JPS5834053B2 - Mosfet集積回路における遅延段及びその遅延段を利用するクロック装置 - Google Patents
Mosfet集積回路における遅延段及びその遅延段を利用するクロック装置Info
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- JPS5834053B2 JPS5834053B2 JP51160843A JP16084376A JPS5834053B2 JP S5834053 B2 JPS5834053 B2 JP S5834053B2 JP 51160843 A JP51160843 A JP 51160843A JP 16084376 A JP16084376 A JP 16084376A JP S5834053 B2 JPS5834053 B2 JP S5834053B2
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- transistor
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
- H03K5/151—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with two complementary outputs
- H03K5/1515—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with two complementary outputs non-overlapping
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- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
- H03K5/15013—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs
- H03K5/15026—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs with asynchronously driven series connected output stages
- H03K5/1504—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with more than two outputs with asynchronously driven series connected output stages using a chain of active delay devices
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Logic Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、一般的にMOSFETに関し、より詳しく述
べると、データ処理回路で使用するための遅延段及びク
ロック生成器に関する。
べると、データ処理回路で使用するための遅延段及びク
ロック生成器に関する。
1973年3月1日付けで
Robert J、Proebsting に出さ
れた米国特許第3.898,479号は、ドレン電源電
圧いっばいに遷移する一連のクロック端をタイム・シー
ケンスで発生するための複数個のブートスラップ段から
成るクロック生成器を明らかにしている。
れた米国特許第3.898,479号は、ドレン電源電
圧いっばいに遷移する一連のクロック端をタイム・シー
ケンスで発生するための複数個のブートスラップ段から
成るクロック生成器を明らかにしている。
この回路は、MO8FET集積回路内の一連の論理機能
を自動的に開始させるという適用例で首尾よく使用され
てきた。
を自動的に開始させるという適用例で首尾よく使用され
てきた。
本発明は、同様な遅延段でさって、効率及び融通性がか
なり改良された遅延段(こ関連している。
なり改良された遅延段(こ関連している。
特に、本発明の段は、ソース(5ource )電源電
圧からドレン(drain )電源電圧いっばいにより
短時間に、すなわちより速い立上がり時間で遷移を行な
うことができる。
圧からドレン(drain )電源電圧いっばいにより
短時間に、すなわちより速い立上がり時間で遷移を行な
うことができる。
更に、遅延段は、高レベルの出力を保持するため(こは
入力信号が高レベルのままあるということを必要としな
いという追加の機能的融通性を有し、プレチャージ信号
の終了と人力信号の受信との間の入力に応答して段が出
力を出さないよう(こする手段を提供し、出力がVDD
より上に容量的に昇圧されうるような出力を分離するた
めの手段を提供し、そして、任意の時間に、入力信号の
状態に関係なく出力を高レベルから低レベルへリセット
する手段を提供する。
入力信号が高レベルのままあるということを必要としな
いという追加の機能的融通性を有し、プレチャージ信号
の終了と人力信号の受信との間の入力に応答して段が出
力を出さないよう(こする手段を提供し、出力がVDD
より上に容量的に昇圧されうるような出力を分離するた
めの手段を提供し、そして、任意の時間に、入力信号の
状態に関係なく出力を高レベルから低レベルへリセット
する手段を提供する。
これらの全ての追加機能は、いかなるり、C0電源をも
消費することなく行なわれる。
消費することなく行なわれる。
更に詳しく述べると、本発明に従う遅延段は、ドレン電
源電圧及びソース電源電圧の間に直列接続され、それら
の間の第1のノードを形成する第1及び第2のトランジ
スタを有する。
源電圧及びソース電源電圧の間に直列接続され、それら
の間の第1のノードを形成する第1及び第2のトランジ
スタを有する。
第1のトランジスタのゲートは第1のノードに容量結合
される第2のノードを形成する。
される第2のノードを形成する。
第2のノードは第3のトランジスタのチャネルを通して
第1のノードに接続される。
第1のノードに接続される。
第3のトランジスタのゲートは、第4のノードを形成す
る第2のトランジスタのゲートとともに第3のノードを
形成する。
る第2のトランジスタのゲートとともに第3のノードを
形成する。
第3及び第4のノードをドレン電源電圧に近いある電圧
に最初にプレチャージし、その結果第2及び第3のトラ
ンジスタがオンにされるようにするための回路装置が備
えられている。
に最初にプレチャージし、その結果第2及び第3のトラ
ンジスタがオンにされるようにするための回路装置が備
えられている。
第2のトランジスタはオンにされる時、第1のノードを
放電し、プレチャージ中に第2のノードを放電するため
の回路装置も備えられている。
放電し、プレチャージ中に第2のノードを放電するため
の回路装置も備えられている。
入力ノード上の入力信号に応答する回路装置は、第3の
ノード上の電荷を保持し、その結果、第3のノードは出
力電圧より上に次第にブートストラップされ、その結果
、第2のノードが入力電圧まで十分に充電されるまで第
2のノードが急速に充電される。
ノード上の電荷を保持し、その結果、第3のノードは出
力電圧より上に次第にブートストラップされ、その結果
、第2のノードが入力電圧まで十分に充電されるまで第
2のノードが急速に充電される。
第3及び第4の両方のノードは自動的に放電され、第2
及び第3のトランジスタをオフにし、かくして、第2の
トランジスタがオフになるの(こ応答して、第1のノー
ドが第1のトランジスタにより充電される時、第2のノ
ードをドレン電源電圧より上にブートストラップさせる
。
及び第3のトランジスタをオフにし、かくして、第2の
トランジスタがオフになるの(こ応答して、第1のノー
ドが第1のトランジスタにより充電される時、第2のノ
ードをドレン電源電圧より上にブートストラップさせる
。
本発明のもう1つの見地に従えば、第3のノードがプレ
チャージされた後、入力信号が発生する前に第3のノー
ドを放電し、その結果、入力信号に応答して遅延段が出
力信号を出さないようにするための回路装置が備えられ
ている。
チャージされた後、入力信号が発生する前に第3のノー
ドを放電し、その結果、入力信号に応答して遅延段が出
力信号を出さないようにするための回路装置が備えられ
ている。
本発明のもう1つの面に従えば、ドレン電源電圧を出力
ノードに接続するため(こ第5のトランジスタが備えら
れており、第5のトランジスタのゲ−トは第2のノード
に接続される。
ノードに接続するため(こ第5のトランジスタが備えら
れており、第5のトランジスタのゲ−トは第2のノード
に接続される。
出力が出された後外部的に供給された信号に応答して第
2のノードを放電し、それにより第5のトランジスタを
オフにし、出力をトランジスタから分離するための回路
装置も備えられている。
2のノードを放電し、それにより第5のトランジスタを
オフにし、出力をトランジスタから分離するための回路
装置も備えられている。
本発明の更に別の面に従えば、出力が第6のトランジス
タによりアースに接続され、第6のトランジスタのゲー
トに接続され、その結果、第6のトランジスタがオフに
されて、出力がドレン電源電圧になることを可能にする
。
タによりアースに接続され、第6のトランジスタのゲー
トに接続され、その結果、第6のトランジスタがオフに
されて、出力がドレン電源電圧になることを可能にする
。
外部的リセット信号に応答して出力をソース電源電圧に
放電するための更に追加の回路装置が備えられている。
放電するための更に追加の回路装置が備えられている。
本発明の更に別の面に従えば、第3のノードを分離して
、かくして、第3のトランジスタの漂遊キャパシタンス
により第3のノードがドレン電源電圧より上にブートス
トラップされうるようにするために、第4のトランジス
タが第3のノードを第4のノードに接続する。
、かくして、第3のトランジスタの漂遊キャパシタンス
により第3のノードがドレン電源電圧より上にブートス
トラップされうるようにするために、第4のトランジス
タが第3のノードを第4のノードに接続する。
第4のトランジスタのゲートは、ドレン電源電圧に対応
する電圧源に接続されることも可能である。
する電圧源に接続されることも可能である。
第4のノード、そしてかくして第4のトランジスタを通
して第3のノードを、入力電圧がドレン電源電圧に遷移
した後短時間で放電するための回路装置が備えられてい
る。
して第3のノードを、入力電圧がドレン電源電圧に遷移
した後短時間で放電するための回路装置が備えられてい
る。
本発明の新奇な特徴は特許請求の範囲に述べられている
。
。
しかしながら、本発明は、他の目的及び利点も含めて、
以下の実施例に関する詳細説明を添付図面とともに参照
することにより最もよく理解されうる。
以下の実施例に関する詳細説明を添付図面とともに参照
することにより最もよく理解されうる。
さて、図面を参照すると、本発明に従う遅延段が第1図
の参照番号10により一般的に示されている。
の参照番号10により一般的に示されている。
遅延段はトランジスタT1及びT2から威り、それらの
チャネルはドレン電源電圧VDD及びソース電源電圧V
SSの間に直列に接続されてあり、電源電圧VSSは全
ての図面中で通常のアース記号により表わされている。
チャネルはドレン電源電圧VDD及びソース電源電圧V
SSの間に直列に接続されてあり、電源電圧VSSは全
ての図面中で通常のアース記号により表わされている。
トランジスタT1 のソースノード及びトランジスタT
2のドレン・ノードは共通のノードN1 を形成し、こ
れは、コンデンサCによりノードN2に容量結合されて
いる。
2のドレン・ノードは共通のノードN1 を形成し、こ
れは、コンデンサCによりノードN2に容量結合されて
いる。
ノードN2はトランジスタT1のゲートを含んでいる。
トランジスタT3のチャネルはノードN2を、かくして
トランジスタT1 のゲートを遅延段用の入力端子12
に接続する。
トランジスタT1 のゲートを遅延段用の入力端子12
に接続する。
トランジスタT3のゲートは第2のブートストラップ・
ノードN3を形成し、トランジスタT4(こよりトラン
ジスタT2のゲートを含むノードN4 に接続される。
ノードN3を形成し、トランジスタT4(こよりトラン
ジスタT2のゲートを含むノードN4 に接続される。
出力トランジスタT5はドレン電源電圧VDDを遅延段
の出力端子14に接続し、トランジスタT6は出力ノー
ド14をソース電源電圧に接続する。
の出力端子14に接続し、トランジスタT6は出力ノー
ド14をソース電源電圧に接続する。
トランジスタT5のゲートはノードN2の一部分を形成
し、トランジスタT6 のゲートはノードN4の一部分
を形成する。
し、トランジスタT6 のゲートはノードN4の一部分
を形成する。
トランジスタT7及びT8はドレン電源電圧VDD及び
ソース電源電圧の間に直列に接続される。
ソース電源電圧の間に直列に接続される。
トランジスタT7及びトランジスタT8のドレンは共通
ノードN5の一部分を形成する。
ノードN5の一部分を形成する。
トランジスタT7のゲートは入力端子12である。
トランジスタT9及びTloも又、ドレン電源電圧VD
D及びソース電源電圧の間に直列に接続され、トランジ
スタT9のソース及びトランジスタT1oのドレンがノ
ードN4の一部分を形成している。
D及びソース電源電圧の間に直列に接続され、トランジ
スタT9のソース及びトランジスタT1oのドレンがノ
ードN4の一部分を形成している。
1ヘランジスタT1oのゲートはノードN5の一部分を
形成する。
形成する。
トランジスタT11はプレチャージ中にノードN2をア
ースに放電させるためにノードN2をソース電源電圧に
接続する。
ースに放電させるためにノードN2をソース電源電圧に
接続する。
トランジスタT12はノードN3をプレチャージするた
めの手段を提供し、ドレン電源電圧VDDとノードN3
の間に接続される。
めの手段を提供し、ドレン電源電圧VDDとノードN3
の間に接続される。
トランジスタT8.T、。T1、及びT1□のテートは
全てプレチャージ入力16に接続される。
全てプレチャージ入力16に接続される。
除勢トランジスタT13はノードN3をソース電源電圧
に接続し、そのゲートは遅延段のための除勢入力18を
提供する。
に接続し、そのゲートは遅延段のための除勢入力18を
提供する。
トランジスタT14は又ノードN2をソース電源電圧に
接続する。
接続する。
トランジスタT14がオンになる時、ノードN2が放電
され、かくしてT5をオフにし、出力14を分離する。
され、かくしてT5をオフにし、出力14を分離する。
従って、トランジスタT14のゲートは遅延段の出力を
分離するための入力20として示されている。
分離するための入力20として示されている。
トランジスタT15は出力14をソース電源電圧に接続
し、トランジスタT15のゲ゛−トは以下に説明される
ように出力14をソース電源電圧レベル(こリセットす
るための入力22を提供する。
し、トランジスタT15のゲ゛−トは以下に説明される
ように出力14をソース電源電圧レベル(こリセットす
るための入力22を提供する。
遅延段10のオペレーションは、第2図を参照すれば最
もよく理解されうるだろう。
もよく理解されうるだろう。
第2図は、プレチャージ・ノード16、人力ノード12
及び出力ノード14はもちろん各種のノードN1−N3
上の電圧レベルを示し、曲線は、第1図における対応す
るノードと同じ参照文字により示されている。
及び出力ノード14はもちろん各種のノードN1−N3
上の電圧レベルを示し、曲線は、第1図における対応す
るノードと同じ参照文字により示されている。
縦方向のスケールはボルトであり、ドレン電源電圧VD
Dが12ボルト、ソース電源電圧VSSが零ボルトにな
っている。
Dが12ボルト、ソース電源電圧VSSが零ボルトにな
っている。
好適実施例においては、N−チャネルトランジスタが使
われており、その結果VDDはVSSに関して正になっ
ているが、この関係はP−チャネル回路では逆転される
。
われており、その結果VDDはVSSに関して正になっ
ているが、この関係はP−チャネル回路では逆転される
。
この型の回路では、トランジスタは典型的には約2.0
ボルトの閾を持ち、これはゲート電圧が少なくとも2ボ
ルトでソース電圧を越える時だけトランジスタが導通す
ることを意味する。
ボルトの閾を持ち、これはゲート電圧が少なくとも2ボ
ルトでソース電圧を越える時だけトランジスタが導通す
ることを意味する。
時間は横軸にO〜80ナノ秒示されている。
プレチャージ周期は約15ナノ秒で終了し、約70ナノ
秒で再び始まる。
秒で再び始まる。
入力信号からの所望の遅延を含む完全な出力パルス、出
力のVDDへの立上がり、及びVSSへの戻りは約65
ナノ秒で起ることに注意されたい。
力のVDDへの立上がり、及びVSSへの戻りは約65
ナノ秒で起ることに注意されたい。
これは、前述の特許に示された遅延段において出力信号
がVSSからVDDに立上がるのに必要な時間の約半分
で起り、本回路の高速特性を示しているが、前の回路は
示された例ではより高い電圧レベルに立上がっていた。
がVSSからVDDに立上がるのに必要な時間の約半分
で起り、本回路の高速特性を示しているが、前の回路は
示された例ではより高い電圧レベルに立上がっていた。
立上がり時間に関して述べると、本回路は約2倍の速さ
である。
である。
プレチャージ入力16上の電圧がVDDである時、プレ
チャージ電圧によりオンにされるトランジスタT12及
びT9を通る閾降下の結果として、ノードN3及びN4
はそれぞれ約10ボルトにプレチャージされる。
チャージ電圧によりオンにされるトランジスタT12及
びT9を通る閾降下の結果として、ノードN3及びN4
はそれぞれ約10ボルトにプレチャージされる。
ノードN1.N2及びN5は、それぞれのトランジスタ
T2.T11及びT8がオンにされるためVSSに保持
されている。
T2.T11及びT8がオンにされるためVSSに保持
されている。
ノードN4上の高電圧がトランジスタT6 をオンにす
るため入力端子12も又VSSであり、出力端子14も
VSSである。
るため入力端子12も又VSSであり、出力端子14も
VSSである。
プレチャージ入力16上の電圧は、約15ナノ秒から始
まり約35ナノ秒で終るようにVDDからVSSに変化
され、一方人力12は約10ナノ秒と約40ナノ秒の間
にVSSボルトから約11ボルトに変化される。
まり約35ナノ秒で終るようにVDDからVSSに変化
され、一方人力12は約10ナノ秒と約40ナノ秒の間
にVSSボルトから約11ボルトに変化される。
ノードN2 はVSSにあり、ノードN3が約10ボル
トであるので、トランジスタT3はゲートソース電圧差
が大きいことによりオンにされる。
トであるので、トランジスタT3はゲートソース電圧差
が大きいことによりオンにされる。
その結果として、ノードN2は10ナノ秒と約38秒と
の間に示されるように入力12とほとんど同時に充電さ
れる。
の間に示されるように入力12とほとんど同時に充電さ
れる。
同時に、ノードN3は約10及び約35ナノ秒の間に示
されているように、T3のゲートチャネル・キャパシタ
ンスにより自身でブートストラップ。
されているように、T3のゲートチャネル・キャパシタ
ンスにより自身でブートストラップ。
して上げられる。
というのは、トランジスタT4は、人力12上の電圧が
ノードN4上の電圧を1閾だけ越える(これは約35ナ
ノ秒で起る)まで導通しないからである。
ノードN4上の電圧を1閾だけ越える(これは約35ナ
ノ秒で起る)まで導通しないからである。
ノードN4は、ノードN5かVSSを1閾だけ越える(
これは約28ナノ秒で起る)結果として約30ナノ秒で
放電され始める。
これは約28ナノ秒で起る)結果として約30ナノ秒で
放電され始める。
ノードN4がトランジスタT’toを通して放電される
と、ノードN3 も又トランジスタT4及びT1゜を通
して放電される。
と、ノードN3 も又トランジスタT4及びT1゜を通
して放電される。
ノードN4 は約30及び約50ナノ秒の間に放電され
るので、ノードN1 は約35ナノ秒に始まり約50ナ
ノ秒まで高速で充電され、かくして、コンデンサCの結
果としてノードN2をVDDより高くブートストラップ
する。
るので、ノードN1 は約35ナノ秒に始まり約50ナ
ノ秒まで高速で充電され、かくして、コンデンサCの結
果としてノードN2をVDDより高くブートストラップ
する。
ブートストラップノードN2 は、ノードN1 が完全
にVDDに充電されてもトランジスタT1 をオンにし
続け、そしてトランジスタT5をも同程度オンにするの
で、その結果、出力ノード14は約25及び約60ナノ
秒の間に急速にVSSからVDDになる。
にVDDに充電されてもトランジスタT1 をオンにし
続け、そしてトランジスタT5をも同程度オンにするの
で、その結果、出力ノード14は約25及び約60ナノ
秒の間に急速にVSSからVDDになる。
第2図の説明では、入力端子上の電圧は、完全にVDD
に到達する前に約40ナノ秒からVSSに戻り始め、約
60ナノ秒でVSSボルトに戻る。
に到達する前に約40ナノ秒からVSSに戻り始め、約
60ナノ秒でVSSボルトに戻る。
プレチャージ端子上の電圧は後の任意時間にVDDに戻
されうるが、約50ナノ秒と約85ナノ秒の間にVDD
に戻るように示されており、出力14、ノードN2 、
ノードN1、及びノードN5を急速にVSSに戻させる
。
されうるが、約50ナノ秒と約85ナノ秒の間にVDD
に戻るように示されており、出力14、ノードN2 、
ノードN1、及びノードN5を急速にVSSに戻させる
。
ノードN3及びN4は別の出力サイクルの準備として約
10ボルトに再び充電される。
10ボルトに再び充電される。
回路10は、除勢(DISABLE) 端子18(こ
正電圧を供給し、トランジスタ13をオンにし、かくし
てノードN3を放電することにより、プレチャージ端子
16が12ボルトにされた後出力14に正回転移を出す
のを除勢されうる。
正電圧を供給し、トランジスタ13をオンにし、かくし
てノードN3を放電することにより、プレチャージ端子
16が12ボルトにされた後出力14に正回転移を出す
のを除勢されうる。
プレチャージ信号が最初にオフになって、その結果直流
路がトランジスタT12及びT13を通してVDD及び
アースの間に提供されないことが望ましい。
路がトランジスタT12及びT13を通してVDD及び
アースの間に提供されないことが望ましい。
ノードN3のVSSへの放電でトランジスタT3がオフ
になり、その結果、入力電圧がノードN2に到達するこ
とができず、かくして、出力ノード14を除勢する。
になり、その結果、入力電圧がノードN2に到達するこ
とができず、かくして、出力ノード14を除勢する。
出力端子14は、トランジスタT14をオンにするため
に正電圧を分離出力端子20に供給することにより、V
DDに駆動された後■。
に正電圧を分離出力端子20に供給することにより、V
DDに駆動された後■。
D及びVSSの両方から分離されうる。
これでノードN2を放電し、トランジスタT5をオフに
する。
する。
ノードN4の放電によりトランジスタT6 もオフにさ
れたので、出力14は両方の電源電圧から分離され、か
くして所望のドレン電源電圧より上に容量的に昇圧され
うる。
れたので、出力14は両方の電源電圧から分離され、か
くして所望のドレン電源電圧より上に容量的に昇圧され
うる。
これは、以下に第5図の回路の説明ととも(こ説明され
るよう【こ、ドレン電源電圧を越えたクロック信号を出
すのに有用である。
るよう【こ、ドレン電源電圧を越えたクロック信号を出
すのに有用である。
出力端子14は、トランジスタT14及びT15の両方
をオンにするために分離出力端子20及びリセット出力
端子22の両方に信号を供給することによりVDDから
■ssにリセットされうる。
をオンにするために分離出力端子20及びリセット出力
端子22の両方に信号を供給することによりVDDから
■ssにリセットされうる。
T14は再びノードN2をVSSに放電しトランジスタ
T5をオフにし、そしてトランジスタT15は出力ノー
ド14をソース電源電圧に放電し、トランジスタT6
をバイパスする。
T5をオフにし、そしてトランジスタT15は出力ノー
ド14をソース電源電圧に放電し、トランジスタT6
をバイパスする。
ノードN3かトランジスタT4及びT、。
の動作により自動的に放電された後、出力ノード14上
の電圧は入力ノード12上の電圧とは無関係であること
を注意しておくことが重要である。
の電圧は入力ノード12上の電圧とは無関係であること
を注意しておくことが重要である。
かくして、入力12は出力端子14上の電圧レベルに影
響することなく v88に戻されうる。
響することなく v88に戻されうる。
同様に、出力14上の電圧レベルは、入力端子12上の
電圧レベルに関係なく、端子20及び22に信号を送る
ことにより■、1こ居されうる。
電圧レベルに関係なく、端子20及び22に信号を送る
ことにより■、1こ居されうる。
トランジスタT13 、T14及びTI5の任意の1つ
、又はいくつか又は全ては、それぞれの機能が必要でな
い時除かれうろことが理解されよう。
、又はいくつか又は全ては、それぞれの機能が必要でな
い時除かれうろことが理解されよう。
本発明に従うもう1つの遅延段が第3図の参照番号50
により一般的Gこ示されている。
により一般的Gこ示されている。
遅延段50は実質的に遅延段10と同じであるか、ノー
ドN3がプレチャージされる方法だけが異なり、従って
対応する素子は同じ参照番号により示されている。
ドN3がプレチャージされる方法だけが異なり、従って
対応する素子は同じ参照番号により示されている。
遅延段50は、遅延段10とは、トランジスタT1□及
びT13が除かれており、トランジスタT4のゲートが
入力端子12ではなくてVDDに接続されることだけが
異なる。
びT13が除かれており、トランジスタT4のゲートが
入力端子12ではなくてVDDに接続されることだけが
異なる。
遅延段50はより少ない素子を使用するという利点はあ
るが、プレチャージ後及び入力信号前に除勢されるとい
う能力を持たない。
るが、プレチャージ後及び入力信号前に除勢されるとい
う能力を持たない。
更に、遅延段50はノードN4及びN3の完全なプレチ
ャージにより依存する。
ャージにより依存する。
上述のように、遅延段50はプレチャージ周期中にノー
ドN3がトランジスタT0、ノードN4及びトランジス
タT4を通してプレチャージされる点を除いて遅延段1
0と本質的に同じ機能を有する。
ドN3がトランジスタT0、ノードN4及びトランジス
タT4を通してプレチャージされる点を除いて遅延段1
0と本質的に同じ機能を有する。
ノードN3及びN4の両方はVDDの1閾下の電圧に充
電される。
電される。
その結果、ノードN3は、大力12上の電圧が増加する
時、人力12上の電圧以上に自身でブートストラップさ
れることができる。
時、人力12上の電圧以上に自身でブートストラップさ
れることができる。
例数ならば、入力端子12上の電圧の立上がり後の短い
遅延でノードN4がトランジスタT1oの導通により放
電されるまでトランジスタT4は大して導通できないか
らである。
遅延でノードN4がトランジスタT1oの導通により放
電されるまでトランジスタT4は大して導通できないか
らである。
しかしながら、入力16上のプレチャージ信号が完全な
VDDレベルに到達しない時、又は十分な時間VDDレ
ベルを完全にプレチャージ・ノードN3に保持しない時
遅延段50も機能しないことに注意されたい。
VDDレベルに到達しない時、又は十分な時間VDDレ
ベルを完全にプレチャージ・ノードN3に保持しない時
遅延段50も機能しないことに注意されたい。
これは、ノードN3が入力16上のプレチャージ信号の
電圧以下の1閾にプレチャージされうるだけだからであ
る。
電圧以下の1閾にプレチャージされうるだけだからであ
る。
かくして、プレチャージ信号が十分な時間VDDになっ
てノードN4をVDDのF1閾にプレチャージしないな
らば、トランジスタT4はほとんど導通しない。
てノードN4をVDDのF1閾にプレチャージしないな
らば、トランジスタT4はほとんど導通しない。
これは、ノードN3及びN4は同じ電圧レベルである゛
ため、プレチャージ中は無意味である。
ため、プレチャージ中は無意味である。
しかしながら、トランジスタT4のわずかの導通は、ノ
ードN3が限界一杯に自身でブートストラップするのを
妨げるが、自身でブートストラップする周期中にトラン
ジスタT4カ導通していれば可能である。
ードN3が限界一杯に自身でブートストラップするのを
妨げるが、自身でブートストラップする周期中にトラン
ジスタT4カ導通していれば可能である。
遅延段10はこの問題から免れている。
というのは、ノードN3を絶縁するトランジスタT4は
、入力12上の電圧がノードN4上の電圧を1閾越える
まで導通することができず、かくして、ノードN3が実
質的(こ可能な最高のところまでブートストラップされ
ることを保証する。
、入力12上の電圧がノードN4上の電圧を1閾越える
まで導通することができず、かくして、ノードN3が実
質的(こ可能な最高のところまでブートストラップされ
ることを保証する。
本発明に従うもう1つの遅延段が第4図の参照番号60
により一般的に示されている。
により一般的に示されている。
遅延段60は遅延段10に似ており、従って対応する素
子は同じ参照文字により示されている。
子は同じ参照文字により示されている。
遅延段60と遅延段10との間の違いは、トランジスタ
T4及びT7のゲートが入力端子12ではなくノードN
2に接続されていることである。
T4及びT7のゲートが入力端子12ではなくノードN
2に接続されていることである。
遅延段60の動作は、10ナノ秒から約35ナノ秒の間
の時間間隔ではノードN2が入力12とほとんど一致し
ているために遅延段10の動作と同じであり、ノードN
2が放電されるまで正のままであり、これはトランジス
タT4及びT7の正しい動作として必要とされる全ての
ことである。
の時間間隔ではノードN2が入力12とほとんど一致し
ているために遅延段10の動作と同じであり、ノードN
2が放電されるまで正のままであり、これはトランジス
タT4及びT7の正しい動作として必要とされる全ての
ことである。
遅延段60の構造の利点は、除勢パルスが入力信号の前
に端子18に供給される時、トランジスタT4及びT7
のゲートは入力端子12から分離され、それにより入力
パルスが入力12に供給されてもトランジスタT4及び
T7をオフのままにしておくことである。
に端子18に供給される時、トランジスタT4及びT7
のゲートは入力端子12から分離され、それにより入力
パルスが入力12に供給されてもトランジスタT4及び
T7をオフのままにしておくことである。
従って、ノードN5がVSSのままであり、トランジス
タT1oはOFFのままであるので、ノードN4はその
高いプレチャージ電圧のままである。
タT1oはOFFのままであるので、ノードN4はその
高いプレチャージ電圧のままである。
ノードN4上の高電圧レベルは出力トランジスタT6
をONのままにさせ、それにより出力端子14及びソー
ス電源VSSの間に低インピーダンス導通路を提供する
。
をONのままにさせ、それにより出力端子14及びソー
ス電源VSSの間に低インピーダンス導通路を提供する
。
この「クランプ」動作は多くの適用において必要とされ
るものであり、第1及び3図の遅延段10又は50では
追加の回路無しでは提供されえないものである。
るものであり、第1及び3図の遅延段10又は50では
追加の回路無しでは提供されえないものである。
本発明に従うクロック・システムが第5図内の参照番号
70により一般的に示されている。
70により一般的に示されている。
クロック・システム70は本発明に従う5つの遅延段D
A、DB、DC,DD及びDEから戊っている。
A、DB、DC,DD及びDEから戊っている。
各段の出力14は段DBを除いて図示のようにカスケー
ド構造で各後続段の入力12に接続されている。
ド構造で各後続段の入力12に接続されている。
段DEの入力はプレチャージ信号であり、プレチャージ
信号は遅延段DCの出力である。
信号は遅延段DCの出力である。
更(こ、段DEは、出力が段DEの除勢入力18に接続
されたゲート71により外部論理素子と結合される時、
段DAの出力により除勢されうる。
されたゲート71により外部論理素子と結合される時、
段DAの出力により除勢されうる。
単一のプレチャージ信号が4段全てに供給されうる。
1つ又はそれ以上の段が除勢入力18、分離出力端子2
0及びリセット出力端子22を有することが可能である
。
0及びリセット出力端子22を有することが可能である
。
遅延段DA−DEの融通性は、第5図に示された相互接
続により明示されている。
続により明示されている。
例えば、段DCの出力14は、DBの分離出力端子20
に戻って接続される。
に戻って接続される。
段DDの出力は、コンデンサ72により、段DBの出力
14に容量結合され、段DCの両人力20及び22に接
続される。
14に容量結合され、段DCの両人力20及び22に接
続される。
第5図に示されたクロック構造の動作は、第6図に模式
的に示されている。
的に示されている。
時間に関してのプレチャージ信号Pの電圧がライン74
により表わされ、段DAへの入力12上の電圧〆がライ
ン76により表わされている。
により表わされ、段DAへの入力12上の電圧〆がライ
ン76により表わされている。
段DA、DB、DC。DD及びDEからの出力A、B、
C,D及びEはそれぞれライン7B、80,82,84
及び86により表わされる。
C,D及びEはそれぞれライン7B、80,82,84
及び86により表わされる。
プレチャージ信号74は、入力12上の電圧VSSから
VDD ’にの遷移768と−するか、又はそれより前
の任意の時間において、遷移74aにより表わされるよ
うに、VDDの高レベルからVSSの低レベルへと移る
。
VDD ’にの遷移768と−するか、又はそれより前
の任意の時間において、遷移74aにより表わされるよ
うに、VDDの高レベルからVSSの低レベルへと移る
。
その後、入力18の1つのうえの信号により抑止されな
ければ、出力A−Dは、VSSからVDDに順次遷移し
、これはそれぞれ遷移78a 、80a 、82a及び
84aにより表わされている。
ければ、出力A−Dは、VSSからVDDに順次遷移し
、これはそれぞれ遷移78a 、80a 、82a及び
84aにより表わされている。
これらのクロック端は、段DA−DEの動作を含んで、
任意の所望の機能のために使用されうる。
任意の所望の機能のために使用されうる。
この点については、段DAの入力12が一度び十分な時
間VDDになってしまって、段DAの出力において遷移
78aを引起すと、入力12はその後、破線76b及び
76cにより表わされる任意のレベルでありうることを
注意することは重要である。
間VDDになってしまって、段DAの出力において遷移
78aを引起すと、入力12はその後、破線76b及び
76cにより表わされる任意のレベルでありうることを
注意することは重要である。
もちろんプレチャージラインがセグメンl−74bによ
り表わされるように再びVDDにある時入力が周期76
d中VSSになければならないものと仮定しての話であ
る。
り表わされるように再びVDDにある時入力が周期76
d中VSSになければならないものと仮定しての話であ
る。
出力Aは、プレチャージ端子16上の電圧が高くなるこ
とによりリセットされるまで高のままである。
とによりリセットされるまで高のままである。
段DBの出力は、端子20に供給される段1)Cからの
出力遷移82aにより分離される。
出力遷移82aにより分離される。
段DDの出力における遷移84aは、第6図の遷移80
bvこより表わされるように、段DBの出力BをVDD
より上に容量的に押上げる。
bvこより表わされるように、段DBの出力BをVDD
より上に容量的に押上げる。
同時に、段DDからの出力の遷移84aは、段DCから
の出力を分離しかつリセットし遷移82bを引起す。
の出力を分離しかつリセットし遷移82bを引起す。
出力A、 B及びDは、それぞれ遷移78b。
80c及び84bにより表わされるように高くなるプレ
チャージ信号により全てVSSにリセットされる。
チャージ信号により全てVSSにリセットされる。
遅延段DEは、遅延段への全ての入力は同じ型のクロッ
ク信号に応答し、従って任意の段の任意の出力は基本的
には、任意の他の段の任意の入力と適合することを示し
ている。
ク信号に応答し、従って任意の段の任意の出力は基本的
には、任意の他の段の任意の入力と適合することを示し
ている。
出力Cのクロック82a−82bは段DEへのプレチャ
ージであるので、出力Eは、段DEがゲ゛−ドア1の出
力により以前に除勢されていなければ事象82aに応答
して事象86aにおいてVSSになる。
ージであるので、出力Eは、段DEがゲ゛−ドア1の出
力により以前に除勢されていなければ事象82aに応答
して事象86aにおいてVSSになる。
段DEが以前に除勢されている場合(こは、出力Eは破
線86bにより表わされるように既に■ssにある。
線86bにより表わされるように既に■ssにある。
それからプレチャージPが高くなる時、出力Eもまた事
象86cGこより表わされるように1遅延段後に高くな
る。
象86cGこより表わされるように1遅延段後に高くな
る。
本発明の好適実施例の上記の詳細説明から、動作に信頼
性があり、ソース電源電圧レベルVSSからドーレン電
源電圧レベルVDDへ入力信号の後所定の遅延時間で急
速に遷移するような各種の遅延段が説明されたことが認
められよう。
性があり、ソース電源電圧レベルVSSからドーレン電
源電圧レベルVDDへ入力信号の後所定の遅延時間で急
速に遷移するような各種の遅延段が説明されたことが認
められよう。
更に、遅延段は除勢又は抑止機能を提供し、ドレン電源
電圧より上に容量的に上げることを可能にするための出
力の分離を提供し、そして、所定の幅のパルスを提供す
るための出力のリセットを提供する。
電圧より上に容量的に上げることを可能にするための出
力の分離を提供し、そして、所定の幅のパルスを提供す
るための出力のリセットを提供する。
出力及び出力の遷移は、段への入力の状態には無関係で
あり、かくして、単一の集積回路チップ上のディジクル
・システムを側倒[するためのクロック回路を設計する
際にはほとんど完全なる適応性を示す。
あり、かくして、単一の集積回路チップ上のディジクル
・システムを側倒[するためのクロック回路を設計する
際にはほとんど完全なる適応性を示す。
そして更に、遅延段はいかなる静的すなわち直流電源を
消耗することなく動作されうる。
消耗することなく動作されうる。
本発明の好適実施例が詳細に説明されたとはいえ、各種
の変更、代用及び改変が特許請求の範囲に定められる本
発明の精神から離れることなくなされうろことが理解さ
れよう。
の変更、代用及び改変が特許請求の範囲に定められる本
発明の精神から離れることなくなされうろことが理解さ
れよう。
第1図は、本発明に従う遅延段の模式回路線図である。
第2図は、第1図の動作を説明するために、第1図の回
路における各種のノードにおける電圧を時間に関してコ
ンピュータで作成しプロットしたものである。 第3図は、本発明に従う別の遅延段の模式回路線図であ
る。 第4図は、本発明に従う更に別の遅延段の模式回路線図
である。 第5図は、本発明に従う複数個のカスケード遅延段を使
用したクロック・システムを説明するブロック線図であ
る。 そして、第6図は、第5図のクロック・システムの動作
を説明するタイミング線図である。 10・・・遅延段、12・・・入力端子、14・・・出
力端子、16・・・プレチャージ入力、18・・・除勢
入力、20・・・出力を分離するための入力、22・・
・出力をリセットするための入力、5o・・・遅延段、
6o・・・遅延段、70・・・クロック装置。
路における各種のノードにおける電圧を時間に関してコ
ンピュータで作成しプロットしたものである。 第3図は、本発明に従う別の遅延段の模式回路線図であ
る。 第4図は、本発明に従う更に別の遅延段の模式回路線図
である。 第5図は、本発明に従う複数個のカスケード遅延段を使
用したクロック・システムを説明するブロック線図であ
る。 そして、第6図は、第5図のクロック・システムの動作
を説明するタイミング線図である。 10・・・遅延段、12・・・入力端子、14・・・出
力端子、16・・・プレチャージ入力、18・・・除勢
入力、20・・・出力を分離するための入力、22・・
・出力をリセットするための入力、5o・・・遅延段、
6o・・・遅延段、70・・・クロック装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 I MOSFET 集積回路における遅延段であって
、ドレン電源電圧とソース電源電圧との間に直列接続さ
れ、それらの間で第1のノードを形成する第1及び第2
のトランジスタ、第1のノードを前記第1のトランジス
タのゲートに容量結合し第2のノードを形成するコンデ
ンサ装置、入力ノード、及び入力ノードと第2のノード
との間に接続された第3のトランジスタを備え、第3の
トランジスタのゲートは第3のノードの一部を形威し、
第2のトランジスタのゲートは第4のノードを形成する
ようになされ、第2のノードに接続され第2のノードを
放電して第1のトランジスタをオフfこするプレチャー
ジ回路を更に備え、第1のノードの電圧の上昇がコンデ
ンサ装置の結果として第2のノードの電圧を容量的に上
げるようにする前記遅延段において、 前記第3のトランジスタT3のチャネルは第2のノード
N2を入力ノード12に接続し、プレチャージ回路T8
.T9T10.T12は第3及び第4のノードに接続さ
れ第3及び第4のノードN3゜N4をプレチャージして
第1及び第2のトランジスタT1.T2をオンにするよ
うになされ、人力ノードがソース電源電圧に近い電圧か
らドレン電源電圧により近い電圧に遷移するに従い第3
のノードの電圧電荷を保持して第3のノードN3が容量
的に昇圧されることを可能とし、かくして第2のノード
N2を実質的に人力ノード12における電圧(こ急速に
充電し、かつ入力ノード12の電圧の立上りの後短い遅
延時間で第3及び第4のノードN3.N4を自動的(こ
放電し、第2及び第3のトランジスタT2.T3をオフ
にする制御回路装置、及び 前記第2及び第4のノードN2.N4 に接続されかつ
前記第2及び第3のトランジスタT2.T3に接続され
た出力回路装置T5.T6を有することを特徴とするM
O8FET集積回路における遅延段。 2、特許請求の範囲第1項記載のMO8FET集積回路
における遅延段であって、前記制御回路装置は、 そのチャネルが第3のノードN3を第4のノードN4
に接続する第4のトランジスタT4を有し、第4のトラ
ンジスタT4のゲートは入力ノード12の電圧を受取る
ように接続され、 第3のノードN3は第4のトランジスタT4を通して第
4のノードに放電されることを特徴とするMO8FET
集積回路における遅延段。 3 特許請求の範囲第1項記載のMO8FET集積回路
における遅延段であって、前記制御回路装置は、 そのチャネルが第3のノードN3を第4のノードN4
に接続する第4のトランジスタT4を有し、第4のトラ
ンジスタT4のゲートはドレン電源電圧に接続され、 第3のノードN3は第4のトランジスタT4を通して第
4のノードN4 に放電されることを特徴とするMO8
FET集積回路における遅延段。 4 特許請求の範囲第1項記載のMO8FET集積回路
における遅延段であって、前記制御回路装置は、 そのチャネルが第3のノードN3を第4のノードN4に
接続する第4のトランジスタT4を有し、第4のトラン
ジスタのゲートは第2のノードN2に接続され、 第3のノードN3は第4のトランジスタT4を通して第
4のノード(こ放電されることを特徴とするMO8FE
T集積回路における遅延段。 5 特許請求の範囲第1項記載のMO3FET集積回路
における遅延段であって、前記制御回路装置は、第4の
トランジスタT7及び第5のトランジスタ’I”10で
あって、第4のトランジスタT7のチャネルは第5のト
ランジスタTIOのゲートをドレン電源電圧に接続して
第5のノードN5を形成し、第4のトランジスタT7の
ゲートは入力ノード12の電圧信号を受取るように接続
される前記第4及び第5のトランジスタを有し、 前記第5のトランジスタT、。 は第3及び第4のノードN3.N4をソース電源電圧に
接続し、それにより第4及び第5のトランジスタT7.
T1゜が、入力電圧が高くなって後第3及び第4のノー
ドN3.N4が放電される前の遅延時間を供給し、プレ
チャージ回路装置T8.T9.T11.T12は第5の
ノードN5に接続され第5のノードN。 を実質的にソース電源電圧のレベルにプレチャージする
ことを特徴とするM 08FE T集積回路における遅
延段。 6 特許請求の範囲第5項記載のMO8FET集積回路
における遅延段であって、第4のトランジスタT7のゲ
ートは第2のノードN2の電圧により制御されることを
特徴とするMO8FET集積回路における遅延段。 7 %許請求の範囲第1項記載のMO8FET集積回
路(こおける遅延段であって、前記制御回路装置は第4
のノードN4が第2のノードN2の高電圧レベルに応答
して放電されることを特徴とするMO8FET集積回路
における遅延段。 8 特許請求の範囲第1項記載のMO8FET集積回路
における遅延段であって、前記出力回路は、ドレン電源
電圧とソース電源電圧との間に直列(こ接続され、それ
′らの間の出力カード14を形成する第4及び第5のト
ランジスタT5. T6であって、第4のトランジスタ
T5のゲートは第2のノードN2に接続され、第5のト
ランジスタT6のゲートは第4のノードN4に接続され
ている前記第4及び第5のトランジスタを有することを
特徴とするMO8FET集積回路における遅延段。 9 特許請求の範囲第8項記載のMO8FET集積回路
における遅延段であって、前記出力ノード14は第2の
ノードN2上の電圧の立上りに応じてソース電源電圧レ
ベルから実質的にドレン供給電圧レベルへ遷移すること
を特徴とするMO8FET集積回路における遅延段。 10 MO8FET集積回路における遅延段であって、
入力ノードと、出力ノードと、電圧信号が入力ノードに
供給された後予め定められた時間出力ノードに電圧信号
を発生し、次いで入力ノードにおけるその後の変化に関
係なく出力ノードの電圧レベルを確実lこ保持するため
の第1の回路手段を有する前記遅延段において、 第1の制御信号ノード20と、第1の制御信号ノード2
0の制御信号に応答して出力ノード14を分離し出力ノ
ード14の電圧が遅延段の外部回路によって変えられる
ことを許容する第2の回路手段’I”14とを有するこ
とを特徴とするMO8FET集積回路における遅延段。 11 MO8FET集積回路における遅延段であって、
ドレン電源電圧とソース電源電圧との間に直列に接続さ
れ、その間に第1のノードを形成する第1及び第2のト
ランジスタと、第1のノードを前記第1のトランジスタ
のゲートに容量結合し第2の/−ドを形成するコンデン
サ装置と、入力ノードと、入力カードと第2のノードと
の間に接続された第3のトランジスタとを備え、第3の
トランジスタのゲートは第3のノードの一部を形成し、
第2のトランジスタのゲートは第4のノードの一部を形
成するよう(こなされ、第2のノードに接続され、第2
のノードを放電して第1のトランジスタをオフにするプ
レチャージ回路を更に備え、第1のノード上の電圧上昇
がコンデンサ装置の結果として第2のノードの電圧を容
量的に上げる前記遅延段において、 前記第3のトランジスタT3のチャネルは第2のゲート
N2を入力ノード12に接続し、プレチャージ回路T8
j ’t’9j ’rtt j T12は第3及び
第4のノードに接続され第3及び第4のノードN3゜N
4をプレチャージして第1及び第2のトランジスタT1
jT2をオンにするようになされ、入力ノード12がソ
ース電源電圧VSSに近い電圧からドレン電源電圧■d
dにより近い電圧に遷移するに従い第3のノードN3の
電圧信号を保持して第3のノードN3が容量的に昇圧さ
れることを可能とし、かくして第2のノードN2 を実
質的に入力ノードにおける電圧に急速に充電し、かつ入
力ノード12の電圧の立上りの後短い遅延時間で第3及
び第4のノードN3.N4を自動的に放電し、第2及び
第3のトランジスタT2.T3をオフにする制御回路装
置、 前記第2及び第4のノードN2.N4fこ接続されかつ
前記第2及び第3のトランジスタT2.T3に接続され
た出力回路装置であって、ドレン電源電圧とソース電源
電圧との間に直列に接続され、それらの間に出力ノード
14を形成する第4及び第5のトランジスタT5.T6
を含み、第4のトランジスタT5のゲートは第2のノー
ドN2に接続され、第5のトランジスタT6のゲートは
第4のノードN4 に接続されている前記出力回路装置
、及び 第3及び第4のノードN3.N、が自動的に放電された
後に生ずる電圧信号に応答し、第2のノードN2をアー
スに放電して第4のトランジスタT5をオフにし、それ
により出力ノード14をドレン電源電圧から分離する分
離回路装置T14゜20、を有することを特徴とするM
O8FET集積回路における遅延段。 12 MO8FET集積回路における遅延段であって、
ドレン電源電圧とソース電源電圧との間に直列に接続さ
れ、その間に第1のノードを形成する第1及び第2のト
ランジスタと、第1のノードを前記第1のトランジスタ
のゲートに容量結合し第2のノードを形成するコンデン
サ装置と、入力ノードと、入力ノードと第2のノードと
の間に接続された第3のトランジスタとを備え、第3の
トランジスタのゲートは第3のノードの一部を形成し、
第2のトランジスタのゲートは第4のノードの一部を形
成するようになされ、第2のノードに接続され、第2の
ノードを放電して第1のトランジスタをオフにするプレ
チャージ回路を更に備え、第1のノード上の電圧上昇が
コンデンサ装置の結果として第2のノードの電圧を容量
的に上げる前記遅延段において、 前記第3のトランジスタT3のチャネルは第2のゲート
N2を入力ノード12に接続し、プレチャージ回路T8
.T9.T11.T1□は第3及び第4のノードに接続
され第3及び第4のノードN3゜N4をプレチャージし
て第1及び第2のトランジスタT0.T2 をオンにす
るようになされ、入力カード12がソース電源電圧■5
Sに近い電圧からドレン電源電圧■ddにより近い電圧
に遷移するに従い第3のノードN3の電圧信号を保持し
て第3のノードN3が容量的に昇圧されることを可能と
し、かくして第2のノードN2を実質的に入力ノードに
おける電圧に急速に充電し、かつ入力ノード12の電圧
の立上りの後短い遅延時間で第3及び第4のノードN3
.N4を自動的に放電し、第2及び第3のトランジスタ
T2.T3をオフにする制御回路装置、 前記第2及び第4のノードN2.N4に接続されかつ前
記第2及び第3のトランジスタT2.T3に接続された
出力回路装置であって、ドレン電源電圧とソース電源電
圧との間に直列に接続され、それらの間に出力ノード1
4を形成する第4及び第5のトランジスタT5.T6を
含み、第4のトランジスタT5のゲートは、第2のノー
ドN2に接続され、第5のトランジスタT6のゲートは
第4のノードN4に接続されている前記出力回路装置、
及び 第3及び第4のノードN3.N4が自動的に放電された
後に生ずる電圧信号に応答し、第2のノードN2をアー
スに放電して第4のトランジスタT5をオフにし、それ
により出力ノード14をドレン電源電圧から分離する分
離回路装置T14゜20、及び 第4のノードN4が放電されそれによって第5のトラン
ジスタT6 が非導通にされる間に出力ノードをソース
電源電圧に選択的に放電するリセット回路装置T15,
22、を有することを特徴とするMOSFETにおける
遅延段。 13 MO8FET集積回路における遅延段であって、
ドレン電源電圧とソース電源電圧との間に直列に接続さ
れ、その間に第1のノードを形成する第1及び第2のト
ランジスタと、第1のノードを前記第1のトランジスタ
のゲートに容量結合し第2のノードを形威するコンデン
サ装置と、入力ノードと、入力ノードと第2のノードと
の間を接続する第3のトランジスタとを備え、第3のト
ランジスタのゲートは第3のノードの一部を形成し、第
2のトランジスタのゲートは第4のノードの一部を形成
するようになされ、第2のノードに接続され、第2のノ
ードを放電して第1のトランジスタをオフにするプレチ
ャージ回路を更に備え、第1のノード上の電圧上昇がコ
ンデンサ装置の結果として第2のノードの電圧を容量的
に上げる前記遅延段において、 前記第3のトランジスタT3のチャネルは第2のゲート
N2を入力カード12に接続し、プレチャージ回路T6
2 Tg 、T11 t T1□は第3及び第4の
ノードに接続され第3及び第4のノードN3゜N4をプ
レチャージして第1及び第2のトランジスタT1.T2
をオンにするようになされ、入力ノード12がソース電
源電圧■58に近い電圧からのレン電源電圧■ddによ
り近い電圧に遷移するに従い第3のノードN3の電圧信
号を保持して第3のノードN3が容量的に昇圧されるこ
とを可能とし、かくして第2のノードN2を実質的に入
力ノード(こおける電圧に急速に充電し、かつ人力ノー
ド12の電圧の立上りの後短い遅延時間で第3及び第4
のノードN3.N4を自動的に放電し、第2及び第3の
トランジスタT2.T3をオフにする制御回路装置、 前記第2及び第4のノードN27N4に接続されかつ前
記第2及び第3のトランジスタT2.T3に接続された
出力回路装置T5 、T6 、及び第3のノードN3
を放電して第3のトランジスタT3をオフに保持する除
勢回路装置T13,18を有することを特徴とするMO
8FET集積回路における遅延段。 14特許請求の範囲第13項記載のMO8FET集積回
路における遅延段であって、前記除勢回路が、入力ノー
ド12の電圧がソース電源電圧からドレン電源電圧に遷
移する前に第3のノードN3を放電するように選択的に
用いられ得ることを特徴とするMO8FET集積回路に
おける遅延段。 15 MO8FET集積回路において、予め定められた
タイム・シーケンスで発生する一連のクロック信号を生
成するためのクロック装置であって複数個の遅延段を有
し、各遅延装置は、第1及び第2のトランジスタであっ
てドレン電源電圧とソース電源電圧との間に直列に渉続
され、それらの間に第1のノードを形成する前記第1及
び第2のトランジスタを備え、第1のトランジスタのゲ
ートは第2のノードの一部を形成し、更に、第1のノー
ドを第2のノードに容量結合するコンデンサ装置、入力
ノード、及び第2のノードを入力ノードに接続するチャ
ネルを有する第3のトランジスタを備え、第3のトラン
ジスタのゲートは第3のノードの一部を形成し、第2の
トランジスタのゲートは第4のノードの一部を形成し、
かつ更に、第3及び第4のノードをプレチャージして第
3及び第2のトランジスタを夫々オンにし、第2のノー
ドを放電させ第1のトランジスタをオフにするプレチャ
ージ回路装置を備えた前記クロック装置において、各遅
延段DA、DB、DCは、 入力ノードがソース電源電圧に近い電圧からドレン電源
電圧により近い電圧に遷移するに従い第3のノードの電
圧電荷を保持して第3のノードN3が容量的に昇圧され
ることを許容し、かくして第2のノードN2を実質的に
人力ノードにおける電圧に急速に充電し、入力ノードの
電圧の立上りの後短い遅延時間で第3及び第4のノード
N3.N4を自動的に放電して第2及び第3のトランジ
スタをオフにする制御回路装置T4.T7.T1o、及
び、 第2のノードN2の電圧の立上りに応答してソース電源
電圧レベルから実質的【こドレン電源電圧レベルに遷移
する出力ノード14を形威し、各遅延段DA、DB、D
Cの出力ノード14は後続の遅延段の人力ノード12に
接続されており、それにより入力ノードの立上りに応答
して一連の出力信号が予め定められたタイム・シーケン
スで生成される出力回路装置T5.T6 を有すること
を特徴とするMO8FET集積回路における遅延段を利
用するクロック装置。 16特許請求の範囲第15項記載のクロック装置におい
て、各遅延段の前記出力回路装置は、ドレン電源電圧と
ソース電源電圧との間に直列に接続され、それらの間に
出力ノード14を形成する第4及び第5のトランジスタ
T5.T6であって、第4のトランジスタT5のゲート
が第2のノードN2の一部を形成し、第5のトランジス
タT6 のゲートが第4のノードの一部を形成すること
を特徴とするMO8FET集積回路における遅延段を利
用するクロック装置。 17特許請求の範囲第15項記載のクロック装置におい
て、前記遅延段の少く共1つの出力ノードは、他の遅延
段の少く共1つの出力に容量結合され、それにより他の
遅延段の前記少く共1つの出力がドレン電源電圧以上に
容量的に昇圧されることを特徴とするMO8FET集積
回路における遅延段を利用するクロック装置。 18 ドレン電源電圧及びソース電源電圧を有するM
O8FET集積回路においてソース電源電圧からドレン
電源電圧へ遷移する一連のクロック信号を生成するため
のクロック装置であって、直列に接続された遅延段を有
し、各遅延段は、入力ノード、出力ノード、ソース電源
電圧からドレン電源電圧への電圧遷移を、対応する電圧
遷移が入力ノードに印加されて後予め定められた時間出
力ノードに生威し、次いで入力ノードの状態が出力ノー
ドの状態を変えることから防ぐ第1の回路装置を有し、
各遅延段の出力ノードは後続の遅延段の入力ノードに接
続されて前記一連のクロック信号を出力する前記クロッ
ク装置において、 少く共1つの遅延段DBであって分離制御信号ノード2
0、分離信号ノード20の制御信号に応じて出力ノード
14を分離し出力ノード14の電圧が前記1の遅延段の
外部の回路により変ることを許容する第2の回路装置を
有し、後続の段DCからの電圧出力が分離制御信号ノー
ド20に接続されていることを特徴とするMO8FET
集積回路における遅延段を利用するクロック装置。 19特許請求の範囲第18項記載のクロック装置であっ
て、前記遅延段D(jこ後続する遅延段DDの出力ノー
ド14は前記1の遅延段DBの出力に容量結合され出力
をより高い電圧に容量的に昇圧することを特徴とするM
O8FET集積回路における遅延段を利用するクロック
装置。 20 ドレン電源電圧及びソース電源電圧を有するM
O8FET集積回路においてソース電源電圧からドレン
電源電圧へ遷移する一連のクロック信号を生成するため
のクロック装置であって、前記クロック装置は直列に接
続された遅延段を有し、各遅延段は、入力ノード、出力
ノード、ソース電源電圧からドレン電源電圧への電圧遷
移を、対応する電圧遷移が入力ノードに印加されて後予
め定められた時間出力ノードに生威し、次いで入力ノー
ドの状態が出力ノードの状態を変えることから防ぐ第1
の回路装置を有し、各遅延段の出力ノードは後続の段の
入力ノードに接続されて前記一連のクロック信号を生成
する前記クロック装置において、少く共1つの遅延段D
Cであって、リセット制御信号ノード22、及びリセッ
ト制御信号ノード22に印加される制御信号に応答し、
入力ノード12に印加される電圧信号に応答して出力ノ
ード14に生威された電圧信号を異なる電圧レベルへリ
セットする第2の回路装置T15を有し、後続の遅延段
DDからの電圧出力がリセット制御信号ノード22に接
続されている前記遅延段DCを有することを特徴とする
MO8FET集積回路における遅延段を利用するクロッ
ク装置。 21 ドレン電源電圧及びソース電源電圧を有するM
O8FET集積回路においてソース電源電圧からドレン
電源電圧へ遷移する一連のクロック信号を生成するため
のクロック装置であって、前記クロック装置は直列に接
続された遅延段を有し、各遅延段は、入力ノード、出力
ノード、ソース電源電圧からドレン電源電圧への電圧遷
移を、対応する電圧遷移が入力ノードに印加されて後予
め定められた時間出力ノードに生威し、次いで入力ノー
ドの状態が出力ノードの状態を変えることから防ぐ第1
の回路装置を有し、各遅延段の出力ノードは後続の段の
入力ノードに接続されて前記一連のりシンク信号を生成
する前記クロック装置において、少く共1つの遅延段D
Eであって、除勢制御信号ノード18、及び除勢制御信
号ノード18の制御信号に応答して入力ノード12の電
圧信号を出力ノード14の電圧レベルに影響を及ぼすこ
とから除勢する第2の回路装置T13を有し、先だつ遅
延段DAからの出力ノード14が除勢制御信号ノード1
8に接続されている前記遅延段DEを有することを特徴
とするMO8FET集積回路における遅延段を利用する
クロック装置。 22 ドレン電源電圧及びソース電源電圧を有するM
O8FET集積回路においてソース電源電圧からドレン
電源電圧へ遷移する一連のり田ンク信号を生成するため
のクロック装置であって、前記クロック装置は直列に接
続された遅延段を有し、各遅延段は、入力ノード、出力
ノード、ソース電源電圧からドレン電源電圧への電圧遷
移を、対応する電圧遷移が入力ノードに印加されて後予
め定められた時間出力ノードに生威し、次いで入力ノー
ドの状態が出力ノードの状態を変えることから防ぐ第1
の回路装置を有し、各遅延段の出力ノードは後続の段の
入力ノードに接続されて前記一連のクロック信号を生成
する前記クロック装置において、少く共1つの遅延段D
Aであって、プレチャージ入力ノード16、及びプレチ
ャージ入力ノード16の電圧信号に応答して出力ノード
14をリセットし、入力ノード12(こ電圧信号を受は
出力ノード14に電圧信号を生成するよう(こ第1の回
路装置T1 〕T2 フT3 フT4 ツT5
フT6 フT7T1oを準備するプレチャージ回
路装置T8.T9T11.T1□を備え、遅延段DDの
出力がプレチャージ入力ノード16に接続されている前
記遅延段DAを有することを特徴とするMO8FET集
積回路における遅延段を利用するクロック装置。
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US05/644,855 US4061933A (en) | 1975-12-29 | 1975-12-29 | Clock generator and delay stage |
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