JPS58178615A - Recording amplifier circuit provided with alc - Google Patents
Recording amplifier circuit provided with alcInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はテープレコーダに使用する自動レベル制御回路
（ムＬＣ）付きの録音増幅回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a recording amplifier circuit with an automatic level control circuit (MULC) used in a tape recorder.
一般にテープレコーダにおいては録音時にマイク等から
の録音信号を増幅するための録音増幅回路と上記マイク
等から過大信号が入力された時、録音信号が歪むのをさ
けるために録音信号にＡＬＣをかけるためのムＬＣ回路
を備えている。Generally, in a tape recorder, there is a recording amplification circuit for amplifying the recording signal from a microphone, etc. during recording, and a circuit for applying ALC to the recording signal to avoid distortion of the recording signal when an excessive signal is input from the microphone, etc. It is equipped with a multi-layer LC circuit.
一方再生時には再生ヘッドからの再生信号を増幅するた
めに再生増幅回路を備え、再生信号を直線的に増幅する
とともに、低減補償等のイコライザー回路を設けている
。On the other hand, during reproduction, a reproducing amplification circuit is provided to amplify the reproduced signal from the reproducing head, and an equalizer circuit for linearly amplifying the reproduced signal is provided, as well as an equalizer circuit for reduction compensation, etc.
本発明は特に直流的に直結された可変インピーダンス素
子を持つ、少くとも一つ以上の低周波増幅回路と、これ
らの低周波増幅回路の出力電圧と比較しつる基準電圧源
と、上記基準電圧源の基準電圧と上記低周波増幅回路の
出力電圧とを比較する比較回路と、上記比較回路の出力
信号により上記可変インピーダンス素子を駆動するため
の駆動回路を備えたムＬＧ付録音増幅回路において、上
記比較回路あるいは駆動回路の少くともいずれか一方の
動作を停止させることにより再生用増幅器としても動作
するよう構成した増幅回路を提供するものであり、録音
、再生時共に上記低周波増１陥回路を兼用するとともに
間単にその切換えが行えるよう構成したことを特徴とす
るものである。In particular, the present invention comprises at least one or more low frequency amplifier circuits having variable impedance elements directly connected in a direct current manner, a reference voltage source for comparison with the output voltage of these low frequency amplifier circuits, and the reference voltage source. In the recording amplifier circuit with MULG, the recording amplifier circuit includes a comparison circuit for comparing a reference voltage of the output voltage with the output voltage of the low frequency amplifier circuit, and a drive circuit for driving the variable impedance element using the output signal of the comparison circuit. The present invention provides an amplifier circuit configured to also operate as a reproduction amplifier by stopping the operation of at least one of the comparison circuit or the drive circuit, and the above-mentioned low frequency amplification circuit is used both during recording and reproduction. It is characterized by being configured so that it can be used for both purposes and can be easily switched.
以下本発明に基づく一実施例を図面を用い詳細に説明す
る。An embodiment based on the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
第１図は本発明をステレオテープレコーダ用ムＬＣ付録
音増幅器の集積回路に適用した場合のものである。FIG. 1 shows the case where the present invention is applied to an integrated circuit of a recording amplifier with LC for a stereo tape recorder.
第１図に示すムＬＣ付録音増幅器は可変インピーダンス
菓子Ｅが直流的に直結された初段入力回路を持つ少くと
も一つ以上の低周波増幅回路ムと、この低周波増幅回路
ムの出力電圧と比較しうる基準電圧源Ｂと、この基準電
圧源Ｂで発生した基準電圧と上記低周波増幅回路ムの出
力電圧とを比較する比較回路Ｃと、この比較回路Ｃの出
力信号を増幅し、可変インピーダンス素子Ｅを駆動する
ための駆動回路りより構成されている。The recording amplifier with LC shown in Fig. 1 includes at least one low frequency amplifier circuit having a first stage input circuit to which a variable impedance confectionery E is directly connected in a direct current manner, and an output voltage of the low frequency amplifier circuit. A reference voltage source B that can be compared, a comparison circuit C that compares the reference voltage generated by this reference voltage source B and the output voltage of the low frequency amplifier circuit, and a comparison circuit C that amplifies the output signal of this comparison circuit C and makes it variable. It is composed of a drive circuit for driving the impedance element E.
比較回路Ｃは各々のエミッタに少くとも一つ以上のダイ
オードＤ５．Ｄ６．Ｄ７．Ｄ８が直列に挿入された差動
増幅器Ｑ２３ ＋ Ｑ２４ ＋ Ｑ２６ ＋ Ｑ２７
により構成されている。Comparator circuit C includes at least one diode D5. D6. D7. Differential amplifier Q23 + Q24 + Q26 + Q27 with D8 inserted in series
It is made up of.
録音増幅器として適用したものであり、低周波増幅回路
ムおよび可変インピーダンス素子Ｅは各々２つづつ設け
られており、以後各々をＬチャンネル、Ｒチャンネルと
呼ぶ。This is applied as a recording amplifier, and two low frequency amplification circuits and two variable impedance elements E are provided, and these will hereinafter be referred to as L channels and R channels, respectively.
第１図において、３は電源端子、１，９は各々Ｌチャン
ネル、Ｒチャンネルの信号入力端子であり、マイク等の
信号源抵抗Ｒｑをもつ信号源Ｓｉｇより力、ブリングコ
ンデンサＣ１，Ｃ７を介して信号が入力される。６，７
は各々Ｌチャンネル、Ｒチャンネルの信号出力端子であ
り、ＲＬ、ＲＲはぞれぞれ次段の入力インピーダンスと
等価な値をもつ負荷抵抗であり各々カップリングコンデ
ンサＣ４，Ｃ５を介して出力端子５，７ベ接続されてい
る。２，８は各々Ｌチャンネル、Ｒチャンネルの低周波
増幅回路ムの交流負帰還用端子であり、Ｃ２，Ｃ６は直
流分離用のコンデンサーであり、ＲＮＦＬ ＋ ＲＮＦ
Ｒは各々低周波増幅回路ム内の抵抗ＲＩ２とともに交流
負帰還量を決定するための抵抗であり、低周波増幅回路
ムの交流利得を決定している。４はリップルフィルタ用
のコンデンサＣ３を接続するだめの端子であり抵抗Ｌ＋
とともに電源端子３に印加される電源電圧中のリップル
成分を除去するために設けられたものである。１０はム
ＬＣ信号を増幅し可変インピーダンス素子Ｘを駆動する
ための駆動回路り内に設けられた端子でありＣ８および
ＲＴはムＬＣ信号を平滑するとともに、ムＬＣのアタッ
ク、リカバリーの各々の時定数を決定するためのもので
ある。そして６は接地端子である。In Fig. 1, 3 is a power supply terminal, and 1 and 9 are signal input terminals for L channel and R channel, respectively. A signal is input. 6,7
are the signal output terminals of the L channel and R channel, respectively, and RL and RR are load resistances each having a value equivalent to the input impedance of the next stage, and are connected to the output terminal 5 via coupling capacitors C4 and C5, respectively. , 7 are connected. 2 and 8 are terminals for AC negative feedback of the low frequency amplifier circuits of the L channel and R channel, respectively, C2 and C6 are capacitors for DC separation, and RNFL + RNF
R is a resistor for determining the amount of AC negative feedback together with the resistor RI2 in the low frequency amplifier circuit, and determines the AC gain of the low frequency amplifier circuit. 4 is the terminal to which the ripple filter capacitor C3 is connected, and the resistor L+
It is also provided to remove ripple components in the power supply voltage applied to the power supply terminal 3. 10 is a terminal provided in the drive circuit for amplifying the LC signal and driving the variable impedance element It is for determining constants. And 6 is a ground terminal.
以下各回路素子の接続および電気的な動作について説明
する。Ｒチャンネル、Ｌチャンネル共にその接続および
動作は同一であるので、ここでは主にＬチャンネルの接
続および動作を説明し、Ｒチャンネルの接続および動作
は省略する。低周波増幅回路ムの入Ａに接続された抵抗
Ｒ１はムＬＣ動作時に可変インピーダンス素子Ｅである
トランジスタＱ＋ 、 Ｑ２とともに入力信号を分割さ
せるためのものであり、その値は通常数にΩに設定され
る。トランジスタＱ＋ 、 Ｑ２はムＬＣ−動作時に入
力信号が歪むのを軽減するために各々、コレクタ。The connections and electrical operations of each circuit element will be explained below. Since the connection and operation of both the R channel and the L channel are the same, the connection and operation of the L channel will be mainly explained here, and the connection and operation of the R channel will be omitted. The resistor R1 connected to the input A of the low frequency amplifier circuit is used to divide the input signal together with the transistors Q+ and Q2, which are variable impedance elements E, during the LC operation, and its value is usually set to a number of Ω. be done. Transistors Q+ and Q2 are connected to the collectors of each transistor in order to reduce distortion of the input signal during LC- operation.
エミッタを逆に接続しである。抵抗Ｒ２はトランジスタ
Ｑ５のベースバイアスを与えるためのものであり、その
値は抵抗Ｒ１とともに減衰を少なくするため高抵抗値（
５０にΩ程度）に設定しである。トランジスタＱ４ 、
ＱｓはコンプリメンタＩＪ −差動入力段を構成してお
り、トランジスタＱ５のコレクタは接地され、ベースは
抵抗Ｒ１を介して入力端子１に接続され同時に抵抗Ｒ２
によりバイアスが与えられている。そしてエミッタはト
ランジスタＱ４のエミッタに接続されており、ベースは
帰還抵抗’＋２を介して低周波増幅回路ムの出力端に接
続され、同時に交流帰還決定用端子２に接続され、且つ
帰還電流決定用のトランジスタＱ６のコレクタに接続さ
れている。ＲＴ２は帰還用の抵抗であり、交流帰還用の
抵抗ＲＮｖｒｌ共に低周波増幅器ムの交流利得を決定す
るとともに、トランジスタＱ６により決定される電流に
より発生する電位降下によりトランジスタＱ４のベース
に直流帰還をほどこしている。Connect the emitters in reverse. Resistor R2 is used to provide base bias for transistor Q5, and its value is set to a high resistance value (along with resistor R1) in order to reduce attenuation.
(approximately 50Ω). Transistor Q4,
Qs constitutes a complementer IJ-differential input stage, the collector of transistor Q5 is grounded, the base is connected to input terminal 1 via resistor R1, and at the same time resistor R2.
The bias is given by The emitter is connected to the emitter of the transistor Q4, and the base is connected to the output terminal of the low frequency amplifier circuit via the feedback resistor '+2, and is also connected to the AC feedback determining terminal 2, and is connected to the feedback current determining terminal 2. is connected to the collector of transistor Q6. RT2 is a feedback resistor, which together with the AC feedback resistor RNvrl determines the AC gain of the low frequency amplifier, and also provides DC feedback to the base of the transistor Q4 by the potential drop generated by the current determined by the transistor Q6. ing.
ダイオード接続されたトランジスタＱ８と、エミッタに
抵抗Ｒ３が接続されたトランジスタＱ５はカレントミラ
ー回路を構成し、ミラー比は抵抗Ｒ３により決定されて
いる。抵抗Ｒ３により決定されたトランジスタＱ３のコ
レクタ電流はトランジスタＱ４ 、 Ｑｓで構成される
コンプリメンタリ−差動増幅回路に供給されるとともに
トランジスタＱ３ノコレクタは上記コンプリメンタリ−
差動増幅回路の能動負荷となっユいる。A diode-connected transistor Q8 and a transistor Q5 whose emitter is connected to a resistor R3 constitute a current mirror circuit, and the mirror ratio is determined by the resistor R3. The collector current of transistor Q3 determined by resistor R3 is supplied to a complementary differential amplifier circuit composed of transistors Q4 and Qs, and the collector of transistor Q3 is supplied to the complementary differential amplifier circuit composed of transistors Q4 and Qs.
It serves as an active load for the differential amplifier circuit.
トランジスタＱｂ ＋ Ｑ＋ｏ ＋ Ｑｃ＋ ＋ Ｑ７
、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ４＋ Ｒ５＋ ”６は低周波
増幅回路ムの出力端子６の直流電位ｖ０が電源電圧ｖｃ
ｃに係わらずその中点の電位、すなわちＶｃｃ／２の電
位になるよう構成され、設定するための電流源を構成す
る。トランジスタＱ７のベースは上記電流源に電源端子
３からのリップル成分が混入するのを防止するため、抵
抗Ｒ１１、コンデンサＣ３で上記リップル成分を除去し
た後、抵抗Ｕ＋＋を介してベースバイアスされている。Transistor Qb + Q+o + Qc+ + Q7
, diode D1, resistor R4+ R5+ "6 indicates that the DC potential v0 of the output terminal 6 of the low frequency amplifier circuit is equal to the power supply voltage vc.
It is configured to have a potential at the midpoint, that is, a potential of Vcc/2, regardless of c, and constitutes a current source for setting. In order to prevent the ripple component from the power supply terminal 3 from entering the current source, the base of the transistor Q7 is biased through the resistor U++ after the ripple component is removed by the resistor R11 and the capacitor C3.
トランジスタＱ７のエミ、りにはダイオードＤ１流源の
電流を決定する。トランジスタＱ６． Ｑ＋。The emitter of transistor Q7 determines the current flowing through diode D1. Transistor Q6. Q+.
の各々のベースはトランジスタＱ１＋のエミッタに接続
され、各々のエミッタは同じ値の抵抗Ｒ４゜Ｒ６を介し
て接地されている。トランジスタＱ６のコレクタはトラ
ンジスタＱ４のベースに接続されるとともに、帰還抵抗
Ｒ１２に接続されている。The base of each is connected to the emitter of the transistor Q1+, and each emitter is grounded through a resistor R4°R6 of the same value. The collector of transistor Q6 is connected to the base of transistor Q4 and also to feedback resistor R12.
一方、トランジスタＱ＋ｏのコレクタはトランジスタＱ
＋＋のベースに接続されるとともに抵抗Ｒｓの一端に接
続されている。On the other hand, the collector of transistor Q+o is
++ and one end of the resistor Rs.
今、上記構成において、各トランジスタのベース・エミ
、り間の電圧ＶＢＥを一定とし、各トランジスタのβが
非常に大きいとして各々のベース電流を無視すると、抵
抗Ｒ５に流れる電流ｉは電源電圧Ｖ。Ｃからトランジス
タＱ７のＶＢＥ とダイオードＤ、 （ダイオードＤ１
もトランジスタをダイオード接続したものとするとＷａ
Ｅ）、ｈランジスタＱＮのＶ７３Ｋ、トランジスタＱ１
ｏのＶＢＥ を差し引いた電圧を抵抗Ｒ５の値で割っ
たものである。ここで抵抗Ｒ６に発生する電圧は電源電
圧Ｖ。０に比較し無視できるものとすると、
ｉ−（Ｖｃｃ −４ＶＢＥ ） ／ Ｒｓ となる。Now, in the above configuration, if the voltage VBE between the base and emitter of each transistor is constant and β of each transistor is very large and the base current of each transistor is ignored, the current i flowing through the resistor R5 is equal to the power supply voltage V. From C to VBE of transistor Q7 and diode D, (diode D1
If we also assume that the transistor is diode-connected, then Wa
E), h transistor QN V73K, transistor Q1
The voltage obtained by subtracting the VBE of o is divided by the value of resistor R5. Here, the voltage generated across resistor R6 is power supply voltage V. Assuming that it can be ignored compared to 0, it becomes i-(Vcc-4VBE)/Rs.
そして、トランジスタＱ＋ｏ ＋ Ｑｂのベースは共通
に接続されており、また抵抗ＲＪ ｒ Ｒ６は同じ値で
あるのでトランジスタＱ６のコレクタ電流もｉとなり、
抵抗Ｒ１２を流れる。よって出力電圧ｖＯは帰還抵抗Ｒ
１２に発生する電圧降下とトランジスタＱ４のＶＢＥと
トランジスタＱ５の”ＢＥを加算したものとなる。The bases of the transistors Q+o + Qb are commonly connected, and the resistors RJ r R6 have the same value, so the collector current of the transistor Q6 is also i,
It flows through resistor R12. Therefore, the output voltage vO is the feedback resistance R
It is the sum of the voltage drop occurring in 12, the VBE of transistor Q4, and the ``BE'' of transistor Q5.
すなわち、ＶＯ＝［（ＶＣＣ−４ＶＢｚ）／Ｒ５１ＸＲ
１２＋２ＶＢＥここで、Ｒ５’ ＝ ２Ｒ，２となるよ
う設定すると。That is, VO=[(VCC-4VBz)/R51XR
12+2VBEHere, if we set it so that R5' = 2R,2.
となり、電源電圧の中点電圧になる。This becomes the midpoint voltage of the power supply voltage.
次に、トランジスタＱ＋＋のエミッタに接続されている
抵抗Ｒ７でそのコレクタ電流が決定される。Next, the collector current of transistor Q++ is determined by resistor R7 connected to the emitter of transistor Q++.
抵抗Ｒ７の両端の電位は電源電圧にかかわらｒ。The potential across the resistor R7 is r regardless of the power supply voltage.
はぼＶＢＥに保持されるのでそのコレクタ電流も一定と
なりトランジスタＱａ 、 Ｑｓ 、抵抗Ｒ３でカレン
トミラーされるのでトランジスタＱ＜ 、 Ｑｓで構成
されるコンプリメンタリ−差動増幅回路に供給される電
流も一定となり、トランジスタＱ５のベース電流と抵抗
Ｒ２で生じるベース電圧も電源電圧にかかわらず一定と
なる。Since it is held at approximately VBE, its collector current is also constant, and the current is mirrored by transistors Qa, Qs, and resistor R3, so the current supplied to the complementary-differential amplifier circuit composed of transistors Q<, Qs is also constant. , the base current of transistor Q5 and the base voltage generated by resistor R2 are also constant regardless of the power supply voltage.
・入力端子１に印加された入力信号はトランジスタＱｓ
、 Ｑａで構成されるコンプリメンタリ−差動回路で
トランジスタＱ５を負荷として増幅されトランジスタＱ
＋２のベースに印加される。トランジスタＱ＋２のコレ
クタは電源に接続され、エミッタはその電流源となる定
電流トランジスタＱ３９のコレクタに接続されている。・The input signal applied to input terminal 1 is transmitted through transistor Qs
, Qa is amplified with transistor Q5 as a load in a complementary-differential circuit composed of Qa.
Applied to the base of +2. The collector of transistor Q+2 is connected to the power supply, and the emitter is connected to the collector of constant current transistor Q39, which serves as its current source.
信号はトランジスタＱ＋２のエミッタに出力され、トラ
ンジスタＱ＋３のベースに印加される。トランジスタＱ
１３．抵抗Ｒ９＋ Ｒ１０は反転増幅器を構成する。ト
ランジスタＱＣｓのエミッタに接続されている抵抗Ｒ９
はそのエミ、り電流を決定し、コレクタに接続されてい
る抵抗ＲＩＯがその負荷となり、はぼ抵抗Ｒ９とＲＩＯ
でその利得が決定されている。出力信号は抵抗Ｒ１ｏの
両端に取り出され、トランジスタＱ＋ｓのベースに印加
され、トランジスタＱ１４、ダイオードＤ２ ｒ Ｄ３
を負荷としてそのコレクタに出力される。トランジスタ
Ｑ＋４のベースはダイオード接続されたトランジスタＱ
８とともにカレントミラー回路を構成しており、ダイオ
ードＤ２．Ｄ６．トランジスタＱ＋ｓのコレクタをバイ
アスしている。トランジスタＱ１４のコレクタはトラン
ジスタＱ＋ｓの能動負荷となる。The signal is output to the emitter of transistor Q+2 and applied to the base of transistor Q+3. transistor Q
13. Resistors R9+R10 constitute an inverting amplifier. Resistor R9 connected to the emitter of transistor QCs
determines its emitter current, the resistor RIO connected to the collector becomes its load, and the resistor R9 and RIO
The gain is determined by The output signal is taken out across the resistor R1o and applied to the base of the transistor Q+s, the transistor Q14, the diode D2 r D3
is output to its collector as a load. The base of transistor Q+4 is diode-connected transistor Q
8 constitute a current mirror circuit, and diodes D2.8 constitute a current mirror circuit. D6. The collector of transistor Q+s is biased. The collector of transistor Q14 becomes an active load for transistor Q+s.
トランジスタＱ１５のコレクタはＰＮＰ型トランジスタ
Ｑ＋７とＮＰＮ型トランジスタＱ＋ａを図のように組合
わせた複合トランジスタの一方のトランジスタＱ＋７の
ベースに接続されている。トランジスタＱ１４のコレク
タはトランジスタＱ１６のベースに接続され、各々トラ
ンジスタＱ＋ｓにより増幅された信号が印加されトラン
ジスタＱ＋６のエミッタおよびトランジスタＱ＋７のエ
ミッタとトランジスタＱ＋ａのコレクタの接続点つまり
出力端子６に出力され負荷抵抗Ｒｉに交流出力信号とし
て取り出される。Ｃは位相補償用のコンデンサーである
。The collector of the transistor Q15 is connected to the base of one transistor Q+7 of a composite transistor in which a PNP transistor Q+7 and an NPN transistor Q+a are combined as shown. The collector of the transistor Q14 is connected to the base of the transistor Q16, and a signal amplified by each transistor Q+s is applied to the emitter of the transistor Q+6, the emitter of the transistor Q+7, and the connection point between the emitter of the transistor Q+7 and the collector of the transistor Q+a, that is, the output terminal 6, which is output to the load resistor. It is taken out as an AC output signal to Ri. C is a phase compensation capacitor.
上記出力信号はムＬＣ回路の比較回路Ｃを構成する差動
増幅器Ｑ２６ ＋ Ｑ２７の内トランジスタＱ２７のベ
ースに入力されるよう接続されている、 トラオードＤ
、 、 Ｄ８を介してその方ソード側を共通とし、電流
源であるトランジスタＱ２８のコレクタに接続されてい
る。トランジスタＱ２８ 、 Ｑ３０ 、抵抗Ｒ１６＋
’Ｆ７はカレントミラ回路を構成しており。The above output signal is connected to the transistor D, which is connected to the base of the transistor Q27 of the differential amplifiers Q26 + Q27 constituting the comparison circuit C of the LC circuit.
, , and the source side thereof is made common through D8, and is connected to the collector of a transistor Q28 which is a current source. Transistors Q28, Q30, resistor R16+
'F7 constitutes a current mirror circuit.
トランジスタＱ２９のコレクタからダイオード接続さノ
したトランジスタＱ５０ ＶＣ供給される。トランジス
タＱ２０のベースは基準電圧源Ｅの基準電圧出力トラン
ジスタＱ３２のエミッタに接続されている。A diode-connected transistor Q50 is supplied with VC from the collector of the transistor Q29. The base of transistor Q20 is connected to the emitter of reference voltage output transistor Q32 of reference voltage source E.
トランジスタＱ２６のコレクタは直接電源に接続されて
いる。一方トランジスタＱ２７のコレクタは負荷抵抗Ｒ
Ｉ４を介して電源に接続されている。The collector of transistor Q26 is directly connected to the power supply. On the other hand, the collector of transistor Q27 has a load resistance R
Connected to the power supply via I4.
今上記のように比較回路Ｅを各々のエミッタにダイオー
ドを直列に挿入した差動増幅器のＱ２７ ＋Ｑ２６のベ
ース電圧を各々ｖ１．ｖ２ とし、定電流用トランジス
タＱ２８のコレクタ電流を工。とするとトランジスタＱ
２７のコレクタ電流ＩＣはとなる。Now, as described above, the base voltages of Q27 +Q26 of the differential amplifier in which the comparator circuit E has a diode inserted in series to each emitter are set to v1. v2 and calculate the collector current of constant current transistor Q28. Then the transistor Q
The collector current IC of 27 is as follows.
他方、今差動糟幅器のエミッタにダイオードＤ７．Ｄ８
がなく直接各々共通接続さｉＬ ）ランンスタＱ２８
のコレクタに接続されているとすると。On the other hand, a diode D7. is now connected to the emitter of the differential amplifier. D8
There is no direct common connection to each other (iL) Runstar Q28
Suppose it is connected to the collector of .
Ｉｃ＝Ｉｏ／（１＋ｅｘｐ−（Ｖ＋−Ｖｚ）ｌ−−−−
−・ｑ＋Ｔ
となる。Ic=Io/(1+exp-(V+-Vz)l----
−・q+T.
上記■、■式の（Ｖ＋Ｖ２）対ＩＣの比較を第２図ａ、
ｂに示す。第２図すに示すように比較回路Ｃを第１図に
示すように構成することにより。Figure 2a shows a comparison of (V+V2) vs. IC in formulas ■ and ■ above.
Shown in b. By configuring the comparator circuit C as shown in FIG. 1 as shown in FIG.
差動増１陽器Ｑ２６＋ Ｑ２７の各々のベースに印加さ
れる電圧（Ｖ＋’２）に対するＩＣの変化すなわちトラ
ンジスタＱ２７のコレクタ電流の変化を第２図ａに比し
ゆるやかにすることができる。The change in IC, that is, the change in the collector current of transistor Q27, with respect to the voltage (V+'2) applied to the base of each of the differential amplifiers Q26+Q27 can be made gentler than in FIG. 2a.
基＄電圧源Ｂは基本的にトランジスタＱ釦ｒ Ｑ５６
＋Ｑ３７ ＋ Ｑ５２ 、Ｒ抗Ｒ２０＋ Ｒ２＋より構
成されている。The base voltage source B is basically a transistor Q button r Q56
+Q37 + Q52, R anti-R20+ R2+.
トランジスタＱ３Ｂのベースは出力基準′電圧に電源の
リップル成分が混入するのを防止するため。The base of transistor Q3B is used to prevent ripple components of the power supply from being mixed into the output reference voltage.
抵抗Ｒ１１，コンデンサＣ３で上記リップル成分ｂ７を
去した侯、抵抗Ｒ１＋を介してベースバイアスされてい
る。Ｒ２０’ Ｊ Ｒ２＋は回じ値の抵抗としＶＩＥ（
約０．７Ｖ）が電源電圧に比較し充分小さいとすると。The ripple component b7 is removed by resistor R11 and capacitor C3, and base bias is applied via resistor R1+. R20' J R2+ is the resistance of the turning value and VIE (
(approximately 0.7V) is sufficiently small compared to the power supply voltage.
抵抗Ｒ２ｏ、Ｒ２１の接続点は電源電圧に関係なく。The connection point between resistors R2o and R21 is independent of the power supply voltage.
はぼ電源電圧の中点−Ｖ。０となる。is the midpoint of the power supply voltage -V. It becomes 0.
トランジスタＱ３２のベースが一ヒ記Ｒ２０＋ Ｌ＋の
接続点に接続されており、エミ、りは定電流源用トラン
ジスタＱ３＋のコレクタに接続されており、トランジス
タＱ３２のエミ、り電流を供給している。The base of the transistor Q32 is connected to the connection point of R20+L+, and the emitter is connected to the collector of the constant current source transistor Q3+, which supplies the emitter current of the transistor Q32.
よってトランジスタＱ３２のエミック電位はほとんＣＣ
ど電源電圧にかかわらず−−）０．７ Ｖとなり基準電
圧として取り出され、トランジスタＱ２６のベースに印
加される。Therefore, the emic potential of the transistor Q32 is almost 0.7 V regardless of the power supply voltage, which is taken out as a reference voltage and applied to the base of the transistor Q26.
トランジスタＱ３４ ＋ Ｑ３ｂ ＋ Ｑ３５ ＋
Ｑｓｓ ＋ Ｑ３４、ダイオードＤ１ｏ、Ｄ９は定電
流源を構成しており。Transistor Q34 + Q3b + Q35 +
Qss + Q34, diodes D1o, and D9 constitute a constant current source.
抵抗Ｒ１９＋ Ｒ１８でその電流値が決定される。抵抗
ＲＩ９で決定された電流はダイオードＲ９、トランジス
タＱｓ５を介してカレントミラーされトランジスタＱ３
５のコレクタからトランジスタＱ５ａに供給され、続い
て抵抗Ｒ１Ｂで決定された電流はダイオードＤ９とトラ
ンジスタＱ３＋ ＋ Ｑ２９でカレントミラーされる。The current value is determined by resistors R19+R18. The current determined by resistor RI9 is current-mirrored via diode R9 and transistor Qs5, and then transferred to transistor Q3.
The current supplied from the collector of 5 to the transistor Q5a and then determined by the resistor R1B is current mirrored by the diode D9 and the transistor Q3+ + Q29.
以上のように、電流源を２段縦続接続して−るのは定電
流値の電源電圧依存性を微小にするためである。これは
比較回路Ｅを構成するトランジスタＱ２６＋ Ｑ２７に
供給する電流をも安定化させ、電源電圧によりムＬＣ動
作の基準である前記ＩＣの変動をもなくすことに寄与し
ている。今、後述のようにトランジスタＱ２７のベース
電位がトランジスタＱ２６のベース電位よりも高くなっ
た時、第２図のようにトランジスタＱ２７のコレクタ電
流が増加し負荷抵抗ＲＩ４にムＩ、Ｃ制御信号が取り出
される。そして、規定のレベルにトランジスタＱ２７の
ベース電圧が達した時にトランジスタＱ２２のベース・
エミッタ間にバイアスがかかるように抵抗Ｒ＋４の値を
設定しておくと可変インピーダンス素子Ｅを駆動するだ
めの駆動回路Ｅを構成するトランジスタＱ２２に電流が
流れ、コンデンサＣ８で平滑されるとともにトランジス
タＱ２＋のベース電流を与える。ベースバイアスされた
トランジスタリミラーされ、トランジスタＱ＋９のコレ
クタ電流で可変インピーダンス素子Ｅを構成するトラン
ジスタＱ１． Ｑ２のベースを駆動しその飽和抵抗を変
化させ、抵抗Ｒ１とともに入力信号を分圧させる。As described above, the reason why the current sources are connected in two stages is to minimize the dependence of the constant current value on the power supply voltage. This also stabilizes the current supplied to the transistors Q26+Q27 constituting the comparator circuit E, and contributes to eliminating fluctuations in the IC, which is the reference for MLC operation, due to the power supply voltage. Now, as will be described later, when the base potential of transistor Q27 becomes higher than the base potential of transistor Q26, the collector current of transistor Q27 increases as shown in FIG. It will be done. When the base voltage of transistor Q27 reaches a specified level, the base voltage of transistor Q22 reaches a specified level.
If the value of the resistor R+4 is set so that a bias is applied between the emitters, a current flows to the transistor Q22 that constitutes the drive circuit E that drives the variable impedance element E, and is smoothed by the capacitor C8, and the current flows to the transistor Q2+. Gives base current. Transistor Q1 . The base of Q2 is driven to change its saturation resistance, and together with resistor R1, divides the input signal.
今、上記の構成において、入力端子１に入力信号が印加
されると、低周波増幅回路ムによりほぼ抵抗Ｒ１２＋
ＲＮｋで決定される利得分だけ増幅され出力端子５に出
力される。この点の直流電圧は電源電圧Ｖ。Ｃの中点と
なるため、出力信号は’ ＶＣＣを中心に振れる交流信
号となる。故にトランジスタＱ２７０ベース入力信号は
電源電圧の−を中心に振れ、他方トランジスタＱ２６の
ベースは常にほぼ（’ Ｖｃｃ ＋ ＶＢＥ ） （！
： ｆＺ ツでイル。Now, in the above configuration, when an input signal is applied to the input terminal 1, the low frequency amplifier circuit almost resists R12+.
The signal is amplified by the gain determined by RNk and output to the output terminal 5. The DC voltage at this point is the power supply voltage V. Since it is the midpoint of C, the output signal becomes an AC signal that swings around VCC. Therefore, the base input signal of transistor Q270 swings around the -supply voltage, while the base of transistor Q26 is always approximately ('Vcc + VBE) (!
: fZ Tsu de il.
トランジスタＱ２７のベース入力信号がトランジスタＱ
２６のベース電位はぼ（’ｃｃ＋Ｖｎｇ）よりも低い時
すなわち入力信号レベルの小さい時にはトランジスタＱ
２７のコレクタには電流が流れないため、負荷抵抗Ｒ１
を介してトランジスタＱ２２をバイアスしないため駆動
回路りは動作せす可変インピーダンス素子Ｅは力、トオ
フの状態となり、トランジスタＱ＋ 、Ｑ２のコレクタ
・エミ、り間のインピーダンスは非常に犬きくなり、抵
抗Ｒ１との入力信号の分圧は行われず、低周波増幅回路
ムの利得分だけ増幅された信号が負荷抵抗ＲＬに加えら
れる。The base input signal of transistor Q27 is
When the base potential of the transistor Q26 is lower than 0 ('cc+Vng), that is, when the input signal level is small, the transistor Q
Since no current flows through the collector of 27, the load resistance R1
Since the transistor Q22 is not biased through the transistor Q22, the drive circuit operates.The variable impedance element E is turned off, and the impedance between the collector and emitter of the transistors Q+ and Q2 becomes very sharp, and the resistor R1 No voltage division of the input signal is performed, and a signal amplified by the gain of the low frequency amplifier circuit is applied to the load resistor RL.
次に、入力信号レベルが大きくなり、第３図Ｂに示すよ
うにトランジスタＱ２７のベース入力信号だけその過大
分に相当した電流ＩＣがトランジスＱ２７に流れる。こ
の電流により抵抗Ｒ１４に電圧降下が発生するとともに
トランジスタＱ２２のベースバイアスを与えられること
になり、トランジスタＱ２２が導通し、脈流電流が流れ
、コンデンサＣ８で平滑されるとともにトランジスタＱ
２＋のベースバイアスヲ与える。トランジスタＱ２１の
コレクタには抵抗Ｒ＋３で決められる電流が流れ、ダイ
オードＤ４、トランジスタＱ＋９で構成されるカレント
ミラー回路を介し、可変インピーダンス素子Ｅでするト
ランジスタＱ＋ 、 Ｑ２のコレクタ・エミ、り間の飽
和抵抗を下げるとともに、抵抗Ｒ１とともに分圧するこ
とにより端子３ＶＣ出力される信号レベルを下げムＬＣ
動作に入る。Next, the input signal level increases, and as shown in FIG. 3B, a current IC corresponding to the excess of the base input signal of transistor Q27 flows through transistor Q27. This current causes a voltage drop across the resistor R14 and applies a base bias to the transistor Q22, making the transistor Q22 conductive and causing a pulsating current to flow, which is smoothed by the capacitor C8 and is also applied to the transistor Q22.
Gives a base bias of 2+. A current determined by resistor R+3 flows through the collector of transistor Q21, and through a current mirror circuit composed of diode D4 and transistor Q+9, saturation resistance between the collector and emitter of transistor Q+ and Q2, which is made by variable impedance element E, flows. By lowering the voltage and dividing the voltage with resistor R1, the level of the signal output from terminal 3VC is lowered.
Get into action.
以上、差動増幅器の各々のエミッタに１個のダイオード
を挿入した実施例について説明したが、複数個のダイオ
ードを挿入し、より（Ｖ＋Ｖ２）対重。特性を緩くする
ことも可能である。Although the embodiment in which one diode is inserted into each emitter of the differential amplifier has been described above, a plurality of diodes can be inserted to increase the (V+V2) ratio. It is also possible to make the characteristics looser.
以上片チャンネルだけの動作を説明したが、第１図では
他チャンネルでも同様の動作が行われる。Although the operation for only one channel has been described above, similar operations are performed for the other channels in FIG.
基準電圧源Ｂは両チャンネル共用されており、実施例に
おいてはＬチャンネル用比較回路およびＲチャンネル用
比較回路のトランジスタＱ２３ ｒ Ｑ２７のコレクタ
は接続され共通の負荷抵抗Ｒ１４が接続されており以後
共通の駆動回路りを介し、各々のチャンネルの可変イン
ピーダンス素子Ｅを駆動するよう構成されている。The reference voltage source B is shared by both channels, and in the embodiment, the collectors of the transistors Q23 r Q27 of the L channel comparison circuit and the R channel comparison circuit are connected and a common load resistor R14 is connected. It is configured to drive the variable impedance element E of each channel via a drive circuit.
以上のように、基準電圧源Ｂ、駆動回路りを共用するこ
とによりムＬＣのかかり始めるレベルおよびムＬＣ状態
でのムＬＣ効果のり、Ｒチャンネにルのバラツキが少な
くなるとともに、さらに集積化した場合にはトランジス
タＱ＋ ｉ Ｑ２ ＋ Ｑｓｑ ｔ Ｑ４０１Ｑ＋ｑ
＋ Ｑ２０の特性をそろえることも可能であるため、Ｌ
、Ｒチャンネル間の上記バラツキをさらに少なくするこ
とができる。As described above, by sharing the reference voltage source B and the drive circuit, the level at which MULC begins to apply, the MULC effect in the MULC state, and the variation in the R channel are reduced, and further integration is achieved. In case transistor Q+ i Q2 + Qsq t Q401Q+q
+ Since it is possible to match the characteristics of Q20, L
, R channels can be further reduced.
以上、ムＬＣ付録音増幅器として説明を行ってきたが、
第４図に示すように端子１ｏにスイッチＳを設け、録音
、再生スイッチとして使用することもできる。すなわち
スイッチＳが開放の時、以上の説明のように録音増幅器
として使用しスイ。The above explanation has been given as a recording amplifier with LC, but
As shown in FIG. 4, a switch S can be provided at the terminal 1o and used as a recording/playback switch. That is, when switch S is open, it is used as a recording amplifier as explained above.
チＳを閉じた時再生用増幅器として使用する。It is used as a regenerative amplifier when the gate S is closed.
再生一時つまりスイッチＳが閉じた時に一トランジスタ
Ｑｚ＋のベースが接地されるため、駆動回路りの動作が
停止し可変インピーダンス素子Ｅを駆動しないため、い
かなる出力信号レベル、すなわちいかなる入力信号レベ
ルにおいてもトランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタ・コレ
クタ間は開放となり。During playback, that is, when the switch S is closed, the base of one transistor Qz+ is grounded, so the operation of the drive circuit stops and the variable impedance element E is not driven. Q1. The emitter and collector of Q2 are open.
入力信号は分圧されることはなくなり、出力信号は低周
波増幅器ムの利得分だけ増幅され端子６゜７より出力さ
れる。The input signal is no longer voltage-divided, and the output signal is amplified by the gain of the low frequency amplifier and output from the terminal 6.7.
録音時つまりスイッチＳが開放の時には前記のなお、上
記実施例においては駆動回路りを停止することによりム
ＬＣ動作を停止して再生増幅回路として使用する例につ
いて説明したが、第５図に示すように比較回路を停止す
ることにより同様の動作を行うことも可能である。第５
図においては比較回路Ｃを構成する差動増幅回路の定電
流源であるトランジスタＱｚｓ ＋ Ｑ２６のベースを
スイッチＳで接地することにより差動増幅回路への電流
供給を停止させている。よって抵抗ＲＨＶｃは電圧降下
が発生することはなく、ムＬＣ動作が停止するため再生
用増幅回路としての使用が可能となる。During recording, that is, when the switch S is open, in the above embodiment, the drive circuit is stopped to stop the LC operation and the circuit is used as a reproducing amplification circuit, but as shown in FIG. A similar operation can also be performed by stopping the comparison circuit. Fifth
In the figure, the base of the transistor Qzs + Q26, which is a constant current source of the differential amplifier circuit constituting the comparator circuit C, is grounded by the switch S, thereby stopping the current supply to the differential amplifier circuit. Therefore, no voltage drop occurs in the resistor RHVc, and the LC operation is stopped, so that the resistor RHVc can be used as a reproducing amplifier circuit.
なお、集積回路においてはパッケージにおけるピン数の
制約の点から前記実施例のように１０ｐｉｎにスイッチ
を設け、その機能を有効に利用するのがピン数削減の上
から有利である。In the case of integrated circuits, it is advantageous to reduce the number of pins by providing a switch at pin 10 as in the embodiment described above and effectively utilizing its function, in view of the restrictions on the number of pins in the package.
また以上実施例においては録音、再生用のスイッチを機
械的スイッチを用い説明したが、その他トランジスタ等
のスイッチング素子を用−適用することも可能である。Furthermore, in the embodiments described above, mechanical switches were used as switches for recording and reproducing, but other switching elements such as transistors may also be used.
第１図は本発明のムＬＣ付録音増幅回路における一実施
例の電気的結線図、第２図は同要部の特性を示す図、第
３図は同実施例の動作を説明するだめの波形図、第４図
、第６図はそれぞれ他の実施例の要部電気的結線図であ
る。
ム・・・・・・低周波増幅回路、Ｂ・・・・・・基準電
圧源、Ｃ・・・・・・比較回路、Ｄ・・・・・・駆動回
路、Ｅ・・・・・・可変インピーダンス素子。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図
第３図
ｒ７１１＋
（Ｂ）Fig. 1 is an electrical wiring diagram of an embodiment of the recording amplifier circuit with LC of the present invention, Fig. 2 is a diagram showing the characteristics of the main parts, and Fig. 3 is a diagram for explaining the operation of the embodiment. The waveform diagram, FIG. 4, and FIG. 6 are electrical connection diagrams of main parts of other embodiments, respectively. M...Low frequency amplifier circuit, B...Reference voltage source, C...Comparison circuit, D...Drive circuit, E...... Variable impedance element. Name of agent: Patent attorney Toshio Nakao and 1 other person 2nd
Figure 3 r711+ (B)
Claims (1)
なくとも一つ以上の低周波増幅回路と。 この低周波増幅回路の出力電圧と比較しつる基準電圧源
と、上記基準電圧源の基準電圧と上記低周波増幅回路の
出力電圧とを比較する比較回路と。 −この比較回路の出力信号によって上記可変インピーダ
ンス素子を駆動する駆動回路とを備え、上記比較回路あ
るいは上記駆動回路の少くともいずれか一方の動作を停
止させることにより上記低周波増幅回路を再生増幅器と
して動作させうるように構成したムＬＣ付録音増幅回路
。[Claims] At least one low frequency amplification circuit having a variable impedance element directly connected with direct current. A reference voltage source for comparing the output voltage of the low frequency amplifier circuit, and a comparison circuit for comparing the reference voltage of the reference voltage source and the output voltage of the low frequency amplifier circuit. - a drive circuit that drives the variable impedance element using the output signal of the comparison circuit, and by stopping the operation of at least one of the comparison circuit or the drive circuit, the low frequency amplifier circuit can be used as a regenerative amplifier; Recording amplification circuit with LC configured to operate.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6159882A JPS58178615A (en) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | Recording amplifier circuit provided with alc |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6159882A JPS58178615A (en) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | Recording amplifier circuit provided with alc |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58178615A true JPS58178615A (en) | 1983-10-19 |
| JPH0161247B2 JPH0161247B2 (en) | 1989-12-27 |
Family
ID=13175746
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6159882A Granted JPS58178615A (en) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | Recording amplifier circuit provided with alc |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58178615A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS62135220U (en) * | 1986-02-20 | 1987-08-26 | ||
| JPS6316712U (en) * | 1986-07-17 | 1988-02-03 | ||
| JP2010271072A (en) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Naa Fueling Facilities Corp | Pipe thickness measuring device |
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| JPS5148246A (en) * | 1974-10-23 | 1976-04-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | RITOKUSEIGYOKIRIKAESOCHI |
-
1982
- 1982-04-13 JP JP6159882A patent/JPS58178615A/en active Granted
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| JPS5148246A (en) * | 1974-10-23 | 1976-04-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | RITOKUSEIGYOKIRIKAESOCHI |
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| JPH0543534Y2 (en) * | 1986-07-17 | 1993-11-02 | ||
| JP2010271072A (en) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Naa Fueling Facilities Corp | Pipe thickness measuring device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0161247B2 (en) | 1989-12-27 |
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