JPS61108208A - Push-pull amplifier circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce crossover distortion and switching distortion by providing a series circuit comprising a diode and a resistor inserted between a base and emitter of an output transistor (TR) and a constant current source applying the operating current to the diode so as to bias forward the output TR at all times. CONSTITUTION:Suppose that a positive input signal is fed to an input terminal 9 and a collector current of the 1st and 2nd pre-drive TRs 10, 11 is increased to I1+OMEGAI, since the collector current of the 1st and 2nd TRs 25, 26 is a constant current I1, the collector current of the 1st and 2nd pre-drive TRs 10, 11 is deficient by the OMEGAI, The deficient OMEGAI of the collector current of the 1st pre-drive TR10 is supplied via a base-emitter junction of the 1st output TR12 and the deficient OMEGAI of the collector current of the 2nd pre-drive TR11 is supplied from the 2nd constant current source source 21 via the 2nd resistor 20. As a result, the collector current of the 1st output TR12 is increased, the collector current of the 2nd output TR13 is decreased and the current difference is fed to a load 27.

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、音響用の電力増幅器の出力段に用いて好適な
プッシュプル増幅回路に関するもので、特に歪率を悪化
させること無く低消費電流化が計れるプッシュプル増幅
回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Industrial Application Field The present invention relates to a push-pull amplifier circuit suitable for use in the output stage of an acoustic power amplifier, and particularly relates to a push-pull amplifier circuit that achieves low power consumption without deteriorating the distortion factor. This article relates to a push-pull amplifier circuit that can measure current.

（ロ）従来の技術 音響用の電力増幅器の出力段には、通常Ｂ級動作のプッ
シュプル増幅回路が用いられている。前記プッシュプル
増幅回路は、クロスオーバー歪やスイッチング歪の発生
という基本的な問題を有しているが、アイドリンク電流
を十分に流すことにより、前記クロスオーバー歪やスイ
ッチング歪の発生を抑制出来るということが知られてい
る。しかしながら、ボータプルの音響機器の如く、電池
を電源とする機器においては、電池寿命の関係からアイ
ドリンク電流をあまり多く流すことが出来ず、その結果
ある程度のクロスオーバー歪やスイッチング歪の発生を
許容せざるを伊なかった。(b) Conventional Technology A push-pull amplifier circuit operating in class B is usually used in the output stage of an audio power amplifier. The push-pull amplifier circuit has a basic problem of generating crossover distortion and switching distortion, but by flowing a sufficient idle link current, the generation of crossover distortion and switching distortion can be suppressed. It is known. However, in equipment powered by batteries, such as Votaple's audio equipment, it is not possible to allow a large amount of idle link current to flow due to battery life, and as a result, a certain amount of crossover distortion and switching distortion cannot be tolerated. There was no colander.

例えば、実開昭５５−８７０１７号公報には、電池を電
源とし、低電圧で動作する電流駆動型のプッシュプル増
幅回路が示されているが、電池の寿命を伸ばす為アイド
リンク電流を小にするとりｐスオーバー歪やスイッチン
グ歪が大となり、歪率が大巾に悪化するという欠点があ
った。すなわち、前記公報に記載されたプツシ−プル増
幅回路は、第２図に示す如く、前置駆動トランジスタ（
１）と、第１及び第２駆動トランジスタ（２）及び（３
）と、第１及び第２出力トランジスタ（４）及び（５）
と、第１及び第２バイアストランジスタ（６）及び（７
）とを備えているが、アイドリンク電流を小にする為、
定電流源（８）に流れる電流を小にしたり、第１バイア
ストランジスタ（６）と第１駆動トランジスタ（２）に
流れる電流の比及び第２バイアストランジスタ（７）と
第２駆動トランジスタ（３）に流れる電流の比を大にす
ると、正入力信号の印加時に第１駆動トランジスタ（２
）が直ちにオフし、負入力信号の印加時に第２駆動トラ
ンジスタ（３）が直ちにオフしてオフ状態になる前記第
１もしくは第２駆動トランジスタ（２１もしくは（３１
のベースインピーダンスが急激に低下し、クロスオーバ
ー歪を発生するという欠点があった。For example, Japanese Utility Model Application Publication No. 55-87017 discloses a current-driven push-pull amplifier circuit that uses a battery as a power source and operates at low voltage. However, in order to extend the battery life, the idle link current is reduced. As a result, p-sover distortion and switching distortion become large, resulting in a drawback that the distortion rate deteriorates considerably. That is, the push-pull amplifier circuit described in the above publication uses a front drive transistor (
1) and the first and second drive transistors (2) and (3
), and the first and second output transistors (4) and (5)
and the first and second bias transistors (6) and (7
), but in order to reduce the idle link current,
The current flowing through the constant current source (8) is reduced, the ratio of the current flowing through the first bias transistor (6) and the first drive transistor (2), and the ratio between the second bias transistor (7) and the second drive transistor (3). By increasing the ratio of the current flowing through the first drive transistor (2) when a positive input signal is applied,
) immediately turns off, and when a negative input signal is applied, the second drive transistor (3) immediately turns off and enters the off state.
This had the disadvantage that the base impedance of the device suddenly decreased, causing crossover distortion.

また、前記第１もしくは第２駆動トランジスタ（２）も
しくは（３）がオフ状態からオン状態に変化するとき時
間遅れを生じ、スイッチング歪を発生するという欠点が
あった。Furthermore, there is a drawback that a time delay occurs when the first or second drive transistor (2) or (3) changes from an off state to an on state, resulting in switching distortion.

（）→　発明が解決しようとする問題点従って、従来の
電池を電源とするプッシュプル増幅回路は、電池寿命か
歪かのいずれか一方を犠牲にしなければないという問題
があった。また、前記実開昭５５−８７０１７号公報に
記載されたプッシュプル増幅回路は、３ｖの電源であれ
ば動作可能であるが、１．５Ｖ電源では動作させること
が出来ないという問題があった。()→ Problems to be Solved by the Invention Therefore, the conventional push-pull amplifier circuit using a battery as a power source has had the problem of having to sacrifice either battery life or distortion. Further, the push-pull amplifier circuit described in the above-mentioned Japanese Utility Model Publication No. 55-87017 can operate with a 3V power supply, but there is a problem in that it cannot operate with a 1.5V power supply.

（−Ｊ　問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、出力トラン
ジスタのベース・エミッタ間に挿入されるダイオードと
抵抗との直列回路と、前記ダイオードに動作電流を供給
する定電流源を有する点を特徴とする。(-J Means for Solving the Problems The present invention has been made in view of the above points, and includes a series circuit of a diode and a resistor inserted between the base and emitter of an output transistor, and It is characterized by having a constant current source that supplies current.

Ｇ１４　作用 本発明に依れば、ダイオードと抵抗とによって出力トラ
ンジスタを常に順方向にバイアスしているので、前記出
力トランジスタがオフすることが無く、クロスオーバー
歪やスイッチング歪の軽減を計ることが出来る。G14 Effect According to the present invention, since the output transistor is always biased in the forward direction by the diode and the resistor, the output transistor is never turned off, and crossover distortion and switching distortion can be reduced. .

（へ）実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、（９１は
増幅されるべき入力信号が印加される入力端子、０１）
）はベースが該入力端子（９）に接続されたエミッタ接
地型の第１前置駆動トランジスタ、０１）はベース及び
エミッタが該第１前置駆動トランジスタ００１０ベース
及びエミッタとそれぞれ共通接続された第２前置駆動ト
ランジスタ、（１２１はベースが前記第１前置駆動トラ
ンジスタ（］０）のコレクタに接続すれた第１出力トラ
ンジスタ、０狙まベースが前記第２前置駆動トランジス
タ（１１）のコレクタに接続された第２出力トランジス
タ、鵠は前記第１出力トランジスタ０２のベース・エミ
ッタ間に直列接続されたダイオード接続型のトランジス
タ（以下第１ダイオードと称す）圓及び第１抵抗（１θ
と、前記第１ダイオードａ５１に動作電流を供給する第
１定電流源０ηとから成る第１バイアス回路、邸は前記
第２出力トランジスタ０３）のベース・エミッタ間に直
列接続されたダイオード接続型のトランジスタ（以下第
２ダイオードと称す）＋１！ｌ及び第２抵抗（２０１と
、前記第２ダイオード０１に動作電流を供給する第２定
電流源Ｃ２１１とから成る第２バイアス回路、及び＠は
ダイオード接続型のトランジスタ（以下第３ダイオード
と称す）（２３）と、該第３ダイオード（２３に動作電
流を供給する第３定電流源０４１と、前記第３ダイオー
ド（２■と電流ミラー接続された第１及び第２トランジ
スタ（２印及び（２６）から成り、前記第１及び第２前
置駆動トランジスタ００）及び０１）のコレクタ電流を
供給する定電流回路である。尚、第１及び第２前置駆動
トランジスタ０〔及び旧）と定電流回路＠とは、第１及
び第２出力トランジスタ（１２）及び０３）の為の平衡
型電流駆動段を構成している。(F) Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, (91 is an input terminal to which an input signal to be amplified is applied, 01)
) is a common-emitter first pre-drive transistor whose base is connected to the input terminal (9), and 01) is a first pre-drive transistor whose base and emitter are commonly connected to the base and emitter of the first pre-drive transistor 0010, respectively. 2 predrive transistors, (121 is a first output transistor whose base is connected to the collector of said first predrive transistor (]0); 0 whose base is connected to the collector of said second predrive transistor (11); The second output transistor connected to the first output transistor 02 is a diode-connected transistor (hereinafter referred to as the first diode) connected in series between the base and emitter of the first output transistor 02, and the first resistor (1θ
and a first constant current source 0η that supplies an operating current to the first diode a51; Transistor (hereinafter referred to as second diode) +1! a second bias circuit consisting of a second resistor (201), a second constant current source C211 that supplies an operating current to the second diode 01, and @ a diode-connected transistor (hereinafter referred to as a third diode); (23), a third constant current source 041 that supplies an operating current to the third diode (23), and the first and second transistors (2 mark and (26 ), which is a constant current circuit that supplies the collector current of the first and second front drive transistors 00) and 01). The circuit @ constitutes a balanced current drive stage for the first and second output transistors (12) and 03).

第１図において、説明を簡単にする為、各トランジスタ
のサイズを全て等しいものと仮定し、まず無信号時の動
作について説明する。第３定電流源ｃ２４）に流れる電
流をＩ、とすれば、第３ダイオード（２３）に流れる電
流が１１になり、第１及び第２トランジスタ（２ｍ及び
１２６＋のコレクタ電流もＴ、　　となる。In FIG. 1, in order to simplify the explanation, it is assumed that all the transistors have the same size, and the operation in the absence of a signal will be explained first. If the current flowing through the third constant current source c24) is I, the current flowing through the third diode (23) is 11, and the collector currents of the first and second transistors (2m and 126+) are also T.

一方、ベースバイアスを適切に設定すれば、第１及び第
２前置駆動トランジスタ００）及び（Ｉｌｌのコレクタ
電流を■、にすることが出来、その結果、第１及び第２
トランジスタＣ５１及びｒ２ｅのコレクタ電流■１をす
べて第１及び第２前置駆動トランジスタ（１）１１及び
（１１）によって吸引することが出来る。また、第１及
び第２定電流源０７１及び（２１；に流れる電流をそれ
ぞれＩ２とすれば、第１及び第２ダイオード（１５１及
びαｌに流れる電流がＩ２となる。しかして、第１トラ
ンジスタ（２９に流れる電流■１と第１前置駆動トラン
ジスタ０（ト）に流れる電流が等しい為に、第１出力ト
ランジスタ（１２１のベース電流が前記第１前置駆動ト
ランジスタ（１０１に流入することは無く、前記第１出
力トランジスタ（１２＋のコレクタ電流は、前記第１ダ
イオ−トロ８に流れる電流■、と略等しい電流となる。On the other hand, if the base bias is set appropriately, the collector currents of the first and second pre-drive transistors 00) and (Ill) can be set to .
The collector currents 1 of the transistors C51 and r2e can all be absorbed by the first and second pre-drive transistors (1) 11 and (11). Furthermore, if the currents flowing through the first and second constant current sources 071 and (21; are respectively I2, then the currents flowing through the first and second diodes (151 and αl) are I2. Therefore, the first transistor ( Since the current flowing through 29 is equal to the current flowing through the first pre-drive transistor 0 (g), the base current of the first output transistor (121) does not flow into the first pre-drive transistor (101). , the collector current of the first output transistor (12+) is approximately equal to the current (2) flowing through the first diode 8.

また、第２トランジスタ（イ）に流れる電流Ｉ、と前記
第２前置駆動トランジスタ（Ｉｌｌに流れる電流Ｉ、と
が等しい為に、前記第２トランジスタ磯のコレクタ電流
が第２出力トランジスタａ〜のベースに流入することは
無く、前記第２出力ｌ・ランジスタ（１：９のコレクタ
電流は、前記第２ダイオード０９に流れる電流■２と略
等しい電流となる。そして、前記第１出力トランジスタ
０２１のコレクタ電流■、と前記第２出力トランジスタ
０３）のコレクタ電流■、とは等しくなるので、無信号
状態において負荷（５）に電流が流れることはない。Furthermore, since the current I flowing through the second transistor (a) and the current I flowing through the second pre-drive transistor (Ill) are equal, the collector current of the second transistor Iso is the same as that of the second output transistor a. The collector current of the second output transistor 021 (1:9) is approximately equal to the current 2 flowing through the second diode 09. Since the collector current (2) and the collector current (2) of the second output transistor 03) are equal, no current flows to the load (5) in a no-signal state.

次に入力端子（９）に正の入力信号が印加され、第１及
び第２前置駆動トランジスタ００）及び旧）のコレクタ
電流がそれぞれ■１＋△■に増加したとすれば、第１及
び第２トランジスタ（２５）及び（２６＋のコレクタ電
流は定電流■１である為、前記第１及び第２前置駆動ト
ランジスタ００１及び０１１のコレクタ電流がΔ■だけ
不足し、前記第１前置駆動トランジスタ（１０１のコレ
クタ電流の不足分△■が第１出力トランジスタ（１２１
のベース中エミッタ接合を介して供給されるとともに、
前記第２前置駆動トランジスタ０１）のコレクタ電流の
不足分Δ■が第２定電流源ｆｆ（１）から第２抵抗（２
＋１１を介して供給される。その結果、第１出力トラン
ジスタ（１２１のコレクタ電流が増加し、第２出力トラ
ンジスタ（１３１のコレクタ電流が減少し、その差電流
が負荷罰に供給される。前記第１出力トランジスタ１１
２１のコレクタ電流Ｉｏ＋は、Ｉ。＋　＝　（Ｉ２十△
Ｉ）＊　ｅヱｐ（ｓ、ｒ　”　Ｌ・ΔＩ）　　　・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）となる。Next, if a positive input signal is applied to the input terminal (9) and the collector currents of the first and second predrive transistors 00) and OLD) increase to ■1+△■, then Since the collector currents of the two transistors (25) and (26+) are constant current ■1, the collector currents of the first and second front drive transistors 001 and 011 are insufficient by Δ■, and the first front drive transistor (The shortage △■ of the collector current of 101 is the first output transistor (121
is supplied through the emitter junction in the base of
The shortage Δ■ of the collector current of the second pre-drive transistor 01) is transferred from the second constant current source ff(1) to the second resistor (2
+11. As a result, the collector current of the first output transistor (121) increases, the collector current of the second output transistor (131) decreases, and the difference current is supplied to the load.
The collector current Io+ of 21 is I. + = (I20△
I) * eep(s, r ” L・ΔI)...
・・・・・・・・・・・・・・・・・・(1)

また、前記第２出力トランジスタ（１３１のコレクタ電
流Ｉ０２は、 〔ただし、Ｒ２は第２抵抗（２０１の抵抗値〕となる。Further, the collector current I02 of the second output transistor (131) is as follows: [However, R2 is the second resistance (resistance value of 201)].

従って、例えば、Ｉ、＝１００μＡ、　Ｒ。Therefore, for example, I, = 100 μA, R.

＝Ｒ，＝２にΩとして前記第１及び第２出力トランジス
タ（１２＋及び０ｍのコレクタ電流Ｉ。ｌ　、■Ｏ！を
計算すると、前記電流の不足分ΔＩに応じて、第１表の
如くなる。When the collector currents of the first and second output transistors (12+ and 0 m, I.l, ■O! are calculated with =R and =2 as Ω, they will be as shown in Table 1, depending on the current shortage ΔI). .

更に入力端子（９）に負の入力信号が印加され、第１及
び第２前置駆動トランジスタＯＯ）及び（１１）のコレ
クタ電流がそれぞれ■、−△■に減少したとすれば、第
１及び第２トランジスタＩ２５）及び（２６）のコレク
タ電流が△■だけ余り、前記第１トランジスタ（ハ）の
コレクタ電流の余り分△Ｉが第１抵抗（１６１を介して
第１定電流源０７）に流入し、前記第２トランジスタ（
支））のコレクタ電流の余り分△■が第２出力トランジ
スタ（１３１のベースに流入する。その結果、第１出力
トランジスタ（１２）のコレクタ電流が減少し、第２出
力トランジスタ０３）のコレクタ電流が増加し、その差
電流が負荷（２７）から供給される。その時の第１出力
トランジスタ（１２＋のコレクタ電流は、前記第（２）
式で示される電流Ｉ。２となり、第２出力トランジスタ
（１３１のコレクタ電流は、前記第（１）式で示される
電流■ｏ、となり、余り分△Ｉとの関係も第１表の如く
なる。Further, if a negative input signal is applied to the input terminal (9) and the collector currents of the first and second pre-drive transistors OO) and (11) decrease to ■, -△■, respectively, then the first and second predrive transistors OO) and (11) decrease to The collector currents of the second transistors I25) and (26) are surplus by Δ■, and the surplus collector current ΔI of the first transistor (c) is supplied to the first constant current source 07 via the first resistor (161). flows into the second transistor (
The remainder △■ of the collector current of the second output transistor (131) flows into the base of the second output transistor (131).As a result, the collector current of the first output transistor (12) decreases, and the collector current of the second output transistor (03) decreases. increases, and the difference current is supplied from the load (27). At that time, the collector current of the first output transistor (12+) is
The current I given by the formula. 2, the collector current of the second output transistor (131) is the current ■o shown by the above equation (1), and the relationship with the remainder ΔI is as shown in Table 1.

第１１）及び第（２１式と第１表から明らかな如く、入
力信号のレベルに応じて決まる電流の不足分もしくは余
り分Δ■がΔ■〈■２であれば、第１及び第２出力トラ
ンジスタを共にオン状態に維持することが出来、これに
よってクロスオーバー歪及びスイッチング歪の軽減を計
ることが出来る。また、第１図の回路における最大出力
電流■。ｍａｒは、第（１）式において△Ｔ−４，にし
たときに求められるが、前記第（１）式から明らかな如
く、前記最大出力電流’Ｉｏ　ｍａｘ　は第１定電流源
０７１に流れる電流■２と、第３定電流源（２４）に流
れる電流■１と、第１抵抗（１６１の抵抗値Ｒ１とによ
って決まるので、前記第１抵抗Ｑ６１の抵抗値Ｒ３を太
にすれば、前記最大出力電流Ｉｏｍａｘ　　を大にする
ことが出来る。しかしながら、前記第１抵抗（１６１の
抵抗値Ｒ，を太にすると、第１ダイオード０５１と第１
出力トランジスタ０２１とのミラー関係が保てなくなり
、出力電流の減少時の速度が大となるので、クロスオー
バー歪を発生仕易くなる１その為、前記第１抵抗Ｑ印の
抵抗値Ｒ，は、所望の最大出力電流が得られる範囲で出
来るだけ小とする必要があり、例えば２にΩ〜４にΩに
設定すれば良い。11) and (21) and Table 1, if the current shortage or surplus Δ■ determined according to the level of the input signal is Δ■<■2, the first and second outputs Both transistors can be maintained in the on state, thereby reducing crossover distortion and switching distortion.Also, the maximum output current in the circuit of Fig. 1. ΔT-4, but as is clear from the above equation (1), the maximum output current 'Io max is calculated by the current ■2 flowing through the first constant current source 071 and the third constant current source 071. Since it is determined by the current ■1 flowing through (24) and the resistance value R1 of the first resistor (161), the maximum output current Iomax can be increased by increasing the resistance value R3 of the first resistor Q61. However, if the resistance value R of the first resistor (161) is increased, the first diode 051 and the first
Since the mirror relationship with the output transistor 021 cannot be maintained and the speed at which the output current decreases increases, crossover distortion is likely to occur.1 Therefore, the resistance value R of the first resistor Q is It is necessary to make it as small as possible within the range in which the desired maximum output current can be obtained, and for example, it may be set to 2Ω to 4Ω.

第３図は、本発明の具体回路例を示すもので、第２ダイ
オードＯｔの動作電流を第３ダイオードＱ：鳴に電流ミ
ラー接続された第３トランジスタ（２８１により供給し
ている点、前記第２ダイオードａ！Ｊに電流ミラー接続
された第４トランジスタ四を設け、該第４トランジスタ
ｔ２９１のコレクタ電流を第１ダイオードｉｆ！ｉ！に
動作電流として供給している点、第１出力トランジスタ
（１′Ａのコレクタ電流を第１ミラー回路曽で反転して
出力点Ａに供給している点、及び第２出力トランジスタ
（１３１のコレクタ電流を第２電流ミラー回路…）で反
転して出力点Ａに供給している点を特徴とする。尚、第
３図における他の回路素子は、第１図の回路素子と同一
に付、同一の図番を付し、説明を省略する。FIG. 3 shows a specific circuit example of the present invention, in which the operating current of the second diode Ot is supplied to the third diode Q by a third transistor (281) connected in a current mirror. 2 diode a!J is provided with a fourth transistor 4 connected in a current mirror, and the collector current of the fourth transistor t291 is supplied to the first diode if!i! as an operating current. The collector current of 'A is inverted by the first mirror circuit So and supplied to output point A, and the collector current of 131 is inverted by the second current mirror circuit...) and supplied to output point A. The other circuit elements in FIG. 3 are given the same numbers as the circuit elements in FIG. 1, and their explanations will be omitted.

第３図の場合、第３電流源（２４）に流れる電流■。In the case of FIG. 3, the current ■ flowing through the third current source (24).

が第３ダイオード（ハ）に流れ、該第３ダイオード（２
，１と電流ミラー接続された第１乃至第３トランジスタ
ー乃至（２８）のコレクタ電流も１１　となる。前記第
１及び第２トランジスタ＋２５１及び（２６）のコレク
タ電流１１は、第１図の場合と同様、第１及び第２前置
駆動トランジスタ００１及び旧）の動作電流として使用
され、前記第３トランジスタ（ハ）のコレクタ電流■１
は、第２ダイオード０！Ｊに供給される。従って、前記
第３トランジスタ（財）は第１図の第２定電流源１２１
）と同一の作用を呈する。また、第４トランジスタ翰は
、第２ダイオード０９と電流ミラー接続されているので
、前記第４トランジスタ翰のコレクタ電流も■１となり
、該コレクタ電流■１は、第１ダイオード０５１の動作
電流となる。従って、前記第４トランジスタ翰は第１図
の第１定電流源０ηと同一の作用を呈する。尚、第３ト
ランジスタ（ハ）のコレクタ電流は、第３ダイオード（
２３１と前記第３トランジスタ（２印とのミラー比を変
更するだけで任意の値に設定出来、第１及び第２前置駆
動トランジスタ００１及び０１）の動作電流と、第１及
び第２出力トランジスタ０２１及び０３）のベースバイ
アス電流とを独立に設定することが出来る。第１及び第
２電流ミラー回路例及び…）は、第１及び第２出力トラ
ンジスタＯ２及び（１３１のコレクタ電流を増幅する為
に配置されており、前記第１及び第２電流ミラー回路咎
及び包）のミラー比をｎとすれば、前記第１及び第２出
力トランジスタ（１２１及び（１■のコレクタ電流はｎ
倍に増幅されて出力点Ａに供給される。flows to the third diode (c), and the third diode (2
. The collector currents 11 of the first and second transistors +251 and (26) are used as operating currents of the first and second predrive transistors 001 and 26, as in the case of FIG. (c) Collector current■1
is the second diode 0! supplied to J. Therefore, the third transistor (goods) is connected to the second constant current source 121 in FIG.
) has the same effect as Further, since the fourth transistor wire is connected in a current mirror with the second diode 09, the collector current of the fourth transistor wire is also 1, and the collector current 1 becomes the operating current of the first diode 051. . Therefore, the fourth transistor screen exhibits the same function as the first constant current source 0η of FIG. Note that the collector current of the third transistor (c) is the same as that of the third diode (
231 and the third transistor (which can be set to any value by simply changing the mirror ratio with mark 2, the first and second front drive transistors 001 and 01), and the first and second output transistors. 021 and 03) can be set independently. The first and second current mirror circuit examples and...) are arranged to amplify the collector currents of the first and second output transistors O2 and (131), and the first and second current mirror circuits and the envelope ), the collector currents of the first and second output transistors (121 and (1) are n
The signal is amplified twice and supplied to output point A.

（ト）発明の効果 以上述べた如く、本発明に依れば、第１及び第２出力ト
ランジスタをともにオン状態に保つことが出来るので、
クロスオーバー歪やスイッチング歪を軽減することが出
来、歪率が改善されたプッシュプル増幅回路を提供出来
る。また、アイドリンク電流を著しく低減出来るので、
低消費電流のプッシュプル増幅回路を提供出来、その結
果、電源として電池を使用する機器に用いて好適なプツ
シ−プル増幅回路を提供出来る。更に、実施例の如く、
第１及び第２電流駆動段として、第１及び第２前置駆動
トランジスタと第１及び第２トランジスタと第３ダイオ
ードと第３定電流源とから構成される回路を用いれば、
約０．８Ｖの低電圧でプツシニブル増幅回路を動作させ
ることが出来るので、１．５ｖの電池を電源とする機器
に使用可能な低電圧動作型のプツシ−プル増幅回路を提
供出来る。(G) Effects of the Invention As described above, according to the present invention, both the first and second output transistors can be kept in the on state.
Crossover distortion and switching distortion can be reduced, and a push-pull amplifier circuit with improved distortion rate can be provided. In addition, the idle link current can be significantly reduced, so
A push-pull amplifier circuit with low current consumption can be provided, and as a result, a push-pull amplifier circuit suitable for use in equipment that uses batteries as a power source can be provided. Furthermore, as in the example,
If a circuit composed of first and second predrive transistors, first and second transistors, a third diode, and a third constant current source is used as the first and second current drive stages,
Since the push-pull amplifier circuit can be operated at a low voltage of about 0.8V, it is possible to provide a push-pull amplifier circuit of a low-voltage operation type that can be used in equipment powered by a 1.5V battery.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第２図は従
来のプツシ−プル増幅回路を示す回路図、及び第３図は
本発明の具体回路例を示す回路図である。 主な図番の説明 ０（１，（Ｉｌｌ・・・前置駆動トランジスタ、　１１
人（１３１・・・出力トランジスタ、　（１４！、０１
６・・・バイアス回路、（１５１、Ｇｌ・・・タイオー
ド、　ｆ１６１．　悶１１−．．抵抗、　０７１％＋２
１１・・・定電流源、　０・・・定電流回路。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional push-pull amplifier circuit, and FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the circuit of the present invention. Description of main drawing numbers 0(1, (Ill... Front drive transistor, 11
person (131...output transistor, (14!, 01
6...Bias circuit, (151, Gl... diode, f161. agony11-...resistance, 071%+2
11... constant current source, 0... constant current circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）無信号時に平衡状態になる第１及び第２電流駆動
段と、該第１電流駆動段の出力信号に応じて動作する第
１出力トランジスタと、前記第２電流駆動段の出力信号
に応じて動作する第２出力トランジスタと、前記第１出
力トランジスタのベース、エミッタ間に直列接続される
第１ダイオード及び第１抵抗と、該第１ダイオードに動
作電流を供給する第１定電流源と、前記第２出力トラン
ジスタのベース・エミッタ間に直列接続される第２ダイ
オード及び第２抵抗と、該第２ダイオードに動作電流を
供給する第２定電流源とから成り、前記第１及び第２出
力トランジスタのコレクタに得られる出力信号を用いて
負荷をプッシュプル駆動する様にしたことを特徴とする
プッシュプル増幅回路。(1) First and second current drive stages that are in a balanced state when there is no signal, a first output transistor that operates according to the output signal of the first current drive stage, and a first output transistor that operates according to the output signal of the second current drive stage. a second output transistor that operates accordingly, a first diode and a first resistor connected in series between the base and emitter of the first output transistor, and a first constant current source that supplies an operating current to the first diode. , a second diode and a second resistor connected in series between the base and emitter of the second output transistor, and a second constant current source that supplies an operating current to the second diode; A push-pull amplifier circuit characterized in that a load is driven in a push-pull manner using an output signal obtained from the collector of an output transistor.