JPS61254869A - System for correcting direction estimating error - Google Patents
System for correcting direction estimating errorInfo
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- JPS61254869A JPS61254869A JP9607185A JP9607185A JPS61254869A JP S61254869 A JPS61254869 A JP S61254869A JP 9607185 A JP9607185 A JP 9607185A JP 9607185 A JP9607185 A JP 9607185A JP S61254869 A JPS61254869 A JP S61254869A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明はビーム・フォーミングを用いた信号源又は反
射源方向推定装置における方向推定誤差の補正方式に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a method for correcting direction estimation errors in a signal source or reflection source direction estimation device using beam forming.
（従来の技術）
ソーナーや音響測位及びレーダーでは、空間的に配列さ
れた複数の受波器素子（以下、アレイ素子という）から
なるプレイと時間遅延補償と加算からなるいわゆる遅延
−加算（ｄｅｌａｙ−ｓｕｍ ）方式のビーム・フォー
マと、空間上の方向領域における該ビーム・フォーマ出
力の最大点を求めるための最大点検出手段とを用いる信
号源又は反射源方向の推定方法がパッシブソーナーや音
響測位（信号源方向の推定）及びアクティブソーナーや
レーダ（反射源方向の推定）に広く利用されている。(Prior Art) In sonar, acoustic positioning, and radar, play consisting of a plurality of spatially arranged receiver elements (hereinafter referred to as array elements) and so-called delay-addition (delay-addition) consisting of time delay compensation and addition are used. A method for estimating the direction of a signal source or a reflection source using a beam former of the sum) method and a maximum point detection means for determining the maximum point of the beam former output in a directional region in space is based on passive sonar or acoustic positioning ( It is widely used in active sonar and radar (estimation of direction of reflection source) and active sonar and radar (estimation of direction of reflection source).
このような方向推定装置において、方向はアレイ各素子
の出力信号がもつ時間差情報に基づいて推定される。し
たがって、該アレイへの入力信号に対する該アレイ素子
の位相応答特性に差異が存在する場合は、方向の推定に
誤差を生ずることになる。また、プレイ各素子には通常
、増幅器や帯域制限フィルタ等の電気回路素子が付加さ
れるので、該回路素子の応答特性に差異が存在する場合
も、アレイ素子の応答特性の差異が存在する場合と同様
、方向推定誤差を生ずることになる。このため、このよ
うな推定誤差が推定系にとって無視できない場合には、
該推定誤差の補正手段が必要となる。In such a direction estimation device, the direction is estimated based on time difference information of the output signals of each element of the array. Therefore, if there is a difference in the phase response characteristics of the array elements to the input signal to the array, an error will occur in the direction estimation. Furthermore, since electrical circuit elements such as amplifiers and band-limiting filters are usually added to each play element, even if there are differences in the response characteristics of the circuit elements, there may be differences in the response characteristics of the array elements. Similarly, a direction estimation error will occur. Therefore, if such estimation errors cannot be ignored by the estimation system,
A means for correcting the estimation error is required.
従来、このような補正方法には、各アレイ素子の応答特
性の差異を直接取り除く、応答特性差異の補正器を各素
子（チャネル）毎に付加する方式％式％
以下、上記従来の方式を具備する方向推定装置を図面に
基づいて説明する。Conventionally, such correction methods include a method in which a response characteristic difference corrector is added to each element (channel) to directly remove the difference in response characteristics of each array element. A direction estimation device will be described based on the drawings.
第７図は、ビーム・フォーマと最大点検出器を用いる信
号源方向推定装置の例である。なお、方向を推定する対
象が信号源の場合と反射源の場合との差は、アレイに入
力される信号波形が未知であるか既知でおるかの違いだ
けであり、本発明の内容に関しては基本的な差はないか
ら、以下信号源に対する方向推定装置のみを説明の対象
とする。FIG. 7 is an example of a signal source direction estimation device using a beam former and a maximum point detector. Note that the only difference between the case where the target for estimating the direction is a signal source and the case where it is a reflection source is whether the signal waveform input to the array is unknown or known. Since there is no fundamental difference, only the direction estimation device for the signal source will be explained below.
第７図において、１１１１２ ＊・・・＋１Ｍは各々ア
レイ素子、２１ ｒ ２２ ＋・・・＋２Ｍは各々増幅
器、３１＋３２＋・・・１３Ｍは各々帯域制限フィルタ
、４はビーム・フォーマ、５は２乗器、６は平滑器、７
は最大点検出器、８は角度変換器、９は方向推定値の出
力端子、又” １ （ｊＬ Ｘ ２ （ｊＬ ”’ ｓ
ＸＭ（ｊ）はアレイ素子１１．１□、・・・＋１Ｍの
入力信号、ｙｔ（ｔ）、 ｙｚ（ｔ）、・・・。In Fig. 7, 11112 *...+1M are array elements, 21 r 22 +...+2M are amplifiers, 31+32+...13M are band-limiting filters, 4 is a beam former, and 5 is a squarer. , 6 is a smoother, 7
is the maximum point detector, 8 is the angle converter, 9 is the output terminal of the estimated direction value, and ``1 (jL
XM(j) are input signals of array elements 11.1□, . . . +1M, yt(t), yz(t), .
ｙＭ（ｔ）は前記帯域制限フィルタ３１＋３２＋・・・
＋３Ｍの出力信号、ζ（ｄ）はビーム・フォーマ４の出
力で、ビーム主軸の方向の方向余弦がαのときの出力信
号、ｔ（α）は２乗器５の出力でＬ（α）＝（２（α）
。yM(t) is the band-limiting filter 31+32+...
+3M output signal, ζ(d) is the output of the beam former 4, the output signal when the direction cosine in the direction of the beam principal axis is α, t(α) is the output of the squarer 5, L(α)= (2(α)
.
Ｌ（（Ｚ）は平滑器６の出力でｔ（α）の期待値、仏は
最大点検出器７の出力でＬ（α）が最大値をとるαの値
、７は角度変換器８の出力で方向余弦αに対応した方向
であり、信号源方向の推定値でちる。L((Z) is the output of the smoother 6 and the expected value of t(α), Buddha is the output of the maximum point detector 7 and the value of α at which L(α) takes the maximum value, 7 is the output of the angle converter 8 The output is the direction corresponding to the direction cosine α, and is determined by the estimated value of the signal source direction.
第７図において、アレイ素子１１．１２＋・・・＋１Ｍ
の入力信号ｘ ！（ｔＬ Ｘ ２ （ｔＬ ・”＋ ｘ
ｕ（ｔ）は素子により電気信号へ変換され、増幅器２ｔ
＋２ｚ＋・・・＋２Ｍで適正なレベルまで増幅、帯域制
限フィルタ３！ 。In FIG. 7, array elements 11.12+...+1M
The input signal x ! (tL X 2 (tL ・”+ x
u(t) is converted into an electrical signal by an element, and then sent to an amplifier 2t
+2z+...+2M amplifies to appropriate level, band limit filter 3! .
３２、・・・＋３Ｍで適正な周波数帯域内に帯域制限さ
れて、信号ｙｒ（ｔ） ｒ ｙｚ（ｔ） ｒ・・・、ｙ
Ｍ（ｔ）としてビーム・フォーマ４に入力すれる。ビー
ム・フォーマ４は入力信号ｙｘ（ｔ）、ｙｚ（ｔ）、・
・・、ｙＭ（ｔ）に対して時間遅延補償Ｐ！α７ｃ、Ｐ
２α／Ｃ，・・・、ＰＭα／Ｃと重みｂｘｌ ｂ２＋・
・・ｒ ｂ Ｍを付加することによりを算出し、α方向
のビーム出力ζ（α）として出力する。ここで、Ｐｉ：
１”’ ＋ ２ｓ・・・２Ｍ１は前記第１番目素子１
１の定格位置ベクトル、Ｃは信号の伝搬速度を表わし、
添字Ｔはベクトルの転置を表わす。32,...+3M, the signal yr(t) r yz(t) r..., y
It is input to the beam former 4 as M(t). The beam former 4 receives input signals yx(t), yz(t), .
..., time delay compensation P for yM(t)! α7c,P
2α/C,..., PMα/C and weight bxl b2+・
. . r b is calculated by adding M, and is output as the beam output ζ (α) in the α direction. Here, Pi:
1"' + 2s...2M1 is the first element 1
1 rated position vector, C represents the propagation speed of the signal,
The subscript T represents the transposition of the vector.
ビーム・フォーマ４の出力ζ（α）は２乗器５で２乗さ
れてｔ（α）＝ζ（ｄ）が出力され、この出力Ｌ（ｃＬ
）は平滑器６で平均化操作を施されてＬ（α）の期待値
Ｌ（α）が最大点検出器７に入力される。The output ζ(α) of the beam former 4 is squared by the squarer 5 to output t(α)=ζ(d), and this output L(cL
) is averaged by the smoother 6 and the expected value L(α) of L(α) is input to the maximum point detector 7.
平滑器６には通常積分器が用いられる。最大点検出器７
はＬ（α）が最大となる方向余弦αの値ｄを検出し、こ
の−を信号源方向の方向余弦推定値として出力する。変
換器８はαを方向余弦角室に変換する変換器であシ、ａ
から変換されたｒを信号源方向の推定値として出力端子
９に出力する。As the smoother 6, an integrator is normally used. Maximum point detector 7
detects the value d of direction cosine α for which L(α) is maximum, and outputs this - as the estimated direction cosine value in the signal source direction. The converter 8 is a converter that converts α into a direction cosine angle chamber, a
r converted from is outputted to the output terminal 9 as an estimated value of the signal source direction.
第８図は、前記素子定格位置ベクトルＰｉ、方向余弦α
、方向θの説明のための図である。第８図ではアレイが
平面アレイの場合を示しており、１゜はアレイ素子１１
＋１２＋・・・ＩＩＭが配列された平面アレイ、ｘ、ｙ
、ｚはＸ、Ｙ軸を平面プレイ１゜の面上に置く直角座繋
θ工、θア、θ２はビーム・フォーマ４により形成され
るビームの主軸方向ヲ示す角度で各々ｘ、ｙ、ｚ軸に関
する方向余弦角、θＸＯｌθｙＱ ＋θｚｏは信号源方
向を示す角度でθ工。FIG. 8 shows the element rated position vector Pi, direction cosine α
, and the direction θ. FIG. 8 shows the case where the array is a planar array, and 1° is the array element 11.
+12+... Planar array in which IIMs are arranged, x, y
, z are the rectangular joints θ where the X and Y axes are placed on the plane of 1°, θa, and θ2 are the angles indicating the principal axis direction of the beam formed by the beam former 4, respectively x, y, and z. The direction cosine angle with respect to the axis, θXOlθyQ +θzo, is the angle indicating the signal source direction.
θ７．θ２と同様各々ｘ、ｙ、ｚ軸に関する方向余弦角
、又Ｐｉは第１番目の素子の位置ベクトルである。第８
図のような平面アレイの場合、位置ベクトルＰｉ及び方
向余弦α、及び信号源方向θは各々次の２次元ベクトル
で与えられる。θ7. Similar to θ2, directional cosine angles with respect to the x, y, and z axes, respectively, and Pi are the position vectors of the first element. 8th
In the case of a planar array as shown in the figure, the position vector Pi, direction cosine α, and signal source direction θ are each given by the following two-dimensional vector.
τ
Ｐｔ＝（ｘｔ＋ｙ４） （’、’１＝＝１．２．−
・・、ｌｉ［） （２）α ＝〔邸θ工、房θア）
Ｔ（３）
θ ＝〔θ８．θア）Ｔ（４）
第７図に示すような信号源方向推定装置においては、ビ
ーム・フォーマ４の出力ζ（α）の２乗値ｔ（α）の期
待値をとる平滑器６の出力Ｌ（（Ｘ）を最大とするαか
ら、信号源の方向余弦の真値α。＝〔μｓθ８゜、μｓ
θア。〕 の推定値α＝〔可７エ、邸７ア〕７を求め、
αから角度変換器８により信号源方向の推定値？、、＝
［？、、’？ ］“を求めるものである。τ Pt=(xt+y4) (','1==1.2.-
..., li [) (2) α = [Residence θ-ko, Bun θ-a]
T(3) θ = [θ8. θa) T(4) In the signal source direction estimation device as shown in FIG. From α that maximizes L((X), the true value of the direction cosine of the signal source α. = [μsθ8°, μs
θa. ] Calculate the estimated value α = [possible 7e, house 7a] 7,
Estimated value of signal source direction from α by angle converter 8? ,,=
[? ,,'? ]” is sought.
第８図では、平面アレイの場合を示したが、Ｘ軸上に配
列された直線プレイの場合はＰｉ ” Ｘｉ ｒα＝μ
ｓθ工、θ＝θ８とおき、又３次元アレイの場合はＰｉ
＝（ｘｌ ｔ ｙｌ ＋ ｚｉ）” ＋ （Ｚ＝Ｉ：
ｃｏｓθｚ＋ａｌｓθア、。θＪ。In Fig. 8, the case of a plane array is shown, but in the case of a linear play arranged on the X axis, Pi ” Xi rα=μ
sθ engineering, θ=θ8, and in the case of a three-dimensional array, Pi
=(xl t yl + zi)” + (Z=I:
cosθz+alsoθa. θJ.
θ−〔θ工、θア、θ２〕 とおけば、基本的に平面プ
レイと同じに扱えるので、以下では第８図に示す平面ア
レイの場合のみについて説明する。また、プレイと信号
源間の距離はアレイの幅（開口）と比較して充分に長く
、座標系ｘ、ｙ、ｚの原点における信号をｘｏ（ｔ）と
すると、第１番目素子の入力信号ｘｉ（ｔ）はｘｉ（ｔ
） ＝ ＸＱ （ｔ−Ｐｔα。／Ｃ）、すなわち時間遅
延Ｐｉα。／Ｃを受けると仮定できるものとする。By setting θ-[θ-work, θ-a, θ2], it can basically be handled in the same way as a planar play, so only the case of the planar array shown in FIG. 8 will be described below. In addition, the distance between the play and the signal source is sufficiently long compared to the width (aperture) of the array, and if the signal at the origin of the coordinate system x, y, z is xo(t), then the input signal of the first element is xi(t) is xi(t
) = XQ (t-Ptα./C), i.e. time delay Piα. It can be assumed that /C is received.
第９図はビーム・フォーマ４の詳細な説明図である。第
９図において、１１１ ＋１１２ ＋・・”＋１１Ｍは
ビーム・フォーマ４の入力端子、１２１ｔ１２ｚｅ・・
・、１２Ｍは時間遅延補償器、１３□、１３２１・・・
。FIG. 9 is a detailed explanatory diagram of the beam former 4. In Fig. 9, 111 +112 +...''+11M is the input terminal of beam former 4, 121t12ze...
・, 12M is a time delay compensator, 13□, 1321...
.
１３Ｍは重み付加器、１４は加算器、１５はビーム・フ
ォーマ４の出力端子である。13M is a weight adder, 14 is an adder, and 15 is an output terminal of the beam former 4.
入力信号ｙ 】（ｔＬ ｙ ２ （ｔＬ・・・、 ｙＭ
（ｔ） は時間遅延補償器１２１ ＋ １２２ ｔ・
・・、１２Ｍにおいて、ビーム主軸方向θの方向余弦α
に対応した遅延時間補償Ｐｉα／Ｃ（ｉ＝１ 、２ 、
・・・、Ｍ）を受けた後、重み付加器１３．．１３ｚ、
・・・、１３Ｍで重み係数ｂ１゜ｂ２．・・・ｒｂＭを
掛けられ、加算器１４で当該信号の総和
が算出され、ビーム・フォーマ４の出力ζ（α）として
出力される。Input signal y](tL y 2 (tL..., yM
(t) is the time delay compensator 121 + 122 t・
..., 12M, the direction cosine α of the beam principal axis direction θ
Delay time compensation Piα/C (i=1, 2,
. . , M), the weight adder 13. ．． 13z,
..., 13M and the weighting coefficient b1゜b2. ... is multiplied by rbM, the adder 14 calculates the sum of the signals, and the resultant signal is output as the output ζ(α) of the beam former 4.
第１０図は、平滑器６の出力Ｌ（α）、最大点検出器７
で求められる信号源方向の方向余弦推定値α、及び信号
源方向の方向余弦の真値α。の説明図であり、図の横軸
は方向余弦α、縦軸は平滑器出力Ｌ（α）を示す。各α
に対して求められるＬ（α）に対して、最大点検出器７
はＬ（α）が最大となるα値αを求める。すなわち、最
大点検出器７の機能は平滑器出力しくα）のαに関する
微分値ａＬ（φ／ａαが０となるα値を求めていること
と等価である。FIG. 10 shows the output L(α) of the smoother 6 and the maximum point detector 7.
The estimated value α of the direction cosine in the direction of the signal source, and the true value α of the direction cosine in the direction of the signal source. is an explanatory diagram, in which the horizontal axis of the diagram shows the direction cosine α, and the vertical axis shows the smoother output L(α). Each α
Maximum point detector 7 for L(α) found for
calculates the α value α that maximizes L(α). That is, the function of the maximum point detector 7 is equivalent to finding the α value at which the differential value aL (φ/aα) of the smoother output α) with respect to α becomes 0.
なお、ビーム・フォーマ４．２乗器５及び平滑器６で求
められる出力Ｌ（α）は一般にαの連続値に対しては求
められず、補間定理の成り立つ間隔の離散値αｌ、α２
．・・・、αＮに対してのみ求められる。Note that the output L(α) obtained by the beam former 4.2 multiplier 5 and smoother 6 is generally not obtained for continuous values of α, but is calculated using discrete values αl, α2 at intervals that satisfy the interpolation theorem.
．． . . . is obtained only for αN.
しかし、このような場合でも補間操作により、α１．α
２．・・・、αＮにおけるＬ（αＮ） 、 Ｌ（α２）
、・・・。However, even in such a case, α1. α
2. ..., L(αN) at αN, L(α2)
,...
Ｌ（αＮ）から、αの連続値におけるＬ（α）を算出す
ることができるので、以下平滑器６の出力としてはαの
連続値におけるしくα）のみを説明の対象とする。Since L(α) for continuous values of α can be calculated from L(αN), only L(α) for continuous values of α will be explained below as the output of the smoother 6.
さて、信号ｙ ｔ（ｔ）−ｙ２ （ｔ）、・・・＋ ｙ
Ｍ（ｔ）に雑音がなく、かつ入力信号ｘ１（ｔ）、ｘ２
（ｔ）、・・・、ｘＭ（ｔ）に対するアレイ素子１１ｙ
１２ｙ・・・ｔ ＩＭ及び付加される電子回路素子２１
＊２２＋・・・＋ ２Ｍや３１ｅ３２＋・・・ｔ ３Ｍ
等の応答特性に各チャネル毎の差異がなければ、式（１
）から、Ｃ（α）の２乗値の期待値しくα）＝〈ζ２（
α＞＞＝＜１＜α）〉はα＝α。で最大値をとり、従っ
て第７図の推定値αはα。と一致し、よって曾はθ。に
一致する。ただし、く・〉は期待値をとる操作を表わす
。Now, the signal y t(t)−y2(t),...+y
M(t) has no noise and the input signals x1(t), x2
(t),..., array element 11y for xM(t)
12y...t IM and added electronic circuit element 21
*22+...+ 2M or 31e32+...t 3M
If there is no difference in the response characteristics of each channel, then the formula (1
), the expected value of the square of C(α) is α) = 〈ζ2(
α>>=<1<α)> is α=α. Therefore, the estimated value α in FIG. 7 is α. , and therefore, so is θ. matches. However, ku・〉 represents an operation that takes an expected value.
しかし、ｙ ！（ｔＬ ｙｚ （ｔ）、 ”・・・ｒ
ｙｙ（ｔ）に雑音が含まれるか、各チャネル毎に応答特
性の差異が存在する場合には、第１０図に示されるよう
に、推定値αはα。と一致せず、誤差Δα−α−α。が
生じ、従って方向推定値７にも誤差が生ずることになる
。But y! (tL yz (t), ”...r
If yy(t) contains noise or if there are differences in response characteristics for each channel, the estimated value α is α, as shown in FIG. does not match, and the error is Δα−α−α. Therefore, an error also occurs in the estimated direction value 7.
本発明において対象とする誤差は後者の応答特性の差異
による誤差であり、ｙｌ（ｔ）＋ ｙｚ （ｔＬ ・・
・。The error targeted in the present invention is the latter error due to the difference in response characteristics, and is expressed as yl(t)+yz(tL...
・.
ｙｍ（ｔ）の専有周波数帯域内の周波数ｆにおける前記
応答差異の中の位相応答差異により生ずる誤差である。This is the error caused by the phase response difference among the response differences at frequency f within the exclusive frequency band of ym(t).
すなわち、周波数ｆにおける各チャネルの位相応答差異
をΔφｔ（ｆＩ、Δφ２（ト）、・・・、ΔφＭ（イ）
とし、該位相応答差異により生ずる方向推定誤差をΔθ
とするとき、該誤差Δθの補正方式に関するものである
。In other words, the phase response difference of each channel at frequency f is expressed as Δφt(fI, Δφ2(g), . . . , ΔφM(a)
The direction estimation error caused by the phase response difference is Δθ
This relates to a method for correcting the error Δθ.
第１１図には、このような位相応答差異により生ずる方
向推定誤差Δθを補正する従来方式を示す。FIG. 11 shows a conventional method for correcting the direction estimation error Δθ caused by such a phase response difference.
第１１図において、１６１＋１６２＋・・・、１６Ｍは
応答差異補正器である。応答差異補正器１６１＋１６２
＋・・・、１６Ｍは前記信号ｙｌ（ｔＬ ｙｚ （ｔ）
、・・・、 ｙＭ（ｔ）の周波数ｆ成分の位相応答差異
Δφ１（ｆ）、Δφ２（ハ、・・・。In FIG. 11, 161+162+..., 16M are response difference correctors. Response difference corrector 161+162
+..., 16M is the signal yl(tL yz (t)
,..., phase response difference Δφ1(f), Δφ2(c) of frequency f component of yM(t).
ΔφＭ（ｆ）を取り除く補正器であり、補正後の信号ｚ
１（ｔ） ＋ ｚ ｚ （ｔ） ｒ −、ｚＭ（ｔ）
をビーム・フォーマ４に出力する。従って、一般に第１
番目の応答差異補正器１６ｉは伝達関数がｅＸｐ（−ｊ
Δφ、 （ｆ））となるような補正器である必要がある
。This is a corrector that removes ΔφM(f), and the corrected signal z
1(t) + z z (t) r −, zM(t)
is output to the beam former 4. Therefore, generally the first
The transfer function of the response difference corrector 16i is eXp(-j
The corrector needs to be such that Δφ, (f)).
なお、第１１図では応答差異の補正器の個数をチャネル
数と同じＭ個としたが、差異のみが問題となるので一般
にはＭ−１個で充分である。In FIG. 11, the number of response difference correctors is M, which is the same as the number of channels, but since only the difference matters, M-1 is generally sufficient.
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、前記位相応答差異Δφｓ （ＡΔφ２（
力。(Problem to be solved by the invention) However, the phase response difference Δφs (AΔφ2(
Power.
・・・、ΔφＭ（ｆ）により生ずる信号源方向の方向推
定誤差を取り除く方法に、第１１図に示すような前記応
答差異補正器１６１１１６２＋・・・、１６Ｍを用いる
従来方式は次のような欠点を有する。The conventional method using the response difference correctors 1611162+..., 16M as shown in FIG. 11 as a method for removing the direction estimation error in the signal source direction caused by ΔφM(f) has the following drawbacks. has.
■ プレイの素子数Ｍ（実際にはＭ−１）に等しい数だ
けの応答補正器１６１１１６２１・・・、１６Ｍを必要
とするので、装置が複雑化するとともに、／％−Ｆ”ウ
ェア規模も大きくなる。■ Since the number of response correctors 16111621..., 16M equal to the number of play elements M (actually M-1) is required, the device becomes complicated and the size of the hardware becomes large. Become.
■ ビーム・フォーマ５が広帯域ビーム・フォーマ、す
なわち帯域制限フィルタ３１ ｓ ３２ ｓ ・・・。■ The beam former 5 is a broadband beam former, that is, a band-limiting filter 31 s 32 s .
３Ｍが広帯域で信号ｙ１（ｔ）、ｙ２（ｔ）１．・・、
ｙｍｔ）が狭帯域信号とみなせない場合には、各アレイ
素子の位相応答差異Δφ１．Δφ２．・・・、ΔφＭは
一般に周波数ｆの関数となり、全帯域内のｆに対して、
Δφ１（ｆ）。3M has broadband signals y1(t), y2(t)1. ...,
ymt) cannot be considered as a narrowband signal, the phase response difference Δφ1 . Δφ2. ..., ΔφM is generally a function of frequency f, and for f within the entire band,
Δφ1(f).
Δφ２（力、・・・・、ΔφＭ（ｆ）を正確に補正でき
るように、前記応答差異補正器１６１，１６２．・・・
、１６Ｍを実現することは困難となる。In order to accurately correct Δφ2 (force, . . . , ΔφM(f), the response difference correctors 161, 162, . . .
, 16M becomes difficult to realize.
■ アレイ素子の経年変化や付属する電気回路素子の経
年変化又は交換等によって、位相応答差異Δφｌ（ｆ′
）、Δφ２（ｆ）、・・・、ΔφＭ（力に変化を生じた
場合には、そのつど変化した数だけの応答補正器の補正
値を再設定しなければならない。■ The phase response difference Δφl(f'
), Δφ2(f), .
従って、本発明の目的は、従来の応答差異補正器を用い
る方法では避けることが困難であった以上■〜■の欠点
を取シ除き、信号源方向推定誤差の補正を容易に実現す
るところにあり、かつ信号源が・広帯域信号源であって
も適用できる補正方式％式％
（問題点を解決するための手段）
この発明は、空間上に配列された複数の受波器素子から
なるプレイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を
遅延させて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマ
と、該ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方
向余弦を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出
手段で求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源
又は反射源の方向を推定する方向推定装置を対象とする
。Therefore, an object of the present invention is to eliminate the above disadvantages (1) to (3) which were difficult to avoid with the conventional method using a response difference corrector, and to easily realize the correction of the signal source direction estimation error. (Means for solving the problem) This invention is a correction method that can be applied even if the signal source is a broadband signal source. a delay-addition beam former that delays and adds the output signals of each receiver element of the array; and maximum point detection means for determining the direction or direction cosine in which the output of the beam former is maximum. The present invention is directed to a direction estimation device which estimates the direction of a signal source or reflection source from the maximum point of the beam former output determined by the maximum point detection means.
この発明は、上記方向推定装置において、前記アレイの
受波器素子又は前記アレイの受波器素子に付加される電
気回路部に存在する位相応答の差異によって生ずる前記
信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記位相応答の差
異と前記アレイの受波器素子の位置座標と前記ビーム・
フォーマの重み係数と前記信号源又は反射源近傍方向の
ビーム出力のパワースペクトルの推定値とから算出し、
算出された推定誤差を前記ビーム・フォーマと前記最大
点検出手段により推定される推定値から差し引くことに
特徴がある。In the direction estimation device, the present invention provides an estimation of the direction of the signal source or reflection source caused by a difference in phase response existing in a receiver element of the array or an electric circuit section added to the receiver element of the array. The error is calculated from the phase response difference, the position coordinates of the receiver elements of the array, and the beam.
Calculated from the weighting coefficient of the former and the estimated value of the power spectrum of the beam output in the direction near the signal source or reflection source,
A feature of the present invention is that the calculated estimation error is subtracted from the estimated value estimated by the beam former and the maximum point detection means.
（作用）
アレイの受波器素子又はこの素子に付加される電気回路
部に存在する位相応答の差異によって生じる信号源又は
反射源方向の推定誤差は上記４つの１？ラメータによっ
て得ることができる。従って、この発明によれば、この
推定誤差をビーム・フォーマと最大点検出手段によシ推
定される推定値から差し引くことにより、位相応答の差
異より生ずる信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除
くことができる。(Function) The error in estimating the direction of the signal source or reflection source caused by the difference in the phase response that exists in the receiver element of the array or the electric circuit section added to this element is one of the four factors mentioned above. It can be obtained by parameter. Therefore, according to the present invention, by subtracting this estimation error from the estimated value estimated by the beam former and the maximum point detection means, the estimation error of the signal source or reflection source direction caused by the difference in phase response is removed. be able to.
（実施例） はじめに、本発明の原理について説明する。(Example) First, the principle of the present invention will be explained.
本発明は、アレイ素子及び付加電子回路素子の位相応答
差異によって生ずる信号源方向の推定誤差を解析的に算
出し、従来の応答差異補正器等のハードウェア的な手段
を用いることなく、ソフトウェア的な手段により該推定
誤差を取り除くところにあり、また該信号源が広帯域信
号源であっても適用できるところにある。The present invention analytically calculates the estimation error in the signal source direction caused by the phase response difference between the array element and the additional electronic circuit element, and uses software to calculate the estimation error in the signal source direction caused by the phase response difference between the array element and the additional electronic circuit element. The estimation error can be removed by suitable means, and the method can be applied even if the signal source is a broadband signal source.
すなわち、本発明は、前記位相応答差異ΔφＩ（力。That is, the present invention provides the phase response difference ΔφI (force).
Δφ２（刀、・・・、２４Ｍ（力とプレイ素子の位置ベ
クトルＰ Ｉ ＋ Ｐ２ ＋・・・＋ＰＭ、ビーム・フ
ォーマの重ミ係数ｂｔ、ｂ２．・・・ｒ ｔ）Ｍ及び信
号源近傍方向のビーム出力の・ぐワース被りトルの推定
値から、信号源方向余弦の推定誤差Δαを算出し、該推
定誤差の算出値Δαを応答差異補正器等を用いない第７
図に示すような従来方式で求めた推定値αから差し引く
ことによって真の推定値ａを求め、位相応答差異Δφ１
（ｆ）、Δφ２（ｆ）、・・・、２４Ｍ（ｆ）によって
生ずる信号源方向の推定誤差を取り除くものである。Δφ2 (sword,..., 24M (force and play element position vector P I + P2 +...+PM, beam former's weight coefficient bt, b2...r t) M and direction near the signal source The estimated error Δα of the cosine in the signal source direction is calculated from the estimated value of the beam torque overlap of the beam output, and the calculated value Δα of the estimated error is used as the seventh
The true estimated value a is obtained by subtracting it from the estimated value α obtained using the conventional method as shown in the figure, and the phase response difference Δφ1
(f), Δφ2(f), . . . , 24M(f) to remove estimation errors in the direction of the signal source.
本発明は、次の関係に基づいて導かれるものである。The present invention is derived based on the following relationship.
■ 第７図のビーム・フォーマ４への入力信号として中
心周波数ｆｋの狭帯域信号が入力されたとし、ｆｋにお
ける位相応答差異をΔφ１（ｋ）、Δφ２（旧。■ Assume that a narrowband signal with a center frequency fk is input as an input signal to the beam former 4 in FIG.
・・・、２４Ｍ（ｋ）とするとき、第７図における平滑
器６の出力Ｌｋ（（：１）のαに関する微分は、ラジア
ン単位で表わした前記位相差異が充分に小さく、１Δφ
１（ｋ）１（１（ｉ＝１．２．・・・、Ｍ）のとき、α
がα。の近傍において、近似的に次式で与えられる
ここで、αがｍ次元ベクトルのとき、Ｈはｍ）（ｒｎ次
行列、ＰＣはｍ次元ベクトルであり、各々で与えられ、
プレイ素子の位置ベクトルＰｔ （幾可的形状）とビー
ム・フォーマの重み係数ｂｉのみで決まる定数である。..., 24M(k), the differential of the output Lk ((:1) of the smoother 6 in FIG. 7 with respect to α is 1Δφ, since the phase difference expressed in radians is sufficiently small
1(k) 1(When 1(i=1.2...,M), α
is α. In the vicinity of
It is a constant determined only by the position vector Pt (geometric shape) of the play element and the weighting coefficient bi of the beam former.
またＬｋはα＝α。の近傍におけるＬｋ（（４を表わし
、ωに＝２πｆｋである。Also, Lk is α=α. Lk((4) in the vicinity of ω=2πfk.
尚、上記式（６）〜（８）は公知であって、例えば次の
文献に記載がある二五十嵐正夫、位相誤差による５ＳＢ
Ｌ音響測音響側角誤差、電子通信学会、５ＡｘＥ８２−
１５、ＰＰｌ−ＰＰ８、１９８２゜■ 信号ｙｘ（ｔ）
、ｙｚ（ｔ）、・・・＋ ｙＭ（ｔ）を前記周波数ｆｌ
＋ｆｚ＋・・・、 ｆＫを中心周波数とする狭帯域成分
に分割し、該各成分の第７図における平滑器６の出力を
各々Ｌｌ（旧＋Ｌｚ（ｋＬ・・・ｖ ＬＭ（ｋ） ：ｋ
＝ １＋ ２ ＋・・・、Ｋ、とすると信号）Ｆｌ
（ｔ）、 ｙｚ （ｔＬ・・・＋ ｙＭ（ｔ）の全帯域
にわたる出力Ｌ（α）は近似的に次式で与えられる。The above equations (6) to (8) are well known, and are described in the following literature, for example, by Masao Nigogarashi, 5SB using phase error.
L-acoustic acoustic side angle error, Institute of Electronics and Communication Engineers, 5AxE82-
15, PPl-PP8, 1982゜■ Signal yx(t)
,yz(t),...+yM(t) as the frequency fl
+fz+..., divided into narrow band components with fK as the center frequency, and the output of the smoother 6 in FIG.
= 1+ 2 +..., K, signal) Fl
(t), yz (tL...+yM(t)) The output L(α) over the entire band is approximately given by the following equation.
通常°、前記周波数ｆ ｌ ｌ ｆｚ ｒ・・・、ｆ％
における狭帯域成分は信号ｙ１（ｔ）、 ｙｚ （ｔＬ
・・・ｓ ｙＭ（ｔ）のディジタルフーリエ変換によっ
て求められ、該変換に用いる信号ｙｌ（ｔＬ ｙｚ （
ｔＬ・・・＋ ｙＭ（ｔ）の時間長をτとすると前記周
波数の間隔ΔｆはΔ、？”＃１／２τに選ばれる。Usually °, the frequency f l l fz r..., f%
The narrowband components in the signals y1(t), yz(tL
...s yM(t) is obtained by digital Fourier transformation, and the signal yl(tL yz (
If the time length of tL...+yM(t) is τ, the frequency interval Δf is Δ,? “Selected as #1/2τ.
■ 式（５）から、平滑器６の出力Ｌ（α）のαに関す
る微分は
で与えられる。(2) From equation (5), the differential of the output L(α) of the smoother 6 with respect to α is given by:
ら、αは を満すα値として与えられる。, α is It is given as an α value that satisfies the following.
■ 式（６）、αＱからａＬ（α）／ａαとして次式が
得られる
■ 式（１１） 、 Ｃ１２から推定値αは次式で与え
られるαモα。■ From equation (6) and αQ, the following equation is obtained as aL(α)/aα. ■ From equation (11) and C12, the estimated value α is given by the following equation.
■ よって、推定値αの推定誤差Δαは次式で与えられ
る。(2) Therefore, the estimation error Δα of the estimated value α is given by the following equation.
すなわち、本発明は、応答差異補正器１６．。That is, the present invention provides a response difference corrector 16. .
１６□、・・・、１６Ｍを用いない第７図に示すような
方向推定方式における方向余弦推定誤差が式α命で与え
られること、つまり当該誤差Δαは位相応答差異Δφ１
０ｃ）、Δφｚ（ｋ）、・・・、Δφｍ（ｋ）： ｋ、
＝ １１２１・・・、Ｋ、が予め与えられておれば、ア
レイの幾可的形状Ｐｉとビーム・フォーが６重み係数Ｊ
（前記Ｈ，ＰｃＬも該Ｐ、とｂｉのみから式（７） 、
（８）で決まる）、及びビーム・フォーマ４のα夕α
。における出力Ｃ（α）のパワースペクトル、すなわち
ｆｔ ＋ ｆｚ ＋・・・、ｆＫにおける前記Ｌ １
＋ Ｉｊ ２ ｒ・・・、Ｌｋとから解析的に算出でき
ることに基づくものである。The direction cosine estimation error in the direction estimation method shown in FIG. 7 that does not use 16□, ..., 16M is given by the formula α, that is, the error Δα is the phase response difference Δφ1
0c), Δφz(k), ..., Δφm(k): k,
= 1121..., K, is given in advance, then the array geometric shape Pi and the beam four have 6 weighting coefficients J
(Formula (7) from the above H, PcL and only the P and bi,
(determined by (8)), and α of beam former 4
. The power spectrum of the output C(α) at ft + fz +..., the above L 1 at fK
This is based on the fact that it can be calculated analytically from +Ij 2 r..., Lk.
特に、第９図に示すビーム・フォーマが均−重みのビー
ム・フォーマでｂｉ＝ｂ ： ｉ＝ １ 、２ 、・・
・。In particular, the beam former shown in FIG. 9 is a uniformly weighted beam former with bi=b: i=1, 2,...
・.
麗、である場合は、式（ロ）から、方向余弦推定誤差Δ
αは次式で与えられることになる。, then from equation (b), the direction cosine estimation error Δ
α is given by the following formula.
（ト）
以上のように、本発明の要点は、位相応答差異Δφ１（
ハ、ｌφ２（刀、・・・、Δφｍ（ｆＩによって生ずる
信号源方向推定装置の推定誤差Δαを、第１１図に示す
ような応答差異補正器１６１１１６２１・・・、１６Ｍ
を用いることなく、アレイの幾可的珍状とビーム・フォ
ーマの重み係数及び信号源方向近傍のビーム・フォーマ
出力のパワースにクトルから予め算出し、該算出値Δα
を従来の信号源方向推定装置の推定値αから差し引くこ
とによって、位相応答差異による推定誤差を取シ除くと
ころにある。(g) As described above, the main point of the present invention is that the phase response difference Δφ1(
C, lφ2(sword,..., Δφm(fI) The estimation error Δα of the signal source direction estimation device is calculated by response difference corrector 16111621..., 16M as shown in FIG.
The calculated value Δα is calculated in advance from the vector of the geometric irregularity of the array, the weighting coefficient of the beam former, and the power of the beam former output near the signal source direction.
By subtracting .alpha. from the estimated value .alpha. of the conventional signal source direction estimation device, estimation errors due to phase response differences are removed.
以下、本発明を実施例に基づき図面を参照して詳細に説
明する。Hereinafter, the present invention will be described in detail based on embodiments with reference to the drawings.
第１図は、本発明の第１の実施例である。第１図におい
て、２０は加算器、２１は方向余弦誤差算出器、２２は
パワース（クトルレジスタ、２３は素子座標レジスタ、
２４は重み係数レジスタ、２５は位相応答差異レジスタ
、２６はアレイ定数レジ・スタである。尚、第６図と同
一の参照番号は同一の構成要素を示す。ノやワースベク
トルレジスタ２２は、信号源方向α。の近傍における前
記パワースペクトルＬ １ ｒ Ｌ ２ ＋・・・、Ｌ
にを、前記周波数ｆ１ ＋ ｆ ｚ ＋・・・、ｆにと
ともに記憶するレジスタ、素子座標レジスタ２３は前記
アレイ素子の位置座標（位置ベクトル）ＰＩ、Ｐ２．・
・・＋ＰＭを記憶するレジスタ、重み係数レジスタ２４
は、ビーム・フォーマ５０重み係数ｂｌｙｂ２＊・・・
、ｂＭを記憶するレジスタ、位相応答差異レジスタ２５
は前記周波数ｊ’ ｌｙ ｆｚ ＋・・・、ｆＫにおけ
る前記各素子の位相応答差異Δφｋ （１） ｖΔφｋ
（２）、・・・、Δφｋ（Ｍ）二に＝１，２．・・・。FIG. 1 shows a first embodiment of the invention. In FIG. 1, 20 is an adder, 21 is a direction cosine error calculator, 22 is a power register, 23 is an element coordinate register,
24 is a weighting coefficient register, 25 is a phase response difference register, and 26 is an array constant register. Note that the same reference numbers as in FIG. 6 indicate the same components. The value vector register 22 indicates the signal source direction α. The power spectrum in the vicinity of L 1 r L 2 +..., L
The element coordinate register 23 is a register that stores the frequencies f1 + f z + .・
...Register for storing +PM, weighting coefficient register 24
is the beamformer 50 weighting coefficient blyb2*...
, bM, phase response difference register 25
is the phase response difference Δφk (1) vΔφk of each element at the frequency j' ly fz +..., fK
(2), ..., Δφk(M) = 1, 2. ....
Ｋ、を記憶するし・ゾスタ、アレイ定数レジスタ２６は
前記定数ＰｃとＨを記憶するレジスタである。The array constant register 26 is a register that stores the constants Pc and H.
また、方向余弦誤差算出器２１は、レジスタ２２゜２３
．２４．２５及び２６から与えられる定数及びデータか
ら、弐α→に基づいて方向余弦推定誤差Δαを求める算
出器、加算器２０は、前記最大点検出器７の出力から、
方向余弦誤差算出器２１の出力Δｄを差し引くだめの加
算器である。Further, the direction cosine error calculator 21 has registers 22 and 23.
．． 24. From the constants and data given from 25 and 26, a calculator and adder 20 calculates the direction cosine estimation error Δα based on 2α→, from the output of the maximum point detector 7,
This is an adder for subtracting the output Δd of the direction cosine error calculator 21.
なお、前記アレイ定数ＰｃとＨは、式（７）と（８）で
示されるように、アレイ素子の位置座標Ｐ１ ＊ Ｐ２
＋・・・、ＰＭトビーム・フォーマ５の重み係数ｂ
ｔ ｒ ｂ ｚ ｒ・・・、 ｂＭから算出できるから
、アレイ定数算出器を付加すればプレイ定数レジスタ２
６は不用である。Note that the array constants Pc and H are determined by the position coordinates P1 * P2 of the array element, as shown in equations (7) and (8).
+..., weighting coefficient b of PM beam former 5
Since it can be calculated from t r b z r..., bM, play constant register 2 can be calculated by adding an array constant calculator.
6 is unnecessary.
また、前記位相応答差異Δφｋ（１）、Δφｋ（２）
、・・・。In addition, the phase response differences Δφk(1), Δφk(2)
,...
Δφｋ（Ｍ） ： ｋ −＝ １ 、２ 、山、Ｋ、が
全てのｋすなわチ全てのｆｉ ｒ ｆ ｚ ＋・・・＋
ｆＫにおいて異なった値をとらず、ｆ ｔ ＋ Ｉ２１
・・・＋ｆｘの中のに′個のみにおいて異なる値をとる
だけであれば、前記位相応答差異レジスタ２５は、Δφ
ｋ・（１）、Δφｋ・（２）、・・・、Δφに／（Ｍ）
（ｋ’＝１．２．・・・、に′）のみを記憶すればよい
。Δφk(M): k −= 1, 2, the mountain, K, is all k, that is, all fi r f z +...+
does not take different values in fK, f t + I21
. . . If only ′ in +fx take different values, the phase response difference register 25 will be set to Δφ.
k・(1), Δφk・(2), ..., Δφ/(M)
It is only necessary to store (k'=1.2..., ni').
本実施例は、信号源方向α。の近傍におけ、るパワース
ペクトルＬ ｌ ＋ Ｌ ２ ＋・・・、 ＬＫが予め
与えられているような場合、例えばアクテイブソーナー
やレーダのように反射源からの反射信号を受信するよう
な場合に適用できるものであり、位置応答誤差を含んだ
最大点検出器７の出力αから、式αめで与えられる解析
的な方法で算出した値Δαを差し引いて、これを信号源
方向の方向余弦推定値αとし、該にから信号源方向１を
算出して、該Ｉを信号源方向推定器の出力とするので、
従来用いられてきた応答差異補正器１６１＋ １６ｚｔ
・・・、１６Ｍを用いることなく、前記位相応答差
異Δφｋ（１）、Δφｋ（２）、・・・。In this embodiment, the signal source direction is α. In the case where the power spectrum L l + L 2 +..., LK is given in advance in the vicinity of This can be applied by subtracting the value Δα calculated by the analytical method given by equation α from the output α of the maximum point detector 7 including the position response error, and calculating this as the estimated direction cosine value of the signal source direction. α, calculate the signal source direction 1 from this, and let I be the output of the signal source direction estimator, so
Conventionally used response difference corrector 161+16zt
..., without using 16M, the phase response differences Δφk(1), Δφk(2), .
Δφｉｃ（Ｍ） ： ｋ＝１．２．・・・、Ｋ、により
生ずる信号源方向の推定誤差を取り除くことができる。Δφic(M): k=1.2. ..., K, can eliminate estimation errors in the signal source direction.
この結果、ハードウェアが小型かつ単純化されるととも
に、経年変化や部品交換等による位相応答差異の変化に
対しては、単にレジスタ２５の記憶内容を変更すればよ
いので、容易に修正することができる。As a result, the hardware can be made smaller and simpler, and changes in the phase response difference due to aging or parts replacement can be easily corrected by simply changing the stored contents of the register 25. can.
第２図は、本発明の第２の実施例であり、第１図に示す
第１の実施例と同様、信号源方向α。の近傍におけるパ
ワースペクトルＬ １ ＋ Ｉｊ ２ ＋・・・、 Ｌ
Ｋが予め与えられているとともに、前記ビーム・フォー
マ４の重み係数が全て等しく、ｂｉ＝ｂ ： ｉ ””
Ｌ２、・・・１Ｍ、である場合の実施例である。FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention, in which the signal source direction α is similar to the first embodiment shown in FIG. Power spectrum in the vicinity of L 1 + Ij 2 +..., L
K is given in advance, the weighting coefficients of the beam former 4 are all equal, and bi=b: i""
This is an example where L2, . . . 1M.
第２の実施例は第１の実施例から重み係数レジスタ２４
を取り除き、前記方向余弦誤差算出器２１において方向
余弦推定誤差Δαを式（ト）によシ算出するようにする
ものである。The second embodiment is a weighting coefficient register 24 from the first embodiment.
is removed, and the direction cosine error calculator 21 calculates the direction cosine estimation error Δα using equation (g).
第３図は、本発明の第３の実施例であり、３０は・ぐワ
ースベクトル推定器、３１はビーム出力選択器である。FIG. 3 shows a third embodiment of the present invention, in which numeral 30 represents a vector estimator and numeral 31 represents a beam output selector.
ビーム出力選択器３１は、最大点検出器７の出力αに対
応するビーム・フォーマ４の出力ζ（α）を選択してＡ
ワースベクトル推定器３０に出力し、パワースペクトル
推定器３０は該（（ａ）から信号源方向α。の近傍にお
けるパワースペクトルＬ ｌ ＋ Ｌ ２ ＋・・・、
ＬＫを推定し、方向余弦誤差算出器２１に出力する。The beam output selector 31 selects the output ζ(α) of the beam former 4 corresponding to the output α of the maximum point detector 7 and sets it to A.
The power spectrum estimator 30 outputs the power spectrum L l + L 2 + . . . in the vicinity of the signal source direction α from ((a) to the signal source direction α.
LK is estimated and output to the direction cosine error calculator 21.
第４図はパワースペクトル推定器３０についての第１の
実施例であり、４０は前記ζ（α）が入力される入力端
子、４１はフーリエ変換器、４２１．４２２１・・・、
４２にはエンベロープ算出器、４３．．４３２．・・・
、４３には平滑器、４４１＋ ４４２ｅ・・・、４４に
は平滑器４３１１４３２１・・・。FIG. 4 shows a first embodiment of the power spectrum estimator 30, where 40 is an input terminal to which the ζ(α) is input, 41 is a Fourier transformer, 421, 4221, . . .
42 is an envelope calculator; 43. ．． 432. ...
, 43 is a smoother, 441+442e..., 44 is a smoother 43114321....
４３Ｋを出力する出力端子である。フーリエ変換器４１
は前記入力ζ（α）の時系列から前記周波数ｆ１＋ｆｔ
ｐ・・・＋ｆｘにおけるフーリエ変換値η１ｔｈ。This is an output terminal that outputs 43K. Fourier transformer 41
is the frequency f1+ft from the time series of the input ζ(α)
Fourier transform value η1th at p...+fx.
ηＺ （ａ） ＋・・・、ηＫ（ａ）を算出し、エンベ
ロープ算出器４２１１４２２１・・・、４２にはフーリ
エ変換値の絶対値ｃＤ ２乗値１ηｔ （（りｌ 、ｌ
ηｚ （ａｌ 、・＝ 、ｌ ηｘ（ａ）Ｉ２を算出す
る。また、平滑器４３．．４３□、・・・、４３には該
絶対値の２乗値を時間積分等により平均化することによ
って、α方向のビーム・フォーマ４の出力ζ（α）のパ
ワースペクトルＬ ｌ ＋ Ｌ ２ ｒ・・・、ＬＫを
求め、出力端子４４１，４４．、・・・、４４Ｋに出力
する。ηZ (a) +..., ηK(a) are calculated, and the envelope calculators 42114221..., 42 calculate the absolute value cD of the Fourier transform value, the square value 1ηt ((ril, l
Calculate ηz (al, .= , l ηx(a)I2. In addition, the smoother 43..43□,..., 43 averages the square value of the absolute value by time integration etc. The power spectrum L l + L 2 r .
第５図はパワースペクトル推定器３０の第２の実施例で
あり、４５． 、４５２ 、・・・、４５にはバンドパ
スフィルタ、４６１ 、４６２ ｔ・・・、４６にはエ
ンベローノ検波器である。バンドパスフィルタはそノ中
心周波数を各々ｆｔ ｔ ｆ ｚ ＋・・・＋ｆｘとす
るフィルタであり、前記入力ζ（ａ）を中心周波数ｆ１
＊ ｆｚ＊・・・。FIG. 5 shows a second embodiment of the power spectrum estimator 30, 45. , 452, . . . , 45 are band pass filters, and 461, 462 t, . . . , 46 are envelope detectors. The bandpass filter is a filter whose center frequency is ft t f z +...+fx, and the input ζ(a) is set to the center frequency f1
*fz*...
ｆＫの狭帯域成分に分割し、エンベローゾ検波器４６１
ｐ ４６２ ｔ・・・、４６には狭帯域成分のエンベ
ロープの２乗値を求め、平滑器４３．．４３□、・・・
、４３Ｋに出力する。なお、・ぐワースベクトル推定器
３０におけるパワー推定値Ｌ １ 、 Ｌ ２１・・・
＋ＬＫとしては、弐α◆の関係から、相対値のみが問題
であるから、第４図と第５図におけるパワースペクトル
の推定においては、各ｆ ｓ ＋ ｆｚ ｒ・・・＋ｆ
ｘにおけるパワースペクトルの相対値が求まれば充分で
ある。divided into narrowband components of fK, and enveloped by an envelope detector 461.
p 462 t..., 46 calculates the square value of the envelope of the narrow band component, and smoother 43 . ．． 43□,...
, output to 43K. Note that the power estimated values L 1 , L 21 , etc. in the worth vector estimator 30...
As for +LK, only the relative value is a problem due to the relationship 2α◆, so in estimating the power spectrum in Figs. 4 and 5, each f s + fz r...+f
It is sufficient to find the relative value of the power spectrum at x.
位相応答差異による方向余弦推定誤差が小さい場合には
、最大点検出器７の出力ａは、信号源方向α。に充分近
いので、ツクワースベクトル推定器に、第４図又は第５
図に示すような方法を用い、信号源方向α。のビーム・
フォーマ４の出力Ｃ（α。）のパワースペクトルの代り
にａ方向のビーム・フォーマ５の出力Ｃ（ａ）の・ぐワ
ースベクトルを用いても充分である。When the direction cosine estimation error due to the phase response difference is small, the output a of the maximum point detector 7 is in the signal source direction α. is close enough to the Zukwerth vector estimator to
Using the method shown in the figure, the signal source direction α. Beam of
Instead of the power spectrum of the output C(α) of the former 4, it is also sufficient to use the .
このように、信号源方向α。の近傍における・ぐワース
ベクトルＬｌ ｒ Ｌ ２ ＊・・・ＩＬＫが推定され
て前記方向余弦誤差算出器２１に入力されれば、以下第
１の実施例と同じ原理に基づく本発明の実施例となる。Thus, the signal source direction α. Once the value vector Ll r L 2 *...ILK in the vicinity of Become.
第６図は本発明の第４の実施例であり、第３図に示す第
３の実施例と同様、信号源方向α。の近傍におけるパワ
ースペクトルＬ １ ＊ Ｌ ２ ＋・・・＋ ＬＫ
ｔ ノソワースペクトル推定器３０で推定するものであ
るが、ビーム・フォーマ４の重み係数が全て等しく、Ｊ
＝＝ｂ ： ｉ＝１ 、２ 、・・・１Ｍ、である場合
の実施例である。第４の実施例は第３の実施例から重み
係数レジスタ２４を取り除き、方向余弦誤差算出器２１
において方向余弦推定誤差Δαを式（ト）により算出す
るものである。FIG. 6 shows a fourth embodiment of the present invention, in which the signal source direction α is similar to the third embodiment shown in FIG. Power spectrum in the vicinity of L 1 * L 2 +...+ LK
The weighting coefficients of the beam former 4 are all equal and J
==b: This is an example where i=1, 2, . . . 1M. The fourth embodiment removes the weighting coefficient register 24 from the third embodiment and uses the direction cosine error calculator 21.
The direction cosine estimation error Δα is calculated using equation (g).
以上、本発明を実施例に基づき説明した。尚、プレイと
しては平面アレイの他、直線アレイや３次元アレイを用
いることができる。The present invention has been described above based on examples. In addition to the planar array, a linear array or a three-dimensional array can be used for the play.
（発明の効果）
この発明は以上説明したように、位相応答差異により生
ずる広帯域信号源又は反射源方向の推定誤差を、予め与
えられる位相応答の差異と、プレイの幾可学的形状すな
わちプレイ素子位置座標と、ビーム・フォーマの重み係
数と、信号源の近傍方向のパワースペクトルとから解析
的な方法で算出することにより取り除くので、はぼアレ
イ素子数Ｍに比例した数だけ必要としかつ対象とする帯
域内で充分な精度で位相応答差異を補正できる位相応答
差異補正器を必要としない。また、装置を大幅に小型化
・単純化できるとともに、アレイやその付加電子回路部
の経年変化及び部品交換等に伴う位相応答差異の変化に
容易に対応できる利点があり、遅延−加算方式のビーム
・フォーマを用いるソーナー、音響測位、レーダ等にお
ける信号源方向の推定装置に利用することができる。(Effects of the Invention) As explained above, the present invention reduces the estimation error of the broadband signal source or reflection source direction caused by the difference in phase response by combining the difference in phase response given in advance and the geometrical shape of the play, that is, the play element. Since it is removed by calculating it analytically from the position coordinates, the weighting coefficient of the beam former, and the power spectrum in the vicinity of the signal source, only a number proportional to the number M of array elements are required and the target There is no need for a phase response difference corrector that can correct the phase response difference with sufficient accuracy within the specified band. In addition, it has the advantage of being able to significantly downsize and simplify the device, as well as easily adapting to changes in phase response due to age changes in the array and its additional electronic circuitry, and changes in phase response due to component replacement. - Can be used in signal source direction estimation devices for sonar, acoustic positioning, radar, etc. that use formers.
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は本発明の第２の実施例を示すブロック図、第３図は
本発明の第３の実施例を示すブロック図、第４図及び第
５図はパワースペクトル推定器の具体例を示すブロック
図、第６図は本発明の第４の実施例を示すブロック図、
第７図はビーム・フォーマと最大点検出器を用いる信号
源方向推定装置の構成例を示す図、第８図はアレイが平
１０図はビーム・フォーマ出力の２乗値に対する平滑器
出力と信号源方向の方向余弦値及び方向余弦推定値の関
係を示す図、第１１図は応答差異補正器を用いた従来の
方向推定誤差の補正方式の構成を示すブロック図である
。
１１．１□、・・・＋ ＬＭ・・・アレイ素子、２１＊
２２１・・・。
２Ｍ・・・増幅器、３１，３□、・・・＋３Ｍ・・・帯
域制限フィルタ、４・・・ビーム・フォーマ、５・・・
２乗器、６・・・平滑器、７・−・最大点検出器、８・
・・角度変換器、９・・・方向推定値出力端子、１０・
・・平面アレイ、１１１゜１１２、・・・、１１Ｍ・・
・時間遅延補償器、１２１，１２□。
・・・、１２Ｍ・・・重み付加器、１４・・・加算器、
１６１ 。
１６２、・・・、１６Ｍ・・・応答差異補正器、２０・
・・加算器、２１・・・方向余弦誤差算出器、２２・・
・パワース硬りトルレジスタ、２３・・・素子座標レジ
スタ、２４・・・重み係数レジスタ、２５・・・位相応
答差異レジスタ、２６・・・アレイ定数し・ゾスタ、３
０・・・パワースペクトル推定器、３１・・・ビーム出
力選択器、４１・・・フーリエ変換器、４２．．４２□
＋＋ ＋、＋・、４２Ｋ・・・エンベロープ算出器、４
３ ｌｅ ４３２１・・・、４３Ｋ・・・平滑器、４５
１゜４５２、・・・、４５Ｋ・・・バンドパスフィルタ
、４６１１４６２、・・・、４６Ｋ・・・エンペローｆ
検波器。
４２、．４２．−−−−４２．；工）ぺＶ−ゲ算、ｔａ
４３．，４３２−−−−４３に；手うを番第４図
４５１．４５２．−４５Ｋ ；ノぐンｉ）く入フイ）レ
グ４６１・４６２．−＝４６Ｋｉエシベロープ刈し戎名
塾第５図
メ′
（θよ。、ｅ、Ｊｏ、θ２゜）
第８図
第９図
第１ｏ図FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention;
The figure is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, FIG. 3 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention, and FIGS. 4 and 5 are block diagrams showing a specific example of a power spectrum estimator. 6 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention,
Figure 7 is a diagram showing a configuration example of a signal source direction estimation device using a beam former and a maximum point detector, and Figure 8 shows an array. FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of a conventional direction estimation error correction method using a response difference corrector. 11.1□, ... + LM... array element, 21*
221... 2M...Amplifier, 31,3□,...+3M...Band limit filter, 4...Beam former, 5...
squarer, 6... smoother, 7... maximum point detector, 8...
... Angle converter, 9... Direction estimated value output terminal, 10.
... Planar array, 111°112, ..., 11M...
・Time delay compensator, 121, 12□. ..., 12M... weight adder, 14... adder,
161. 162,..., 16M... response difference corrector, 20.
...Adder, 21...Direction cosine error calculator, 22...
・Powers stiffness register, 23...Element coordinate register, 24...Weighting coefficient register, 25...Phase response difference register, 26...Array constant ・ZOSTA, 3
0... Power spectrum estimator, 31... Beam output selector, 41... Fourier transformer, 42. ．． 42□
++ +, +・, 42K...envelope calculator, 4
3 le 4321..., 43K... smoother, 45
1゜452,..., 45K... Bandpass filter, 4611462,..., 46K... Enpero f
Detector. 42,. 42. -----42. ; Engineering) PeV-ge calculation, ta
43. , 432----43; hand number 451.452. -45K; Nogun i) Kuirifui) Leg 461/462. -=46Ki Eshibe rope cutting Enamejuku Figure 5 Me' (θyo., e, Jo, θ2°) Figure 8 Figure 9 Figure 1o
Claims (3)
レイと、前記アレイの各受波器素子の出力信号を遅延さ
せて加算する遅延−加算方式のビーム・フォーマと、該
ビーム・フォーマの出力が最大となる方向又は方向余弦
を求める最大点検出手段とを有し、該最大点検出手段で
求めたビーム・フォーマ出力の最大点から信号源又は反
射源の方向を推定する方向推定装置において、 前記アレイの受波器素子又は前記アレイの受波器素子に
付加される電気回路部に存在する位相応答の差異によつ
て生ずる前記信号源又は反射源方向の推定誤差を、前記
位相応答の差異と前記アレイの受波器素子の位置座標と
前記ビーム・フォーマの重み係数と前記信号源又は反射
源近傍方向のビーム出力のパワースペクトルの推定値と
から算出し、算出された推定誤差を前記ビーム・フォー
マと前記最大点検出手段により推定される推定値から差
し引くことによつて、前記位相応答の差異により生ずる
前記信号源又は反射源方向の推定誤差を取り除くことを
特徴とする方向推定誤差の補正方式。(1) An array consisting of a plurality of receiver elements arranged in space, a delay-addition beam former that delays and adds the output signals of each receiver element of the array, and and a maximum point detection means for determining the direction or direction cosine in which the former output is maximum, and direction estimation for estimating the direction of the signal source or reflection source from the maximum point of the beam former output determined by the maximum point detection means. In the apparatus, an estimation error in the direction of the signal source or reflection source caused by a difference in phase response existing in a receiver element of the array or an electric circuit section added to the receiver element of the array is calculated as the phase An estimation error calculated from the response difference, the position coordinates of the receiver elements of the array, the weighting coefficient of the beam former, and the estimated value of the power spectrum of the beam output in the direction near the signal source or reflection source. Direction estimation characterized in that an error in estimating the direction of the signal source or reflection source caused by a difference in the phase response is removed by subtracting the estimated value by the beam former and the maximum point detection means. Error correction method.
・フォーマを用い、前記算出された推定誤差を、前記位
相応答の差異と前記アレイの受波器素子の位置座標と前
記信号源又は反射源近傍方向のビーム出力のパワースペ
クトルの推定値から算出することを特徴とする特許請求
の範囲第１項に記載の方向推定誤差の補正方式。(2) A beam former with a uniform weighting coefficient is used as the beam former, and the calculated estimation error is calculated based on the difference in the phase response, the position coordinates of the receiver elements of the array, and the signal source or reflection source. 2. The direction estimation error correction method according to claim 1, wherein the direction estimation error is calculated from an estimated value of a power spectrum of a beam output in a nearby direction.
アレイから選択されるひとつのアレイを用いることを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載の方向推定誤差の
補正方式。(3) The direction estimation error correction method according to claim 1, wherein one array selected from a linear array, a planar array, and a three-dimensional array is used as the array.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60096071A JPH0693014B2 (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Direction estimation device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60096071A JPH0693014B2 (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Direction estimation device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61254869A true JPS61254869A (en) | 1986-11-12 |
| JPH0693014B2 JPH0693014B2 (en) | 1994-11-16 |
Family
ID=14155178
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60096071A Expired - Lifetime JPH0693014B2 (en) | 1985-05-08 | 1985-05-08 | Direction estimation device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0693014B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0882664A (en) * | 1994-09-13 | 1996-03-26 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | Estimation method of signal arrival direction |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59104577A (en) * | 1982-12-08 | 1984-06-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | Correcting system of estimated error of angle |
-
1985
- 1985-05-08 JP JP60096071A patent/JPH0693014B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59104577A (en) * | 1982-12-08 | 1984-06-16 | Oki Electric Ind Co Ltd | Correcting system of estimated error of angle |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0882664A (en) * | 1994-09-13 | 1996-03-26 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | Estimation method of signal arrival direction |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0693014B2 (en) | 1994-11-16 |
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