
1 rΔP2.・・・、28Mによって生ずる信号源
方向の推定誤差を取り除くものである。
ミ係数bl) b2+・・・+bM、及び信号源近傍方
向のビーム出力の・セワースペクトルの推定値から、信
号源方向余弦の推定誤差Δαを算出し、該推定誤差の算
出値Δαを時間遅延差異補正器等を用いない第7図に示
すような従来方式で求めた推定値αから差し引くことに
よって真の推定値室を求め、アレイ素子の位置誤差ΔP
1 rΔP2.・・・、28Mによって生ずる信号源
方向の推定誤差を取り除くものである。
この発明は、次の関係に基づいて導かれるものである。
■ 第7図のビーム・フォーマ4への入力信号として中
心周波数fkの狭帯域信号が入力されたとし、fkにお
ける該信号間の位相応答差異をΔφ1(k)。
心周波数fkの狭帯域信号が入力されたとし、fkにお
ける該信号間の位相応答差異をΔφ1(k)。
Δφ2 (k) 、・・・、ΔφM(k)とすると、前
記第7図の平滑器6の出力しk(α)のαに関する微分
は、ラジアン単位で表わした前記位相差異が充分に小さ
く、1Δφt(k)l<< 1 ; t = 1.2
、・・・9M、のときαがα0の近傍において近似的に
次式で与えられる。
記第7図の平滑器6の出力しk(α)のαに関する微分
は、ラジアン単位で表わした前記位相差異が充分に小さ
く、1Δφt(k)l<< 1 ; t = 1.2
、・・・9M、のときαがα0の近傍において近似的に
次式で与えられる。
ここで、αがm次元ベクトルのとき、Hはmzm次行列
、Poはm次元ベクトルであシ各々、で与えられ、アレ
イ素子の位置ベクトルPt(幾可的形状)とビーム・フ
ォーマの重み係数biのみで決まる定数である。またL
kはα=α。の近傍におけるLk(α)を表わし、ωに
=2πfkを表わす。
、Poはm次元ベクトルであシ各々、で与えられ、アレ
イ素子の位置ベクトルPt(幾可的形状)とビーム・フ
ォーマの重み係数biのみで決まる定数である。またL
kはα=α。の近傍におけるLk(α)を表わし、ωに
=2πfkを表わす。
尚、上記(9)〜α力の各式は公知であって、例えば次
の文献に記載がある二五十嵐正夫、位相誤差による5S
BL音響測音響側定誤差、電子通信学会、S硫82−1
5、PPI −PP8.1982゜■ 信号y1ft)
、 yz(t)、・・・、yM(t)の帯域幅をWとし
、Wを適当な間隔Δfで分割することにより得られる周
波数をft + f21・・・wfxとすると、前記式
(8)の時間遅延の差異Δτiによって生ずる周波数f
iにおける位相差異への換算値Δφt()c)は次式で
与えられる。
の文献に記載がある二五十嵐正夫、位相誤差による5S
BL音響測音響側定誤差、電子通信学会、S硫82−1
5、PPI −PP8.1982゜■ 信号y1ft)
、 yz(t)、・・・、yM(t)の帯域幅をWとし
、Wを適当な間隔Δfで分割することにより得られる周
波数をft + f21・・・wfxとすると、前記式
(8)の時間遅延の差異Δτiによって生ずる周波数f
iにおける位相差異への換算値Δφt()c)は次式で
与えられる。
Δφ1(k)=ωk・Δτi
=ωにΔpiα。/C:i=1+2+・・・9M
(ロ)ただし、アレイ素子の位置誤差による時間遅延の
差異Δτj ; I ” ’ + 2+・・・2Mは充
分に小さく、1ωK・Δτi l << 1 : i=
’ + 2+・・・9M、が成り立つとする。
(ロ)ただし、アレイ素子の位置誤差による時間遅延の
差異Δτj ; I ” ’ + 2+・・・2Mは充
分に小さく、1ωK・Δτi l << 1 : i=
’ + 2+・・・9M、が成り立つとする。
■ 信号yt(t)* yz(t)、・・・、 ysd
t)を前記周波数f t t f z +・・・、fx
を中心周波数とする狭帯域成分に分割し、該各成分の前
記第7図における平滑器6の出力を各々Lr(k)、
Lz(k)、・・・、LM(k) : k= 1゜2、
・・・、K、とすると信号yt(tL yz(tL・・
・、 yM(t)の全帯域にわたる出力しくα)は近似
的に次式で与えられる。
t)を前記周波数f t t f z +・・・、fx
を中心周波数とする狭帯域成分に分割し、該各成分の前
記第7図における平滑器6の出力を各々Lr(k)、
Lz(k)、・・・、LM(k) : k= 1゜2、
・・・、K、とすると信号yt(tL yz(tL・・
・、 yM(t)の全帯域にわたる出力しくα)は近似
的に次式で与えられる。
L(α)夕A、ULk(α) ;Aは定数
(6)k=1 通常前記周波数ft + f z +・・・+fxにお
ける狭帯域成分は信号yt(t)、 yz(t)、・・
・+ yM(t)のディジタルフーリエ変換によって求
められ、該変換に用いる信号yt(t)、yz(t)、
・・・、 yM(t)の時間長をτとすると前記間隔Δ
fはΔf = 1/2τに選ばれる。
(6)k=1 通常前記周波数ft + f z +・・・+fxにお
ける狭帯域成分は信号yt(t)、 yz(t)、・・
・+ yM(t)のディジタルフーリエ変換によって求
められ、該変換に用いる信号yt(t)、yz(t)、
・・・、 yM(t)の時間長をτとすると前記間隔Δ
fはΔf = 1/2τに選ばれる。
■ 前記式(至)から、平滑器6の出力しくα)のαに
関する微分は次式で与えられる。
関する微分は次式で与えられる。
■ 前記第10図に示すように、信号源方向の方向余弦
の推定値αは、L(α)を最大とするα値であるから、
αは次式を満すα値として与えられる。
の推定値αは、L(α)を最大とするα値であるから、
αは次式を満すα値として与えられる。
■ 前記式(9)、(6)及びα→から、aL(α)/
aαとして次式が得られる。
aαとして次式が得られる。
■ 前記式(至)、αQから推定値aは次式で与えられ
る。
る。
α=α。
■ 前記式αのから、推定値aの誤差Δα=a−(!。
は次式で与えられる。
すなわち、本発明は時間遅延差異補正器16!。
162、・・・、16Mを用いない、前記第7図に示す
ような信号源方向の推定方式における方向余弦推定誤差
が前記式α樟で与えられること、すなわち該誤差Δαは
アレイ素子の位置誤差ΔP1+ΔP2t・・・、38M
が予め与えられていれば、アレイの幾可的形状PI +
Pil +・・・、 PM トビーム・フォーマ4の
重ミ係数bl r bz +”’+ bM (前記H,
Pcも該P、とbiのみから前記式αO2αカで決まる
)、信号源方向α。。
ような信号源方向の推定方式における方向余弦推定誤差
が前記式α樟で与えられること、すなわち該誤差Δαは
アレイ素子の位置誤差ΔP1+ΔP2t・・・、38M
が予め与えられていれば、アレイの幾可的形状PI +
Pil +・・・、 PM トビーム・フォーマ4の
重ミ係数bl r bz +”’+ bM (前記H,
Pcも該P、とbiのみから前記式αO2αカで決まる
)、信号源方向α。。
及びビーム・フォーマ4のα。の近傍における出力ζ(
α)の・切−スペクトル、すなわちf t + fz
+・・・、fKにおける前記”1 + Lit +・・
・、LKとから解析的に算出できることに基づくもので
ある。
α)の・切−スペクトル、すなわちf t + fz
+・・・、fKにおける前記”1 + Lit +・・
・、LKとから解析的に算出できることに基づくもので
ある。
実際には、信号源方向α。は未知であシ、前記式(11
でα。を用いることは出来ない。しかし、式α枠でα。
でα。を用いることは出来ない。しかし、式α枠でα。
をαにおき代えたとしても、その差Δαの与える影響は
2次的であシ充分に小さいので、式α枠においてα。の
代りに、平滑器6の出力しくα)を最大とするaを用い
ても充分である。すなわち、方向余弦の推定誤差Δαは
近似的に次式で与えられる。
2次的であシ充分に小さいので、式α枠においてα。の
代りに、平滑器6の出力しくα)を最大とするaを用い
ても充分である。すなわち、方向余弦の推定誤差Δαは
近似的に次式で与えられる。
次に、第9図に示すビーム・フォーマが均−重みのビー
ム°フォーマでbi=b : i = 1 * 2+・
・・。
ム°フォーマでbi=b : i = 1 * 2+・
・・。
y、である場合を考えると、前記式(至)からΔαは次
式で与えられることになる。
式で与えられることになる。
以上のとおシ、この発明は、位置誤差ΔP1.ΔP2+
・・・、38Mによって生ずる信号源方向推定装置の推
定誤差Δαを、第11図に示すような時間遅延差異補正
器161 + 162 、・・・、16Mを用いること
なく、アレイの幾可的形状とビーム・フォーマの重み係
数、信号源方向のおおまかな推定値、及び信号源近傍の
ビーム・フォーマ出力のパワースペクトルとから予め算
出し、該算出値Δαを、従来の信号源方向推定装置の推
定値αから差し引くことによって、アレイ素子の位置誤
差による推定誤差を取り除くところにある。
・・・、38Mによって生ずる信号源方向推定装置の推
定誤差Δαを、第11図に示すような時間遅延差異補正
器161 + 162 、・・・、16Mを用いること
なく、アレイの幾可的形状とビーム・フォーマの重み係
数、信号源方向のおおまかな推定値、及び信号源近傍の
ビーム・フォーマ出力のパワースペクトルとから予め算
出し、該算出値Δαを、従来の信号源方向推定装置の推
定値αから差し引くことによって、アレイ素子の位置誤
差による推定誤差を取り除くところにある。
以下、この発明を実施例に基づき図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
第1図は、この発明の第1の実施例である。第1図にお
いて、20は加算器、21は方向余弦誤差算出器、22
はパワースペクトルレジスタ、詔は素子座標レジスタ、
24は重み係数レジスタ、25は素子位置誤差レジスタ
、26はアレイ定数レジスタである。尚、第1図中、第
6図に示した構成要素と同一のものには同一の参照番号
を付しである。
いて、20は加算器、21は方向余弦誤差算出器、22
はパワースペクトルレジスタ、詔は素子座標レジスタ、
24は重み係数レジスタ、25は素子位置誤差レジスタ
、26はアレイ定数レジスタである。尚、第1図中、第
6図に示した構成要素と同一のものには同一の参照番号
を付しである。
パワース(クトルレジスタ22は、信号源方向α。の近
傍における前記パワースペクトルL1+L 2゜・・・
、LKを、前記周波数f l* f z +・・・+f
xとともに記憶するレジスタ、素子座標レジスタ23は
前記アレイ素子の位置座標(位置ベクトル) Pl、P
z。
傍における前記パワースペクトルL1+L 2゜・・・
、LKを、前記周波数f l* f z +・・・+f
xとともに記憶するレジスタ、素子座標レジスタ23は
前記アレイ素子の位置座標(位置ベクトル) Pl、P
z。
・・・、PMを記憶するレジスタ、重み係数レジスタ2
4は、ビーム・フォーマ5の重み係数bl+bz。
4は、ビーム・フォーマ5の重み係数bl+bz。
・・・、bMを記憶するレジスタ、素子位置誤差レジス
タ25は前記周波数ft r fz +・・・+fxに
おける前記の各素子位置誤差ΔPieΔP2.・・・、
38Mを記憶するレジスタ、アレイ定数レジスタ26は
前記定数PeとHを記憶するレジスタである。また、方
向余弦誤差算出器21は、レジスタ22.23,24゜
25及び26から与えられる定数及びデータから、前記
式(至)に基づいて方向余弦推定誤差Δαを求める算出
器、加算器21は、前記最大点検出器7の出力から、前
記方向余弦誤差算出21の出力Δαを差し引くための加
算器である。
タ25は前記周波数ft r fz +・・・+fxに
おける前記の各素子位置誤差ΔPieΔP2.・・・、
38Mを記憶するレジスタ、アレイ定数レジスタ26は
前記定数PeとHを記憶するレジスタである。また、方
向余弦誤差算出器21は、レジスタ22.23,24゜
25及び26から与えられる定数及びデータから、前記
式(至)に基づいて方向余弦推定誤差Δαを求める算出
器、加算器21は、前記最大点検出器7の出力から、前
記方向余弦誤差算出21の出力Δαを差し引くための加
算器である。
なお、前記アレイ定数PcとHは、前記式αQとαめで
示されるように、アレイ素子の位置座標PieP2.・
・・、PMとビーム・フォーマ50重み係数1)let
)2t・・・、bMから算出できるから、該アレイ定数
算出器を付加すれば前記アレイ定数レジスタ26は不用
である。
示されるように、アレイ素子の位置座標PieP2.・
・・、PMとビーム・フォーマ50重み係数1)let
)2t・・・、bMから算出できるから、該アレイ定数
算出器を付加すれば前記アレイ定数レジスタ26は不用
である。
この実施、例は、信号源方向α。の近傍におけるパワー
スペクトルL1 # L2 +・・・+ Lxが予め与
えられているような場合、例えばアクティプソーナーや
レーダのように波形の既知な反射体からの信号を受信す
るような場合などに適用できるもので1)、れを信号源
方向の方向余弦誤差算出とし、該宣から信号源方向1を
算出して、該0を信号源方向推定器の出力とするので、
従来用いられてきた、時間遅延差異補正器161 、1
6□、・・・、16Mを用いることなく、前記素子の位
置誤差ΔPlyΔP2.・・・。
スペクトルL1 # L2 +・・・+ Lxが予め与
えられているような場合、例えばアクティプソーナーや
レーダのように波形の既知な反射体からの信号を受信す
るような場合などに適用できるもので1)、れを信号源
方向の方向余弦誤差算出とし、該宣から信号源方向1を
算出して、該0を信号源方向推定器の出力とするので、
従来用いられてきた、時間遅延差異補正器161 、1
6□、・・・、16Mを用いることなく、前記素子の位
置誤差ΔPlyΔP2.・・・。
38Mによシ生ずる信号源方向の推定誤差を取り除くこ
とができる。
とができる。
この結果、ハードウェアが小型かつ単純化されるととも
に、経年変化や交換等によるアレイ素子の位置誤差の変
化に対しては、単にレジスタ25の記憶内容を変更すれ
ばよいので、容易に修正することができる。
に、経年変化や交換等によるアレイ素子の位置誤差の変
化に対しては、単にレジスタ25の記憶内容を変更すれ
ばよいので、容易に修正することができる。
第2図は、本発明の第2の実施例であり、前記第1図に
示す第1の実施例と同様、信号源方向先の近傍における
ノ9ワースベクトルLl a L2 +・・・。
示す第1の実施例と同様、信号源方向先の近傍における
ノ9ワースベクトルLl a L2 +・・・。
LKが予め与えられているとともに、ビーム・フォー7
4の重み係数が全て等しく 、 b i ” b :
1 =’ +2、・・・2M、である場合の実施例であ
る。
4の重み係数が全て等しく 、 b i ” b :
1 =’ +2、・・・2M、である場合の実施例であ
る。
第2の実施例は第1の実施例から重み係数レジスタ24
を取り除き、方向余弦誤差算出器21において方向余弦
推定誤差Δαを前記式翰により算出するようにするもの
である。
を取り除き、方向余弦誤差算出器21において方向余弦
推定誤差Δαを前記式翰により算出するようにするもの
である。
第3図は、この発明の第3の実施例であり、30はノ9
ワースベクトル推定器、31はビーム出力選択器である
。ビーム出力選択器31は、最大点検出器7の出力aに
対応するビーム・フォーマ4の出力k (a)を選択し
て・ぐワースベクトル推定器30に出力し、パワースペ
クトル推定器30は該k (′a>から信号源方向α。
ワースベクトル推定器、31はビーム出力選択器である
。ビーム出力選択器31は、最大点検出器7の出力aに
対応するビーム・フォーマ4の出力k (a)を選択し
て・ぐワースベクトル推定器30に出力し、パワースペ
クトル推定器30は該k (′a>から信号源方向α。
の近傍における・ぐワースベクトルL11 Ij2 r
・・・、 LKを推定し、方向余弦誤差算出器21に出
力する。第4図はパワースペクトル推定器30の第1の
具体例であり、40は前記#(a)が入力される入力端
子、41はフーリエ変換器、421 p 42z #・
・・、42にはエンベローゾ算出器、43t+432s
・・・、43には平滑器、441 。
・・・、 LKを推定し、方向余弦誤差算出器21に出
力する。第4図はパワースペクトル推定器30の第1の
具体例であり、40は前記#(a)が入力される入力端
子、41はフーリエ変換器、421 p 42z #・
・・、42にはエンベローゾ算出器、43t+432s
・・・、43には平滑器、441 。
442、・・・、44には平滑器43B 、43z +
・・・、43Kを出力する出力端子である。フーリエ変
換器411d前記入力g (a)の時系列から前記周波
数ft + f 21・・・rfKにおけるフーリエ変
換値η1(dJ、η2(ψ、・・・。
・・・、43Kを出力する出力端子である。フーリエ変
換器411d前記入力g (a)の時系列から前記周波
数ft + f 21・・・rfKにおけるフーリエ変
換値η1(dJ、η2(ψ、・・・。
ηK(■を算出し、エンベロープ算出器421,42□
。
。
・・・、42には該フーリエ変換値の絶対値の2乗値l
771 (a) l 、l ηz(a)l 、−、l
ηK(鴫1 を算出する。また、平滑器431 r
432 +・・・、43には該絶対値の2乗値を時間積
分等によシ平均化することによって、a方向のビーム・
フォーマ4の出力t(a)のパワース(クトルL’ l
+ IJ2 +・・・+LKを求め、出力端子44、
、44□、・・・、44Kに出力する。
771 (a) l 、l ηz(a)l 、−、l
ηK(鴫1 を算出する。また、平滑器431 r
432 +・・・、43には該絶対値の2乗値を時間積
分等によシ平均化することによって、a方向のビーム・
フォーマ4の出力t(a)のパワース(クトルL’ l
+ IJ2 +・・・+LKを求め、出力端子44、
、44□、・・・、44Kに出力する。
第5図はパワースペクトル推定器30の第2の具体例で
あシ、451+ 452 +・・・、45にはバンドパ
スフィルタ、461 + 46z +・・・、46には
エンペローゾ検波器である。バンドパスフィルタはその
中心周波数を各々f1r fz +・・・+fxとする
フィルタであり、前記入力! (a)を中心周波数f!
+fz+・・・。
あシ、451+ 452 +・・・、45にはバンドパ
スフィルタ、461 + 46z +・・・、46には
エンペローゾ検波器である。バンドパスフィルタはその
中心周波数を各々f1r fz +・・・+fxとする
フィルタであり、前記入力! (a)を中心周波数f!
+fz+・・・。
fKの狭帯域成分に分割し、エンペローゾ検波器46、
.462.・・・、46には該狭帯域成分のエンベロー
プの2乗値を求め、平滑器43t 、43. 、・・・
、43Kに出力する。なお、ノEワース硬りトル推定器
30におけるパワー推定値LI+ L2 +・・・、
LKとしては、前記式α傷の関係から、相対値のみが問
題であるから、前記第4図と第5図におけるパワースペ
クトルの推定においては、各f’t + fz +・・
・+fxにおけるパワースペクトルの相対値が求まれば
充分である。
.462.・・・、46には該狭帯域成分のエンベロー
プの2乗値を求め、平滑器43t 、43. 、・・・
、43Kに出力する。なお、ノEワース硬りトル推定器
30におけるパワー推定値LI+ L2 +・・・、
LKとしては、前記式α傷の関係から、相対値のみが問
題であるから、前記第4図と第5図におけるパワースペ
クトルの推定においては、各f’t + fz +・・
・+fxにおけるパワースペクトルの相対値が求まれば
充分である。
位相応答差異による方向余弦推定誤差が小さい場合には
、最大点検出器7の出力αは、信号源方向α。に充分近
いので、・ぐワースベクトル推定器31に、前記第4図
又は第5図に示すような方法を用い、信号源方向α。の
ビーム・フォーマ4の出力8(α。)のパワースペクト
ルの代りにa方向のビーム・フォーマ5の出力t (a
)のノにワースベクトルを用いても充分である。
、最大点検出器7の出力αは、信号源方向α。に充分近
いので、・ぐワースベクトル推定器31に、前記第4図
又は第5図に示すような方法を用い、信号源方向α。の
ビーム・フォーマ4の出力8(α。)のパワースペクト
ルの代りにa方向のビーム・フォーマ5の出力t (a
)のノにワースベクトルを用いても充分である。
このように、信号源方向α。の近傍におけるパワースペ
クトルL11 L21・・・+LKが推定されて前記方
向余弦誤差算出器21に入力されれば、以下前記第1の
実施例と同じ原理に基づく本発明の実施例となる。
クトルL11 L21・・・+LKが推定されて前記方
向余弦誤差算出器21に入力されれば、以下前記第1の
実施例と同じ原理に基づく本発明の実施例となる。
第6図はこの発明の第4の実施例であり、前記第3図に
示す第3の実施例と同様、信号源方向α。
示す第3の実施例と同様、信号源方向α。
の近傍におけるツヤワース波りトルLl l L21・
・・。
・・。
LKを・ぐワースベクトル推定器30で推定するもので
あるが、ビーム・フォーマ4の重み係数が全て等しく、
bi=b : t = 1 g 2 g・・・9M、で
ある場合の実施例である。第4の実施例は第3の実施例
から重み係数レジスタ24を取り除き、方向余弦誤差算
出器21において方向余弦推定誤差Δαを前記式翰によ
り算出するものである。
あるが、ビーム・フォーマ4の重み係数が全て等しく、
bi=b : t = 1 g 2 g・・・9M、で
ある場合の実施例である。第4の実施例は第3の実施例
から重み係数レジスタ24を取り除き、方向余弦誤差算
出器21において方向余弦推定誤差Δαを前記式翰によ
り算出するものである。
以上、この発明を実施例に基づき説明した。尚、アレイ
としては平面アレイの他、直線アレイや3次元アレイを
用いることができる。
としては平面アレイの他、直線アレイや3次元アレイを
用いることができる。
(発明の効果)
この発明は以上説明したように、アレイ素子の位置誤差
により生ずる広帯域信号源又は反射体方向の推定誤差を
、予め与えられるアレイ素子の位置誤差と、アレイの長
汀学的形状すなわちアレイ素子位置座標と、ビーム・フ
ォーマの重み係数と、信号源のおおよその方向と、信号
源の近傍方向の・にワースベクトルとから解析的な方法
で算出することにより取り除くので、はぼアレイ素子数
Mに比例した数だけ必要としかつ信号源の方向により変
化する時間遅延差異を充分な精度で補正する必要のある
時間遅延差異補正器を必要とせず、装置を大幅に小型化
・単純化できるとともに、アレイ経年変化及び交換等に
伴うアレイ素子の位置誤差の変化に容易に対応できる利
点があり、遅延−加算方式のビーム・フォーマを用いる
ンーナー、音響測位、レーダ等における信号源方向の推
定装置に利用することができる。更に、この発明によれ
ば、推定誤差の補正をソフトウェアで行えるという効果
も得られる。
により生ずる広帯域信号源又は反射体方向の推定誤差を
、予め与えられるアレイ素子の位置誤差と、アレイの長
汀学的形状すなわちアレイ素子位置座標と、ビーム・フ
ォーマの重み係数と、信号源のおおよその方向と、信号
源の近傍方向の・にワースベクトルとから解析的な方法
で算出することにより取り除くので、はぼアレイ素子数
Mに比例した数だけ必要としかつ信号源の方向により変
化する時間遅延差異を充分な精度で補正する必要のある
時間遅延差異補正器を必要とせず、装置を大幅に小型化
・単純化できるとともに、アレイ経年変化及び交換等に
伴うアレイ素子の位置誤差の変化に容易に対応できる利
点があり、遅延−加算方式のビーム・フォーマを用いる
ンーナー、音響測位、レーダ等における信号源方向の推
定装置に利用することができる。更に、この発明によれ
ば、推定誤差の補正をソフトウェアで行えるという効果
も得られる。
第1図はこの発明の第1の実施例を示すブロック図、第
2図はこの発明の第2の実施例を示すブロック図、第3
図はこの発明の第3の実施例を示すブロック因、第4図
及び第5図はそれぞれパワースペクトル推定器の具体例
を示すブロック図、第6図はこの発明の第4の実施例を
示すプロック図、第7図はビーム・フォーマと最大点検
出器を用いる信号源方向推定装置の構成例を示す図、第
8図はアレイが平面アレイのときのアレイ素子位置座標
と信号源方向及びビーム形成方向の長汀的関係を示す図
、第9図は遅延−加算方式のビーム・フォーマを示すブ
ロック図、第10図はビーム・フォーマ出力の2乗値に
対する平滑器出力と信号源方向の方向余弦値及び方向余
弦推定値の関係を示す図、及び第11図は時間遅延差異
補正器を用いた従来の方向推定誤差の補正方向の構成を
示すブロック図である。 11.1゜、・・・+ IM・・・アレイ素子、21,
2□、・・・。 2M・・・増幅器、31,3□、・・・+3M・・・帯
域制限フィルタ、4・・・ビーム・フォーマ、5・・・
2乗器、6・・・平滑器、7・・・最大点検出器、8・
・・角度変換器、9・・・方向推定値出力端子、10・
・・平面アレイ、111゜112、・・・、11M・・
・時間遅延補償器、121,12□。 ・・・、12M・・・重み付加器、14・・・加算器、
161゜162、・・・、16M・・・時間応答差異補
正器、20・・・加算器、21・・・方向余弦誤差算出
器、22・・・パワース4クトルレジスタ、23・・・
素子座標レジスタ、24・・・重み係数レジスタ、25
・・・素子位置誤差レジスタ、26・・・アレイ定数レ
ジスタ、30・・・パワースペクトル推定器、31・・
・ビーム出力選択器、41・・・フーリエ変換器、42
1+ 42z r・・・、42K・・・エンペローノ算
出器、431.43□、・・・、43K・・・平滑器、
451 + 45 z *・・・、45K・・・バンド
パスフィルタ、461.4621・・・、46K・・・
エンペローゾ検波器。
2図はこの発明の第2の実施例を示すブロック図、第3
図はこの発明の第3の実施例を示すブロック因、第4図
及び第5図はそれぞれパワースペクトル推定器の具体例
を示すブロック図、第6図はこの発明の第4の実施例を
示すプロック図、第7図はビーム・フォーマと最大点検
出器を用いる信号源方向推定装置の構成例を示す図、第
8図はアレイが平面アレイのときのアレイ素子位置座標
と信号源方向及びビーム形成方向の長汀的関係を示す図
、第9図は遅延−加算方式のビーム・フォーマを示すブ
ロック図、第10図はビーム・フォーマ出力の2乗値に
対する平滑器出力と信号源方向の方向余弦値及び方向余
弦推定値の関係を示す図、及び第11図は時間遅延差異
補正器を用いた従来の方向推定誤差の補正方向の構成を
示すブロック図である。 11.1゜、・・・+ IM・・・アレイ素子、21,
2□、・・・。 2M・・・増幅器、31,3□、・・・+3M・・・帯
域制限フィルタ、4・・・ビーム・フォーマ、5・・・
2乗器、6・・・平滑器、7・・・最大点検出器、8・
・・角度変換器、9・・・方向推定値出力端子、10・
・・平面アレイ、111゜112、・・・、11M・・
・時間遅延補償器、121,12□。 ・・・、12M・・・重み付加器、14・・・加算器、
161゜162、・・・、16M・・・時間応答差異補
正器、20・・・加算器、21・・・方向余弦誤差算出
器、22・・・パワース4クトルレジスタ、23・・・
素子座標レジスタ、24・・・重み係数レジスタ、25
・・・素子位置誤差レジスタ、26・・・アレイ定数レ
ジスタ、30・・・パワースペクトル推定器、31・・
・ビーム出力選択器、41・・・フーリエ変換器、42
1+ 42z r・・・、42K・・・エンペローノ算
出器、431.43□、・・・、43K・・・平滑器、
451 + 45 z *・・・、45K・・・バンド
パスフィルタ、461.4621・・・、46K・・・
エンペローゾ検波器。
Claims (2)
- (1)空間上に配列された複数の受波器素子からなるア
レイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を遅延さ
せて加算する遅延−加算方式のビーム、フォーマと、該
ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方向余弦
を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出手段で
求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源又は反
射源の方向を推定する方向推定装置において、前記アレ
イの受波器素子の定格値に対する位置の誤差によつて生
ずる前記信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記受波
器素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前記
ビーム・フォーマの重み係数と前記信号源又は反射源の
近傍方向のビーム出力のパワースペクトルの推定値とか
ら求め、算出された推定誤差を前記最大点検出手段の出
力から差し引くことによつて、前記受波器素子の位置の
誤差によつて生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差を
取り除くことを特徴とする方向推定誤差の補正方式。 - (2)前記ビーム・フォーマに重み係数の均一なビーム
・フォーマを用い、前記算出された推定誤差を、前記受
波器素子の位置の誤差と前記受波器素子の位置座標と前
記信号源又は反射源の近傍方向のビーム出力のパワース
ペクトルの推定値とから求めることを特徴とする特許請
求の範囲第1項に記載の方向推定誤差の補正方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60096072A JPH06105289B2 (ja) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | 方向推定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60096072A JPH06105289B2 (ja) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | 方向推定装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61254870A true JPS61254870A (ja) | 1986-11-12 |
JPH06105289B2 JPH06105289B2 (ja) | 1994-12-21 |
Family
ID=14155203
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60096072A Expired - Lifetime JPH06105289B2 (ja) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | 方向推定装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06105289B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0882664A (ja) * | 1994-09-13 | 1996-03-26 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | 信号到来方位推定方法 |
JP2001527317A (ja) * | 1997-12-22 | 2001-12-25 | マルコム ダブリュ ピー ストランドバーグ | 混合されたウェーブフィールドを個別の要素に分解するためのシステム及び方法 |
WO2007124797A1 (de) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Atlas Elektronik Gmbh | Verfahren zur peilung von schallabstrahlenden zielen |
CN113325365A (zh) * | 2021-05-18 | 2021-08-31 | 哈尔滨工程大学 | 一种基于四元数的相干信号二维doa估计方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59104578A (ja) * | 1982-12-08 | 1984-06-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 角度推定誤差の補正方式 |
-
1985
- 1985-05-08 JP JP60096072A patent/JPH06105289B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59104578A (ja) * | 1982-12-08 | 1984-06-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | 角度推定誤差の補正方式 |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0882664A (ja) * | 1994-09-13 | 1996-03-26 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | 信号到来方位推定方法 |
JP2001527317A (ja) * | 1997-12-22 | 2001-12-25 | マルコム ダブリュ ピー ストランドバーグ | 混合されたウェーブフィールドを個別の要素に分解するためのシステム及び方法 |
WO2007124797A1 (de) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Atlas Elektronik Gmbh | Verfahren zur peilung von schallabstrahlenden zielen |
AU2007245931B2 (en) * | 2006-04-27 | 2010-03-04 | Atlas Elektronik Gmbh | Process for locating sound projecting targets |
CN113325365A (zh) * | 2021-05-18 | 2021-08-31 | 哈尔滨工程大学 | 一种基于四元数的相干信号二维doa估计方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06105289B2 (ja) | 1994-12-21 |
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