JP3162732B2 - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
- Publication number
- JP3162732B2 JP3162732B2 JP08123391A JP8123391A JP3162732B2 JP 3162732 B2 JP3162732 B2 JP 3162732B2 JP 08123391 A JP08123391 A JP 08123391A JP 8123391 A JP8123391 A JP 8123391A JP 3162732 B2 JP3162732 B2 JP 3162732B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- coupled
- main electrode
- level shift
- shift circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/50—Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、第１導電型の少なくと
も第１及び第２トランジスタを有する差動対が設けられ
ている増幅回路であって、第１トランジスタの第１主電
極と第２トランジスタの第１主電極とが互いに結合され
且つ電流源により第１電源端子に結合され、第１トラン
ジスタの制御電極が入力端子に結合され、第２トランジ
スタの制御電極が出力端子に結合され、前記の増幅回路
には更に、第２導電型の少なくとも第３及び第４トラン
ジスタを有する電流ミラー回路が設けられており、第３
トランジスタの第１主電極と第４トランジスタの第１主
電極とが互いに結合され且つ共通端子を介して第２電源
端子に結合され、第３トランジスタの第２主電極は第１
トランジスタの第２主電極に結合され、第４トランジス
タの第２主電極は第２トランジスタの第２主電極に結合
され、前記の増幅回路には更に、第１導電型の少なくと
も第５トランジスタを有するバッファ段が設けられてお
り、この第５トランジスタの制御電極は第２トランジス
タの第２主電極に結合され、第５トランジスタの第１主
電極は出力端子に結合され、第５トランジスタの第２主
電極は第２電源端子に結合されている増幅回路に関する
ものである。このような増幅回路は広く用いることがで
き、特に半導体集積回路における電圧‐電流変換器とし
て用いることができる。
も第１及び第２トランジスタを有する差動対が設けられ
ている増幅回路であって、第１トランジスタの第１主電
極と第２トランジスタの第１主電極とが互いに結合され
且つ電流源により第１電源端子に結合され、第１トラン
ジスタの制御電極が入力端子に結合され、第２トランジ
スタの制御電極が出力端子に結合され、前記の増幅回路
には更に、第２導電型の少なくとも第３及び第４トラン
ジスタを有する電流ミラー回路が設けられており、第３
トランジスタの第１主電極と第４トランジスタの第１主
電極とが互いに結合され且つ共通端子を介して第２電源
端子に結合され、第３トランジスタの第２主電極は第１
トランジスタの第２主電極に結合され、第４トランジス
タの第２主電極は第２トランジスタの第２主電極に結合
され、前記の増幅回路には更に、第１導電型の少なくと
も第５トランジスタを有するバッファ段が設けられてお
り、この第５トランジスタの制御電極は第２トランジス
タの第２主電極に結合され、第５トランジスタの第１主
電極は出力端子に結合され、第５トランジスタの第２主
電極は第２電源端子に結合されている増幅回路に関する
ものである。このような増幅回路は広く用いることがで
き、特に半導体集積回路における電圧‐電流変換器とし
て用いることができる。
【０００２】
【従来の技術】上述した種類の増幅回路は米国特許第4,
338,527 号明細書（特開昭５６−４９０５号公報）に記
載されており既知である。図１の従来の増幅回路は第１
トランジスタＮ１及び第２トランジスタＮ２の差動対を
示しており、これらの相互結合されたエミッタは電流源
Ｉ１により第１電源端子１に結合されている。これらト
ランジスタＮ１及びＮ２のベースは、入力信号Ｖinが供
給される入力端子３及び出力信号Ｖout を生じる出力端
子４にそれぞれ結合されている。これらトランジスタＮ
１及びＮ２のコレクタは電流ミラー回路の入力端子及び
出力端子にそれぞれ結合され、これら端子は第３トラン
ジスタＰ１及び第４トランジスタＰ２のコレクタを以て
それぞれ構成されている。これら第３及び第４トランジ
スタのエミッタは共通端子５により第２電源端子２に結
合されている。トランジスタＰ１及びＰ２のベースは相
互結合されているとともにトランジスタＰ１のコレクタ
にも結合されており、トランジスタＰ２のコレクタは第
５トランジスタＮ３のベースに結合されている。この第
５トランジスタＮ３は、そのコレクタが電源端子２に結
合されそのエミッタが出力端子４に結合されたバッファ
段を構成している。入力信号Ｖinは、トランジスタＮ１
及びＮ２に相補的な電流変化を生ぜしめ、電流ミラー回
路のトランジスタＰ１及びＰ２がトランジスタＮ１にお
ける電流変化を追従する。従って、トランジスタＮ３の
ベースは、トランジスタＮ２及びＰ２のコレクタ電流間
の差である差分電流を受け、この差分電流がトランジス
タＮ３により増幅される。この増幅された差分電流が出
力信号Ｖout となる。
338,527 号明細書（特開昭５６−４９０５号公報）に記
載されており既知である。図１の従来の増幅回路は第１
トランジスタＮ１及び第２トランジスタＮ２の差動対を
示しており、これらの相互結合されたエミッタは電流源
Ｉ１により第１電源端子１に結合されている。これらト
ランジスタＮ１及びＮ２のベースは、入力信号Ｖinが供
給される入力端子３及び出力信号Ｖout を生じる出力端
子４にそれぞれ結合されている。これらトランジスタＮ
１及びＮ２のコレクタは電流ミラー回路の入力端子及び
出力端子にそれぞれ結合され、これら端子は第３トラン
ジスタＰ１及び第４トランジスタＰ２のコレクタを以て
それぞれ構成されている。これら第３及び第４トランジ
スタのエミッタは共通端子５により第２電源端子２に結
合されている。トランジスタＰ１及びＰ２のベースは相
互結合されているとともにトランジスタＰ１のコレクタ
にも結合されており、トランジスタＰ２のコレクタは第
５トランジスタＮ３のベースに結合されている。この第
５トランジスタＮ３は、そのコレクタが電源端子２に結
合されそのエミッタが出力端子４に結合されたバッファ
段を構成している。入力信号Ｖinは、トランジスタＮ１
及びＮ２に相補的な電流変化を生ぜしめ、電流ミラー回
路のトランジスタＰ１及びＰ２がトランジスタＮ１にお
ける電流変化を追従する。従って、トランジスタＮ３の
ベースは、トランジスタＮ２及びＰ２のコレクタ電流間
の差である差分電流を受け、この差分電流がトランジス
タＮ３により増幅される。この増幅された差分電流が出
力信号Ｖout となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
の増幅回路は、電源端子２の電源電圧と入力端子３の調
整電圧とによって決定されるトランジスタＮ１及びＮ２
のコレクタにおける電圧が等しくない為に不所望な非直
線信号伝送特性を有する。電源電圧が変化するとトラン
ジスタＮ１のコレクタ電圧が変化する為、この非直線信
号伝送も増幅される。その結果、トランジスタＮ１及び
トランジスタＮ２の双方のコレクタ及びベース間電圧が
従来の増幅回路にアーリー効果を課するようにする。こ
の従来の増幅回路には更に、入力端子３と出力端子４と
の間にオフセット電圧があるという追加の欠点がある。
トランジスタＰ１及びＰ２のベース‐エミッタ電圧は互
いに等しい為、これらトランジスタは互いに等しいコレ
クタ電流を流す。トランジスタＰ１のコレクタ電流はト
ランジスタＰ１及びＰ２のベース電流と一緒にトランジ
スタＮ１のコレクタに供給され、一方、トランジスタＰ
２のコレクタ電流からトランジスタＮ３のベース電流を
引いた値の電流がトランジスタＮ２のコレクタに供給さ
れる。従って、トランジスタＮ１及びＮ２のコレクタ電
流は互いに等しくなく、そのエミッタ電流が互いに等し
くなく、これら互いに等しくないエミッタ電流により互
いに等しくないベース‐エミッタ電圧を生ぜしめる。ト
ランジスタＮ１及びＮ２のエミッタは互いに結合されて
いる為、これらの互いに等しくないベース‐エミッタ電
圧により不所望なオフセット電圧を生ぜしめる。上述し
た従来の増幅回路には、その入力インピーダンスが比較
的低いという他の欠点があり、このことは特に増幅回路
を電圧‐電流変換回路として用いる場合に不所望なこと
である。本発明の目的は、上述した欠点のない改善した
直線的な信号伝送特性を有する増幅回路を提供せんとす
るにある。
の増幅回路は、電源端子２の電源電圧と入力端子３の調
整電圧とによって決定されるトランジスタＮ１及びＮ２
のコレクタにおける電圧が等しくない為に不所望な非直
線信号伝送特性を有する。電源電圧が変化するとトラン
ジスタＮ１のコレクタ電圧が変化する為、この非直線信
号伝送も増幅される。その結果、トランジスタＮ１及び
トランジスタＮ２の双方のコレクタ及びベース間電圧が
従来の増幅回路にアーリー効果を課するようにする。こ
の従来の増幅回路には更に、入力端子３と出力端子４と
の間にオフセット電圧があるという追加の欠点がある。
トランジスタＰ１及びＰ２のベース‐エミッタ電圧は互
いに等しい為、これらトランジスタは互いに等しいコレ
クタ電流を流す。トランジスタＰ１のコレクタ電流はト
ランジスタＰ１及びＰ２のベース電流と一緒にトランジ
スタＮ１のコレクタに供給され、一方、トランジスタＰ
２のコレクタ電流からトランジスタＮ３のベース電流を
引いた値の電流がトランジスタＮ２のコレクタに供給さ
れる。従って、トランジスタＮ１及びＮ２のコレクタ電
流は互いに等しくなく、そのエミッタ電流が互いに等し
くなく、これら互いに等しくないエミッタ電流により互
いに等しくないベース‐エミッタ電圧を生ぜしめる。ト
ランジスタＮ１及びＮ２のエミッタは互いに結合されて
いる為、これらの互いに等しくないベース‐エミッタ電
圧により不所望なオフセット電圧を生ぜしめる。上述し
た従来の増幅回路には、その入力インピーダンスが比較
的低いという他の欠点があり、このことは特に増幅回路
を電圧‐電流変換回路として用いる場合に不所望なこと
である。本発明の目的は、上述した欠点のない改善した
直線的な信号伝送特性を有する増幅回路を提供せんとす
るにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、第１導電型の
少なくとも第１及び第２トランジスタを有する差動対が
設けられている増幅回路であって、第１トランジスタの
第１主電極と第２トランジスタの第１主電極とが互いに
結合され且つ電流源により第１電源端子に結合され、第
１トランジスタの制御電極が入力端子に結合され、第２
トランジスタの制御電極が出力端子に結合され、前記の
増幅回路には更に、第２導電型の少なくとも第３及び第
４トランジスタを有する電流ミラー回路が設けられてお
り、第３トランジスタの第１主電極と第４トランジスタ
の第１主電極とが互いに結合され且つ共通端子を介して
第２電源端子に結合され、第３トランジスタの第２主電
極は第１トランジスタの第２主電極に結合され、第４ト
ランジスタの第２主電極は第２トランジスタの第２主電
極に結合され、前記の増幅回路には更に、第１導電型の
少なくとも第５トランジスタを有するバッファ段が設け
られており、この第５トランジスタの制御電極は第２ト
ランジスタの第２主電極に結合され、第５トランジスタ
の第１主電極は出力端子に結合され、第５トランジスタ
の第２主電極は第２電源端子に結合されている増幅回路
において、第１トランジスタの制御電極を第１レベルシ
フト回路により共通端子に結合したことを特徴とする。
少なくとも第１及び第２トランジスタを有する差動対が
設けられている増幅回路であって、第１トランジスタの
第１主電極と第２トランジスタの第１主電極とが互いに
結合され且つ電流源により第１電源端子に結合され、第
１トランジスタの制御電極が入力端子に結合され、第２
トランジスタの制御電極が出力端子に結合され、前記の
増幅回路には更に、第２導電型の少なくとも第３及び第
４トランジスタを有する電流ミラー回路が設けられてお
り、第３トランジスタの第１主電極と第４トランジスタ
の第１主電極とが互いに結合され且つ共通端子を介して
第２電源端子に結合され、第３トランジスタの第２主電
極は第１トランジスタの第２主電極に結合され、第４ト
ランジスタの第２主電極は第２トランジスタの第２主電
極に結合され、前記の増幅回路には更に、第１導電型の
少なくとも第５トランジスタを有するバッファ段が設け
られており、この第５トランジスタの制御電極は第２ト
ランジスタの第２主電極に結合され、第５トランジスタ
の第１主電極は出力端子に結合され、第５トランジスタ
の第２主電極は第２電源端子に結合されている増幅回路
において、第１トランジスタの制御電極を第１レベルシ
フト回路により共通端子に結合したことを特徴とする。
【０００５】本発明により結合した第１レベルシフト回
路によれば、共通端子と第１トランジスタの制御電極と
の間に一定の電圧差が与えられる為、第１及び第２トラ
ンジスタの第２主電極における電圧間が結合される。従
って、これら電圧間の電圧差を零ボルトに調整でき、信
号伝送特性の直線性を改善しうる。
路によれば、共通端子と第１トランジスタの制御電極と
の間に一定の電圧差が与えられる為、第１及び第２トラ
ンジスタの第２主電極における電圧間が結合される。従
って、これら電圧間の電圧差を零ボルトに調整でき、信
号伝送特性の直線性を改善しうる。
【０００６】本発明による増幅回路では更に、第５トラ
ンジスタの制御電極を第２レベルシフト回路により第２
トランジスタの第２主電極に結合するようにすることが
できる。このように結合した第２レベルシフト回路によ
れば、第５トランジスタの制御電極と第２トランジスタ
の第２主電極との間に可調整電圧が加わる為、第２トラ
ンジスタの第２主電極及び制御電極間の電圧を調整しう
るようになる。このことは第２及び第１トランジスタの
双方に及ぼすアーリー効果の影響を減少せしめうるとい
う点で有利なことである。アーリー効果はトランジスタ
の第２主電極‐制御電極電圧が変化することによりトラ
ンジスタの利得が変化することに関するものである。本
発明によって挿入したレベルシフト回路によれば、第２
及び第１トランジスタの双方の第２主電極‐制御電極電
圧を零ボルトに調整でき、この零ボルトの電圧ではアー
リー効果による影響は実際上生じない。
ンジスタの制御電極を第２レベルシフト回路により第２
トランジスタの第２主電極に結合するようにすることが
できる。このように結合した第２レベルシフト回路によ
れば、第５トランジスタの制御電極と第２トランジスタ
の第２主電極との間に可調整電圧が加わる為、第２トラ
ンジスタの第２主電極及び制御電極間の電圧を調整しう
るようになる。このことは第２及び第１トランジスタの
双方に及ぼすアーリー効果の影響を減少せしめうるとい
う点で有利なことである。アーリー効果はトランジスタ
の第２主電極‐制御電極電圧が変化することによりトラ
ンジスタの利得が変化することに関するものである。本
発明によって挿入したレベルシフト回路によれば、第２
及び第１トランジスタの双方の第２主電極‐制御電極電
圧を零ボルトに調整でき、この零ボルトの電圧ではアー
リー効果による影響は実際上生じない。
【０００７】本発明による増幅回路の実施態様では、第
１レベルシフト回路は第２導電型のトランジスタと電流
源とを有し、第１レベルシフト回路のトランジスタの第
１主電極は第１レベルシフト回路の電流源を介して第２
電源端子に結合され且つ直接共通端子に結合されてお
り、第１レベルシフト回路のトランジスタの第２主電極
は第１電源端子に結合され、第１レベルシフト回路のト
ランジスタの制御電極は第１トランジスタの制御電極に
結合されているようにすることができる。この実施態様
では、第１トランジスタの第２主電極及び制御電極が直
列的に逆の２つの制御電極‐主電極接合により互いに結
合されている為、これらの電極間の電圧が実際上零ボル
トに調整される。更に、上述したように結合した電流源
によれば増幅回路中の種々の電圧は最早や第２電源端子
に与えられる電圧に関連しなくなる為、一層大きな出力
信号を出力端子から取出すことができる。この実施態様
では更に、第１トランジスタの制御電極電流と、第１レ
ベルシフト回路のトランジスタの制御電極電流とが互い
に逆向きとなる。このことは、これらトランジスタの制
御電極電流が適切な大きさであればこれら制御電極電流
が互いに補償され、休止状態で増幅回路は入力端子にい
かなる電流も流さず、従ってその入力インピーダンスが
高くなるという点で有利なことである。
１レベルシフト回路は第２導電型のトランジスタと電流
源とを有し、第１レベルシフト回路のトランジスタの第
１主電極は第１レベルシフト回路の電流源を介して第２
電源端子に結合され且つ直接共通端子に結合されてお
り、第１レベルシフト回路のトランジスタの第２主電極
は第１電源端子に結合され、第１レベルシフト回路のト
ランジスタの制御電極は第１トランジスタの制御電極に
結合されているようにすることができる。この実施態様
では、第１トランジスタの第２主電極及び制御電極が直
列的に逆の２つの制御電極‐主電極接合により互いに結
合されている為、これらの電極間の電圧が実際上零ボル
トに調整される。更に、上述したように結合した電流源
によれば増幅回路中の種々の電圧は最早や第２電源端子
に与えられる電圧に関連しなくなる為、一層大きな出力
信号を出力端子から取出すことができる。この実施態様
では更に、第１トランジスタの制御電極電流と、第１レ
ベルシフト回路のトランジスタの制御電極電流とが互い
に逆向きとなる。このことは、これらトランジスタの制
御電極電流が適切な大きさであればこれら制御電極電流
が互いに補償され、休止状態で増幅回路は入力端子にい
かなる電流も流さず、従ってその入力インピーダンスが
高くなるという点で有利なことである。
【０００８】本発明による増幅回路の他の実施態様で
は、第２レベルシフト回路は第２導電型のトランジスタ
と電流源とを有し、第２レベルシフト回路のトランジス
タの第１主電極は第２レベルシフト回路の電流源を介し
て第２電源端子に結合され且つ直接第５トランジスタの
制御電極に結合され、第２レベルシフト回路のトランジ
スタの第２主電極は第１電源端子に結合され、第２レベ
ルシフト回路のトランジスタの制御電極は第２トランジ
スタの第２主電極に結合されているようにすることがで
きる。この実施例態様では、第２トランジスタの第２主
電極及び制御電極が直列的に逆の２つの制御電極‐主電
極接合により互いに結合されている為、これら電極間の
電圧も実際上零ボルトに調整しうる。第２レベルシフト
回路のトランジスタは制御電極電流を第２トランジスタ
の第２主電極に供給する為、この実施態様では、第３及
び第４トランジスタの制御電極を第３トランジスタの第
２主電極に結合すれば、第１及び第２トランジスタを流
れる調整用電流が等しくないことによるオフセット電圧
を減少せしめることができる。
は、第２レベルシフト回路は第２導電型のトランジスタ
と電流源とを有し、第２レベルシフト回路のトランジス
タの第１主電極は第２レベルシフト回路の電流源を介し
て第２電源端子に結合され且つ直接第５トランジスタの
制御電極に結合され、第２レベルシフト回路のトランジ
スタの第２主電極は第１電源端子に結合され、第２レベ
ルシフト回路のトランジスタの制御電極は第２トランジ
スタの第２主電極に結合されているようにすることがで
きる。この実施例態様では、第２トランジスタの第２主
電極及び制御電極が直列的に逆の２つの制御電極‐主電
極接合により互いに結合されている為、これら電極間の
電圧も実際上零ボルトに調整しうる。第２レベルシフト
回路のトランジスタは制御電極電流を第２トランジスタ
の第２主電極に供給する為、この実施態様では、第３及
び第４トランジスタの制御電極を第３トランジスタの第
２主電極に結合すれば、第１及び第２トランジスタを流
れる調整用電流が等しくないことによるオフセット電圧
を減少せしめることができる。
【０００９】本発明による増幅回路の更に他の実施態様
では、差動対に接続した電流源と第２レベルシフト回路
に属する電流源とをほぼ同じ電流を生じるように構成す
ることができる。この実施態様は、電流ミラー回路が第
３及び第４トランジスタのみを有する場合に、電流源電
流が互いに等しい為に第２レベルシフト回路のトランジ
スタの制御電極電流が第３及び第４トランジスタの制御
電極電流の和に等しくなるという点で有利なことであ
る。従って、第３及び第４トランジスタの第２主電極電
流が等しくなることに加えて、第１及び第２トランジス
タの第２主電極にも等しい制御電極電流が流れ、従っ
て、前述したオフセット電圧が実際上零となる。
では、差動対に接続した電流源と第２レベルシフト回路
に属する電流源とをほぼ同じ電流を生じるように構成す
ることができる。この実施態様は、電流ミラー回路が第
３及び第４トランジスタのみを有する場合に、電流源電
流が互いに等しい為に第２レベルシフト回路のトランジ
スタの制御電極電流が第３及び第４トランジスタの制御
電極電流の和に等しくなるという点で有利なことであ
る。従って、第３及び第４トランジスタの第２主電極電
流が等しくなることに加えて、第１及び第２トランジス
タの第２主電極にも等しい制御電極電流が流れ、従っ
て、前述したオフセット電圧が実際上零となる。
【００１０】
【実施例】図２は本発明による増幅回路の一実施例を示
し、本例では図１に示す増幅回路に第１レベルシフト回
路６と第２レベルシフト回路７とを追加してある。レベ
ルシフト回路６はトランジスタＰ３と電流源Ｉ２とを有
し、トランジスタＮ１のベースと共通端子５との間に結
合する。本例の増幅回路では、トランジスタＰ３のベー
スをトランジスタＮ１のベースに結合し、トランジスタ
Ｐ３のエミッタを共通端子５に結合する。この共通端子
５は電流源Ｉ２を介して電源端子２にも結合する。トラ
ンジスタＰ３のコレクタは電源端子１に結合する。レベ
ルシフト回路７はトランジスタＰ４と電流源Ｉ３とを有
し、トランジスタＮ２及びＰ２の相互結合コレクタとト
ランジスタＮ３のベースとの間に挿入する。本例の増幅
回路では、トランジスタＰ４のベースをトランジスタＮ
２及びＰ２の相互結合コレクタに結合し、トランジスタ
Ｐ４のエミッタをトランジスタＮ３のベースに結合し、
このトランジスタＮ３のベースを電流源Ｉ３により電源
端子２にも結合する。トランジスタＰ４のコレクタは電
源端子１に接続する。このように構成したレベルシフト
回路６及び７により互いに等しい電圧をトランジスタＮ
１及びＮ２のコレクタに生ぜしめる。更に、これらの電
圧は図１における対応する電圧と相違して電源電圧や入
力端子における調整電圧に関連しない。トランジスタＮ
１のベース及びコレクタはトランジスタＰ３及びＰ１の
直列的に逆になったベース‐エミッタ接合により結合さ
れている為、トランジスタＮ１のベース及びコレクタ間
に存在する電圧は実際上零ボルトであり、トランジスタ
Ｎ１に及ぼすアーリー効果の影響がこれにともなって減
少する。更に、結合された電流源Ｉ２はトランジスタＮ
１のベース‐コレクタ電圧に及ぼす電源電圧の変化によ
る影響を減少させる。同様に、トランジスタＮ２に及ぼ
すアーリー効果による影響を減少せしめるために、トラ
ンジスタＮ２のベース及びコレクタがトランジスタＮ３
及びＰ４の直列的に逆のベース‐エミッタ接合により結
合されている為、トランジスタＮ２のベース及びコレク
タ間の電圧も実際上零ボルトに調整される。図１の増幅
回路にレベルシフト回路７を加えずにレベルシフト回路
６を加える場合、このレベルシフト回路６はトランジス
タＰ１及びＰ３のエミッタ間に挿入したダイオードを有
するようにする必要がある。このようにすることによ
り、トランジスタＮ１のベース‐コレクタ電圧がトラン
ジスタＮ２の対応する電圧に等しくなり、この場合もア
ーリー効果がトランジスタＮ１及びＮ２に及ぼす影響が
減少し、その結果信号伝送の直線性が改善される。レベ
ルシフト回路６を用いることにより、トランジスタＮ１
及びＰ３のベース電流の向きが反対となる追加の利点が
得られる。これらトランジスタを流れる調整用電流を適
切に選択すると、トランジスタＮ１のベース電流がトラ
ンジスタＰ３のベース電流に絶対値で等しくなり、従っ
て休止状態で入力端子３に電流が流れない。これによ
り、入力インピーダンスを増大させる。更に、レベルシ
フト回路７はトランジスタＰ３のベース電流をトランジ
スタＮ２のコレクタに供給し、このベース電流が、トラ
ンジスタＮ１のコレクタに供給されるトランジスタＰ１
及びＰ２のベース電流と同様な向きとなる。これによ
り、電流ミラー回路（Ｐ１，Ｐ２）により生ぜしめられ
るトランジスタＮ１及びＮ２を流れる電流の相違を減少
させ、これにより入力端子と出力端子との間の不所望な
オフセット電圧を減少させる。電流源Ｉ１及びＩ３の電
流が等しい場合には、オフセット電圧は最小となる。そ
の理由は、この場合、トランジスタＰ４のベース電流が
トランジスタＰ１及びＰ２のベース電流の和に等しい為
である。
し、本例では図１に示す増幅回路に第１レベルシフト回
路６と第２レベルシフト回路７とを追加してある。レベ
ルシフト回路６はトランジスタＰ３と電流源Ｉ２とを有
し、トランジスタＮ１のベースと共通端子５との間に結
合する。本例の増幅回路では、トランジスタＰ３のベー
スをトランジスタＮ１のベースに結合し、トランジスタ
Ｐ３のエミッタを共通端子５に結合する。この共通端子
５は電流源Ｉ２を介して電源端子２にも結合する。トラ
ンジスタＰ３のコレクタは電源端子１に結合する。レベ
ルシフト回路７はトランジスタＰ４と電流源Ｉ３とを有
し、トランジスタＮ２及びＰ２の相互結合コレクタとト
ランジスタＮ３のベースとの間に挿入する。本例の増幅
回路では、トランジスタＰ４のベースをトランジスタＮ
２及びＰ２の相互結合コレクタに結合し、トランジスタ
Ｐ４のエミッタをトランジスタＮ３のベースに結合し、
このトランジスタＮ３のベースを電流源Ｉ３により電源
端子２にも結合する。トランジスタＰ４のコレクタは電
源端子１に接続する。このように構成したレベルシフト
回路６及び７により互いに等しい電圧をトランジスタＮ
１及びＮ２のコレクタに生ぜしめる。更に、これらの電
圧は図１における対応する電圧と相違して電源電圧や入
力端子における調整電圧に関連しない。トランジスタＮ
１のベース及びコレクタはトランジスタＰ３及びＰ１の
直列的に逆になったベース‐エミッタ接合により結合さ
れている為、トランジスタＮ１のベース及びコレクタ間
に存在する電圧は実際上零ボルトであり、トランジスタ
Ｎ１に及ぼすアーリー効果の影響がこれにともなって減
少する。更に、結合された電流源Ｉ２はトランジスタＮ
１のベース‐コレクタ電圧に及ぼす電源電圧の変化によ
る影響を減少させる。同様に、トランジスタＮ２に及ぼ
すアーリー効果による影響を減少せしめるために、トラ
ンジスタＮ２のベース及びコレクタがトランジスタＮ３
及びＰ４の直列的に逆のベース‐エミッタ接合により結
合されている為、トランジスタＮ２のベース及びコレク
タ間の電圧も実際上零ボルトに調整される。図１の増幅
回路にレベルシフト回路７を加えずにレベルシフト回路
６を加える場合、このレベルシフト回路６はトランジス
タＰ１及びＰ３のエミッタ間に挿入したダイオードを有
するようにする必要がある。このようにすることによ
り、トランジスタＮ１のベース‐コレクタ電圧がトラン
ジスタＮ２の対応する電圧に等しくなり、この場合もア
ーリー効果がトランジスタＮ１及びＮ２に及ぼす影響が
減少し、その結果信号伝送の直線性が改善される。レベ
ルシフト回路６を用いることにより、トランジスタＮ１
及びＰ３のベース電流の向きが反対となる追加の利点が
得られる。これらトランジスタを流れる調整用電流を適
切に選択すると、トランジスタＮ１のベース電流がトラ
ンジスタＰ３のベース電流に絶対値で等しくなり、従っ
て休止状態で入力端子３に電流が流れない。これによ
り、入力インピーダンスを増大させる。更に、レベルシ
フト回路７はトランジスタＰ３のベース電流をトランジ
スタＮ２のコレクタに供給し、このベース電流が、トラ
ンジスタＮ１のコレクタに供給されるトランジスタＰ１
及びＰ２のベース電流と同様な向きとなる。これによ
り、電流ミラー回路（Ｐ１，Ｐ２）により生ぜしめられ
るトランジスタＮ１及びＮ２を流れる電流の相違を減少
させ、これにより入力端子と出力端子との間の不所望な
オフセット電圧を減少させる。電流源Ｉ１及びＩ３の電
流が等しい場合には、オフセット電圧は最小となる。そ
の理由は、この場合、トランジスタＰ４のベース電流が
トランジスタＰ１及びＰ２のベース電流の和に等しい為
である。
【００１１】図３に示す本発明による増幅回路の他の実
施例は、電流ミラー回路、従ってレベルシフト回路６の
配置の仕方において図２に示す実施例と相違する。この
電流ミラー回路にはトランジスタＰ５を加え、このトラ
ンジスタのエミッタとコレクタとをそれぞれトランジス
タＰ２のコレクタとトランジスタＰ４のベース及びトラ
ンジスタＮ２のコレクタとに結合する。トランジスタＰ
５のベースはトランジスタＮ１及びＰ１のコレクタに結
合する。図３のこの点は図２と相違するものであり、そ
の理由はトランジスタＰ１及びＰ２のベースがトランジ
スタＰ２のコレクタに結合している為である。更に、レ
ベルシフト回路６にはダイオードＤ１を加える。このダ
イオードは例えばダイオード結合トランジスタとして配
置することができる。このダイオードはトランジスタＰ
３のエミッタと共通端子５及び電流源Ｉ２との間に挿入
する。本例は、異なる種類の電流ミラー回路を用いた場
合にアーリー効果による影響を減少せしめうる方法を示
している。トランジスタＮ１のベースを、トランジスタ
Ｐ３のベース‐エミッタ接合、ダイオードＤ１の陽極‐
陰極接合、トランジスタＰ１のエミッタ‐ベース接合及
びトランジスタＰ５のエミッタ‐ベース接合を経てトラ
ンジスタＮ１のコレクタに結合することにより、トラン
ジスタＮ１のベース及びコレクタ間の電圧が実際上零ボ
ルトに調整される。トランジスタＮ２のベース‐コレク
タ電圧に対しては図２に比べて何の変化もない。
施例は、電流ミラー回路、従ってレベルシフト回路６の
配置の仕方において図２に示す実施例と相違する。この
電流ミラー回路にはトランジスタＰ５を加え、このトラ
ンジスタのエミッタとコレクタとをそれぞれトランジス
タＰ２のコレクタとトランジスタＰ４のベース及びトラ
ンジスタＮ２のコレクタとに結合する。トランジスタＰ
５のベースはトランジスタＮ１及びＰ１のコレクタに結
合する。図３のこの点は図２と相違するものであり、そ
の理由はトランジスタＰ１及びＰ２のベースがトランジ
スタＰ２のコレクタに結合している為である。更に、レ
ベルシフト回路６にはダイオードＤ１を加える。このダ
イオードは例えばダイオード結合トランジスタとして配
置することができる。このダイオードはトランジスタＰ
３のエミッタと共通端子５及び電流源Ｉ２との間に挿入
する。本例は、異なる種類の電流ミラー回路を用いた場
合にアーリー効果による影響を減少せしめうる方法を示
している。トランジスタＮ１のベースを、トランジスタ
Ｐ３のベース‐エミッタ接合、ダイオードＤ１の陽極‐
陰極接合、トランジスタＰ１のエミッタ‐ベース接合及
びトランジスタＰ５のエミッタ‐ベース接合を経てトラ
ンジスタＮ１のコレクタに結合することにより、トラン
ジスタＮ１のベース及びコレクタ間の電圧が実際上零ボ
ルトに調整される。トランジスタＮ２のベース‐コレク
タ電圧に対しては図２に比べて何の変化もない。
【００１２】本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、種々の変更を加えることができること勿論で
ある。例えば、差動対を種々の方法で、例えばダーリン
トントランジスタを以て構成することができる。又、電
流ミラー回路は、アーリー効果による影響をレベルシフ
ト回路の一方又は双方の適合により常に減少せしめうる
ようにすれば図示とは異なる方法で実現しうる。更に、
第３トランジスタを有するバッファ段を、例えばダーリ
ントントランジスタを有する他のバッファ段と置換する
ことも、本発明の目的をレベルシフト回路の一方又は双
方を適合させることにより達成しうる本発明の任意選択
事項の１つである。更に、本発明による増幅回路は、図
示のトランジスタとは異なる導電型のトランジスタを有
するように、或いはユニポーラトランジスタを有するよ
うに、或いはユニポーラトランジスタとバイポーラトラ
ンジスタとの組合せを有するように、構成することもで
きる。
ではなく、種々の変更を加えることができること勿論で
ある。例えば、差動対を種々の方法で、例えばダーリン
トントランジスタを以て構成することができる。又、電
流ミラー回路は、アーリー効果による影響をレベルシフ
ト回路の一方又は双方の適合により常に減少せしめうる
ようにすれば図示とは異なる方法で実現しうる。更に、
第３トランジスタを有するバッファ段を、例えばダーリ
ントントランジスタを有する他のバッファ段と置換する
ことも、本発明の目的をレベルシフト回路の一方又は双
方を適合させることにより達成しうる本発明の任意選択
事項の１つである。更に、本発明による増幅回路は、図
示のトランジスタとは異なる導電型のトランジスタを有
するように、或いはユニポーラトランジスタを有するよ
うに、或いはユニポーラトランジスタとバイポーラトラ
ンジスタとの組合せを有するように、構成することもで
きる。
【図１】 従来の増幅回路を示す回路図である。
【図２】 本発明による増幅回路の一実施例を示す回路
図である。
図である。
【図３】 本発明による増幅回路の他の実施例を示す回
路図である。
路図である。
１ 第１電源端子 ２ 第２電源端子 ３ 入力端子 ４ 出力端子 ５ 共通端子 ６ 第１レベルシフト回路 ７ 第２レベルシフト回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔ ｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 エトツェ アルイェン デ ボエル オランダ国 8523 ヴェーテー エンス ヘデ イェケルストラート178 (56)参考文献 特開 昭51−11347（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−112146（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−137263（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−4905（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−146808（ＪＰ，Ａ) 米国特許3619798（ＵＳ，Ａ) Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏｌ．40 Ｎｏ．15（1967．07．24）”ＭＯＳ ＦＥＴ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｐｒｏｖ ｉｄｅｓ ａｌｍｏｓｔ ｉｎｆｉｎｉ ｔｅ ｉｍｐｅｄａｎｃｅ”Ｔｈｏｍａ ｓ Ｈ．Ｌｙｎｃｈ ｐｐ．88 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/00 - 1/56 H03F 3/00 - 3/45 H03F 3/50 - 3/52 H03F 3/62 - 3/64 H03F 3/68 - 3/72 ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ) ＰＣＩ（ＤＩＡＬＯＧ) ＷＰＩ（ＤＩＡＬＯＧ)
Claims (5)
- 【請求項１】 第１導電型の少なくとも第１及び第２ト
ランジスタを有する差動対が設けられている増幅回路で
あって、第１トランジスタの第１主電極と第２トランジ
スタの第１主電極とが互いに結合され且つ電流源により
第１電源端子に結合され、第１トランジスタの制御電極
が入力端子に結合され、第２トランジスタの制御電極が
出力端子に結合され、前記の増幅回路には更に、第２導
電型の少なくとも第３及び第４トランジスタを有する電
流ミラー回路が設けられており、第３トランジスタの第
１主電極と第４トランジスタの第１主電極とが互いに結
合され且つ共通端子を介して第２電源端子に結合され、
第３トランジスタの第２主電極は第１トランジスタの第
２主電極に結合され、第４トランジスタの第２主電極は
第２トランジスタの第２主電極に結合され、前記の増幅
回路には更に、第１導電型の少なくとも第５トランジス
タを有するバッファ段が設けられており、この第５トラ
ンジスタの制御電極は第２トランジスタの第２主電極に
結合され、第５トランジスタの第１主電極は出力端子に
結合され、第５トランジスタの第２主電極は第２電源端
子に結合されている増幅回路において、 第１トランジスタの制御電極を第１レベルシフト回路に
より共通端子に結合したことを特徴とする増幅回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の増幅回路において、第
５トランジスタの制御電極を第２レベルシフト回路によ
り第２トランジスタの第２主電極に結合したことを特徴
とする増幅回路。 - 【請求項３】 請求項１又は２に記載の増幅回路におい
て、第１レベルシフト回路は第２導電型のトランジスタ
と電流源とを有し、第１レベルシフト回路のトランジス
タの第１主電極は第１レベルシフト回路の電流源を介し
て第２電源端子に結合され且つ直接共通端子に結合され
ており、第１レベルシフト回路のトランジスタの第２主
電極は第１電源端子に結合され、第１レベルシフト回路
のトランジスタの制御電極は第１トランジスタの制御電
極に結合されていることを特徴とする増幅回路。 - 【請求項４】 請求項２又は３に記載の増幅回路におい
て、第２レベルシフト回路は第２導電型のトランジスタ
と電流源とを有し、第２レベルシフト回路のトランジス
タの第１主電極は第２レベルシフト回路の電流源を介し
て第２電源端子に結合され且つ直接第５トランジスタの
制御電極に結合され、第２レベルシフト回路のトランジ
スタの第２主電極は第１電源端子に結合され、第２レベ
ルシフト回路のトランジスタの制御電極は第２トランジ
スタの第２主電極に結合されていることを特徴とする増
幅回路。 - 【請求項５】 請求項４に記載の増幅回路において、差
動対に接続された電流源と第２レベルシフト回路に属す
る電流源とがほぼ同じ電流を生じるように構成されてい
ることを特徴とする増幅回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9000656 | 1990-03-21 | ||
| NL9000656 | 1990-03-21 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04223602A JPH04223602A (ja) | 1992-08-13 |
| JP3162732B2 true JP3162732B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=19856783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08123391A Expired - Fee Related JP3162732B2 (ja) | 1990-03-21 | 1991-03-22 | 増幅回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5113146A (ja) |
| EP (1) | EP0448169B1 (ja) |
| JP (1) | JP3162732B2 (ja) |
| KR (1) | KR0169987B1 (ja) |
| DE (1) | DE69112104T2 (ja) |
| HK (1) | HK109596A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5381106A (en) * | 1992-10-28 | 1995-01-10 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Clipper circuitry suitable for signals with fractional-volt amplitudes |
| US5463339A (en) * | 1993-12-29 | 1995-10-31 | International Business Machines Incorporated | Amorphous, thin film transistor driver/receiver circuit with hysteresis |
| US6259316B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-07-10 | Texas Instruments Incorporated | Low voltage buffer amplifier for high speed sample and hold applications |
| US6194910B1 (en) | 1998-06-24 | 2001-02-27 | Teradyne, Inc. | Relayless voltage measurement in automatic test equipment |
| JP3387859B2 (ja) * | 1998-12-15 | 2003-03-17 | 日本電気株式会社 | ３値スイッチ回路 |
| US20070262766A1 (en) * | 2006-05-11 | 2007-11-15 | Sige Semiconductor Inc. | Current mirror for high frequency monolithic integrated circuits |
| US7629847B1 (en) | 2008-03-24 | 2009-12-08 | Atmel Corporation | Opposing currents differential amplifier |
| US8907725B2 (en) * | 2012-09-24 | 2014-12-09 | Analog Devices, Inc. | Circuit to prevent load-induced non-linearity in operational amplifiers |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3619798A (en) * | 1969-11-20 | 1971-11-09 | Canadian Patents Dev | Three-port electrical network |
| NL7407953A (nl) * | 1974-06-14 | 1975-12-16 | Philips Nv | Spanningstroomomzetter. |
| JPS5824042B2 (ja) * | 1978-02-23 | 1983-05-19 | 株式会社東芝 | 電圧フオロワ回路 |
| JPS54137263A (en) * | 1978-04-18 | 1979-10-24 | Pioneer Electronic Corp | Dc amplifier |
| JPS564905A (en) * | 1979-06-27 | 1981-01-19 | Toshiba Corp | Voltage-current converting circuit |
-
1991
- 1991-03-12 US US07/667,845 patent/US5113146A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-03-18 DE DE69112104T patent/DE69112104T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-03-18 EP EP91200581A patent/EP0448169B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-03-18 KR KR1019910004221A patent/KR0169987B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1991-03-22 JP JP08123391A patent/JP3162732B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-06-27 HK HK109596A patent/HK109596A/xx not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏｌ．４０ Ｎｏ．１５（１９６７．０７．２４）"ＭＯＳ ＦＥＴ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｐｒｏｖｉｄｅｓ ａｌｍｏｓｔ ｉｎｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｅｄａｎｃｅ"Ｔｈｏｍａｓ Ｈ．Ｌｙｎｃｈ ｐｐ．８８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0448169B1 (en) | 1995-08-16 |
| DE69112104D1 (de) | 1995-09-21 |
| HK109596A (en) | 1996-07-05 |
| JPH04223602A (ja) | 1992-08-13 |
| DE69112104T2 (de) | 1996-04-04 |
| KR910017735A (ko) | 1991-11-05 |
| US5113146A (en) | 1992-05-12 |
| KR0169987B1 (ko) | 1999-03-30 |
| EP0448169A1 (en) | 1991-09-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4439743A (en) | Biasing circuit for power amplifier | |
| US5475343A (en) | Class AB complementary output stage | |
| JP3315748B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP3162732B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JP2622321B2 (ja) | 高周波数クロス接合折返しカスコード回路 | |
| US3946325A (en) | Transistor amplifier | |
| US5162751A (en) | Amplifier arrangement | |
| JPH0612859B2 (ja) | 差動増幅器回路 | |
| US4587494A (en) | Quasi-complementary class B IC output stage | |
| US4241314A (en) | Transistor amplifier circuits | |
| US4757275A (en) | Wideband closed loop amplifier | |
| KR950000161B1 (ko) | 증폭기 장치 및 푸시풀 증폭기 | |
| US4237426A (en) | Transistor amplifier | |
| US6078220A (en) | Complementary class AB current amplifier | |
| JPH0618293B2 (ja) | 演算増幅器 | |
| JP2896029B2 (ja) | 電圧電流変換回路 | |
| JPH05235658A (ja) | 増幅器 | |
| US6246290B1 (en) | High gain, current driven, high frequency amplifier | |
| JPS622722B2 (ja) | ||
| US5119041A (en) | High gain differential current amplifier having a low output voltage | |
| US4293824A (en) | Linear differential amplifier with unbalanced output | |
| JP3263410B2 (ja) | トランジスタの制御電流補償用回路装置 | |
| US6339319B1 (en) | Cascoded current mirror circuit | |
| JP3103104B2 (ja) | バッファ回路 | |
| JP2509462Y2 (ja) | 増幅器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |