JP2717331B2 - Direction estimation method using narrowband signal - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、水中などに存在する信
号源からの狭帯域信号を、複数のセンサからなるアレイ
により受信し、その狭帯域信号の周波数と到来方向とを
推定する方法に関し、特に、狭帯域信号の到来方向の推
定を行う方位推定方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method for receiving a narrow-band signal from a signal source existing in water or the like by an array of a plurality of sensors and determining the frequency and the arrival direction of the narrow-band signal.
The present invention relates to an estimation method, and more particularly, to an azimuth estimation method for estimating an arrival direction of a narrowband signal.

【０００２】[0002]

【従来技術】従来技術の狭帯域による方位推定方法を説
明するための方位推定装置の一例を図３にブロック図で
示す。信号源からの狭帯域信号の到来方向を推定する方
法の一つとして、複数のセンサを直線上に配列し、各セ
ンサの受信信号を周波数分析により複数の周波数帯域に
分割に、その各帯域に対し周波数領域整相により複数の
ビ−ムを形成し、各ビ−ムの出力の狭帯域分析結果の絶
対レベルを比較することにより、到来方向を求める方法
が用いられていた。2. Description of the Related Art FIG. 3 is a block diagram showing an example of an azimuth estimating apparatus for explaining a conventional azimuth estimating method using a narrow band. As one method of estimating the arrival direction of a narrowband signal from a signal source, a plurality of sensors are arranged on a straight line, and a reception signal of each sensor is divided into a plurality of frequency bands by frequency analysis. On the other hand, a method has been used in which a plurality of beams are formed by frequency domain phasing, and the arrival direction is obtained by comparing the absolute levels of the narrow band analysis results of the output of each beam.

【０００３】この方位推定装置は、狭帯域信号を対象と
し、Ｎ個のセンサからなるラインアレイ３１を用いて、
信号の到来方向を推定する装置である。簡単の為、ライ
ンアレイ３１のＮ個のセンサ３１₁〜３１_Nは、図４に示
すように、ｙ軸上に配列されているものとする。又、信
号の到来方向をラインアレイ３１の法線方向からの角度
θで表す。This azimuth estimating apparatus targets a narrow band signal, and uses a line array 31 composed of N sensors.
This is a device for estimating the arrival direction of a signal. For simplicity, it is assumed that the _N sensors 31 _{1 to} 31 _N of the line array 31 are arranged on the y-axis as shown in FIG. Further, the arrival direction of the signal is represented by an angle θ from the normal direction of the line array 31.

【０００４】ラインアレイ３１の各センサ３１₁〜３１_N
には、周波数分割器３２が接続され、その出力側には、
周波数領域の信号の整相を行う周波数領域整相器３３が
接続されている。更に、周波数領域整相器３３には、周
波数分析器３４が接続され、その周波数分析器３４に
は、パワ−算出器３５を介して、ピ−ク検出器３６が接
続され、更にピ−ク検出器３６の出力側には出力端子３
７が接続されている。Each sensor 31 _{1 to} 31 _{N of the} line array 31
Is connected to a frequency divider 32, and on the output side,
A frequency domain phasing device 33 for phasing a signal in the frequency domain is connected. Further, a frequency analyzer 34 is connected to the frequency domain phase adjuster 33, and a peak detector 36 is connected to the frequency analyzer 34 via a power calculator 35. An output terminal 3 is provided on the output side of the detector 36.
7 is connected.

【０００５】次に、この方位推定装置を用いた信号源の
方位推定方法を説明する。例えば、海水中の信号源から
の信号は、ラインアレイ３１に受波される。時刻ｔにラ
インアレイ３１に入力された信号は、センサ３１₁〜３
１_N単位に電気信号に変換された後、周波数分割器３２
に入力される。周波数分割器３２では、ラインアレイ３
１からの（１）式で示される出力ＸNext, a method for estimating the azimuth of a signal source using the azimuth estimating apparatus will be described. For example, a signal from a signal source in seawater is received by the line array 31. The signals input to the line array 31 at the time t are sensors 31 _{1 to} 3 ₁
After being converted into electric signals in units of 1 _N , the frequency divider 32
Is input to In the frequency divider 32, the line array 3
Output X from Equation 1 as shown in equation (1)

【数１】 に対して、各センサ出力端子ごとに周波数分析を行い、
それぞれをＫ個の帯域に分割する。そして、（２）式で
示されるその出力Ｙ(Equation 1) For each sensor output terminal.
Each is divided into K bands. Then, the output Y expressed by the equation (2)

【数２】 を周波数領域整相器３３に出力する。(Equation 2) To the frequency domain phase adjuster 33.

【０００６】周波数領域整相器３３は、位相補償回路及
び加算器等で構成されており、一周波数帯域当りθ₁〜
θ_M方向のＭ個のビ−ムを形成する装置である。θ₁方向
のビ−ムを形成するためには、まず位相補償回路によっ
て、周波数分割器３２から出力Ｙの各要素y_n(f_j)に、
（３）式の位相補償量 Φ_n(θ₁,f_j)=exp[(-j2πf_jy_nsinθ₁)/c] （j=1〜
K,n=1〜N）・・・・（３） 但し、ｃ：音速、ｊ：虚数単
位、π：円周率 の乗算を行い、その後、Ｙに空間シェ−ディング係数ベ
クトル Ω＝［ω₁,・・・,ω_N］ を乗ずる。すなわち（４）式[0006] frequency domain phasing unit 33 is constituted by a phase compensation circuit and the adder, etc., one frequency band per theta ₁ ~
theta _M direction of the M-bi - a device for forming a beam. theta ₁ direction bi - to form a beam, the first by a phase compensation circuit, each element y _n output Y from the frequency divider 32 (f _j),
(3) the phase compensation amount _{Φ n (θ 1, f j} ) of the formula _{= exp [(- j2πf j y} n sinθ 1) / c] (j = 1~
K, n = 1 to N) (3) where c: sound velocity, j: imaginary unit, π: pi, and then Y is a space shading coefficient vector Ω = [ω ₁ ,..., Ω _N ]. That is, equation (4)

【数３】 の算出を行い、これをθ₁方向ビ−ム出力とする。θ₂〜
θ_M方向に対しても同様の処理を行い、z(θ₂)〜z(θ_M)
を計算する。そして、（５）式で示されるその結果(Equation 3) Perform the calculation, which theta ₁ direction bi - a beam output. θ ₂ ~
The same processing is performed for the θ _M direction, and z (θ ₂ ) to z (θ _M )
Is calculated. Then, the result shown by equation (5)

【数４】 を周波数分析器３４に出力する。(Equation 4) Is output to the frequency analyzer 34.

【０００７】周波数分析器３４は、周波数領域整相器３
３からの出力 Ｚ＝[z(θ_i,f_j)]_{i=1〜M,j=1〜k} の各要素に対して、更にＦＦＴ（高速フーリエ変換）に
よる周波数分析を行い、一周波数帯域あたりＰ個の周波
数ビンを抽出する。そして、その出力 Ｓ＝[s(θ_i,f_jp)]_{i=1〜M,j=1〜K,p=1〜P} をパワ−算出器３５に出力する。The frequency analyzer 34 is a frequency domain phase adjuster 3
3. Output from Z = [z (θ _i , f _j )] For each element of _{i = 1 to M, j = 1 to k} , a frequency analysis by FFT (Fast Fourier Transform) is further performed to _obtain one frequency band. Per P frequency bins. Then, the output S = [s (θ _i , f _jp )] _{i = 1 to M, j = 1 to K, and p = 1} to _P are output to the power calculator 35.

【０００８】パワ−算出器３５は、周波数分析器３４の
出力に対し、複素領域でのパワ−算出処理、即ち絶対値
の２乗算出処理を行い、場合によっては、その後、信号
を時間的に滑らかに検出しやすくするための積分処理を
行い、その結果 |Ｓ|²＝[|s(θ_i,f_jp)|²]_{i=1〜M,j=1〜k,p=1〜P} をピ−ク検出器３６に出力する。[0008] The power calculator 35 is provided by the frequency analyzer 34.
For the output, the power calculation process in the complex domain, that is, the absolute value
, And in some cases, the signal
Integration to make it easier to detect
And the result | S |^Two= [| S (θ_i, f_jp) |^Two]_{i = 1-M, j = 1-k, p = 1-P}  Is output to the peak detector 36.

【０００９】ピーク検出器３６は、パワー算出器３５の
出力 ｜Ｓ｜²＝[|s(θ_i,f_jp)|²]i=1〜M,j=1〜k,p=1〜P に対して方位θ及び周波数ｆの２次元でのピーク検出処
理を行い、そのピーク（局所的な最大値）となる要素|s
(θ_i,f_jp)|²を検出し、その方位θ_i及び周波数f_jpを出
力端子３７に出力する。この２段の周波数分析方法、即
ち、１段目ではＫ個の帯域に応じた粗い分析幅で周波数
分析を行ない、２段目の周波数分析ではＫ×Ｐ個の周波
数ビンに対応した細かい分析幅の周波数を行う方法によ
れば、センサ出力を２つに分岐して周波数領域整相のた
めの周波数分析と周波数推定のための周波数分析を別々
に行う場合に比べて、２段目の周波数分析を行う際に周
波数分析を行う周波数領域とビームとを制限することが
できる等のため、演算量は大幅に少なくなる。そして、
信号源の狭帯域信号の周波数分析は、２段目の周波数分
析器でのＫ×Ｐ個の帯域（分析幅）に対応した精度で行
われ、周波数f _j に比べてＰ倍細かい精度の推定周波数f
_jp を出力することができる。 The peak detector 36 outputs the output | S | ² = [| s (θ _i , f _jp ) | ² ] i = 1 to M, j = 1 to k, p = 1 to P of the power calculator 35. Is subjected to two-dimensional peak detection processing of the azimuth θ and the frequency f, and the element | s that becomes the peak (local maximum value)
(θ _i , f _jp ) | ² and outputs the azimuth θ _i and the frequency f _jp to the output terminal 37. This two-stage frequency analysis method,
In the first stage, the frequency is determined by the coarse analysis width corresponding to the K bands.
The analysis is performed, and K × P frequency
A method that performs a frequency with a fine analysis width corresponding to several bins
Then, the sensor output is branched into two,
Frequency analysis for frequency estimation and frequency analysis for frequency estimation separately
When performing the second-stage frequency analysis,
It is possible to limit the frequency domain and beam for wave number analysis.
Since it is possible, the amount of calculation is significantly reduced. And
The frequency analysis of the narrow band signal of the signal source
With accuracy corresponding to K × P bands (analysis width) in analyzer
Estimated frequency f, which is P times finer than frequency f _j
jp can be output.

【００１０】[0010]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の装置では、次のような課題があった。例えば周波数
ｆの狭帯域信号の方位を推定する場合を考える。θ₁方
向への周波数領域整相において、周波数ｆの信号に対す
るセンサｎにおける位相補償量Φ_n(θ_i,f)は，理論的に
は、次の（６）式で求まる。 Φ_n(θ_i,f)=exp[(-j2πfy_nsinθ_i)/c] ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）However, the apparatus having the above configuration has the following problems. For example, consider the case of estimating the azimuth of a narrowband signal of frequency f. In the frequency domain the phasing of the theta ₁ direction, the phase compensation amount in the sensor n to the signal of the frequency _{f Φ n (θ i, f} ) is theoretically determined by the following equation (6). Φ _n (θ _i , f) = exp [(-j2πfy _n sin θ _i ) / c] (6)

【００１１】ところが、図３に示す周波数分割器３２
は、比較的粗い幅の帯域への分割を行う。このために、
周波数領域整相器３３で算出される位相補償量は、
（６）式における狭帯域信号周波数ｆを含む帯域の中心
周波数ｆ_jに置き換えた Φ_n（θ_i，ｆ_j）=exp[(-j2πf_jy_nsinθ_i)/c] となっている。従って、位相補償量Φ _n （θ_i，ｆ_j）に
は誤差が生じ、更にそれを用いて推定された方位も誤差
を含んだものとなる。特に信号の周波数が帯域分割の境
界値付近に存在する場合においては、その推定された方
位の誤差は最も大きなものとなる。However, the frequency divider 32 shown in FIG.
Performs a division into bands of relatively coarse width. For this,
The phase compensation amount calculated by the frequency domain phase adjuster 33 is
(6) [Phi replaced with the center frequency f _j of the band including a narrowband signal frequency f in formula _{n (θ i, f j)} = exp [(- j2πf j y n sinθ i) / c] and has. Therefore, an error occurs in the phase compensation amount Φ _n (θ _i , f _j ), and the azimuth estimated using the error also includes the error. In particular, when the frequency of the signal exists near the boundary value of the band division, the error of the estimated azimuth becomes the largest.

【００１２】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点即ち、周波数分割が比較的粗い幅で実現
されているために周波数領域整相で用いられている位相
補償量の精度が悪くなることで、精度の良い方位推定が
行えないという問題点を解決し、高精度で方位の推定を
することができる狭帯域信号による方位推定方法を提供
するものである。[0012] The present invention has been made in view of the above, the problem that is, the phase compensation amount of accuracy that is used in the frequency domain phasing to frequency division is implemented with a relatively coarse width by deteriorates, to solve the problem that can not be carried out accurate direction estimation, the direction estimation with high accuracy
And an azimuth estimating method using a narrow band signal .

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明は、図１に示すように狭帯域信号の到来方向推定
方法において、各ビ−ムの出力の狭帯域分析結果から該
狭帯域信号周波数と前記の分割された周波数帯域のうち
該狭帯域信号周波数を含む帯域の周波数領域整相に用い
た代表周波数を用いて推定された到来方向の補正を行う
手段を設けたものである。以下、その原理を説明する。According to the present invention, there is provided a method for estimating a direction of arrival of a narrow band signal, as shown in FIG. 1, based on a narrow band analysis result of the output of each beam. Means is provided for correcting the estimated direction of arrival using the signal frequency and the representative frequency used in the frequency domain phasing of the band including the narrow band signal frequency among the divided frequency bands. Hereinafter, the principle will be described.

【００１４】従来技術の問題点で説明したように、θ方
向への周波数領域整相において、周波数ｆの信号に対す
るセンサｎにおける位相補償φ_n(θ,f)は、理論的に
は、次の（７）式によて求まる。 Φ_n(θ,f)=exp[(-j2πfy_nsinθ)/c] ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）As described in the prior art, in the frequency domain phasing in the θ direction, the phase compensation φ _n (θ, f) in the sensor n for the signal of the frequency f is theoretically expressed as follows. It is obtained by equation (7). Φ _n (θ, f) = exp [(-j2πfy _n sinθ) / c] (7)

【００１５】ところが、現実の装置においては、周波数
ｆが、適当な代表周波数f_jに置き換えられた Φ_n(θ,f_j)=exp[(-j2πf_jy_nsinθ)/c] ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８） に近似される。（７）式と（８）式との比較から、ピ−
ク検出器で求められた信号到来方向θと実際の方位θ´
との間には、次の（９）式の関係が成り立つことが分か
る。 fsinθ´=f_jsinθ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）However, in an actual device, the frequency f is replaced by an appropriate representative frequency f _j Φ _n (θ, f _j ) = exp [(− j2πf _{j n} sin θ) / c] (8) From the comparison between the equations (7) and (8), the peak
Signal arrival direction θ and actual azimuth θ '
It can be seen that the following relationship (9) is established between. fsinθ '= f _j sinθ (9)

【００１６】従って、ピ−ク検出方位θ及び探知周波数
ｆを用いて、次の（１０）式により方位補正を行えばバ
イアス誤差のない方位が得られることになる。 θ´=arc sin((f_j/f)sinθ) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０） 以上詳細に述べた方位補正手段をピ−ク検出器６の後に
設けた。Therefore, if the azimuth is corrected by the following equation (10) using the peak detection azimuth θ and the detection frequency f, an azimuth without a bias error can be obtained. θ ′ = arc sin ((f _j / f) sin θ) (10) Azimuth correction described in detail above Means were provided after the peak detector 6.

【００１７】[0017]

【作用】本発明によれば、上記動作原理で詳細に説明し
たように上記補正手段７を設けることによって周波数領
域整相器３に周波数分割の代表周波数を用いるために生
じる推定方位の誤差の影響を取り除くことが出来る。According to the present invention, as described in detail in the above operation principle, the influence of the error of the estimated azimuth caused by using the representative frequency of the frequency division for the frequency domain phase adjuster 3 by providing the correction means 7 is provided. Can be removed.

【００１８】[0018]

【実施例】以下本発明の一実施例を図面に基づいて詳細
に説明する。図１は、本発明の実施例を示す一例で、狭
帯域信号の方位推定装置の機能ブロック図である。この
方位推定装置は、例えば従来と同様なセンサからなるラ
インアレイ１を用い、狭帯域信号の到来方向を推定する
装置である。簡単の為、ラインアレイ１のＮ個のセンサ
１₁〜１_Nはｙ軸上に配列されているものとする。又、信
号の到来方向をラインアレイ１の法線方向からの角度θ
で表す。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is an example showing an embodiment of the present invention, and is a functional block diagram of an azimuth estimating apparatus for a narrowband signal. This azimuth estimating apparatus is an apparatus for estimating an arrival direction of a narrowband signal using, for example, a line array 1 composed of sensors similar to a conventional sensor. For simplicity, it is assumed that the _N sensors ₁₁ to 1N of the line array 1 are arranged on the y-axis. Further, the arrival direction of the signal is defined as an angle θ from the normal direction of the line array 1.
Expressed by

【００１９】ラインアレイ１の各センサ１₁〜１_Nは、周
波数分割器２が接続され、その出力側には、周波数領域
の信号の整相を行う周波数領域整相器３が接続されてい
る。更に、周波数領域整相器３には、周波数分析器４が
接続され、その周波数分析器４には、パワ−算出器５を
介して、ピ−ク検出器６が接続されている。更にピ−ク
検出器６の出力側には方位補正手段７を設け、方位補正
手段７の出力側には出力端子８が接続されている。Each of the sensors 1 ₁ to 1 _N of the line array 1 is connected to a frequency divider 2, and the output side thereof is connected to a frequency-domain phase adjuster 3 for phasing a frequency-domain signal. . Further, a frequency analyzer 4 is connected to the frequency domain phase adjuster 3, and a peak detector 6 is connected to the frequency analyzer 4 via a power calculator 5. Further, an azimuth correction means 7 is provided on the output side of the peak detector 6, and an output terminal 8 is connected to the output side of the azimuth correction means 7.

【００２０】図２は、図１中の方位補正手段７の動作手
順を示す図である。sin関数計算手段２１、除算手段２
２、乗算手段２３、arc sin関数計算手段２４で構成さ
れている。次に、以上のように構成される方位推定装置
を用いた方位推定方法を説明する。FIG. 2 is a diagram showing an operation procedure of the azimuth correction means 7 in FIG. sin function calculating means 21, dividing means 2
2. Multiplication means 23 and arc sin function calculation means 24. Next, an azimuth estimation method using the azimuth estimation device configured as described above will be described.

【００２１】時刻ｔにおいてラインアレイ１に入力され
た信号は、センサ1₁〜1_N単位に電気信号に変換された
後、周波数分割器２に入力される。周波数分割器２で
は、ラインアレイ１からの（１１）次式で示される出力
ＸThe time input signal to the line array 1 at t is converted into an electric signal to the sensor 1 ₁ to 1 _N units, is input to the frequency divider 2. In the frequency divider 2, the output X from the line array 1 represented by (11)

【数５】 に対して、各センサ出力ごとに周波数分析を行い、それ
ぞれＫ個の帯域に分割する。そして、（１２）で示され
るその出力(Equation 5) Is subjected to frequency analysis for each sensor output, and is divided into K bands. And its output shown in (12)

【数６】 を周波数領域整相器４に出力する。(Equation 6) To the frequency domain phase adjuster 4.

【００２２】周波数領域位相器４は、位相補償回路及び
加算器等で構成されており、一周波数帯域当りθ₁〜θ_M
方向のＭ個のビ−ムを形成する装置である。θ₁方向の
ビ−ムを形成するためには、まず周波数分割器２からの
出力Ｙに対して、まず位相補償回路によって、各周波数
帯域f_iごとに位相補償量 Φ_n(θ₁,f_j)=exp[(-j2πf_jy_nsinθ₁)/c] (j=1〜K) ・・・・・・・・（１３） 但し、ｃ：音速、ｊ：虚数単位、π：円周率 の乗算を行い、その後、Ｙに式で示されるシェ−ンディ
ング係数ベクトル Ω＝[ω₁,・・・,ω_N] を乗ずる。すなわちThe frequency domain phase shifter 4 is constituted by a phase compensation circuit and the adder, etc., one frequency band per theta ₁ through? _M
This is an apparatus for forming M beams in one direction. theta ₁ direction bi - to form a beam, first the output Y from the frequency divider 2, firstly by the phase compensation circuit, the frequency band f phase compensation amount for each _{i Φ n} (θ _1, f _{j) = exp [(- j2πf} j y n sinθ 1) / c] (j = 1~K) ········ (13) where, c: sound velocity, j: imaginary unit, [pi: circle Then, Y is multiplied by a shading coefficient vector Ω = [ω ₁ ,..., Ω _N ] shown in the equation. Ie

【数７】 を算出し、これをθ₁方向のビ−ム出力とする。θ₂〜θ
_M方向に対しても同様の処理を行い、ｚ(θ₂）〜ｚ
(θ_M）を算出する。そして、（１５）次式で示されるそ
の結果Ｚ(Equation 7) It is calculated and this theta ₁ direction bi - a beam output. θ _{2 to} θ
The same processing is performed for the _M direction, and z (θ ₂ ) to z
(θ _M ) is calculated. Then, (15) the result Z expressed by the following equation

【数８】 を周波数分析器４に出力する。(Equation 8) Is output to the frequency analyzer 4.

【００２３】周波数分析器４は、周波数領域整相器３か
らの（１６）式で示される出力 Ｚ＝[z(θ_i,f_j)]_{i=1〜M,j=1〜k} ・・・・・・・・・・・・・・・・・（１６） の各要素に対して、更にＦＦＴによる周波数解析を行
い、一周波数帯域あたりＰ個の周波数ビンを抽出する。
そして、その出力 Ｓ＝[s(θ_i,f_jp)]_{i=1〜M,j=1〜K,p=1〜P} ・・・・・・・・・・・・・・・・・（１７） をパワー算出器５に出力する。ここで、f _j は、１段目の
周波数分析の代表周波数に相当し、f _jp は２段目の周波
数の代表周波数に相当し、f _j よりも精度の高いものであ
る。なお、２段目の周波数分析は、１段目の周波数分析
で帯域分割した信号が対象となるため、必然的に長い分
析時間をとり、例えば、１段目の周波数分析を１／１０
０秒毎に時間フレームで行い、２段目の周波数分析を５
秒のフレームで行う。 The frequency analyzer 4 outputs an output Z = [z (θ _i , f _j )] _{i = 1 to M, j = 1 to k} ... ... For each element of (16), a frequency analysis is further performed by FFT to extract P frequency bins per frequency band.
And its output S = [s (θ _i , f _jp )] _{i = 1 to M, j = 1 to K, p = 1 to P ...} (17) is output to the power calculator 5. Here, f _j is the first stage
This corresponds to the representative frequency of frequency analysis, and _fjp is the frequency of the second stage.
Frequency, which is more accurate than f _j
You. The frequency analysis in the second stage is the frequency analysis in the first stage.
Because the signal divided in
Take the analysis time, for example, the first-stage frequency analysis
The frequency analysis of the second stage is performed every 5 seconds in a time frame.
Perform in seconds frames.

【００２４】パワ−算出器５は、周波数分析器４の出力
に対し、複素領域でのパワ−算出処理、即ち絶対値の２
乗算出処理を行い、場合によっては、その後、信号を時
間的に滑らかに検出しやすくするために積分等の処理を
行い、その結果 ｜Ｓ｜²＝[|s(θ_i,f_jp)|²]_{i=1〜M,j=1〜k,p=1〜P} ・・・・・・・・・・・（１８） をピ−ク検出器６に出力する。The power calculator 5 performs a power calculation process in a complex domain on the output of the frequency analyzer 4, that is, 2 of the absolute value.
A multiplication calculation process is performed, and in some cases, a process such as integration is then performed to make it easier to detect the signal temporally smoothly. As a result, | S | ² = [| s (θ _i , f _jp ) | ² ] _{i = 1 to M, j = 1 to k, p = 1} to P (18) are output to the _peak detector 6.

【００２５】ピ−ク検出器６は、パワ−算出器５の（１
９）式で示される出力 ｜Ｓ｜²＝[|s(θ_i,f_jp)|²]_{i=1〜M,j=1〜k,p=1〜P} ・・・・・・・・・・・（１９） に対して方位θ及び周波数ｆの２次元でのピ−ク検出処
理を行い、そのピ−クとなる要素|s(θ_i,f_jp)|²の方向
θ_i及び周波数ｆ_jp 、更に、周波数f_jpを含む周波数領域
整相に用いた分割帯域の代表周波数f_jを方位補正手段７
に出力する。The peak detector 6 is provided by (1) of the power calculator 5.
9) Output | S | ² = [| s (θ _i , f _jp ) | ² ] _{i = 1 to M, j = 1 to k, p = 1 to P ...} peak of a two-dimensional orientation theta and the frequency f with respect ... (19) - perform click detection process, the peak - click become elements _{| s (θ i, f jp} ) | 2 direction theta _i and The frequency f _jp and the representative frequency f _j of the divided band used for the frequency domain phasing including the frequency f _jp are corrected by the azimuth correction means 7.
Output to

【００２６】方位補正手段７を図２で説明する。ピ−ク
検出器６の出力のうちθ_iをsin関数計算手段２１に、f
_jp及びf_jを除算手段２２に入力する。sin関数計算手段
２１はθ_iのsin関数値を算出し、その結果を乗算手段２
３に送る。除算手段２２は、f_j/f_jpを算出し、その結果
を乗算手段２３に送る。乗算手段２３は、sin関数計算
手段２１の出力sinθ_iと除算手段２２の出力f_j/f_jpの積
を算出し、その結果(f_i/f_jp)sinθ_iをarc sin関数計算
手段２４に送る。arc sin関数計算手段２４は、乗算手
段２３の出力(f_j/f_jp)sinθ_iのarc sin関数値を算出
し、その結果arc sin(f_j/f_jp)sinθ_iを出力する。方位
補正手段７は、上記手段によって算出されたθを信号源
の方位推定値として出力端子８に出力する。The azimuth correcting means 7 will be described with reference to FIG. Among the outputs of the peak detector 6, θ _{i is given} to the sin function calculating means 21 and f
_jp and f _j are input to the dividing means 22. The sin function calculating means 21 calculates the sin function value of θ _i and multiplies the result by the multiplying means 2
Send to 3. The divider 22 calculates f _j / f _jp and sends the result to the multiplier 23. The multiplication means 23 calculates the product of the output sin θ _i of the sin function calculation means 21 and the output f _j / f _jp of the division means 22, and outputs the result (f _i / f _jp ) sin θ _i to the arc sin function calculation means 24. send. The arc sin function calculating means 24 calculates an arc sin function value of the output (f _j / f _jp ) sin θ _i of the multiplying means 23, and outputs arc sin (f _j / f _jp ) sin θ _i as a result. The azimuth correcting means 7 outputs the θ calculated by the above means to the output terminal 8 as the azimuth estimated value of the signal source.

【００２７】[0027]

【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待できる。ピーク検
出処理によって推定した推定方位θ _i を、ピーク検出処
理によって推定した精度の高い推定周波数ｆ _jp と該推定
周波数ｆ _jp に対応した第１の周波数分析における代表周
波数ｆ _j との比を用いて修正するので、周波数領域整相
に周波数分割の代表周波数を用いるために生じる推定方
位の誤差の影響を取り除くことが出来、目標とする信号
源の方向を高精度に推定出来る。Effect of the Invention] According to the present invention as described in detail, it can be expected excellent effects as follows. Peak detection
The estimated orientation theta _i estimated by output processing, the peak detection processing
Frequency f _jp with high accuracy estimated by
Representative frequency in the first frequency analysis corresponding to frequency _fjp
Since corrected using the ratio of the wave number f _j, you can eliminate the influence of the estimated heading error that occur in order to use the typical frequency of the frequency division to the frequency domain phasing, the direction of the signal source for the target precision Can be estimated.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の実施例の狭帯域信号による方位推定装
置の機能ブロック図である。FIG. 1 is a functional block diagram of an azimuth estimating apparatus based on a narrowband signal according to an embodiment of the present invention.

【図２】方位補正手段の手順を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a procedure of an azimuth correction unit.

【図３】従来の狭帯域信号による方位推定装置の機能ブ
ロック図である。FIG. 3 is a functional block diagram of a conventional azimuth estimating apparatus based on a narrowband signal.

【図４】ラインアレイを説明する図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a line array.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ラインアレイ ２ 周波数分析器 ３ 周波数領域整相器 ４ 周波数分析器 ５ パワ−算出器 ６ ピ−ク検出器 ７ 方位補正手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Line array 2 Frequency analyzer 3 Frequency domain phase adjuster 4 Frequency analyzer 5 Power calculator 6 Peak detector 7 Direction correction means

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−104578（ＪＰ，Ａ) 特公 平６−93014（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平６−105289（ＪＰ，Ｂ２) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-59-104578 (JP, A) JP 6-93014 (JP, B2) JP 6-105289 (JP, B2)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 複数センサの受信信号を第１の周波数分
析により複数の周波数帯域に分割し、該各周波数帯域に
対し周波数領域整相により複数のビームを形成し、該各
ビームの各周波数帯域の出力を更に第２の周波数分析に
より周波数分析し、該分析結果に対して方位と周波数と
の２次元でのピーク検出処理を行って、狭帯域信号の到
来方向の方位θ _i と狭帯域信号の周波数ｆ _jp を推定し、 前記ピーク検出処理によって推定した前記推定方位θ _i
を、前記ピーク検出処理によって推定した前記推定周波
数ｆ _jp と該推定周波数ｆ _jp に対応した前記第１の周波数
分析における 代表周波数ｆ _j との比を用いて、修正する
ことを特徴とする狭帯域信号による方位推定方法。1. A method for receiving signals from a plurality of sensors.FirstFrequency
Analysis into multiple frequency bands,TheeachfrequencyTo the band
On the other hand, multiple beams are formed by frequency domain phasing,Theeach
BeamOf each frequency bandoutputTo the second frequency analysis
More frequency analysis, the direction and frequency with respect to the analysis result
Perform the two-dimensional peak detection process ofNarrowband signal arrival
Coming directionOrientation θ _i And the frequency f of the narrowband signal _jp EstimateAnd The estimated orientation θ estimated by the peak detection processing _i
Is the estimated frequency estimated by the peak detection process.
Number f _jp And the estimated frequency f _jp The first frequency corresponding to
In the analysis Representative frequencyf _j Using the ratio of
Characterized byBy narrowband signalBearing estimation method.