JPS5845842B2 - トランジスタ増幅回路 - Google Patents
トランジスタ増幅回路Info
- Publication number
- JPS5845842B2 JPS5845842B2 JP51149817A JP14981776A JPS5845842B2 JP S5845842 B2 JPS5845842 B2 JP S5845842B2 JP 51149817 A JP51149817 A JP 51149817A JP 14981776 A JP14981776 A JP 14981776A JP S5845842 B2 JPS5845842 B2 JP S5845842B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- transistor
- transistors
- diodes
- emitter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3071—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with asymmetrical driving of the end stage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はB級あるいはABB級ッフッシュプル動作うト
ランジスタ増幅回路に係り、特に周囲湿度の変化やトラ
ンジスタ自体の発熱に関係なく、常に安定した動作が期
待できる増幅回路に関する。
ランジスタ増幅回路に係り、特に周囲湿度の変化やトラ
ンジスタ自体の発熱に関係なく、常に安定した動作が期
待できる増幅回路に関する。
従来オーディオ用増幅器等においては、一般に効率が良
く、直線性の優れているB級あるいはABB級ッフッシ
ュプル増幅回路く用いられている。
く、直線性の優れているB級あるいはABB級ッフッシ
ュプル増幅回路く用いられている。
第1図はバイポーラトランジスタを用いた従来のこの種
の増幅回路の出力段の構成を示すもので、トランジスタ
11及び12がプッシュプル動作を行なうトランジスタ
対である。
の増幅回路の出力段の構成を示すもので、トランジスタ
11及び12がプッシュプル動作を行なうトランジスタ
対である。
このトランジスタ11及び12のエミッタ電流はそれぞ
れのベース・エミッタ間電圧によって決定されるが、そ
の関係はほぼ指数関数で表わされる。
れのベース・エミッタ間電圧によって決定されるが、そ
の関係はほぼ指数関数で表わされる。
また通常この種の回路においては出力段の入出力特性改
善のために図のようにトランジスタ11及び12のベー
ス間にバイアス用ダイオード13が設けられている。
善のために図のようにトランジスタ11及び12のベー
ス間にバイアス用ダイオード13が設けられている。
すなわちトランジスタ11.12を動作させるために必
要なベース・エミッタ間電圧は0゜数ボルト程度である
から、もし、このバイアス電圧EBがなければこの出力
段は入力電圧が±00数ボルトの範囲に応答せず入出力
の直線性が極めて悪化したものになる。
要なベース・エミッタ間電圧は0゜数ボルト程度である
から、もし、このバイアス電圧EBがなければこの出力
段は入力電圧が±00数ボルトの範囲に応答せず入出力
の直線性が極めて悪化したものになる。
従ってこのバイアス電圧EBは不可欠であるが、逆にそ
の電圧が太きすぎると、トランジスタ11,12には、
無信号時においても過大なる電流が流れ、効率の悪化を
招くため、トランジスタ11.12のベース・エミッタ
間電圧に応じて設定しなければならない。
の電圧が太きすぎると、トランジスタ11,12には、
無信号時においても過大なる電流が流れ、効率の悪化を
招くため、トランジスタ11.12のベース・エミッタ
間電圧に応じて設定しなければならない。
このようにバイアス電圧EBは出力段の特性を左右する
ものである。
ものである。
安定な増幅回路を得るためには無信号時のトランジスタ
11.12のエミッタ電流を設定されたある値にしなけ
ればならない。
11.12のエミッタ電流を設定されたある値にしなけ
ればならない。
しかしながらトランジスタ11.12のベース・エミッ
タ間電圧は周囲湿度やトランジスタ自体の発熱によって
大きく変化する。
タ間電圧は周囲湿度やトランジスタ自体の発熱によって
大きく変化する。
このため前述のバイアス電圧EBが不適当となり、トラ
ンジスタ11.12のエミッタ電流も一定とはならず、
また最悪の場合には過大なるエミッタ電流が流れトラン
ジスタ11゜12が破壊される恐れもある。
ンジスタ11.12のエミッタ電流も一定とはならず、
また最悪の場合には過大なるエミッタ電流が流れトラン
ジスタ11゜12が破壊される恐れもある。
従って従来では、同図に示すようにそれぞれトランジス
タ11゜12のエミッタにバイアス安定用の抵抗14゜
15を設け、トランジスタ11.12の破壊を防いでい
た。
タ11゜12のエミッタにバイアス安定用の抵抗14゜
15を設け、トランジスタ11.12の破壊を防いでい
た。
しかしながらこのような抵抗14.15を設けることは
、その電圧降下のために出力段の効率悪化を招くことは
明らかであり、またそれぞれの抵抗14、15の電圧降
下はトランジスタ11゜12のベース・エミッタ間電圧
を小さくするよう働くから、出力電流の増大とともにエ
ミッタ電流の減少する側のトランジスタは急激にカット
オフされるようになる。
、その電圧降下のために出力段の効率悪化を招くことは
明らかであり、またそれぞれの抵抗14、15の電圧降
下はトランジスタ11゜12のベース・エミッタ間電圧
を小さくするよう働くから、出力電流の増大とともにエ
ミッタ電流の減少する側のトランジスタは急激にカット
オフされるようになる。
このためトランジスタ11及び12の動作の切換わり時
における出力電流波形がなめらかにつながらなくなり、
オーディオ用として使用した場合特に音質の劣化が問題
となる。
における出力電流波形がなめらかにつながらなくなり、
オーディオ用として使用した場合特に音質の劣化が問題
となる。
本発明は斯かる点に鑑みてなされたもので、周囲温度の
変化やトランジスタ自体の発熱に関係なく、常に安定な
動作ができ、効率が良く、直線性に優れしかもIC化に
適したトランジスタ増幅回路を提供することを目的とす
るものである。
変化やトランジスタ自体の発熱に関係なく、常に安定な
動作ができ、効率が良く、直線性に優れしかもIC化に
適したトランジスタ増幅回路を提供することを目的とす
るものである。
本発明は、一般にダイオードにおける両端電圧はトラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間電圧に対して十分小さく
(等しい電流が流れたとき)、従ってダイオードの電力
損失はトランジスタに比べて十分小さいことに着目して
成されたものである。
ジスタのコレクタ・エミッタ間電圧に対して十分小さく
(等しい電流が流れたとき)、従ってダイオードの電力
損失はトランジスタに比べて十分小さいことに着目して
成されたものである。
すなわち電力損失が小さいと電熱量が少なく、従ってダ
イオードの順方向の立上り電圧も安定で、流れる電流も
温度変化に関わらず一定である。
イオードの順方向の立上り電圧も安定で、流れる電流も
温度変化に関わらず一定である。
従ってこのダイオードをプッシュプル動作(電流流出及
び電流吸入動作)を行なうトランジスタ対のそれぞれの
エミッタ(電流流出通路及び電流吸入通路)に接続する
ことにより、プッシュプル動作を行うトランジスタ対間
に単一の電流流路を形成し、このダイオードの両端電圧
の和が一定になるよう制御すれば、ダイオードの電圧電
流特性が指数関数で表わされるため、それぞれのダイオ
ードに流れる電流の積が一定に保たれ、従来の回路のよ
うに出力電流の増大したときエミッタ電流が減少する側
のトランジスタが急激にカットオフすることがない。
び電流吸入動作)を行なうトランジスタ対のそれぞれの
エミッタ(電流流出通路及び電流吸入通路)に接続する
ことにより、プッシュプル動作を行うトランジスタ対間
に単一の電流流路を形成し、このダイオードの両端電圧
の和が一定になるよう制御すれば、ダイオードの電圧電
流特性が指数関数で表わされるため、それぞれのダイオ
ードに流れる電流の積が一定に保たれ、従来の回路のよ
うに出力電流の増大したときエミッタ電流が減少する側
のトランジスタが急激にカットオフすることがない。
従って2個のトランジスタの動作の切換わり時における
出力電流波形がなめらかにつながり、音質の向上を図る
ことができる。
出力電流波形がなめらかにつながり、音質の向上を図る
ことができる。
以下本発明を図面を参照して詳細に説明する。
第2図は本発明の一実施例を示すものである。
同図において互いに相補なう出力用のNPNトランジス
タ21及びPNPトランジスタ22は入力信号の極性に
応じて交互に電流流出及び電流吸入動作(プッシュプル
動作)を行なう1組のトランジスタ回路を構成している
。
タ21及びPNPトランジスタ22は入力信号の極性に
応じて交互に電流流出及び電流吸入動作(プッシュプル
動作)を行なう1組のトランジスタ回路を構成している
。
これらトランジスタ回路の電流流力通路及び電流吸入通
路であるトランジスタ21.22のエミッタにはそれぞ
れ図示するように電流検出用ダイオード23.24が接
続されている。
路であるトランジスタ21.22のエミッタにはそれぞ
れ図示するように電流検出用ダイオード23.24が接
続されている。
またこのダイオード23及び24の一電極であるカソー
ド及びアノードは共通接続され、その共通接続点より出
力端子25が取り出されている。
ド及びアノードは共通接続され、その共通接続点より出
力端子25が取り出されている。
一方直列接続された相補形のNPN及びPNP l−ラ
ンジスタ対26,27は前記電流検出用ダイオード23
.24のそれぞれ両端電圧(VD21VD1の和電圧(
VD2+VD1)に比例した出力を得るためのバイアス
安定化用トランジスタ対であって、エミッタが共通接続
され、ベースがそれぞれダイオード23及び24のアノ
ード及びカソードに接続されている。
ンジスタ対26,27は前記電流検出用ダイオード23
.24のそれぞれ両端電圧(VD21VD1の和電圧(
VD2+VD1)に比例した出力を得るためのバイアス
安定化用トランジスタ対であって、エミッタが共通接続
され、ベースがそれぞれダイオード23及び24のアノ
ード及びカソードに接続されている。
また前記NPNトランジスタ26及び27のコレクタは
それぞれ前記出力用トランジスタ21及び22の制御電
極(ベース)に接続されるとともに、更にトランジスタ
26のコレクタは定電泥流■。
それぞれ前記出力用トランジスタ21及び22の制御電
極(ベース)に接続されるとともに、更にトランジスタ
26のコレクタは定電泥流■。
28を介して+vtiに、またトランジスタ27のコレ
クタは出力段駆動用トランジスタ29を介して一■電源
に接続されている。
クタは出力段駆動用トランジスタ29を介して一■電源
に接続されている。
しかして出力用トランジスタ対21及び22はバイアス
安定化用トランジスタ対26.27の出力(コレクタ電
流)により前記ダイオードの和電圧(V T)2+M
DI )が正常に一定になるよう制御される。
安定化用トランジスタ対26.27の出力(コレクタ電
流)により前記ダイオードの和電圧(V T)2+M
DI )が正常に一定になるよう制御される。
すなわち例えば(VD2+VD1)が増大すると、トラ
ンジスタ対26゜27のコレクタ電流が増大し、これに
より出力用トランジスタ21.22のベース電流が減少
するため(V D2 +V DI )が小さくなるよう
に制御され、また逆に(VD2 +VD1 )が小さく
なると、これが大きくなるように制御され(VD2+V
D1)が常に一定になるように制御される。
ンジスタ対26゜27のコレクタ電流が増大し、これに
より出力用トランジスタ21.22のベース電流が減少
するため(V D2 +V DI )が小さくなるよう
に制御され、また逆に(VD2 +VD1 )が小さく
なると、これが大きくなるように制御され(VD2+V
D1)が常に一定になるように制御される。
斯かる構成において次にバイアス電流について説明する
。
。
先ず一般にダイオードの電圧電流特性は近似的に次式で
表わされる。
表わされる。
同様にトランジスタのブース・エミッタ間電圧VBEエ
ミッタ電流IE特性は次式で表わされる。
ミッタ電流IE特性は次式で表わされる。
但し、(4)式はNPN トランジスタ、(5)式はP
NPトランジスタの場合である。
NPトランジスタの場合である。
そこで第2図において各トランジスタ21.22,26
,27のベース電流を無視するならば で表わされる。
,27のベース電流を無視するならば で表わされる。
また−カトランジスタ26.27のベース・エミッタ間
電圧VBE3 、VBE4とダイオード23.24の両
端間電圧■D1.■D2との関係は (ここで■1.■2はダイオード23.24を流れる電
流”511182はダイオ−t”23゜24の飽和電流
である。
電圧VBE3 、VBE4とダイオード23.24の両
端間電圧■D1.■D2との関係は (ここで■1.■2はダイオード23.24を流れる電
流”511182はダイオ−t”23゜24の飽和電流
である。
)となる。
すなわちこれはとなって、無信号時のバイアス電流■1
.I2が定まる。
.I2が定まる。
このバイアス電流■1.■2は定電流源■。及びダイオ
ード、トランジスタの飽和電流を適当に選ぶことによっ
て決定できる。
ード、トランジスタの飽和電流を適当に選ぶことによっ
て決定できる。
上記の解析から明らかのように本発明の回路構成による
と周囲湿度の変化やトランジスタ自体の発熱に関わらず
常に安定した動作を期待することができる。
と周囲湿度の変化やトランジスタ自体の発熱に関わらず
常に安定した動作を期待することができる。
すなわち従来回路においては出力用トランジスタの電力
損失が大きく、信号によりトランジスタの混vは大きく
変化し、このためにトランジスタのベース−エミッタ間
電圧が変化しバイアス安定化抵抗を設けなければならな
かった。
損失が大きく、信号によりトランジスタの混vは大きく
変化し、このためにトランジスタのベース−エミッタ間
電圧が変化しバイアス安定化抵抗を設けなければならな
かった。
しかるに本発明の回路においては前記01)式が示すよ
うに、出力用トランジスタの特性はバイアスの設定に関
与しておらず、単にバイアス安定化用トランジスタ26
.27およびダイオード23.24が関与するだけであ
る。
うに、出力用トランジスタの特性はバイアスの設定に関
与しておらず、単にバイアス安定化用トランジスタ26
.27およびダイオード23.24が関与するだけであ
る。
ダイオード23.24の電力損失は出力用トランジスタ
21.22に比較すれば極めて小さく、従ってダイオー
ド23゜24の電力損失変化によるダイオード23、2
4の湿度変化は小さい。
21.22に比較すれば極めて小さく、従ってダイオー
ド23゜24の電力損失変化によるダイオード23、2
4の湿度変化は小さい。
また前記(12)式における飽和電流ISI〜IS4は
温度によりかなり変化するが、ダイオード23,24.
バイアス安定化用トランジスタ26.27がほぼ同一の
湿度であれば、バイアス電流■1.■2はほとんど変化
しない。
温度によりかなり変化するが、ダイオード23,24.
バイアス安定化用トランジスタ26.27がほぼ同一の
湿度であれば、バイアス電流■1.■2はほとんど変化
しない。
従って少なくとも、このダイオード23,24、及びバ
イアス安定化用トランジスタ26.27を同一のチップ
上にIC化することにより、同一湿度に設定できるので
、IC化に適するばかりでなく、望ましい。
イアス安定化用トランジスタ26.27を同一のチップ
上にIC化することにより、同一湿度に設定できるので
、IC化に適するばかりでなく、望ましい。
また本発明回路によるとバイアス電流■1.■2は前記
(11)式に示される関係で与えられ、この関係は出力
電流が大きくなっても満足するので、■1゜■2が零と
なることはなく、極めてなめらかな変化をする。
(11)式に示される関係で与えられ、この関係は出力
電流が大きくなっても満足するので、■1゜■2が零と
なることはなく、極めてなめらかな変化をする。
従って本発明は従来回路のように効率の悪化を招くこと
なしに安定に動作し、かつ出力用トランジスタのエミッ
タ電流が信号により急激にカットオフすることなく、極
めて優れた入出力特性を有する増幅回路を実現すること
ができる。
なしに安定に動作し、かつ出力用トランジスタのエミッ
タ電流が信号により急激にカットオフすることなく、極
めて優れた入出力特性を有する増幅回路を実現すること
ができる。
以上説明したように本発明は周囲湿度の変化やトランジ
スタ自体の発熱に関係すく、常に安定な動作が期待でき
、効率が良く直線性に優れたトランジスタ増幅回路を提
供することができるものである。
スタ自体の発熱に関係すく、常に安定な動作が期待でき
、効率が良く直線性に優れたトランジスタ増幅回路を提
供することができるものである。
尚前記実症例においてプッシュプル動作を行なうトラン
ジスタ回路を相補形のバイポーラトランジスタを用いて
構成したが、同じく相補形の電界効果トランジスタを用
いて構成することもできる。
ジスタ回路を相補形のバイポーラトランジスタを用いて
構成したが、同じく相補形の電界効果トランジスタを用
いて構成することもできる。
またバイアス安定化用トランジスタ26.27はベース
電流の効果を無視できる範囲では第3図に示すようにコ
レクタとエミッタを入れかえてコレクタとベース接合を
順方向として使用しても実質的に同じ動作をさせること
ができる。
電流の効果を無視できる範囲では第3図に示すようにコ
レクタとエミッタを入れかえてコレクタとベース接合を
順方向として使用しても実質的に同じ動作をさせること
ができる。
すなわちトランジスタ26又は27のコレクタ電流■。
およびベース電流■sは
と表わされるが、コレクタとエミッタとを入れかえて逆
方向の動作をさせた場合にはエミッタ電流IEとベース
電流I/Bとはそれぞれ次式で表わされる。
方向の動作をさせた場合にはエミッタ電流IEとベース
電流I/Bとはそれぞれ次式で表わされる。
ここで第α4式と06)式のベース電流IBI’Bを比
較すると両者はβF、βRが大きく異なるために■B天
■B′となるが、第03)式と(15)式のICとIE
を比較すると、■s項は近似式ではあまり変化しないの
でそれらはほぼ等しい(Ia:IE)とみなすことがで
きる。
較すると両者はβF、βRが大きく異なるために■B天
■B′となるが、第03)式と(15)式のICとIE
を比較すると、■s項は近似式ではあまり変化しないの
でそれらはほぼ等しい(Ia:IE)とみなすことがで
きる。
本発明の回路ではトランジスタ対26.27の出力(順
方向動作の場合のコレクタ電流IC又は逆方向動作の場
合のエミッタ電流IB)によりダイオードの和電圧(’
V D t+VD2)が一定になるように出力用トラ
ンジスタ対21,22を制御するものであるから、■B
Eに対するコレクタ電流■c又はVBOに対するエミッ
タ電流IEの関係が重要である。
方向動作の場合のコレクタ電流IC又は逆方向動作の場
合のエミッタ電流IB)によりダイオードの和電圧(’
V D t+VD2)が一定になるように出力用トラ
ンジスタ対21,22を制御するものであるから、■B
Eに対するコレクタ電流■c又はVBOに対するエミッ
タ電流IEの関係が重要である。
従ってIC=IEの関係が維持される範囲、すなわちベ
ース電流の効果が無視できる範囲ではコレクタとエミッ
タとを入れかえてもほぼ同様の動作が期待できる。
ース電流の効果が無視できる範囲ではコレクタとエミッ
タとを入れかえてもほぼ同様の動作が期待できる。
第1図は従来のB級又は人B級プッシュプル増幅器の出
力段の構成を示す図、第2図は本発明の一実捲例に係る
トランジスタ増幅回路を示す図、第3図はバイアス安定
化用トランジスタ対の接続の変形例を示す図である。 2L22・・・・・・出力用トランジスタ、23゜24
・・・・・・電流検出用ダイオード、25・・・・・・
出力端子、26.27・・・・・・バイアス安定化用ト
ランジスタ対、28・・・・・・定電流源、29・・・
・・・出力段駆動用トランジスタ。
力段の構成を示す図、第2図は本発明の一実捲例に係る
トランジスタ増幅回路を示す図、第3図はバイアス安定
化用トランジスタ対の接続の変形例を示す図である。 2L22・・・・・・出力用トランジスタ、23゜24
・・・・・・電流検出用ダイオード、25・・・・・・
出力端子、26.27・・・・・・バイアス安定化用ト
ランジスタ対、28・・・・・・定電流源、29・・・
・・・出力段駆動用トランジスタ。
Claims (1)
- 1 それぞれのベースに供給される入力信号の極性に応
じて交互に動作し電流流出及び電流吸入動作を行う相補
形の第1及び第2のトランジスタと、前記電流流出動作
をなす第1のトランジスタの電流流出通路及び前記電流
吸入動作をなす第2のトランジスタの間に単一電流流路
を形成するように設けられた2個のダイオードを順方向
に直列接続してなる直列接続回路と、前記ダイオードの
共通接続点に設けられた出力端子と、前記ダイオードの
直列接続回路の各一端にそれぞれのベースが接続され且
つコレクタ又はエミッタの一力が互いに共通接続され他
の一力がそれぞれ前記第1及び第2のトランジスタのベ
ースに結合された相補形の第3及び第4のトランジスタ
とを備えることを特徴とするトランジスタ増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP51149817A JPS5845842B2 (ja) | 1976-12-15 | 1976-12-15 | トランジスタ増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP51149817A JPS5845842B2 (ja) | 1976-12-15 | 1976-12-15 | トランジスタ増幅回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5374348A JPS5374348A (en) | 1978-07-01 |
JPS5845842B2 true JPS5845842B2 (ja) | 1983-10-13 |
Family
ID=15483342
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP51149817A Expired JPS5845842B2 (ja) | 1976-12-15 | 1976-12-15 | トランジスタ増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5845842B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5927488B2 (ja) * | 1978-11-16 | 1984-07-06 | ヤマハ株式会社 | 電力増幅器におけるバイアス回路 |
JPS5816917U (ja) * | 1981-07-25 | 1983-02-02 | ヤマハ株式会社 | 増幅器のバイアス回路 |
JPS5821906A (ja) * | 1981-07-31 | 1983-02-09 | Nippon Gakki Seizo Kk | 増幅器のバイアス回路 |
BR112012022178A2 (pt) | 2010-03-02 | 2016-10-25 | Devialet | amplificador de classe a |
DE102017109216A1 (de) * | 2017-04-28 | 2018-10-31 | Tigris Elektronik Gmbh | Signalverstärkerschaltung |
JP7334977B2 (ja) | 2017-04-28 | 2023-08-29 | ブルメスター オーディオシステム ゲーエムベーハー | 信号増幅器回路、電圧変換器およびシステム |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5017955A (ja) * | 1973-06-18 | 1975-02-25 |
-
1976
- 1976-12-15 JP JP51149817A patent/JPS5845842B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5017955A (ja) * | 1973-06-18 | 1975-02-25 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5374348A (en) | 1978-07-01 |
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