JPH02266717A - ディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置 - Google Patents
ディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置Info
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- JPH02266717A JPH02266717A JP8835289A JP8835289A JPH02266717A JP H02266717 A JPH02266717 A JP H02266717A JP 8835289 A JP8835289 A JP 8835289A JP 8835289 A JP8835289 A JP 8835289A JP H02266717 A JPH02266717 A JP H02266717A
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Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明はディジタルオーディオ信号の情報量を圧縮伸張
する適応予測差分符号化方式による符号化復号化方式に
よる符号化復合化装置にあって予測回路に多重化された
ディジタルフィルタを組み合わせてなるディジタルオー
ディオ信号の符号化復号化装置に関する。
する適応予測差分符号化方式による符号化復号化方式に
よる符号化復合化装置にあって予測回路に多重化された
ディジタルフィルタを組み合わせてなるディジタルオー
ディオ信号の符号化復号化装置に関する。
音声信号の高能率符号化には、従来から次のようr1手
法が知られている。
法が知られている。
・適応量子化。
・予測符号化。
・適応差分符号化。
・適応予測符号化。
・帯域分割符号化。
・適応変換符号化。
適応差分符号化方式に関する従来技術について説明する
と、これは遂次適応量子化と遂次適応予測の両方あるい
はいずれかを用いて構成され音声帯域の符号化において
広く適用されていて、例えば、P、 Curm+1ns
key他、 Adaptive quantization in
differential PCMcoding of
5peech”。
と、これは遂次適応量子化と遂次適応予測の両方あるい
はいずれかを用いて構成され音声帯域の符号化において
広く適用されていて、例えば、P、 Curm+1ns
key他、 Adaptive quantization in
differential PCMcoding of
5peech”。
Be1l 5yst、 Tech、J、、 52.7.
pI)1105−1118(1973)に記載の手法
では後向きの適応量子化と固定予測を用いて、固定係数
の1次差分の量子化の幅を適応制御している。さらに、
後向きの適応量子化と適応予測に加え前向きの適応量子
化と適応予測を併用した手法は、例えば、 P、 No 11゜ Acomparative 5tudy of var
ious schemes forspeech e
ncoding”。
pI)1105−1118(1973)に記載の手法
では後向きの適応量子化と固定予測を用いて、固定係数
の1次差分の量子化の幅を適応制御している。さらに、
後向きの適応量子化と適応予測に加え前向きの適応量子
化と適応予測を併用した手法は、例えば、 P、 No 11゜ Acomparative 5tudy of var
ious schemes forspeech e
ncoding”。
Be1l 5yst、Tech、 J、 、 54.9
. pI)1597−1614 (1975)がある。
. pI)1597−1614 (1975)がある。
これは音声帯域用の符号化装置ではスペクトル包絡やピ
ッチを予測する予測器を用いて音声信号を能率良く符号
化するものである。また帯域分割型符号化は、音声信号
を帯域通過フィルタで帯域分割し、各帯域通過成分はダ
ウンサンプリングして低域変換し各帯域成分毎に、適応
符号化する手法で、聴覚特性に対応したノイズシェービ
ングを考慮したり、音声エネルギーが偏って大きい帯域
や、主観的品質に貢献する帯域に多くの情報量を与える
ことができるなど優れた特徴を持っている。帯域分割に
は直交ミラーフィルタが用いられることか多いが、これ
は帯域内に生じた折り返しノイズが原理的には消えると
いう長所があるが有限語長の演算で実現した場合には完
全に消去されず可聴帯域内に折り返しノイズが生じてし
まう。
ッチを予測する予測器を用いて音声信号を能率良く符号
化するものである。また帯域分割型符号化は、音声信号
を帯域通過フィルタで帯域分割し、各帯域通過成分はダ
ウンサンプリングして低域変換し各帯域成分毎に、適応
符号化する手法で、聴覚特性に対応したノイズシェービ
ングを考慮したり、音声エネルギーが偏って大きい帯域
や、主観的品質に貢献する帯域に多くの情報量を与える
ことができるなど優れた特徴を持っている。帯域分割に
は直交ミラーフィルタが用いられることか多いが、これ
は帯域内に生じた折り返しノイズが原理的には消えると
いう長所があるが有限語長の演算で実現した場合には完
全に消去されず可聴帯域内に折り返しノイズが生じてし
まう。
以上は、主として狭帯域の音声の符号化に関する手法に
関しているが、音楽を主とする広帯域の楽音の符号化に
おいても同様の手法が用いられている。楽音の場合は、
狭帯域の音声尾比べてダイナミックレンジ(レベル変動
範囲)が広いうえ信号波形の変動も大きく、音源の種類
によって信号源の特性も大きく変化するので、音声の符
号化で用いられるスペクトル包洛線予測やピッチ予測の
ような信号源の特性に適した予測か適用できないため、
適応予測の効率は狭帯域の音声に比較して悪くまた、可
聴帯域内に折り返しノイズが生じると聴感上極めて耳障
りr、(ノイズとなるため可聴帯域内に折り返しノイズ
が生じる点で障害がある。
関しているが、音楽を主とする広帯域の楽音の符号化に
おいても同様の手法が用いられている。楽音の場合は、
狭帯域の音声尾比べてダイナミックレンジ(レベル変動
範囲)が広いうえ信号波形の変動も大きく、音源の種類
によって信号源の特性も大きく変化するので、音声の符
号化で用いられるスペクトル包洛線予測やピッチ予測の
ような信号源の特性に適した予測か適用できないため、
適応予測の効率は狭帯域の音声に比較して悪くまた、可
聴帯域内に折り返しノイズが生じると聴感上極めて耳障
りr、(ノイズとなるため可聴帯域内に折り返しノイズ
が生じる点で障害がある。
また一方、有限の区間単位に複数の子測フィルタを通過
した信号を比較し、最も効率良く符号化できる信号を選
択し、さらに量子化器の利得を決定してその信号をノイ
ズシェイブフィルタ付きの適応差分量子化器で符号化し
、その時の予測フィルタの特性と利得とを付加情報とし
て付加する手法では性質の異なる種々の楽音信号に対し
て比較的良好な符号化特性を呈することがわかったが、
この手法では原理的に傾斜過負荷による歪の発生を回避
できず、多数の子測フィルタを用いて特性改善をはかる
ためには予測フィルタの実現のための回路規模が大きく
なり実用化は困難である。
した信号を比較し、最も効率良く符号化できる信号を選
択し、さらに量子化器の利得を決定してその信号をノイ
ズシェイブフィルタ付きの適応差分量子化器で符号化し
、その時の予測フィルタの特性と利得とを付加情報とし
て付加する手法では性質の異なる種々の楽音信号に対し
て比較的良好な符号化特性を呈することがわかったが、
この手法では原理的に傾斜過負荷による歪の発生を回避
できず、多数の子測フィルタを用いて特性改善をはかる
ためには予測フィルタの実現のための回路規模が大きく
なり実用化は困難である。
「発明が解決しようとする問題点」
楽音の符号化において従来の装置によっては傾斜過負荷
による歪の発生を回避でキナいことと、多数の子測フィ
ルタを用いて特性改善をはかるためには装置規模が大き
くなり実用化で@ない等の難点があった。
による歪の発生を回避でキナいことと、多数の子測フィ
ルタを用いて特性改善をはかるためには装置規模が大き
くなり実用化で@ない等の難点があった。
本発明の目的はディジタルオーディオ信号の符号化復号
化に際してその入力信号列を有限区間毎に分析し、この
分析結果に基づいて直線位相特性をもつ予測フィルタの
周波数特性を決定し、適応量子化器の量子化特性を決定
する手段によって上記問題点を解決することにある。
化に際してその入力信号列を有限区間毎に分析し、この
分析結果に基づいて直線位相特性をもつ予測フィルタの
周波数特性を決定し、適応量子化器の量子化特性を決定
する手段によって上記問題点を解決することにある。
「問題点を解決するための手段」
本発明のディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置
は、上記目的を達成するため、有限語長のディジタルオ
ーディオ入力信号を帯域通過信号に分解し、各帯域通過
信号毎の有限区間毎に分析し、各通過帯域毎の利得を決
める係数を決定して帯域通過信号を前記係数に従って重
みずけをした後、加算することによって直線位相特性の
前置フィルタとして機能させ、さらに適応量子化器の量
子化特性を決定するように構成したものである。
は、上記目的を達成するため、有限語長のディジタルオ
ーディオ入力信号を帯域通過信号に分解し、各帯域通過
信号毎の有限区間毎に分析し、各通過帯域毎の利得を決
める係数を決定して帯域通過信号を前記係数に従って重
みずけをした後、加算することによって直線位相特性の
前置フィルタとして機能させ、さらに適応量子化器の量
子化特性を決定するように構成したものである。
「作 用」
本発明のディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置
は入力信号列を有限区間毎に分析し、分析結果に基づい
て直線位相特性の前置フィルタの周波数特性と適応量子
化器の量子化特性を決定し、適応差分符号化するため直
線位相特性でかつ傾斜過負荷による歪の発生しない符号
化復号化特性を有し、帯域分割型の符号化方式が信号エ
ネルギーが偏って大きい帯域に多くの情報量を与えるこ
とが可能なこと、及び主観的品質に貢献する帯域に多く
の情報量を与えることが可能なことなどの優れた特性を
も合わせて実現可能なデイジタルオディオ信号の符号化
復号化装置に関する。
は入力信号列を有限区間毎に分析し、分析結果に基づい
て直線位相特性の前置フィルタの周波数特性と適応量子
化器の量子化特性を決定し、適応差分符号化するため直
線位相特性でかつ傾斜過負荷による歪の発生しない符号
化復号化特性を有し、帯域分割型の符号化方式が信号エ
ネルギーが偏って大きい帯域に多くの情報量を与えるこ
とが可能なこと、及び主観的品質に貢献する帯域に多く
の情報量を与えることが可能なことなどの優れた特性を
も合わせて実現可能なデイジタルオディオ信号の符号化
復号化装置に関する。
「実施例J
第1図は本発明によるディジタルオーディオ製−千寸信
号の符号化復号化装置の一実施例を示し符号化回路と復
号化回路が一体に構成され、それぞれ破線で示す。符号
化回路と復号化回路は信号線Sを介して直接接続されて
いるが符号化回路と復号化回路は通信系あるいは蓄積系
の媒体を介して接続しても良く、この場合においては符
号化回路と復号化回路はそれぞれ別個に設置してもよい
。
号の符号化復号化装置の一実施例を示し符号化回路と復
号化回路が一体に構成され、それぞれ破線で示す。符号
化回路と復号化回路は信号線Sを介して直接接続されて
いるが符号化回路と復号化回路は通信系あるいは蓄積系
の媒体を介して接続しても良く、この場合においては符
号化回路と復号化回路はそれぞれ別個に設置してもよい
。
同図において、1は入力端子、2は出力端子でそれぞれ
ディジタルオーディオインターフェース11.21を介
して外部機器と接続され、標本化周波数F、H,,量子
化ピット数Nb1tのディジタルオーディオ信号が入出
力される。例えば、入力端子iNにコンパクトディスク
装置を接続すると、F−”44.1 KH−、N= 1
6bitとなる。
ディジタルオーディオインターフェース11.21を介
して外部機器と接続され、標本化周波数F、H,,量子
化ピット数Nb1tのディジタルオーディオ信号が入出
力される。例えば、入力端子iNにコンパクトディスク
装置を接続すると、F−”44.1 KH−、N= 1
6bitとなる。
ディジタルオーディオインターフェース11は外部機器
から人力されるディジタル信号に同期すると共に内部回
路に規準クロック信号を出力する。
から人力されるディジタル信号に同期すると共に内部回
路に規準クロック信号を出力する。
まず符号化回路部りについて説明する。制御回路31は
有限区間毎に係数決定回路3と適応差分符号化回路4を
初期化する信号と、多重化回路5に有限区間の始まっを
示す信号を出方し、周波数分析回路6はディジタルオー
ディオインターフェースが出力したディジタルオーディ
オ信号を例えば4バ/ドの帯域通過成分に分割し各帯域
通過成分を上記係数決定回路及び合成回路7に出力し、
上記係数決定回路は周波数分析回路6で得た帯域通過成
分から各帯域通過成分を全帯域通過成分に合成する際の
各帯域毎の利得を決める係数配列と適応差分符号化のた
めの量子化特性、例えば量子化ステップ幅を決定し、そ
れぞれ合成回路7と適応差分符号化回路4に出力すると
ともに、係数配列を指し示す係数配列指示信号と量子化
特性を指し示す量子化特性指示信号を多重化回路5に出
刃し、合成回路7は係数決定回路3から得た係数配列を
使って各帯域通過取分毎に利得を変えて全帯域通過成分
に合成し、適応差分符号化回路の予測フィルタとして機
能して入力のディジタルオーディオ信号にフィルタ処理
した信号を適応差分符号化回路へ出力し、この適応差分
符号化回路は入力ディジタルオーディオ信号の語長より
短い語長、例えば、入力ディジタルオーディオ信号の語
長が16ビツト長であるとき4ビツト長の語長を用いて
符号化し、多重化回路に出力し、この多重化回路は係数
決定回路が決定した係数配列を指し示す係数配列指示信
号と量子化特性を指し示す量子化特性指示信号と、合成
回路が合成した全帯域のディジタルオーディオ信号と、
適応差分符号化回路が符号化した差分符号列を多重化し
た符合化符合列を出力する。前記符号化符合列は信号線
または記録媒体または通信媒体を介して復号化回路に伝
達される。
有限区間毎に係数決定回路3と適応差分符号化回路4を
初期化する信号と、多重化回路5に有限区間の始まっを
示す信号を出方し、周波数分析回路6はディジタルオー
ディオインターフェースが出力したディジタルオーディ
オ信号を例えば4バ/ドの帯域通過成分に分割し各帯域
通過成分を上記係数決定回路及び合成回路7に出力し、
上記係数決定回路は周波数分析回路6で得た帯域通過成
分から各帯域通過成分を全帯域通過成分に合成する際の
各帯域毎の利得を決める係数配列と適応差分符号化のた
めの量子化特性、例えば量子化ステップ幅を決定し、そ
れぞれ合成回路7と適応差分符号化回路4に出力すると
ともに、係数配列を指し示す係数配列指示信号と量子化
特性を指し示す量子化特性指示信号を多重化回路5に出
刃し、合成回路7は係数決定回路3から得た係数配列を
使って各帯域通過取分毎に利得を変えて全帯域通過成分
に合成し、適応差分符号化回路の予測フィルタとして機
能して入力のディジタルオーディオ信号にフィルタ処理
した信号を適応差分符号化回路へ出力し、この適応差分
符号化回路は入力ディジタルオーディオ信号の語長より
短い語長、例えば、入力ディジタルオーディオ信号の語
長が16ビツト長であるとき4ビツト長の語長を用いて
符号化し、多重化回路に出力し、この多重化回路は係数
決定回路が決定した係数配列を指し示す係数配列指示信
号と量子化特性を指し示す量子化特性指示信号と、合成
回路が合成した全帯域のディジタルオーディオ信号と、
適応差分符号化回路が符号化した差分符号列を多重化し
た符合化符合列を出力する。前記符号化符合列は信号線
または記録媒体または通信媒体を介して復号化回路に伝
達される。
続いて復号化回路部Eについて説明する。復調化回路は
多重化でれた前記符号化符合列から係数配列を指し示す
係数配列指示信号と量子化特性を指し示す量子化特性指
示信号と全帯域のディジタルオーディオ信号と差分符号
列に分離し係数配列指示信号と量子化特性指示信号を係
数発生回路8に、全帯域のディジタルオーディオ信号と
差分符号列な適応差分後)ζ路9に出力し、係数発生口
\路は係数配列指示信号と量子化特性指示信号から各帯
域通過成分を全帯域通過成分に合成する際の各帯域毎の
利得を決める係数配列と適応差分符号化のための量子化
特性をそれぞれ合成回路10と適応差分復号化回路9に
出力し、周波数分析回路12は適応差分復号化回路が出
力したディジタルオーディオ信号を例えば4バンドの帯
域通過成分に分割し、各帯域通過成分を合成回路に出力
し、更に合成回路は係数発生回路8から得た係数配列を
使って各帯域通過成分毎に利得を変えて全帯域通過成分
の復号ディジタルオーディオ信号を合成し、前記復号デ
ィジタルオーディオ信号はディジタルオーディオインタ
ーフェース21を介して出力される。
多重化でれた前記符号化符合列から係数配列を指し示す
係数配列指示信号と量子化特性を指し示す量子化特性指
示信号と全帯域のディジタルオーディオ信号と差分符号
列に分離し係数配列指示信号と量子化特性指示信号を係
数発生回路8に、全帯域のディジタルオーディオ信号と
差分符号列な適応差分後)ζ路9に出力し、係数発生口
\路は係数配列指示信号と量子化特性指示信号から各帯
域通過成分を全帯域通過成分に合成する際の各帯域毎の
利得を決める係数配列と適応差分符号化のための量子化
特性をそれぞれ合成回路10と適応差分復号化回路9に
出力し、周波数分析回路12は適応差分復号化回路が出
力したディジタルオーディオ信号を例えば4バンドの帯
域通過成分に分割し、各帯域通過成分を合成回路に出力
し、更に合成回路は係数発生回路8から得た係数配列を
使って各帯域通過成分毎に利得を変えて全帯域通過成分
の復号ディジタルオーディオ信号を合成し、前記復号デ
ィジタルオーディオ信号はディジタルオーディオインタ
ーフェース21を介して出力される。
続いて、V第2図を用いて周波数分析回路6の実施例に
ついて説明する。周波数分析回路は、3個のフィルタエ
レメントFEo、FE1及びFE2からなり、各フィル
タエレメントは1つの入力端子と2つの出力端子を持っ
ていて、前記出力端子のうち−万は高域通過成分を他方
は低域通過成分を出力し、各フィルタエレメントは直列
に接続され、第1番目のフィルタエレメントFEOの入
力端子は全帯域のディジタルオーディオ信号が入力され
るが、第2着目以降のフィルタエレメントの入力端子に
は1つ前のフィルタエレメントの低域通過成分が入力さ
れる。
ついて説明する。周波数分析回路は、3個のフィルタエ
レメントFEo、FE1及びFE2からなり、各フィル
タエレメントは1つの入力端子と2つの出力端子を持っ
ていて、前記出力端子のうち−万は高域通過成分を他方
は低域通過成分を出力し、各フィルタエレメントは直列
に接続され、第1番目のフィルタエレメントFEOの入
力端子は全帯域のディジタルオーディオ信号が入力され
るが、第2着目以降のフィルタエレメントの入力端子に
は1つ前のフィルタエレメントの低域通過成分が入力さ
れる。
各フィルタエレメントはタップ当たりの遅延時間が異な
っていることを除き全て同じ内部構造を備えている。
っていることを除き全て同じ内部構造を備えている。
第3図に示すように遅延素子d(=Ts・2″ここにi
は0.1.2.・・・〕によって表わされるフィルタエ
レメントはFIR型ディジタルフィルタで構成され、F
IR型ディジタルフィルタの出力は直接出力式れるF−
OUTIと、符合を反転した前記FIR型ディジタルフ
ィルタの出力と前記F’IR型ディジタルフィルタの遅
延時間と同じ時間遅延した入力信号とを加算して出力す
るF−OUT2がある。例えは、FIR型ディジタルフ
ィルタの特性が低域通過型の場合はF−OUTIには低
域通過成分が出力され、F−OUT2には高域通過成分
が出力される。入力信号の遅延手段は第4図に示すよう
にFIR型ディジタルフィルタの遅延素子と兼用しても
良い。
は0.1.2.・・・〕によって表わされるフィルタエ
レメントはFIR型ディジタルフィルタで構成され、F
IR型ディジタルフィルタの出力は直接出力式れるF−
OUTIと、符合を反転した前記FIR型ディジタルフ
ィルタの出力と前記F’IR型ディジタルフィルタの遅
延時間と同じ時間遅延した入力信号とを加算して出力す
るF−OUT2がある。例えは、FIR型ディジタルフ
ィルタの特性が低域通過型の場合はF−OUTIには低
域通過成分が出力され、F−OUT2には高域通過成分
が出力される。入力信号の遅延手段は第4図に示すよう
にFIR型ディジタルフィルタの遅延素子と兼用しても
良い。
低域通過型のFIR型ディジタルフィルタの係数は第6
図に示すようにa。を除く偶数番目の添え字の係数は、
この例ではOなので第5図に示すようにa。と奇数の添
え字を持つ係数だけを計算すれば良く、実効タッグ長を
長くすることができる。
図に示すようにa。を除く偶数番目の添え字の係数は、
この例ではOなので第5図に示すようにa。と奇数の添
え字を持つ係数だけを計算すれば良く、実効タッグ長を
長くすることができる。
各フィルタエレメントは入力のディジタルオーディオ信
号の標本化時間間隔Ts secと同じ時間間隔で動作
するが、各フィルタエレメントのタップ当たりの遅延時
間が入力のディジタルオーディオ信号の標本化時間間隔
Tsに対して2のべき乗倍の時間間隔Ts・2°、TS
・21及びTs・22に設定されている。これに応じて
フィルタニレメン)FEQ。
号の標本化時間間隔Ts secと同じ時間間隔で動作
するが、各フィルタエレメントのタップ当たりの遅延時
間が入力のディジタルオーディオ信号の標本化時間間隔
Tsに対して2のべき乗倍の時間間隔Ts・2°、TS
・21及びTs・22に設定されている。これに応じて
フィルタニレメン)FEQ。
FEI及びF’E2の特性は第7図に示すように周波数
領域でそれぞれ1/(Ts・2°) 、1/′(Ts・
2り及び1/(Ts・22)を周期とする周期関数とな
る。入力のディジタルオーディオ信号の帯域は士FS/
2未満の帯域幅に制限されていて、FEQは±F s/
4の帯域幅に帯域制限する特性を有しているので、F
BIは±FS/8の帯域幅に帯域制限する特性を有して
いるが、(2n+1)72TS(nは整数〕 を含ム通
過帯域はFBQの阻止帯域となってFEZからは出力さ
れない。同様に、FEZは±Fs/16の帯域幅に帯域
制限する特性を有しているが、(2n+1)/4Ts(
nは整数)を含む通過帯域はFElの阻止帯域(2n+
1 ) / 2Ts (nは整数〕を含む通過帯域はF
EQの阻止帯域となっているのでFEZからは出力され
ず、各フィルタエレメントを実施例に示すように接続す
ることによって第8図に示すように0を含むn/Ts(
nは整数)を周期とする通過帯域成分だけを得ることが
できる。実施例では最も低域の帯域は低域通過特性とな
っている。このようにして、周波数分析回路6,12は
3個のフィルタエレメントを直列に接続することによっ
て入力のディジタルオーディオ信号を4個の帯域通過成
分に分解することができ、第8図に実施例における4個
の帯域通過成分の周波数特性を示す。
領域でそれぞれ1/(Ts・2°) 、1/′(Ts・
2り及び1/(Ts・22)を周期とする周期関数とな
る。入力のディジタルオーディオ信号の帯域は士FS/
2未満の帯域幅に制限されていて、FEQは±F s/
4の帯域幅に帯域制限する特性を有しているので、F
BIは±FS/8の帯域幅に帯域制限する特性を有して
いるが、(2n+1)72TS(nは整数〕 を含ム通
過帯域はFBQの阻止帯域となってFEZからは出力さ
れない。同様に、FEZは±Fs/16の帯域幅に帯域
制限する特性を有しているが、(2n+1)/4Ts(
nは整数)を含む通過帯域はFElの阻止帯域(2n+
1 ) / 2Ts (nは整数〕を含む通過帯域はF
EQの阻止帯域となっているのでFEZからは出力され
ず、各フィルタエレメントを実施例に示すように接続す
ることによって第8図に示すように0を含むn/Ts(
nは整数)を周期とする通過帯域成分だけを得ることが
できる。実施例では最も低域の帯域は低域通過特性とな
っている。このようにして、周波数分析回路6,12は
3個のフィルタエレメントを直列に接続することによっ
て入力のディジタルオーディオ信号を4個の帯域通過成
分に分解することができ、第8図に実施例における4個
の帯域通過成分の周波数特性を示す。
−船釣には、フィルタエレメントの数をm個(mは正の
整数つとすると各フィルタエレメントのタップ当たりの
遅延時間はTs・2’sec (i =Q、 1゜2、
・・・、m−1)に設定され、これに応じてフィルタエ
レメントFEi (i=o、 1.2. ”−r m−
1) I)通過特性は1/(TS”2’)(i=Q、
1.2j ”・j m’)を周期とする周期関数となり
、各フィルタエレメントを直列に接続することによって
入力のディジタルオーディオ信号をm+1個の帯域に分
割することができる。
整数つとすると各フィルタエレメントのタップ当たりの
遅延時間はTs・2’sec (i =Q、 1゜2、
・・・、m−1)に設定され、これに応じてフィルタエ
レメントFEi (i=o、 1.2. ”−r m−
1) I)通過特性は1/(TS”2’)(i=Q、
1.2j ”・j m’)を周期とする周期関数となり
、各フィルタエレメントを直列に接続することによって
入力のディジタルオーディオ信号をm+1個の帯域に分
割することができる。
続いて、第2図により合成回路の実施例について説明す
る。周波数分析回路によって分割された各帯域通過成分
BPQ、BP3はそれぞれ、合成回路7に入力される。
る。周波数分析回路によって分割された各帯域通過成分
BPQ、BP3はそれぞれ、合成回路7に入力される。
それぞれの帯域通過成分BPQ〜BP3は、係数決定回
路9から各帯域毎の利得を決める係数配列が出力される
まで遅延回路DLQ〜DL3によって遅延された後、帯
域毎に係数を乗じて全帯域を加算して出力する。
路9から各帯域毎の利得を決める係数配列が出力される
まで遅延回路DLQ〜DL3によって遅延された後、帯
域毎に係数を乗じて全帯域を加算して出力する。
続いて、第9図により係数決定回路の実施例について説
明する。周波数分析回路が出力した帯域通過成分を各帯
域毎に平均パワー、最大値、最小値、および最大差分値
を計算する演算回路を持ち、それぞれの演算回路は制御
回路が出力した同期信号によって初期化されるため、有
限区間毎釦入力のディジタルオーディオ信号の性質に対
応した値を出力することができ、この出力値から論理回
路が係数配列を決める係数指示信号C−1ndexと量
子化特性指示信号Q−indexを出力し、前記論理回
路は例えば、積和回路と読みだし専用メモリーを用いて
構成され、各演算回路の出力値を重み付は加算して得た
予測フィルタの特性を決めるための評価値と、量子化器
の特性を決めるための評価値を計算し、それぞれの評価
値から係数指示信号C−i ndexと量子化特性指示
信号Q −i ndexを求め、前記係数指示信号C−
i ndexと前記量子化特性指示信号Q−団dexを
多重化回路5に出力すると共に、読みだし専用メモリー
から、あらかじめ記憶された係数指示信号C−1nde
xに対応する係数配列と、量子化特性指示信号Q −i
ndexに対応する量子化特性パラメータを読みだし
、それぞれ合成回路7と続いて、第10図により係数発
生回路の実施例について説明する。係数発生回路8は復
調回路13が出力した係数指示信号C−1ndexに対
応する係数配列を読みだし、専用メモIJ−ROMから
読みだして合成回路10に出刃する。係数を記憶した読
みだし専用メモリーのアドレス値に変換し、そのアドレ
ス値を用いて読みだし専用メモリーから複数の係数co
ef f ic ien tsを読みだして出方する。
明する。周波数分析回路が出力した帯域通過成分を各帯
域毎に平均パワー、最大値、最小値、および最大差分値
を計算する演算回路を持ち、それぞれの演算回路は制御
回路が出力した同期信号によって初期化されるため、有
限区間毎釦入力のディジタルオーディオ信号の性質に対
応した値を出力することができ、この出力値から論理回
路が係数配列を決める係数指示信号C−1ndexと量
子化特性指示信号Q−indexを出力し、前記論理回
路は例えば、積和回路と読みだし専用メモリーを用いて
構成され、各演算回路の出力値を重み付は加算して得た
予測フィルタの特性を決めるための評価値と、量子化器
の特性を決めるための評価値を計算し、それぞれの評価
値から係数指示信号C−i ndexと量子化特性指示
信号Q −i ndexを求め、前記係数指示信号C−
i ndexと前記量子化特性指示信号Q−団dexを
多重化回路5に出力すると共に、読みだし専用メモリー
から、あらかじめ記憶された係数指示信号C−1nde
xに対応する係数配列と、量子化特性指示信号Q −i
ndexに対応する量子化特性パラメータを読みだし
、それぞれ合成回路7と続いて、第10図により係数発
生回路の実施例について説明する。係数発生回路8は復
調回路13が出力した係数指示信号C−1ndexに対
応する係数配列を読みだし、専用メモIJ−ROMから
読みだして合成回路10に出刃する。係数を記憶した読
みだし専用メモリーのアドレス値に変換し、そのアドレ
ス値を用いて読みだし専用メモリーから複数の係数co
ef f ic ien tsを読みだして出方する。
続いて、第11図を用いて適応差分符号化回路4の実施
例について説明する。制御回路31が出力したリセット
信号resetの指示で、合成回路10が出力した有限
区間における先頭の全帯域のディジタルオーディオ信号
を初期化データとして遅延素子dに記憶し、この値を初
期値とし、量子化器Qはその値を次のサンダルの符合化
のための予測値として係数決定回路3が出力した量子化
特性Q−indexに従って差分符合化する。得られた
符合は出力されると共に逆量子化器Q−’に入力され、
局部復号信号を再生し遅延素子にセットされ次の入力サ
ンプルの符合化のための予測値に利用される。
例について説明する。制御回路31が出力したリセット
信号resetの指示で、合成回路10が出力した有限
区間における先頭の全帯域のディジタルオーディオ信号
を初期化データとして遅延素子dに記憶し、この値を初
期値とし、量子化器Qはその値を次のサンダルの符合化
のための予測値として係数決定回路3が出力した量子化
特性Q−indexに従って差分符合化する。得られた
符合は出力されると共に逆量子化器Q−’に入力され、
局部復号信号を再生し遅延素子にセットされ次の入力サ
ンプルの符合化のための予測値に利用される。
続いて、第12図を用いて適応差分復号化回路9の実施
例について説明する。復調回路13が出力した初期値、
差分符合列、量子化特性、初期化信号から全帯域のディ
ジタルオーディオ信号を再生するが、初期化信号res
etによって初期化データ+n+tを遅延素子dにセッ
トし、その値を次のサンプルの復号化のための予測値と
して続いて入力される差分符号列を逆量子化器q、1は
量子化特性Q−indexに従って復号化し元の全帯域
のディジタルオーディオ信号が再生される。
例について説明する。復調回路13が出力した初期値、
差分符合列、量子化特性、初期化信号から全帯域のディ
ジタルオーディオ信号を再生するが、初期化信号res
etによって初期化データ+n+tを遅延素子dにセッ
トし、その値を次のサンプルの復号化のための予測値と
して続いて入力される差分符号列を逆量子化器q、1は
量子化特性Q−indexに従って復号化し元の全帯域
のディジタルオーディオ信号が再生される。
ここに多重化回路の実施例について説明する。
多重化回路5は有限区間の符号化単位を示すフレーム毎
に同じ動作を繰り返すが、フレームの最初にはフレーム
の始まりを示すフレーム同期信号を、続いて係数指示信
号、量子化特性指示信号、初期化データ、差分符合化列
を多重化した符号化符合列を第13図のように構成する
。
に同じ動作を繰り返すが、フレームの最初にはフレーム
の始まりを示すフレーム同期信号を、続いて係数指示信
号、量子化特性指示信号、初期化データ、差分符合化列
を多重化した符号化符合列を第13図のように構成する
。
また、復調回路の実施例について説明する。有限区間の
符号化単位を示すフレーム毎に同じ動作を繰り返すが、
前記多重化回路が出力した符号化符合列からフレームの
始まりを示すフレーム同期信号を検出した後、係数指示
信号、量子化特性指示信号、初期化データ、差分符号化
列を分離して出力する。
符号化単位を示すフレーム毎に同じ動作を繰り返すが、
前記多重化回路が出力した符号化符合列からフレームの
始まりを示すフレーム同期信号を検出した後、係数指示
信号、量子化特性指示信号、初期化データ、差分符号化
列を分離して出力する。
「効 果」
かくして本発明によれば、ディジタルオーディオの広帯
域楽音信号の符号化、榎合化に際して、信号波形の変動
が大きく、音源の特性が大きく変化する場合でも、入力
信号列を有限区間毎の分析値に基いて直線性位相特性を
有する予測フィルタの周波数特性を決定し、適応量子化
特性を得るようにしたので、信号源の特性に適した予測
が可能であるとともにその効率も良いため、傾斜過負荷
による歪の発生が回避でき、聴感上耳障9なノイズを払
拭することができる。
域楽音信号の符号化、榎合化に際して、信号波形の変動
が大きく、音源の特性が大きく変化する場合でも、入力
信号列を有限区間毎の分析値に基いて直線性位相特性を
有する予測フィルタの周波数特性を決定し、適応量子化
特性を得るようにしたので、信号源の特性に適した予測
が可能であるとともにその効率も良いため、傾斜過負荷
による歪の発生が回避でき、聴感上耳障9なノイズを払
拭することができる。
第1図は本発明のデジタルオーディオ信号ノ符号化復号
化装置の一実施例のプロンク回路構成図、第2図は第1
図における周波数分析回路及び合成回路の構成図、第3
図、第4図、第5図は夫夫具なるフィルタエレメントの
構成例を説明する図、第6図は フ
ィルタニレメイトのフィルタ係数を表わす図、第7図は
フィルタエレメントの低域通過周波数特性グラフ、第8
図はフィルタエレメントの帯域通過周波数特性グラフで
あり、第9図は係数決定回路の回路構成図、第10図は
係数発生回路の構成図、第11図は適応差分符号化回路
の構成図、第12図は適応差分復号化回路の構成図、第
13図は多重化した符号化復号化列を表わす図である。 〜DE3 DEO・・・演算回路、C−i ndex・・・係数指
示信号、Q −i ndex・・・量子化特性指示信号
、ROM0−ROM3・・・メモリ。
化装置の一実施例のプロンク回路構成図、第2図は第1
図における周波数分析回路及び合成回路の構成図、第3
図、第4図、第5図は夫夫具なるフィルタエレメントの
構成例を説明する図、第6図は フ
ィルタニレメイトのフィルタ係数を表わす図、第7図は
フィルタエレメントの低域通過周波数特性グラフ、第8
図はフィルタエレメントの帯域通過周波数特性グラフで
あり、第9図は係数決定回路の回路構成図、第10図は
係数発生回路の構成図、第11図は適応差分符号化回路
の構成図、第12図は適応差分復号化回路の構成図、第
13図は多重化した符号化復号化列を表わす図である。 〜DE3 DEO・・・演算回路、C−i ndex・・・係数指
示信号、Q −i ndex・・・量子化特性指示信号
、ROM0−ROM3・・・メモリ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)符号化回路及び復号化回路を備え、所定のサンプリ
ング時間間隔で離散化し、有限の語長で標本化したディ
ジタルオーディオ信号の適応予測差分パルス符号変調符
号化装置であって、符号化回路は複数の帯域通過フィル
タ群からなる周波数分析回路と前記周波数分析回路によ
って複数の周波数帯域に分割されたディジタルオーディ
オ信号の帯域通過成分を各周波数帯域毎とあらかじめ決
められた有限区間内毎に解析し、前記有限区間内毎に各
周波数帯域毎に各周波数帯域毎の利得を決める係数配列
と適応量子化器の量子化特性を発生する係数決定回路と
前記係数決定回路によって出力された係数配列を各帯域
通過成分毎に乗じて加算し、全帯域のディジタルオーデ
ィオ信号成分に合成する合成回路と、前記合成回路によ
って合成された全帯域のディジタルオーディオ信号を入
力されたディジタルオーディオ信号の語長よりも短い語
長で差分符号化する適応差分符号化回路と、有限区間内
に少なくとも1個のディジタルオーディオ信号と前記適
応差分符号化回路の出力と前記係数決定回路が出力した
係数配列を指し示す係数指示信号と、量子化器の特性を
指し示す量子化特性指示信号と、制御用同期信号とを多
重化する多重化回路を備え、復号化回路は、前記符号化
回路の多重化回路によって多重化された制御用同期信号
と適応差分符号化回路の出力と有限区間内に少なくとも
1個のディジタルオーディオ信号と係数指示信号と量子
化特性指示信号と制御用同期信号とに信号を分解する復
調回路と、前記適応差分符号化信号を復号する適応差分
復号回路と、複数の帯域通過フィルタ群からなる周波数
分析回路と、前記係数指示信号から前記係数決定回路が
出力した係数配列と同一の係数配列を出力する係数発生
回路と、前記係数発生回路によって出力された係数配列
を各帯域通過成分毎に乗じて加算し、全帯域のディジタ
ルオーディオ信号成分に合成する合成回路、からなるこ
とを特徴とするディジタルオーディオ信号の符号化復号
化装置。 2)係数決定回路は平均電力計算手段と最大信号レベル
検出手段と最小信号レベル検出手段と最大差分レベル検
出手段からなる信号解析回路と、各周波数帯域毎の利得
を決める復数の係数配列と適応量子化器の特性を記憶し
た読みだし専用メモリーと前記読みだし専用メモリーに
記憶された複数の係数配列から1つの係数配列と適応量
子化器の特性を選択する論理回路からなり、前記信号解
析回路はあらかじめ決められた有限区間内毎に初期化さ
れ各帯域通過成分毎に平均電力と最大信号レベルと最小
信号レベルと最大差分レベルを出力し、前記論理回路は
前記信号解析回路の出力を解析し前記読み出し専用メモ
リーに記憶された複数の係数配列から1つの係数配列と
適応量子化器の量子化特性を選択し、合成回路に選択さ
れた係数配列を出力するとともに適応差分符号化器に量
子化特性を指し示す量子化特性指示信号と多重化回路に
前記係数配列に対応する係数指示信号と量子化特性を指
し示す量子化特性指示信号を出力するようにしたことを
特徴とする第1項記載のディジタルオーディオ信号の符
号化復号化装置。 3)周波数分析回路が入力ディジタルオーディオ信号の
サンプリング時間間隔Tと同じ時間間隔のクロック単位
で動作する複数の低域通過型のFIRフィルタ群によっ
て構成され、前記FIRフィルタ群は直列に接続される
が1段毎にフィルタの演算に使うデータの時間間隔を順
次整数倍に拡大していき、且つそれぞれのFIRフィル
タは低域通過成分を出力するとともに所定の時間だけ遅
延させたそのフィルタの入力信号から低域通過成分を減
算し、高域通過成分を出力して低域成分を次に接続され
たFIRフィルタへ入力し、順次帯域制限された低域通
過成分と高域通過成分を出力することによって複数の帯
域通過に分割し、各帯域通過毎に帯域通過成分を出力す
る機能を備えた前記係数決定回路が決定した係数配列を
各帯域通過成分毎に乗じ加算することによって全帯域成
分を得る機能を備えしめたことを特徴とする第1項記載
のディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置。 4)多重化回路はあらかじめ決められた有限の区間毎に
同期信号と、区間の序列を示す番号と、係数指示信号と
、量子化特性指示信号と、区間内の復号化に用いる予測
値の初期値と、差分符号化されたディジタルオーディオ
信号列を順次並べる機能を備えしめたことを特徴とする
第1項記載のディジタルオーディオ信号の符号化復号化
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8835289A JPH02266717A (ja) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | ディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8835289A JPH02266717A (ja) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | ディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02266717A true JPH02266717A (ja) | 1990-10-31 |
Family
ID=13940428
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8835289A Pending JPH02266717A (ja) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | ディジタルオーディオ信号の符号化復号化装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02266717A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010033072A (ja) * | 1997-12-08 | 2010-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | 音信号加工装置及び音信号加工方法 |
-
1989
- 1989-04-07 JP JP8835289A patent/JPH02266717A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010033072A (ja) * | 1997-12-08 | 2010-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | 音信号加工装置及び音信号加工方法 |
JP4567803B2 (ja) * | 1997-12-08 | 2010-10-20 | 三菱電機株式会社 | 音信号加工方法 |
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