JPH11332253A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH11332253A JPH11332253A JP10127622A JP12762298A JPH11332253A JP H11332253 A JPH11332253 A JP H11332253A JP 10127622 A JP10127622 A JP 10127622A JP 12762298 A JP12762298 A JP 12762298A JP H11332253 A JPH11332253 A JP H11332253A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 主回路配線インダクタンス低減の徹底を図る
ことにより、スナバ回路を不要とし、小型、低損失、低
価格でかつ信頼度の高い電力変換装置を得る。 【解決手段】 交流出力端子７（ＡＣ）からスイッチン
グ素子ＳＷ２を経てコンデンサ１０の負極端子Ｎに至る
電流の電流路、および交流出力端子７（ＡＣ）からス
イッチング素子ＳＷ１を経てコンデンサ１０の正極端子
Ｐに至る電流の電流路が、共に、その往路と復路とが
互いに近接する往復路を形成するように、各端子および
各端子間の接続手段を配設する。
ことにより、スナバ回路を不要とし、小型、低損失、低
価格でかつ信頼度の高い電力変換装置を得る。 【解決手段】 交流出力端子７（ＡＣ）からスイッチン
グ素子ＳＷ２を経てコンデンサ１０の負極端子Ｎに至る
電流の電流路、および交流出力端子７（ＡＣ）からス
イッチング素子ＳＷ１を経てコンデンサ１０の正極端子
Ｐに至る電流の電流路が、共に、その往路と復路とが
互いに近接する往復路を形成するように、各端子および
各端子間の接続手段を配設する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直流と２レベル
交流との間で電力変換を行う２レベルインバータや２レ
ベルコンバータの電力変換装置に係り、特にその内部の
インダクタンスの低減技術に関するものである。
交流との間で電力変換を行う２レベルインバータや２レ
ベルコンバータの電力変換装置に係り、特にその内部の
インダクタンスの低減技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１８は例えば特開平６−２２５５４５
号公報に記載された電力変換装置で、直流電力を３相交
流電力に変換する２レベル電力変換装置の主回路を示
す。図において、１０は直流電圧源であるコンデンサ、
１〜６はブリッジに結線されたスイッチング素子ＳＷ１
〜ＳＷ６で、それぞれＩＧＢＴ１Ａ〜６Ａとこれに逆並
列接続されたフライホイールダイオード１Ｂ〜６Ｂとか
ら構成されている。７〜９は交流出力端子である。
号公報に記載された電力変換装置で、直流電力を３相交
流電力に変換する２レベル電力変換装置の主回路を示
す。図において、１０は直流電圧源であるコンデンサ、
１〜６はブリッジに結線されたスイッチング素子ＳＷ１
〜ＳＷ６で、それぞれＩＧＢＴ１Ａ〜６Ａとこれに逆並
列接続されたフライホイールダイオード１Ｂ〜６Ｂとか
ら構成されている。７〜９は交流出力端子である。
【０００３】この種電力変換装置の一般的な回路動作に
ついては周知であるので、その説明は省略するが、特に
各スイッチング素子のターンオフ動作に伴う電流変化割
合ｄｉ／ｄｔと回路配線に存在するインダクタンスとの
積により発生する誘起電圧が問題となる。即ち、これら
誘起電圧がスイッチング素子の耐圧を脅かすことになる
からである。この対策として通常はいわゆるスナバ回路
を設けて、回路のインダクタンスにより発生する電磁エ
ネルギーをこのスナバ回路で消費させる方法が採用され
る。この場合、インダクタンスが大きいと、スナバ回路
を構成するコンデンサの容量が増大して装置が大形化し
損失が増大する等の弊害が生じる。
ついては周知であるので、その説明は省略するが、特に
各スイッチング素子のターンオフ動作に伴う電流変化割
合ｄｉ／ｄｔと回路配線に存在するインダクタンスとの
積により発生する誘起電圧が問題となる。即ち、これら
誘起電圧がスイッチング素子の耐圧を脅かすことになる
からである。この対策として通常はいわゆるスナバ回路
を設けて、回路のインダクタンスにより発生する電磁エ
ネルギーをこのスナバ回路で消費させる方法が採用され
る。この場合、インダクタンスが大きいと、スナバ回路
を構成するコンデンサの容量が増大して装置が大形化し
損失が増大する等の弊害が生じる。
【０００４】これに対し上掲文献は、回路配線のインダ
クタンス、特に、コンデンサ１０の正極端子とスイッチ
ング素子ＳＷ１の陽極端子との間を接続する配線のイン
ダクタンスＬｓａとコンデンサ１０の負極端子とスイッ
チング素子ＳＷ２の陰極端子との間を接続する配線のイ
ンダクタンスＬｓｂとに着目し、この部分の配線を一対
の導板とその間に挿設された高誘電率材の間隔板とで構
成することにより、そのインダクタンスの低減を図って
いる。
クタンス、特に、コンデンサ１０の正極端子とスイッチ
ング素子ＳＷ１の陽極端子との間を接続する配線のイン
ダクタンスＬｓａとコンデンサ１０の負極端子とスイッ
チング素子ＳＷ２の陰極端子との間を接続する配線のイ
ンダクタンスＬｓｂとに着目し、この部分の配線を一対
の導板とその間に挿設された高誘電率材の間隔板とで構
成することにより、そのインダクタンスの低減を図って
いる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置に
おけるインダクタンスの低減は以上のようになされてい
るので、スイッチング素子の大容量化やスイッチング周
波数の増大等が要請された場合には、必ずしも十分な効
果が得られなかった。即ち、詳しくは後述するが、スイ
ッチング素子自体を含め直流電圧源の正極端子Ｐから負
極端子Ｎに至る全電流路を対象としてとらえてそのイン
ダクタンスを最小とする構成を検討する必要がある。
おけるインダクタンスの低減は以上のようになされてい
るので、スイッチング素子の大容量化やスイッチング周
波数の増大等が要請された場合には、必ずしも十分な効
果が得られなかった。即ち、詳しくは後述するが、スイ
ッチング素子自体を含め直流電圧源の正極端子Ｐから負
極端子Ｎに至る全電流路を対象としてとらえてそのイン
ダクタンスを最小とする構成を検討する必要がある。
【０００６】この発明は以上のような観点からなされた
もので、回路配線のインダクタンスの徹底した低減が可
能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
もので、回路配線のインダクタンスの徹底した低減が可
能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記交流出力端子から上記第２のスイ
ッチング素子を経て上記直流電圧源の負極端子に至る第
１の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復路を
形成するように、かつ上記交流出力端子から上記第１の
スイッチング素子を経て上記直流電圧源の正極端子に至
る第２の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復
路を形成するように、上記各端子および各端子間の接続
手段を配設するようにしたものである。
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記交流出力端子から上記第２のスイ
ッチング素子を経て上記直流電圧源の負極端子に至る第
１の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復路を
形成するように、かつ上記交流出力端子から上記第１の
スイッチング素子を経て上記直流電圧源の正極端子に至
る第２の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復
路を形成するように、上記各端子および各端子間の接続
手段を配設するようにしたものである。
【０００８】また、請求項２に係る電力変換装置は、請
求項１において、その第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、直流電圧源の両端
子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となるよう
に上記直流電圧源を配置し、交流出力端子を上記直流電
圧源の両端子のほぼ中間位置に配置したものである。
求項１において、その第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、直流電圧源の両端
子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となるよう
に上記直流電圧源を配置し、交流出力端子を上記直流電
圧源の両端子のほぼ中間位置に配置したものである。
【０００９】また、請求項３に係る電力変換装置は、請
求項２において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチングの陽極端子から陰極
端子そして第２のスイッチング素子の陽極端子から陰極
端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と第１
および第２のスイッチング素子とを配置したものであ
る。
求項２において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチングの陽極端子から陰極
端子そして第２のスイッチング素子の陽極端子から陰極
端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と第１
および第２のスイッチング素子とを配置したものであ
る。
【００１０】また、請求項４に係る電力変換装置は、請
求項２において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子そして第２のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と
第１および第２のスイッチング素子とを配置したもので
ある。
求項２において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子そして第２のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と
第１および第２のスイッチング素子とを配置したもので
ある。
【００１１】また、請求項５に係る電力変換装置は、請
求項１において、その第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、直流電圧源の両端
子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるよう
に上記直流電圧源を配置し、交流出力端子を上記直流電
圧源の両端子のほぼ中間位置に配置したものである。
求項１において、その第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、直流電圧源の両端
子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるよう
に上記直流電圧源を配置し、交流出力端子を上記直流電
圧源の両端子のほぼ中間位置に配置したものである。
【００１２】また、請求項６に係る電力変換装置は、請
求項５において、その第２のスイッチング素子に対して
第１のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
求項５において、その第２のスイッチング素子に対して
第１のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
【００１３】また、請求項７に係る電力変換装置は、請
求項５において、その第１のスイッチング素子に対して
第２のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
求項５において、その第１のスイッチング素子に対して
第２のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
【００１４】また、請求項８に係る電力変換装置は、請
求項１ないし７のいずれかにおいて、その直流電圧源の
正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子との接続
手段、上記直流電圧源の負極端子と第２のスイッチング
素子の陰極端子との接続手段、および上記第１のスイッ
チング素子の陰極端子と上記第２のスイッチング素子の
陽極端子と交流出力端子との接続手段を、絶縁板を介し
て互いに平行に重ねて配設された平板状の配線板とした
ものである。
求項１ないし７のいずれかにおいて、その直流電圧源の
正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子との接続
手段、上記直流電圧源の負極端子と第２のスイッチング
素子の陰極端子との接続手段、および上記第１のスイッ
チング素子の陰極端子と上記第２のスイッチング素子の
陽極端子と交流出力端子との接続手段を、絶縁板を介し
て互いに平行に重ねて配設された平板状の配線板とした
ものである。
【００１５】また、請求項９に係る電力変換装置は、請
求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたものである。
求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の
実施の形態１における電力変換装置で、その１相分の各
構成部品の配置、その端子位置および接続要領を示すも
のである。図において、１はスイッチング素子ＳＷ１
で、ＩＧＢＴ１Ａとこれに逆並列接続されたフライホイ
ールダイオード１Ｂとからなり、Ｃ１はスイッチング素
子ＳＷ１の陽極端子であるコレクタ端子、Ｅ１は陰極端
子であるエミッタ端子である。２はスイッチング素子Ｓ
Ｗ２で、ＩＧＢＴ２Ａとフライホイールダイオード２Ｂ
とからなり、Ｃ２はスイッチング素子ＳＷ２の陽極端子
であるコレクタ端子、Ｅ２は陰極端子であるエミッタ端
子である。そして、スイッチング素子１および２は、両
者の各端子が図中右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ
１、Ｃ２、Ｅ２の順で一直線上に位置するように配置さ
れている。
実施の形態１における電力変換装置で、その１相分の各
構成部品の配置、その端子位置および接続要領を示すも
のである。図において、１はスイッチング素子ＳＷ１
で、ＩＧＢＴ１Ａとこれに逆並列接続されたフライホイ
ールダイオード１Ｂとからなり、Ｃ１はスイッチング素
子ＳＷ１の陽極端子であるコレクタ端子、Ｅ１は陰極端
子であるエミッタ端子である。２はスイッチング素子Ｓ
Ｗ２で、ＩＧＢＴ２Ａとフライホイールダイオード２Ｂ
とからなり、Ｃ２はスイッチング素子ＳＷ２の陽極端子
であるコレクタ端子、Ｅ２は陰極端子であるエミッタ端
子である。そして、スイッチング素子１および２は、両
者の各端子が図中右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ
１、Ｃ２、Ｅ２の順で一直線上に位置するように配置さ
れている。
【００１７】１０は直流電圧源であるコンデンサで、Ｐ
は正極端子、Ｎは負極端子である。そして、正極端子Ｐ
と負極端子Ｎを連ねる方向が、上述した各端子Ｃ１〜Ｅ
２の連ねる方向と平行となるよう、スイッチング素子
１、２およびコンデンサ１０の相対的配置が決められて
いる。このように、この発明では配線インダクタンスの
一層の低減を図るため、各構成部品の相対的位置は勿
論、各端子位置についても特定する。以下に、これらの
配置を採用する根拠を示すため、先ず、この種電力変換
装置の代表的な転流動作について詳細に説明する。
は正極端子、Ｎは負極端子である。そして、正極端子Ｐ
と負極端子Ｎを連ねる方向が、上述した各端子Ｃ１〜Ｅ
２の連ねる方向と平行となるよう、スイッチング素子
１、２およびコンデンサ１０の相対的配置が決められて
いる。このように、この発明では配線インダクタンスの
一層の低減を図るため、各構成部品の相対的位置は勿
論、各端子位置についても特定する。以下に、これらの
配置を採用する根拠を示すため、先ず、この種電力変換
装置の代表的な転流動作について詳細に説明する。
【００１８】図２は、以下の説明の便宜上、図１を通例
の接続図の形に表したものである。次に、この図２を基
に描いた図３により、代表的な転流動作について説明す
る。先ず、図３（ａ）はスイッチング素子ＳＷ２がオ
ン、スイッチング素子ＳＷ１がオフの状態からスイッチ
ング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ２Ａがターンオフするときの
転流動作を示す。
の接続図の形に表したものである。次に、この図２を基
に描いた図３により、代表的な転流動作について説明す
る。先ず、図３（ａ）はスイッチング素子ＳＷ２がオ
ン、スイッチング素子ＳＷ１がオフの状態からスイッチ
ング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ２Ａがターンオフするときの
転流動作を示す。
【００１９】即ち、ＩＧＢＴ２Ａがオンで、電流がコ
ンデンサ１０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７
→ＩＧＢＴ２Ａ→コンデンサ１０の負極端子Ｎのルート
で流れている状態から、ＩＧＢＴ２Ａがターンオフ動作
を開始すると、負荷ＬＬの電流は一定の値を保ちなが
ら、電流は先の電流から電流、即ち、コンデンサ１
０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７→フライホ
イールダイオード１Ｂ→コンデンサ１０の正極端子Ｐの
ルートの電流に転流する。このときのスイッチング素子
ＳＷ２の電圧ＶＳＷ２と電流、電流の波形を図４に
示す。
ンデンサ１０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７
→ＩＧＢＴ２Ａ→コンデンサ１０の負極端子Ｎのルート
で流れている状態から、ＩＧＢＴ２Ａがターンオフ動作
を開始すると、負荷ＬＬの電流は一定の値を保ちなが
ら、電流は先の電流から電流、即ち、コンデンサ１
０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７→フライホ
イールダイオード１Ｂ→コンデンサ１０の正極端子Ｐの
ルートの電流に転流する。このときのスイッチング素子
ＳＷ２の電圧ＶＳＷ２と電流、電流の波形を図４に
示す。
【００２０】この転流時、電流はＩＧＢＴ２Ａによっ
て決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによって減少し、
主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４には上記ｄｉ／ｄ
ｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ２＝Ｌ２
・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／ｄｔの誘起電圧が
発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ２はコ
ンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２の
エミッタ端子Ｅ２との間に存在するインダクタンスを想
定したもの、主回路配線インダクタンスＬ４はスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２と交流出力端子７
（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交流出
力端子７より手前に位置するときは当該スイッチング素
子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するインダク
タンスを想定したものである。
て決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによって減少し、
主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４には上記ｄｉ／ｄ
ｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ２＝Ｌ２
・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／ｄｔの誘起電圧が
発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ２はコ
ンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２の
エミッタ端子Ｅ２との間に存在するインダクタンスを想
定したもの、主回路配線インダクタンスＬ４はスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２と交流出力端子７
（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交流出
力端子７より手前に位置するときは当該スイッチング素
子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するインダク
タンスを想定したものである。
【００２１】一方、フライホイールダイオード１Ｂを介
して流れる電流は同ｄｉ／ｄｔによって逆に電流が増
加し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上記ｄ
ｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ１
＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの誘起
電圧が発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ
１はコンデンサ１０の正極端子Ｐとスイッチング素子Ｓ
Ｗ１のコレクタ端子Ｃ１との間に存在するインダクタン
スを想定したもの、主回路配線インダクタンスＬ３はス
イッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１と交流出力端
子７（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交
流出力端子７より手前に位置するときは当該スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するイン
ダクタンスを想定したものである。
して流れる電流は同ｄｉ／ｄｔによって逆に電流が増
加し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上記ｄ
ｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ１
＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの誘起
電圧が発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ
１はコンデンサ１０の正極端子Ｐとスイッチング素子Ｓ
Ｗ１のコレクタ端子Ｃ１との間に存在するインダクタン
スを想定したもの、主回路配線インダクタンスＬ３はス
イッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１と交流出力端
子７（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交
流出力端子７より手前に位置するときは当該スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するイン
ダクタンスを想定したものである。
【００２２】以上の結果、スイッチング素子ＳＷ２のタ
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ２がターンオフサー
ジ電圧として印加される。
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ２がターンオフサー
ジ電圧として印加される。
【００２３】次に、スイッチング素子ＳＷ１のターンオ
フ時の動作を図３（ｂ）を参照して説明する。ＩＧＢＴ
１Ａがオンで、電流がコンデンサ１０の正極端子Ｐ→
ＩＧＢＴ１Ａ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートで流れている状態から、ＩＧ
ＢＴ１Ａがターンオフ動作を開始すると、負荷ＬＬの電
流は一定の値を保ちながら、電流は電流から電流、
即ち、コンデンサ１０の負極端子Ｎ→フライホイールダ
イオード２Ｂ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートの電流に転流する。このとき
のスイッチング素子ＳＷ１の電圧ＶＳＷ１と電流、電
流の波形は先にスイッチング素子ＳＷ２で説明した図
４と同様となる。
フ時の動作を図３（ｂ）を参照して説明する。ＩＧＢＴ
１Ａがオンで、電流がコンデンサ１０の正極端子Ｐ→
ＩＧＢＴ１Ａ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートで流れている状態から、ＩＧ
ＢＴ１Ａがターンオフ動作を開始すると、負荷ＬＬの電
流は一定の値を保ちながら、電流は電流から電流、
即ち、コンデンサ１０の負極端子Ｎ→フライホイールダ
イオード２Ｂ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートの電流に転流する。このとき
のスイッチング素子ＳＷ１の電圧ＶＳＷ１と電流、電
流の波形は先にスイッチング素子ＳＷ２で説明した図
４と同様となる。
【００２４】そして、この転流時、電流は、ＩＧＢＴ
１Ａによって決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによっ
て減少し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上
記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶ
Ｌ１＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの
誘起電圧が発生する。一方、フライホイールダイオード
２Ｂを介して流れる電流は、同ｄｉ／ｄｔによって逆
に電流が増加し、主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４
には上記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向
きにＶＬ２＝Ｌ２・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／
ｄｔの誘起電圧が発生する。
１Ａによって決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによっ
て減少し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上
記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶ
Ｌ１＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの
誘起電圧が発生する。一方、フライホイールダイオード
２Ｂを介して流れる電流は、同ｄｉ／ｄｔによって逆
に電流が増加し、主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４
には上記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向
きにＶＬ２＝Ｌ２・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／
ｄｔの誘起電圧が発生する。
【００２５】以上の結果、スイッチング素子ＳＷ１のタ
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ１がターンオフサー
ジ電圧として印加される。以上の説明から判るように、
図３（ａ）と（ｂ）の転流動作は対称の内容となってお
り、以下のインダクタンスの低減策は、便宜上、図３
（ａ）、即ち、スイッチング素子ＳＷ２のターンオフ時
の動作を対象として説明するものとする。従って、以下
で登場する電流、電流は図３（ａ）で記載している
ものとする。
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ１がターンオフサー
ジ電圧として印加される。以上の説明から判るように、
図３（ａ）と（ｂ）の転流動作は対称の内容となってお
り、以下のインダクタンスの低減策は、便宜上、図３
（ａ）、即ち、スイッチング素子ＳＷ２のターンオフ時
の動作を対象として説明するものとする。従って、以下
で登場する電流、電流は図３（ａ）で記載している
ものとする。
【００２６】ところで、主回路配線インダクタンスは、
配線の長さ、およびこの配線に電流が流れたとき、いわ
ゆる右ねじの法則によって発生する磁界の大きさに影響
される。従って、主回路配線インダクタンスを低減する
ためには、配線長を短くするだけでは足らず、電流が流
れることによって発生する磁界を小さくすることが重要
となる。
配線の長さ、およびこの配線に電流が流れたとき、いわ
ゆる右ねじの法則によって発生する磁界の大きさに影響
される。従って、主回路配線インダクタンスを低減する
ためには、配線長を短くするだけでは足らず、電流が流
れることによって発生する磁界を小さくすることが重要
となる。
【００２７】図５は、例えば電流について、この通電
路に発生する主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４を低
減するための原理を説明するものである。即ち、電流
の流路を往路と復路とからなる往復路で形成し、かつ、
この往路と復路との距離Ｄを極力小さくする。図５に示
すように、往路電流によって生じる磁界と復路電流によ
って生じる磁界とはその方向が逆となるので、上記距離
Ｄを小さくすることにより、両磁界が互いに相殺される
成分が増大し、結果として主回路配線インダクタンスの
インダクタンスが大幅に低減する訳である。
路に発生する主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４を低
減するための原理を説明するものである。即ち、電流
の流路を往路と復路とからなる往復路で形成し、かつ、
この往路と復路との距離Ｄを極力小さくする。図５に示
すように、往路電流によって生じる磁界と復路電流によ
って生じる磁界とはその方向が逆となるので、上記距離
Ｄを小さくすることにより、両磁界が互いに相殺される
成分が増大し、結果として主回路配線インダクタンスの
インダクタンスが大幅に低減する訳である。
【００２８】ここで、上記往復路として対象とする範囲
は、図３（ａ）から、電流については、交流出力端子
７→スイッチング素子ＳＷ２→コンデンサ１０の負極端
子Ｎ、電流については、交流出力端子７→スイッチン
グ素子ＳＷ１→コンデンサ１０の正極端子Ｐを設定すれ
ば十分である。
は、図３（ａ）から、電流については、交流出力端子
７→スイッチング素子ＳＷ２→コンデンサ１０の負極端
子Ｎ、電流については、交流出力端子７→スイッチン
グ素子ＳＷ１→コンデンサ１０の正極端子Ｐを設定すれ
ば十分である。
【００２９】図６は、先の図１の構成図に、上述した電
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、ターンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配
線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大
幅に減少する。
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、ターンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配
線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大
幅に減少する。
【００３０】図７、図８は、各端子間の接続手段として
平板状の配線板を採用することにより、主回路配線イン
ダクタンスの一層の低減を図ったもので、図７はその平
面図、図８はその組み合わせ状態を説明するための斜視
図である。
平板状の配線板を採用することにより、主回路配線イン
ダクタンスの一層の低減を図ったもので、図７はその平
面図、図８はその組み合わせ状態を説明するための斜視
図である。
【００３１】図において、１１は最上段に配置されたＮ
配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング
素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状の配
線板である。なお、このＮ配線板１１とスイッチング素
子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との接続は、例えば、スイ
ッチング素子ＳＷ２に設けられたスタッドネジをＮ配線
板１１まで貫通させナットで締め付けることにより行
う。このため、Ｎ配線板１１より下段に位置するＰ配線
板１２等には、このスタッドネジと電気的絶縁を確保す
るため、図に示すような、必要な径の開孔を設けてい
る。また、図７（ａ）中、１１ａで示すのは、Ｎ配線板
１１の一部に形成されたスリットで、コンデンサ１０の
負極端子ＮとＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との間の電流路
を極力Ｎ配線板１１の中央部分へ導いて先に説明した往
路復路間の実質的な距離の一層の短縮を図るためのもの
である。
配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング
素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状の配
線板である。なお、このＮ配線板１１とスイッチング素
子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との接続は、例えば、スイ
ッチング素子ＳＷ２に設けられたスタッドネジをＮ配線
板１１まで貫通させナットで締め付けることにより行
う。このため、Ｎ配線板１１より下段に位置するＰ配線
板１２等には、このスタッドネジと電気的絶縁を確保す
るため、図に示すような、必要な径の開孔を設けてい
る。また、図７（ａ）中、１１ａで示すのは、Ｎ配線板
１１の一部に形成されたスリットで、コンデンサ１０の
負極端子ＮとＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との間の電流路
を極力Ｎ配線板１１の中央部分へ導いて先に説明した往
路復路間の実質的な距離の一層の短縮を図るためのもの
である。
【００３２】１２は絶縁板１４を介してＮ配線板１１の
下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の正極端
子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１とを
接続する平板状の配線板である。なお、１２ａは既述し
たスリット１１ａと同じ目的のためにＰ配線板１２の一
部に形成されたスリットである。１３は絶縁板１５を介
してＰ配線板１２の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の正極端
子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１とを
接続する平板状の配線板である。なお、１２ａは既述し
たスリット１１ａと同じ目的のためにＰ配線板１２の一
部に形成されたスリットである。１３は絶縁板１５を介
してＰ配線板１２の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
【００３３】以上のように、各配線板１１〜１３はそれ
ぞれ大面積を有し、しかもこれらが相互に平行にわずか
の寸法を介して重ねて配設された構造により先の電流
の往復路および電流の往復路が共に形成されているの
で、各主回路配線インダクタンスが大幅に低減され、タ
ーンオフサージ電圧を小さく抑えることが可能となり、
スナバ回路が不必要となり、装置の小型化、低損失化、
低価格化、また、部品点数の削減から装置としての信頼
性が向上する。
ぞれ大面積を有し、しかもこれらが相互に平行にわずか
の寸法を介して重ねて配設された構造により先の電流
の往復路および電流の往復路が共に形成されているの
で、各主回路配線インダクタンスが大幅に低減され、タ
ーンオフサージ電圧を小さく抑えることが可能となり、
スナバ回路が不必要となり、装置の小型化、低損失化、
低価格化、また、部品点数の削減から装置としての信頼
性が向上する。
【００３４】実施の形態２．図９はこの発明の実施の形
態２における電力変換装置を示すもので、先の実施の形
態１の図７に対応して、特にその各配線板１１、１２、
１３の平面図を示すものである。図７の構造との差は、
図中左右方向の配列をすべて反対にしたことである。従
って、各端子間の接続構造も図７に対してすべて左右対
称となり、これら接続構造、接続配置の相対的位置関係
から決定される各主回路配線インダクタンスは図７の場
合と全く同一となる。従って、細部の説明の重複は避け
るが、図７の場合と同様、各主回路配線インダクタンス
が大幅に低減される。
態２における電力変換装置を示すもので、先の実施の形
態１の図７に対応して、特にその各配線板１１、１２、
１３の平面図を示すものである。図７の構造との差は、
図中左右方向の配列をすべて反対にしたことである。従
って、各端子間の接続構造も図７に対してすべて左右対
称となり、これら接続構造、接続配置の相対的位置関係
から決定される各主回路配線インダクタンスは図７の場
合と全く同一となる。従って、細部の説明の重複は避け
るが、図７の場合と同様、各主回路配線インダクタンス
が大幅に低減される。
【００３５】実施の形態３．図１０はこの発明の実施の
形態３における電力変換装置で、その１相分の各構成部
品の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。先の図１のものと異なるのは、両スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２の端子の位置である。即ち、図１では、
右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ１、Ｃ２、Ｅ２の順
で各端子が一直線上に並んでいるのに対し、この図１０
では、右方から左方へ向かって、Ｅ１、Ｃ１、Ｅ２、Ｃ
２の順で各端子が一直線上に並んでいる。
形態３における電力変換装置で、その１相分の各構成部
品の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。先の図１のものと異なるのは、両スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２の端子の位置である。即ち、図１では、
右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ１、Ｃ２、Ｅ２の順
で各端子が一直線上に並んでいるのに対し、この図１０
では、右方から左方へ向かって、Ｅ１、Ｃ１、Ｅ２、Ｃ
２の順で各端子が一直線上に並んでいる。
【００３６】図１１は図１０の構成図に、電流および
電流のルートを描き加えたものである。即ち、太実線
で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ２のコ
レクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コンデンサ１０
の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路と復路とが
常に近接するように構成されている。また、太鎖線で示
す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ１のエミッ
タ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデンサ１０の正
極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往路と復路と
が常に近接するように構成されている。以上の結果、実
施の形態１の場合と同様、ターンオフサージ電圧に影響
を及ぼす主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ
１、Ｌ３が共に大幅に減少する訳である。
電流のルートを描き加えたものである。即ち、太実線
で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ２のコ
レクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コンデンサ１０
の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路と復路とが
常に近接するように構成されている。また、太鎖線で示
す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ１のエミッ
タ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデンサ１０の正
極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往路と復路と
が常に近接するように構成されている。以上の結果、実
施の形態１の場合と同様、ターンオフサージ電圧に影響
を及ぼす主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ
１、Ｌ３が共に大幅に減少する訳である。
【００３７】図１２は図１０、１１で示す各端子間の接
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１６は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。１６ａはスリットである。
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１６は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。１６ａはスリットである。
【００３８】１７は図示しない絶縁板を介してＰ配線板
１６の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
１７ａはスリットである。１８は図示しない絶縁板を介
してＮ配線板１７の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
１６の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
１７ａはスリットである。１８は図示しない絶縁板を介
してＮ配線板１７の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
【００３９】この場合も、、先の図７等で示したのと同
様、各配線板１６〜１８はそれぞれ大面積を有し、しか
もこれらが相互に平行にわずかの寸法を介して重ねて配
設された構造により先の電流の往復路および電流の
往復路が共に形成されているので、各主回路配線インダ
クタンスが大幅に低減され、ターンオフサージ電圧を小
さく抑えることが可能となり、スナバ回路が不必要とな
り、装置の小型化、低損失化、低価格化、また、部品点
数の削減から装置としての信頼性が向上する。
様、各配線板１６〜１８はそれぞれ大面積を有し、しか
もこれらが相互に平行にわずかの寸法を介して重ねて配
設された構造により先の電流の往復路および電流の
往復路が共に形成されているので、各主回路配線インダ
クタンスが大幅に低減され、ターンオフサージ電圧を小
さく抑えることが可能となり、スナバ回路が不必要とな
り、装置の小型化、低損失化、低価格化、また、部品点
数の削減から装置としての信頼性が向上する。
【００４０】実施の形態４．図１３はこの発明の実施の
形態４における電力変換装置で、その１相分の各構成機
器の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。この配置は、先の各形態例とは大幅に異なってい
る。即ち、両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の各端子
は一直線上に配置されているが、この直線の方向がコン
デンサ１０の端子Ｐ、Ｎを連ねる方向と直角となってい
る。そして、スイッチング素子ＳＷ１に対してスイッチ
ング素子ＳＷ２をコンデンサ１０に近づけて配置してい
る。なお、図１３（後述の図１４も同様）では、各スイ
ッチング素子内のＩＧＢＴ、フライホイールダイオード
の図示は省略している。
形態４における電力変換装置で、その１相分の各構成機
器の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。この配置は、先の各形態例とは大幅に異なってい
る。即ち、両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の各端子
は一直線上に配置されているが、この直線の方向がコン
デンサ１０の端子Ｐ、Ｎを連ねる方向と直角となってい
る。そして、スイッチング素子ＳＷ１に対してスイッチ
ング素子ＳＷ２をコンデンサ１０に近づけて配置してい
る。なお、図１３（後述の図１４も同様）では、各スイ
ッチング素子内のＩＧＢＴ、フライホイールダイオード
の図示は省略している。
【００４１】図１４は図１３の構成図に図３（ａ）の電
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、この場合も、実施の形態１の場合と同様、ター
ンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配線インダクタ
ンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大幅に減少する
訳である。
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、この場合も、実施の形態１の場合と同様、ター
ンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配線インダクタ
ンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大幅に減少する
訳である。
【００４２】図１５は図１３、１４で示す各端子間の接
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１９は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１９は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。
【００４３】２０は図示しない絶縁板を介してＰ配線板
１９の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２１は図示しない絶縁板を介してＮ配線板２０の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
１９の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２１は図示しない絶縁板を介してＮ配線板２０の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
【００４４】図１６は図１５の各配線板１９〜２１を使
用して組み立てた状態の側面図を示す。但し、この図１
６では、コンデンサ１０の形状を考慮して、各配線板お
よび絶縁板を途中で直角に曲げたものとし、装置全体の
外形の低減を図っている。
用して組み立てた状態の側面図を示す。但し、この図１
６では、コンデンサ１０の形状を考慮して、各配線板お
よび絶縁板を途中で直角に曲げたものとし、装置全体の
外形の低減を図っている。
【００４５】以上のように、この場合も、先の図７等で
示したのと同様、各配線板１９〜２１はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
示したのと同様、各配線板１９〜２１はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
【００４６】実施の形態５．図１７はこの発明の実施の
形態５における電力変換装置を示すもので、先の実施の
形態４の図１５に対応して、特にその配線板の平面図を
示すものである。図において、２２は最上段に配置され
たＮ配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状
の配線板である（同図（ａ））。
形態５における電力変換装置を示すもので、先の実施の
形態４の図１５に対応して、特にその配線板の平面図を
示すものである。図において、２２は最上段に配置され
たＮ配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状
の配線板である（同図（ａ））。
【００４７】２３は図示しない絶縁板を介してＮ配線板
２２の下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の
正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ
１とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２４は図示しない絶縁板を介してＰ配線板２３の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
２２の下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の
正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ
１とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２４は図示しない絶縁板を介してＰ配線板２３の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
【００４８】以上のように、この場合も先の図１５等で
示したのと同様、各配線板２２〜２４はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
示したのと同様、各配線板２２〜２４はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
【００４９】なお、上述各実施の形態では、いずれも単
相分で説明したが、３相等複数相の電力変換装置として
構成可能なことは勿論であり、また、各スイッチング素
子として１並列のＩＧＢＴモジュールを使用したものと
したが、２個以上の複数個並列接続したものを使用する
ようにしてもよい。また、スイッチング素子としては、
ＩＧＢＴに限らず、トランジスタ、インテリジェントパ
ワーモジュール、あるいはＦＥＴ、ＧＣＴ（Gate Comun
icated Thyristor）等種々のタイプのものを使用し得る
ことは当然である。
相分で説明したが、３相等複数相の電力変換装置として
構成可能なことは勿論であり、また、各スイッチング素
子として１並列のＩＧＢＴモジュールを使用したものと
したが、２個以上の複数個並列接続したものを使用する
ようにしてもよい。また、スイッチング素子としては、
ＩＧＢＴに限らず、トランジスタ、インテリジェントパ
ワーモジュール、あるいはＦＥＴ、ＧＣＴ（Gate Comun
icated Thyristor）等種々のタイプのものを使用し得る
ことは当然である。
【００５０】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係る電力変換
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記交流出力端子から上記第２のスイ
ッチング素子を経て上記直流電圧源の負極端子に至る第
１の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復路を
形成するように、かつ上記交流出力端子から上記第１の
スイッチング素子を経て上記直流電圧源の正極端子に至
る第２の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復
路を形成するように、上記各端子および各端子間の接続
手段を配設するようにしたので、主回路配線インダクタ
ンスの徹底した低減が実現し、スイッチング素子の転流
によりスイッチング素子に印加されるターンオフサージ
電圧が大幅に抑制される。
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記交流出力端子から上記第２のスイ
ッチング素子を経て上記直流電圧源の負極端子に至る第
１の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復路を
形成するように、かつ上記交流出力端子から上記第１の
スイッチング素子を経て上記直流電圧源の正極端子に至
る第２の電流路が、往路と復路とが互いに近接する往復
路を形成するように、上記各端子および各端子間の接続
手段を配設するようにしたので、主回路配線インダクタ
ンスの徹底した低減が実現し、スイッチング素子の転流
によりスイッチング素子に印加されるターンオフサージ
電圧が大幅に抑制される。
【００５１】また、請求項２に係る電力変換装置は、そ
の第１および第２のスイッチング素子の各端子がほぼ直
線上に位置するように上記第１および第２のスイッチン
グ素子を配置し、直流電圧源の両端子を連ねる方向が上
記直線の方向とほぼ平行となるように上記直流電圧源を
配置し、交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置したので、主回路配線インダクタンス低
減を確実に実現し得る機器配置が得られる。
の第１および第２のスイッチング素子の各端子がほぼ直
線上に位置するように上記第１および第２のスイッチン
グ素子を配置し、直流電圧源の両端子を連ねる方向が上
記直線の方向とほぼ平行となるように上記直流電圧源を
配置し、交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置したので、主回路配線インダクタンス低
減を確実に実現し得る機器配置が得られる。
【００５２】また、請求項３に係る電力変換装置は、そ
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチングの陽極端子から陰極端子そして第２のス
イッチング素子の陽極端子から陰極端子への向きと一致
するように、上記直流電圧源と第１および第２のスイッ
チング素子とを配置したので、主回路配線インダクタン
ス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチングの陽極端子から陰極端子そして第２のス
イッチング素子の陽極端子から陰極端子への向きと一致
するように、上記直流電圧源と第１および第２のスイッ
チング素子とを配置したので、主回路配線インダクタン
ス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
【００５３】また、請求項４に係る電力変換装置は、そ
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子そして第２
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子への向きと
一致するように、上記直流電圧源と第１および第２のス
イッチング素子とを配置したので、主回路配線インダク
タンス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子そして第２
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子への向きと
一致するように、上記直流電圧源と第１および第２のス
イッチング素子とを配置したので、主回路配線インダク
タンス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
【００５４】また、請求項５に係る電力変換装置は、そ
の第１および第２のスイッチング素子の各端子がほぼ直
線上に位置するように上記第１および第２のスイッチン
グ素子を配置し、直流電圧源の両端子を連ねる方向が上
記直線の方向とほぼ直角となるように上記直流電圧源を
配置し、交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置したので、主回路配線インダクタンス低
減を確実に実現し得る機器配置が得られる。
の第１および第２のスイッチング素子の各端子がほぼ直
線上に位置するように上記第１および第２のスイッチン
グ素子を配置し、直流電圧源の両端子を連ねる方向が上
記直線の方向とほぼ直角となるように上記直流電圧源を
配置し、交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置したので、主回路配線インダクタンス低
減を確実に実現し得る機器配置が得られる。
【００５５】また、請求項６に係る電力変換装置は、そ
の第２のスイッチング素子に対して第１のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
の第２のスイッチング素子に対して第１のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
【００５６】また、請求項７に係る電力変換装置は、そ
の第１のスイッチング素子に対して第２のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
の第１のスイッチング素子に対して第２のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
【００５７】また、請求項８に係る電力変換装置は、そ
の直流電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽
極端子との接続手段、上記直流電圧源の負極端子と第２
のスイッチング素子の陰極端子との接続手段、および上
記第１のスイッチング素子の陰極端子と上記第２のスイ
ッチング素子の陽極端子と交流出力端子との接続手段
を、絶縁板を介して互いに平行に重ねて配設された平板
状の配線板としたので、主回路配線インダクタンスが一
層低減する。
の直流電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽
極端子との接続手段、上記直流電圧源の負極端子と第２
のスイッチング素子の陰極端子との接続手段、および上
記第１のスイッチング素子の陰極端子と上記第２のスイ
ッチング素子の陽極端子と交流出力端子との接続手段
を、絶縁板を介して互いに平行に重ねて配設された平板
状の配線板としたので、主回路配線インダクタンスが一
層低減する。
【００５８】また、請求項９に係る電力変換装置は、請
求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたので、主回路配線インダクタンスを低減し
た複数相の電力変換装置を実現することができる。
求項１ないし８のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたので、主回路配線インダクタンスを低減し
た複数相の電力変換装置を実現することができる。
【図１】 この発明の実施の形態１における電力変換装
置の機器、端子配置および接続の構成を示す図である。
置の機器、端子配置および接続の構成を示す図である。
【図２】 図１を簡便化して示す回路図である。
【図３】 転流動作を説明するための図である。
【図４】 転流動作の各波形を示す図である。
【図５】 主回路配線インダクタンスを低減するための
原理を説明するための図である。
原理を説明するための図である。
【図６】 図１に電流、の通電路を描き加えた図で
ある。
ある。
【図７】 平板状の配線板を使用した場合の接続の構成
を示す平面図である。
を示す平面図である。
【図８】 平板状の配線板の組み合わせ状態を説明する
ための斜視図である。
ための斜視図である。
【図９】 この発明の実施の形態２における電力変換装
置を示す平面図である。
置を示す平面図である。
【図１０】 この発明の実施の形態３における電力変換
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
【図１１】 図１０に電流、の通電路を描き加えた
図である。
図である。
【図１２】 平板状の配線板を使用した場合の接続の構
成を示す平面図である。
成を示す平面図である。
【図１３】 この発明の実施の形態４における電力変換
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
【図１４】 図１３に電流、の通電路を描き加えた
図である。
図である。
【図１５】 平板状の配線板を使用した場合の接続の構
成を示す平面図である。
成を示す平面図である。
【図１６】 図１５の電力変換装置の側面から見た図で
ある。
ある。
【図１７】 この発明の実施の形態５における電力変換
装置を示す平面図である。
装置を示す平面図である。
【図１８】 ３相の電力変換装置の主回路構成を示す図
である。
である。
１（ＳＷ１），２（ＳＷ２） スイッチング素子、１
Ａ，２Ａ ＩＧＢＴ、１Ｂ，２Ｂ フライホイールダイ
オード、Ｃ１，Ｃ２ コレクタ端子、Ｅ１，Ｅ２ エミ
ッタ端子、７（ＡＣ） 交流出力端子、１０ コンデン
サ、Ｐ 正極端子、Ｎ 負極端子、１１，１７，２０，
２２ Ｎ配線板、１２，１６，１９，２３ Ｐ配線板、
１３，１８，２１，２４ ＡＣ配線板、１４，１５ 絶
縁板。
Ａ，２Ａ ＩＧＢＴ、１Ｂ，２Ｂ フライホイールダイ
オード、Ｃ１，Ｃ２ コレクタ端子、Ｅ１，Ｅ２ エミ
ッタ端子、７（ＡＣ） 交流出力端子、１０ コンデン
サ、Ｐ 正極端子、Ｎ 負極端子、１１，１７，２０，
２２ Ｎ配線板、１２，１６，１９，２３ Ｐ配線板、
１３，１８，２１，２４ ＡＣ配線板、１４，１５ 絶
縁板。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年８月６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 電力変換装置
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直流と２レベル
交流との間で電力変換を行う２レベルインバータや２レ
ベルコンバータの電力変換装置に係り、特にその内部の
インダクタンスの低減技術に関するものである。
交流との間で電力変換を行う２レベルインバータや２レ
ベルコンバータの電力変換装置に係り、特にその内部の
インダクタンスの低減技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１８は例えば特開平６−２２５５４５
号公報に記載された電力変換装置で、直流電力を３相交
流電力に変換する２レベル電力変換装置の主回路を示
す。図において、１０は直流電圧源であるコンデンサ、
１〜６はブリッジに結線されたスイッチング素子ＳＷ１
〜ＳＷ６で、それぞれＩＧＢＴ１Ａ〜６Ａとこれに逆並
列接続されたフライホイールダイオード１Ｂ〜６Ｂとか
ら構成されている。７〜９は交流出力端子である。
号公報に記載された電力変換装置で、直流電力を３相交
流電力に変換する２レベル電力変換装置の主回路を示
す。図において、１０は直流電圧源であるコンデンサ、
１〜６はブリッジに結線されたスイッチング素子ＳＷ１
〜ＳＷ６で、それぞれＩＧＢＴ１Ａ〜６Ａとこれに逆並
列接続されたフライホイールダイオード１Ｂ〜６Ｂとか
ら構成されている。７〜９は交流出力端子である。
【０００３】この種電力変換装置の一般的な回路動作に
ついては周知であるので、その説明は省略するが、特に
各スイッチング素子のターンオフ動作に伴う電流変化割
合ｄｉ／ｄｔと回路配線に存在するインダクタンスとの
積により発生する誘起電圧が問題となる。即ち、これら
誘起電圧がスイッチング素子の耐圧を脅かすことになる
からである。この対策として通常はいわゆるスナバ回路
を設けて、回路のインダクタンスにより発生する電磁エ
ネルギーをこのスナバ回路で消費させる方法が採用され
る。この場合、インダクタンスが大きいと、スナバ回路
を構成するコンデンサの容量が増大して装置が大形化し
損失が増大する等の弊害が生じる。
ついては周知であるので、その説明は省略するが、特に
各スイッチング素子のターンオフ動作に伴う電流変化割
合ｄｉ／ｄｔと回路配線に存在するインダクタンスとの
積により発生する誘起電圧が問題となる。即ち、これら
誘起電圧がスイッチング素子の耐圧を脅かすことになる
からである。この対策として通常はいわゆるスナバ回路
を設けて、回路のインダクタンスにより発生する電磁エ
ネルギーをこのスナバ回路で消費させる方法が採用され
る。この場合、インダクタンスが大きいと、スナバ回路
を構成するコンデンサの容量が増大して装置が大形化し
損失が増大する等の弊害が生じる。
【０００４】これに対し上掲文献は、回路配線のインダ
クタンス、特に、コンデンサ１０の正極端子とスイッチ
ング素子ＳＷ１の陽極端子との間を接続する配線のイン
ダクタンスＬｓａとコンデンサ１０の負極端子とスイッ
チング素子ＳＷ２の陰極端子との間を接続する配線のイ
ンダクタンスＬｓｂとに着目し、この部分の配線を一対
の導板とその間に挿設された高誘電率材の間隔板とで構
成することにより、そのインダクタンスの低減を図って
いる。
クタンス、特に、コンデンサ１０の正極端子とスイッチ
ング素子ＳＷ１の陽極端子との間を接続する配線のイン
ダクタンスＬｓａとコンデンサ１０の負極端子とスイッ
チング素子ＳＷ２の陰極端子との間を接続する配線のイ
ンダクタンスＬｓｂとに着目し、この部分の配線を一対
の導板とその間に挿設された高誘電率材の間隔板とで構
成することにより、そのインダクタンスの低減を図って
いる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置に
おけるインダクタンスの低減は以上のようになされてい
るので、スイッチング素子の大容量化やスイッチング周
波数の増大等が要請された場合には、必ずしも十分な効
果が得られなかった。即ち、詳しくは後述するが、スイ
ッチング素子自体を含め直流電圧源の正極端子Ｐから負
極端子Ｎに至る全電流路を対象としてとらえてそのイン
ダクタンスを最小とする構成を検討する必要がある。
おけるインダクタンスの低減は以上のようになされてい
るので、スイッチング素子の大容量化やスイッチング周
波数の増大等が要請された場合には、必ずしも十分な効
果が得られなかった。即ち、詳しくは後述するが、スイ
ッチング素子自体を含め直流電圧源の正極端子Ｐから負
極端子Ｎに至る全電流路を対象としてとらえてそのイン
ダクタンスを最小とする構成を検討する必要がある。
【０００６】この発明は以上のような観点からなされた
もので、回路配線のインダクタンスの徹底した低減が可
能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
もので、回路配線のインダクタンスの徹底した低減が可
能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、上記直流電圧源の
両端子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となる
ように、かつ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上
記第１および第２のスイッチング素子の上記直線の方向
の中間位置に略一致するように上記直流電圧源を配置
し、上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置し、上記直流電圧源およびスイッチング
素子の全端子を覆う矩形の平板状導体からなり上記直流
電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子
とを接続するＰ配線板、このＰ配線板と同一外形の導体
からなり絶縁板を介して直接上記Ｐ配線板と対向して平
行に配設され上記直流電圧源の負極端子と第２のスイッ
チング素子の陰極端子とを接続するＮ配線板、および平
板状の導体からなり絶縁板を介して上記Ｐ配線板または
Ｎ配線板と平行に配設され上記第１のスイッチング素子
の陰極端子と上記第２のスイッチング素子の陽極端子と
上記交流出力端子とを接続するＡＣ配線板を備え、上記
Ｐ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素子との中
間位置であって上記直線の方向に上記第１のスイッチン
グ素子側端から中央手前まで延在するスリットを形成
し、上記Ｎ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素
子との中間位置であって上記直線の方向に上記第２のス
イッチング素子側端から中央手前まで延在するスリット
を形成したものである。
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、上記直流電圧源の
両端子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となる
ように、かつ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上
記第１および第２のスイッチング素子の上記直線の方向
の中間位置に略一致するように上記直流電圧源を配置
し、上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置し、上記直流電圧源およびスイッチング
素子の全端子を覆う矩形の平板状導体からなり上記直流
電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子
とを接続するＰ配線板、このＰ配線板と同一外形の導体
からなり絶縁板を介して直接上記Ｐ配線板と対向して平
行に配設され上記直流電圧源の負極端子と第２のスイッ
チング素子の陰極端子とを接続するＮ配線板、および平
板状の導体からなり絶縁板を介して上記Ｐ配線板または
Ｎ配線板と平行に配設され上記第１のスイッチング素子
の陰極端子と上記第２のスイッチング素子の陽極端子と
上記交流出力端子とを接続するＡＣ配線板を備え、上記
Ｐ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素子との中
間位置であって上記直線の方向に上記第１のスイッチン
グ素子側端から中央手前まで延在するスリットを形成
し、上記Ｎ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素
子との中間位置であって上記直線の方向に上記第２のス
イッチング素子側端から中央手前まで延在するスリット
を形成したものである。
【０００８】また、請求項２に係る電力変換装置は、請
求項１において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチングの陽極端子から陰極
端子そして第２のスイッチング素子の陽極端子から陰極
端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と第１
および第２のスイッチング素子とを配置したものであ
る。
求項１において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチングの陽極端子から陰極
端子そして第２のスイッチング素子の陽極端子から陰極
端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と第１
および第２のスイッチング素子とを配置したものであ
る。
【０００９】また、請求項３に係る電力変換装置は、請
求項１において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子そして第２のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と
第１および第２のスイッチング素子とを配置したもので
ある。
求項１において、その直流電圧源の正極端子から負極端
子への向きが、第１のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子そして第２のスイッチング素子の陰極端子から
陽極端子への向きと一致するように、上記直流電圧源と
第１および第２のスイッチング素子とを配置したもので
ある。
【００１０】また、請求項４に係る電力変換装置は、正
極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽極端子が上
記直流電圧源の正極端子に接続された第１のスイッチン
グ素子、陽極端子が上記第１のスイッチング素子の陰極
端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の負極端子に
接続された第２のスイッチング素子、および上記第１の
スイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点
から導出された交流出力端子を備えた電力変換装置にお
いて、上記第１および第２のスイッチング素子の各端子
がほぼ直線上に位置するように上記第１および第２のス
イッチング素子を配置し、上記直流電圧源の両端子を連
ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるように、か
つ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上記直線のほ
ぼ延長線上に位置するように上記直流電圧源を配置し、
上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ中間
位置に配置し、平板状の導体からなり上記直流電圧源の
正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子とを接続
するＰ配線板、平板状の導体からなり絶縁板を介して直
接上記Ｐ配線板と対向して平行に配設され上記直流電圧
源の負極端子と第２のスイッチング素子の陰極端子とを
接続するＮ配線板、および平板状の導体からなり絶縁板
を介して上記Ｐ配線板またはＮ配線板と平行に配設され
上記第１のスイッチング素子の陰極端子と上記第２のス
イッチング素子の陽極端子と上記交流出力端子とを接続
するＡＣ配線板を備えたものである。
極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽極端子が上
記直流電圧源の正極端子に接続された第１のスイッチン
グ素子、陽極端子が上記第１のスイッチング素子の陰極
端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の負極端子に
接続された第２のスイッチング素子、および上記第１の
スイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点
から導出された交流出力端子を備えた電力変換装置にお
いて、上記第１および第２のスイッチング素子の各端子
がほぼ直線上に位置するように上記第１および第２のス
イッチング素子を配置し、上記直流電圧源の両端子を連
ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるように、か
つ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上記直線のほ
ぼ延長線上に位置するように上記直流電圧源を配置し、
上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ中間
位置に配置し、平板状の導体からなり上記直流電圧源の
正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子とを接続
するＰ配線板、平板状の導体からなり絶縁板を介して直
接上記Ｐ配線板と対向して平行に配設され上記直流電圧
源の負極端子と第２のスイッチング素子の陰極端子とを
接続するＮ配線板、および平板状の導体からなり絶縁板
を介して上記Ｐ配線板またはＮ配線板と平行に配設され
上記第１のスイッチング素子の陰極端子と上記第２のス
イッチング素子の陽極端子と上記交流出力端子とを接続
するＡＣ配線板を備えたものである。
【００１１】また、請求項５に係る電力変換装置は、請
求項４において、その第２のスイッチング素子に対して
第１のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
求項４において、その第２のスイッチング素子に対して
第１のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
【００１２】また、請求項６に係る電力変換装置は、請
求項４において、その第１のスイッチング素子に対して
第２のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
求項４において、その第１のスイッチング素子に対して
第２のスイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置し
たものである。
【００１３】また、請求項７に係る電力変換装置は、請
求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたものである。
求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の
実施の形態１における電力変換装置で、その１相分の各
構成部品の配置、その端子位置および接続要領を示すも
のである。図において、１はスイッチング素子ＳＷ１
で、ＩＧＢＴ１Ａとこれに逆並列接続されたフライホイ
ールダイオード１Ｂとからなり、Ｃ１はスイッチング素
子ＳＷ１の陽極端子であるコレクタ端子、Ｅ１は陰極端
子であるエミッタ端子である。２はスイッチング素子Ｓ
Ｗ２で、ＩＧＢＴ２Ａとフライホイールダイオード２Ｂ
とからなり、Ｃ２はスイッチング素子ＳＷ２の陽極端子
であるコレクタ端子、Ｅ２は陰極端子であるエミッタ端
子である。そして、スイッチング素子１および２は、両
者の各端子が図中右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ
１、Ｃ２、Ｅ２の順で一直線上に位置するように配置さ
れている。
実施の形態１における電力変換装置で、その１相分の各
構成部品の配置、その端子位置および接続要領を示すも
のである。図において、１はスイッチング素子ＳＷ１
で、ＩＧＢＴ１Ａとこれに逆並列接続されたフライホイ
ールダイオード１Ｂとからなり、Ｃ１はスイッチング素
子ＳＷ１の陽極端子であるコレクタ端子、Ｅ１は陰極端
子であるエミッタ端子である。２はスイッチング素子Ｓ
Ｗ２で、ＩＧＢＴ２Ａとフライホイールダイオード２Ｂ
とからなり、Ｃ２はスイッチング素子ＳＷ２の陽極端子
であるコレクタ端子、Ｅ２は陰極端子であるエミッタ端
子である。そして、スイッチング素子１および２は、両
者の各端子が図中右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ
１、Ｃ２、Ｅ２の順で一直線上に位置するように配置さ
れている。
【００１５】１０は直流電圧源であるコンデンサで、Ｐ
は正極端子、Ｎは負極端子である。そして、正極端子Ｐ
と負極端子Ｎを連ねる方向が、上述した各端子Ｃ１〜Ｅ
２の連ねる方向と平行となるよう、スイッチング素子
１、２およびコンデンサ１０の相対的配置が決められて
いる。このように、この発明では配線インダクタンスの
一層の低減を図るため、各構成部品の相対的位置は勿
論、各端子位置についても特定する。以下に、これらの
配置を採用する根拠を示すため、先ず、この種電力変換
装置の代表的な転流動作について詳細に説明する。
は正極端子、Ｎは負極端子である。そして、正極端子Ｐ
と負極端子Ｎを連ねる方向が、上述した各端子Ｃ１〜Ｅ
２の連ねる方向と平行となるよう、スイッチング素子
１、２およびコンデンサ１０の相対的配置が決められて
いる。このように、この発明では配線インダクタンスの
一層の低減を図るため、各構成部品の相対的位置は勿
論、各端子位置についても特定する。以下に、これらの
配置を採用する根拠を示すため、先ず、この種電力変換
装置の代表的な転流動作について詳細に説明する。
【００１６】図２は、以下の説明の便宜上、図１を通例
の接続図の形に表したものである。次に、この図２を基
に描いた図３により、代表的な転流動作について説明す
る。先ず、図３（ａ）はスイッチング素子ＳＷ２がオ
ン、スイッチング素子ＳＷ１がオフの状態からスイッチ
ング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ２Ａがターンオフするときの
転流動作を示す。
の接続図の形に表したものである。次に、この図２を基
に描いた図３により、代表的な転流動作について説明す
る。先ず、図３（ａ）はスイッチング素子ＳＷ２がオ
ン、スイッチング素子ＳＷ１がオフの状態からスイッチ
ング素子ＳＷ２のＩＧＢＴ２Ａがターンオフするときの
転流動作を示す。
【００１７】即ち、ＩＧＢＴ２Ａがオンで、電流がコ
ンデンサ１０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７
→ＩＧＢＴ２Ａ→コンデンサ１０の負極端子Ｎのルート
で流れている状態から、ＩＧＢＴ２Ａがターンオフ動作
を開始すると、負荷ＬＬの電流は一定の値を保ちなが
ら、電流は先の電流から電流、即ち、コンデンサ１
０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７→フライホ
イールダイオード１Ｂ→コンデンサ１０の正極端子Ｐの
ルートの電流に転流する。このときのスイッチング素子
ＳＷ２の電圧ＶＳＷ２と電流、電流の波形を図４に
示す。
ンデンサ１０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７
→ＩＧＢＴ２Ａ→コンデンサ１０の負極端子Ｎのルート
で流れている状態から、ＩＧＢＴ２Ａがターンオフ動作
を開始すると、負荷ＬＬの電流は一定の値を保ちなが
ら、電流は先の電流から電流、即ち、コンデンサ１
０の正極端子Ｐ→負荷ＬＬ→交流出力端子７→フライホ
イールダイオード１Ｂ→コンデンサ１０の正極端子Ｐの
ルートの電流に転流する。このときのスイッチング素子
ＳＷ２の電圧ＶＳＷ２と電流、電流の波形を図４に
示す。
【００１８】この転流時、電流はＩＧＢＴ２Ａによっ
て決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによって減少し、
主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４には上記ｄｉ／ｄ
ｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ２＝Ｌ２
・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／ｄｔの誘起電圧が
発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ２はコ
ンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２の
エミッタ端子Ｅ２との間に存在するインダクタンスを想
定したもの、主回路配線インダクタンスＬ４はスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２と交流出力端子７
（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交流出
力端子７より手前に位置するときは当該スイッチング素
子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するインダク
タンスを想定したものである。
て決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによって減少し、
主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４には上記ｄｉ／ｄ
ｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ２＝Ｌ２
・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／ｄｔの誘起電圧が
発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ２はコ
ンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２の
エミッタ端子Ｅ２との間に存在するインダクタンスを想
定したもの、主回路配線インダクタンスＬ４はスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２と交流出力端子７
（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交流出
力端子７より手前に位置するときは当該スイッチング素
子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するインダク
タンスを想定したものである。
【００１９】一方、フライホイールダイオード１Ｂを介
して流れる電流は同ｄｉ／ｄｔによって逆に電流が増
加し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上記ｄ
ｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ１
＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの誘起
電圧が発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ
１はコンデンサ１０の正極端子Ｐとスイッチング素子Ｓ
Ｗ１のコレクタ端子Ｃ１との間に存在するインダクタン
スを想定したもの、主回路配線インダクタンスＬ３はス
イッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１と交流出力端
子７（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交
流出力端子７より手前に位置するときは当該スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するイン
ダクタンスを想定したものである。
して流れる電流は同ｄｉ／ｄｔによって逆に電流が増
加し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上記ｄ
ｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶＬ１
＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの誘起
電圧が発生する。ここで、主回路配線インダクタンスＬ
１はコンデンサ１０の正極端子Ｐとスイッチング素子Ｓ
Ｗ１のコレクタ端子Ｃ１との間に存在するインダクタン
スを想定したもの、主回路配線インダクタンスＬ３はス
イッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１と交流出力端
子７（両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点が交
流出力端子７より手前に位置するときは当該スイッチン
グ素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点）との間に存在するイン
ダクタンスを想定したものである。
【００２０】以上の結果、スイッチング素子ＳＷ２のタ
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ２がターンオフサー
ジ電圧として印加される。
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ２がターンオフサー
ジ電圧として印加される。
【００２１】次に、スイッチング素子ＳＷ１のターンオ
フ時の動作を図３（ｂ）を参照して説明する。ＩＧＢＴ
１Ａがオンで、電流がコンデンサ１０の正極端子Ｐ→
ＩＧＢＴ１Ａ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートで流れている状態から、ＩＧ
ＢＴ１Ａがターンオフ動作を開始すると、負荷ＬＬの電
流は一定の値を保ちながら、電流は電流から電流、
即ち、コンデンサ１０の負極端子Ｎ→フライホイールダ
イオード２Ｂ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートの電流に転流する。このとき
のスイッチング素子ＳＷ１の電圧ＶＳＷ１と電流、電
流の波形は先にスイッチング素子ＳＷ２で説明した図
４と同様となる。
フ時の動作を図３（ｂ）を参照して説明する。ＩＧＢＴ
１Ａがオンで、電流がコンデンサ１０の正極端子Ｐ→
ＩＧＢＴ１Ａ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートで流れている状態から、ＩＧ
ＢＴ１Ａがターンオフ動作を開始すると、負荷ＬＬの電
流は一定の値を保ちながら、電流は電流から電流、
即ち、コンデンサ１０の負極端子Ｎ→フライホイールダ
イオード２Ｂ→交流出力端子７→負荷ＬＬ→コンデンサ
１０の負極端子Ｎのルートの電流に転流する。このとき
のスイッチング素子ＳＷ１の電圧ＶＳＷ１と電流、電
流の波形は先にスイッチング素子ＳＷ２で説明した図
４と同様となる。
【００２２】そして、この転流時、電流は、ＩＧＢＴ
１Ａによって決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによっ
て減少し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上
記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶ
Ｌ１＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの
誘起電圧が発生する。一方、フライホイールダイオード
２Ｂを介して流れる電流は、同ｄｉ／ｄｔによって逆
に電流が増加し、主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４
には上記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向
きにＶＬ２＝Ｌ２・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／
ｄｔの誘起電圧が発生する。
１Ａによって決定される電流変化割合ｄｉ／ｄｔによっ
て減少し、主回路配線インダクタンスＬ１、Ｌ３には上
記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向きにＶ
Ｌ１＝Ｌ１・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ３＝Ｌ３・ｄｉ／ｄｔの
誘起電圧が発生する。一方、フライホイールダイオード
２Ｂを介して流れる電流は、同ｄｉ／ｄｔによって逆
に電流が増加し、主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４
には上記ｄｉ／ｄｔによってそれぞれ図中矢印に示す向
きにＶＬ２＝Ｌ２・ｄｉ／ｄｔ、ＶＬ４＝Ｌ４・ｄｉ／
ｄｔの誘起電圧が発生する。
【００２３】以上の結果、スイッチング素子ＳＷ１のタ
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ１がターンオフサー
ジ電圧として印加される。以上の説明から判るように、
図３（ａ）と（ｂ）の転流動作は対称の内容となってお
り、以下のインダクタンスの低減策は、便宜上、図３
（ａ）、即ち、スイッチング素子ＳＷ２のターンオフ時
の動作を対象として説明するものとする。従って、以下
で登場する電流、電流は図３（ａ）で記載している
ものとする。
ーンオフ時には、コンデンサ１０の電圧Ｅ＋ＶＬ１＋Ｖ
Ｌ２＋ＶＬ３＋ＶＬ４の電圧ＶＳＷ１がターンオフサー
ジ電圧として印加される。以上の説明から判るように、
図３（ａ）と（ｂ）の転流動作は対称の内容となってお
り、以下のインダクタンスの低減策は、便宜上、図３
（ａ）、即ち、スイッチング素子ＳＷ２のターンオフ時
の動作を対象として説明するものとする。従って、以下
で登場する電流、電流は図３（ａ）で記載している
ものとする。
【００２４】ところで、主回路配線インダクタンスは、
配線の長さ、およびこの配線に電流が流れたとき、いわ
ゆる右ねじの法則によって発生する磁界の大きさに影響
される。従って、主回路配線インダクタンスを低減する
ためには、配線長を短くするだけでは足らず、電流が流
れることによって発生する磁界を小さくすることが重要
となる。
配線の長さ、およびこの配線に電流が流れたとき、いわ
ゆる右ねじの法則によって発生する磁界の大きさに影響
される。従って、主回路配線インダクタンスを低減する
ためには、配線長を短くするだけでは足らず、電流が流
れることによって発生する磁界を小さくすることが重要
となる。
【００２５】図５は、例えば電流について、この通電
路に発生する主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４を低
減するための原理を説明するものである。即ち、電流
の流路を往路と復路とからなる往復路で形成し、かつ、
この往路と復路との距離Ｄを極力小さくする。図５に示
すように、往路電流によって生じる磁界と復路電流によ
って生じる磁界とはその方向が逆となるので、上記距離
Ｄを小さくすることにより、両磁界が互いに相殺される
成分が増大し、結果として主回路配線インダクタンスの
インダクタンスが大幅に低減する訳である。
路に発生する主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４を低
減するための原理を説明するものである。即ち、電流
の流路を往路と復路とからなる往復路で形成し、かつ、
この往路と復路との距離Ｄを極力小さくする。図５に示
すように、往路電流によって生じる磁界と復路電流によ
って生じる磁界とはその方向が逆となるので、上記距離
Ｄを小さくすることにより、両磁界が互いに相殺される
成分が増大し、結果として主回路配線インダクタンスの
インダクタンスが大幅に低減する訳である。
【００２６】ここで、上記往復路として対象とする範囲
は、図３（ａ）から、電流については、交流出力端子
７→スイッチング素子ＳＷ２→コンデンサ１０の負極端
子Ｎ、電流については、交流出力端子７→スイッチン
グ素子ＳＷ１→コンデンサ１０の正極端子Ｐを設定すれ
ば十分である。
は、図３（ａ）から、電流については、交流出力端子
７→スイッチング素子ＳＷ２→コンデンサ１０の負極端
子Ｎ、電流については、交流出力端子７→スイッチン
グ素子ＳＷ１→コンデンサ１０の正極端子Ｐを設定すれ
ば十分である。
【００２７】図６は、先の図１の構成図に、上述した電
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、ターンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配
線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大
幅に減少する。
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、ターンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配
線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大
幅に減少する。
【００２８】図７、図８は、各端子間の接続手段として
平板状の配線板を採用することにより、主回路配線イン
ダクタンスの一層の低減を図ったもので、図７はその平
面図、図８はその組み合わせ状態を説明するための斜視
図である。
平板状の配線板を採用することにより、主回路配線イン
ダクタンスの一層の低減を図ったもので、図７はその平
面図、図８はその組み合わせ状態を説明するための斜視
図である。
【００２９】図において、１１は最上段に配置されたＮ
配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング
素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状の配
線板である。なお、このＮ配線板１１とスイッチング素
子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との接続は、例えば、スイ
ッチング素子ＳＷ２に設けられたスタッドネジをＮ配線
板１１まで貫通させナットで締め付けることにより行
う。このため、Ｎ配線板１１より下段に位置するＰ配線
板１２等には、このスタッドネジと電気的絶縁を確保す
るため、図に示すような、必要な径の開孔を設けてい
る。また、図７（ａ）中、１１ａで示すのは、Ｎ配線板
１１の一部に形成されたスリットで、コンデンサ１０の
負極端子ＮとＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との間の電流路
を極力Ｎ配線板１１の中央部分へ導いて先に説明した往
路復路間の実質的な距離の一層の短縮を図るためのもの
である。
配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチング
素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状の配
線板である。なお、このＮ配線板１１とスイッチング素
子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との接続は、例えば、スイ
ッチング素子ＳＷ２に設けられたスタッドネジをＮ配線
板１１まで貫通させナットで締め付けることにより行
う。このため、Ｎ配線板１１より下段に位置するＰ配線
板１２等には、このスタッドネジと電気的絶縁を確保す
るため、図に示すような、必要な径の開孔を設けてい
る。また、図７（ａ）中、１１ａで示すのは、Ｎ配線板
１１の一部に形成されたスリットで、コンデンサ１０の
負極端子ＮとＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２との間の電流路
を極力Ｎ配線板１１の中央部分へ導いて先に説明した往
路復路間の実質的な距離の一層の短縮を図るためのもの
である。
【００３０】１２は絶縁板１４を介してＮ配線板１１の
下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の正極端
子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１とを
接続する平板状の配線板である。なお、１２ａは既述し
たスリット１１ａと同じ目的のためにＰ配線板１２の一
部に形成されたスリットである。１３は絶縁板１５を介
してＰ配線板１２の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の正極端
子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ１とを
接続する平板状の配線板である。なお、１２ａは既述し
たスリット１１ａと同じ目的のためにＰ配線板１２の一
部に形成されたスリットである。１３は絶縁板１５を介
してＰ配線板１２の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
【００３１】以上のように、各配線板１１〜１３はそれ
ぞれ大面積を有し、しかもこれらが相互に平行にわずか
の寸法を介して重ねて配設された構造により先の電流
の往復路および電流の往復路が共に形成されているの
で、各主回路配線インダクタンスが大幅に低減され、タ
ーンオフサージ電圧を小さく抑えることが可能となり、
スナバ回路が不必要となり、装置の小型化、低損失化、
低価格化、また、部品点数の削減から装置としての信頼
性が向上する。
ぞれ大面積を有し、しかもこれらが相互に平行にわずか
の寸法を介して重ねて配設された構造により先の電流
の往復路および電流の往復路が共に形成されているの
で、各主回路配線インダクタンスが大幅に低減され、タ
ーンオフサージ電圧を小さく抑えることが可能となり、
スナバ回路が不必要となり、装置の小型化、低損失化、
低価格化、また、部品点数の削減から装置としての信頼
性が向上する。
【００３２】実施の形態２．図９はこの発明の実施の形
態２における電力変換装置を示すもので、先の実施の形
態１の図７に対応して、特にその各配線板１１、１２、
１３の平面図を示すものである。図７の構造との差は、
図中左右方向の配列をすべて反対にしたことである。従
って、各端子間の接続構造も図７に対してすべて左右対
称となり、これら接続構造、接続配置の相対的位置関係
から決定される各主回路配線インダクタンスは図７の場
合と全く同一となる。従って、細部の説明の重複は避け
るが、図７の場合と同様、各主回路配線インダクタンス
が大幅に低減される。
態２における電力変換装置を示すもので、先の実施の形
態１の図７に対応して、特にその各配線板１１、１２、
１３の平面図を示すものである。図７の構造との差は、
図中左右方向の配列をすべて反対にしたことである。従
って、各端子間の接続構造も図７に対してすべて左右対
称となり、これら接続構造、接続配置の相対的位置関係
から決定される各主回路配線インダクタンスは図７の場
合と全く同一となる。従って、細部の説明の重複は避け
るが、図７の場合と同様、各主回路配線インダクタンス
が大幅に低減される。
【００３３】実施の形態３．図１０はこの発明の実施の
形態３における電力変換装置で、その１相分の各構成部
品の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。先の図１のものと異なるのは、両スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２の端子の位置である。即ち、図１では、
右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ１、Ｃ２、Ｅ２の順
で各端子が一直線上に並んでいるのに対し、この図１０
では、右方から左方へ向かって、Ｅ１、Ｃ１、Ｅ２、Ｃ
２の順で各端子が一直線上に並んでいる。
形態３における電力変換装置で、その１相分の各構成部
品の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。先の図１のものと異なるのは、両スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２の端子の位置である。即ち、図１では、
右方から左方へ向かって、Ｃ１、Ｅ１、Ｃ２、Ｅ２の順
で各端子が一直線上に並んでいるのに対し、この図１０
では、右方から左方へ向かって、Ｅ１、Ｃ１、Ｅ２、Ｃ
２の順で各端子が一直線上に並んでいる。
【００３４】図１１は図１０の構成図に、電流および
電流のルートを描き加えたものである。即ち、太実線
で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ２のコ
レクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コンデンサ１０
の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路と復路とが
常に近接するように構成されている。また、太鎖線で示
す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ１のエミッ
タ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデンサ１０の正
極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往路と復路と
が常に近接するように構成されている。以上の結果、実
施の形態１の場合と同様、ターンオフサージ電圧に影響
を及ぼす主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ
１、Ｌ３が共に大幅に減少する訳である。
電流のルートを描き加えたものである。即ち、太実線
で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ２のコ
レクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コンデンサ１０
の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路と復路とが
常に近接するように構成されている。また、太鎖線で示
す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ１のエミッ
タ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデンサ１０の正
極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往路と復路と
が常に近接するように構成されている。以上の結果、実
施の形態１の場合と同様、ターンオフサージ電圧に影響
を及ぼす主回路配線インダクタンスＬ２、Ｌ４およびＬ
１、Ｌ３が共に大幅に減少する訳である。
【００３５】図１２は図１０、１１で示す各端子間の接
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１６は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。１６ａはスリットである。
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１６は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。１６ａはスリットである。
【００３６】１７は図示しない絶縁板を介してＰ配線板
１６の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
１７ａはスリットである。１８は図示しない絶縁板を介
してＮ配線板１７の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
１６の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
１７ａはスリットである。１８は図示しない絶縁板を介
してＮ配線板１７の下方に配置されたＡＣ配線板で、交
流出力端子７とスイッチング素子ＳＷ１のエミッタ端子
Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２とを接続する平板状の
配線板である。
【００３７】この場合も、、先の図７等で示したのと同
様、各配線板１６〜１８はそれぞれ大面積を有し、しか
もこれらが相互に平行にわずかの寸法を介して重ねて配
設された構造により先の電流の往復路および電流の
往復路が共に形成されているので、各主回路配線インダ
クタンスが大幅に低減され、ターンオフサージ電圧を小
さく抑えることが可能となり、スナバ回路が不必要とな
り、装置の小型化、低損失化、低価格化、また、部品点
数の削減から装置としての信頼性が向上する。
様、各配線板１６〜１８はそれぞれ大面積を有し、しか
もこれらが相互に平行にわずかの寸法を介して重ねて配
設された構造により先の電流の往復路および電流の
往復路が共に形成されているので、各主回路配線インダ
クタンスが大幅に低減され、ターンオフサージ電圧を小
さく抑えることが可能となり、スナバ回路が不必要とな
り、装置の小型化、低損失化、低価格化、また、部品点
数の削減から装置としての信頼性が向上する。
【００３８】実施の形態４．図１３はこの発明の実施の
形態４における電力変換装置で、その１相分の各構成機
器の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。この配置は、先の各形態例とは大幅に異なってい
る。即ち、両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の各端子
は一直線上に配置されているが、この直線の方向がコン
デンサ１０の端子Ｐ、Ｎを連ねる方向と直角となってい
る。そして、スイッチング素子ＳＷ１に対してスイッチ
ング素子ＳＷ２をコンデンサ１０に近づけて配置してい
る。なお、図１３（後述の図１４も同様）では、各スイ
ッチング素子内のＩＧＢＴ、フライホイールダイオード
の図示は省略している。
形態４における電力変換装置で、その１相分の各構成機
器の配置、その端子位置および接続要領を示すものであ
る。この配置は、先の各形態例とは大幅に異なってい
る。即ち、両スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の各端子
は一直線上に配置されているが、この直線の方向がコン
デンサ１０の端子Ｐ、Ｎを連ねる方向と直角となってい
る。そして、スイッチング素子ＳＷ１に対してスイッチ
ング素子ＳＷ２をコンデンサ１０に近づけて配置してい
る。なお、図１３（後述の図１４も同様）では、各スイ
ッチング素子内のＩＧＢＴ、フライホイールダイオード
の図示は省略している。
【００３９】図１４は図１３の構成図に図３（ａ）の電
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、この場合も、実施の形態１の場合と同様、ター
ンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配線インダクタ
ンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大幅に減少する
訳である。
流および電流のルートを描き加えたものである。即
ち、太実線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→
ＳＷ２のコレクタ端子Ｃ２→同エミッタ端子Ｅ２→コン
デンサ１０の負極端子Ｎのルートで形成され、その往路
と復路とが常に近接するように構成されている。また、
太鎖線で示す電流の往復路は、交流出力端子７→ＳＷ
１のエミッタ端子Ｅ１→同コレクタ端子Ｃ１→コンデン
サ１０の正極端子Ｐのルートで形成され、同じくその往
路と復路とが常に近接するように構成されている。以上
の結果、この場合も、実施の形態１の場合と同様、ター
ンオフサージ電圧に影響を及ぼす主回路配線インダクタ
ンスＬ２、Ｌ４およびＬ１、Ｌ３が共に大幅に減少する
訳である。
【００４０】図１５は図１３、１４で示す各端子間の接
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１９は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。
続手段として平板状の配線板を採用することにより、主
回路配線インダクタンスの一層の低減を図ったもので、
実施の形態１の図７に対応するものである。図におい
て、１９は最上段に配置されたＰ配線板で、コンデンサ
１０の正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ
端子Ｃ１とを接続する平板状の配線板である（同図
（ａ））。
【００４１】２０は図示しない絶縁板を介してＰ配線板
１９の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２１は図示しない絶縁板を介してＮ配線板２０の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
１９の下方に配置されたＮ配線板で、コンデンサ１０の
負極端子Ｎとスイッチング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ
２とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２１は図示しない絶縁板を介してＮ配線板２０の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
【００４２】図１６は図１５の各配線板１９〜２１を使
用して組み立てた状態の側面図を示す。但し、この図１
６では、コンデンサ１０の形状を考慮して、各配線板お
よび絶縁板を途中で直角に曲げたものとし、装置全体の
外形の低減を図っている。
用して組み立てた状態の側面図を示す。但し、この図１
６では、コンデンサ１０の形状を考慮して、各配線板お
よび絶縁板を途中で直角に曲げたものとし、装置全体の
外形の低減を図っている。
【００４３】以上のように、この場合も、先の図７等で
示したのと同様、各配線板１９〜２１はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
示したのと同様、各配線板１９〜２１はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
【００４４】実施の形態５．図１７はこの発明の実施の
形態５における電力変換装置を示すもので、先の実施の
形態４の図１５に対応して、特にその配線板の平面図を
示すものである。図において、２２は最上段に配置され
たＮ配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状
の配線板である（同図（ａ））。
形態５における電力変換装置を示すもので、先の実施の
形態４の図１５に対応して、特にその配線板の平面図を
示すものである。図において、２２は最上段に配置され
たＮ配線板で、コンデンサ１０の負極端子Ｎとスイッチ
ング素子ＳＷ２のエミッタ端子Ｅ２とを接続する平板状
の配線板である（同図（ａ））。
【００４５】２３は図示しない絶縁板を介してＮ配線板
２２の下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の
正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ
１とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２４は図示しない絶縁板を介してＰ配線板２３の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
２２の下方に配置されたＰ配線板で、コンデンサ１０の
正極端子Ｐとスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ端子Ｃ
１とを接続する平板状の配線板である（同図（ｂ））。
２４は図示しない絶縁板を介してＰ配線板２３の下方に
配置されたＡＣ配線板で、交流出力端子７とスイッチン
グ素子ＳＷ１のエミッタ端子Ｅ１とＳＷ２のコレクタ端
子Ｃ２とを接続する平板状の配線板である。
【００４６】以上のように、この場合も先の図１５等で
示したのと同様、各配線板２２〜２４はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
示したのと同様、各配線板２２〜２４はそれぞれ大面積
を有し、しかもこれらが相互に平行にわずかの寸法を介
して重ねて配設された構造により先の電流の往復路お
よび電流の往復路が共に形成されているので、各主回
路配線インダクタンスが大幅に低減され、ターンオフサ
ージ電圧を小さく抑えることが可能となり、スナバ回路
が不必要となり、装置の小型化、低損失化、低価格化、
また、部品点数の削減から装置としての信頼性が向上す
る。
【００４７】なお、上述各実施の形態では、いずれも単
相分で説明したが、３相等複数相の電力変換装置として
構成可能なことは勿論であり、また、各スイッチング素
子として１並列のＩＧＢＴモジュールを使用したものと
したが、２個以上の複数個並列接続したものを使用する
ようにしてもよい。また、スイッチング素子としては、
ＩＧＢＴに限らず、トランジスタ、インテリジェントパ
ワーモジュール、あるいはＦＥＴ、ＧＣＴ（Gate Comun
icated Thyristor）等種々のタイプのものを使用し得る
ことは当然である。
相分で説明したが、３相等複数相の電力変換装置として
構成可能なことは勿論であり、また、各スイッチング素
子として１並列のＩＧＢＴモジュールを使用したものと
したが、２個以上の複数個並列接続したものを使用する
ようにしてもよい。また、スイッチング素子としては、
ＩＧＢＴに限らず、トランジスタ、インテリジェントパ
ワーモジュール、あるいはＦＥＴ、ＧＣＴ（Gate Comun
icated Thyristor）等種々のタイプのものを使用し得る
ことは当然である。
【００４８】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係る電力変換
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、上記直流電圧源の
両端子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となる
ように、かつ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上
記第１および第２のスイッチング素子の上記直線の方向
の中間位置に略一致するように上記直流電圧源を配置
し、上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置し、上記直流電圧源およびスイッチング
素子の全端子を覆う矩形の平板状導体からなり上記直流
電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子
とを接続するＰ配線板、このＰ配線板と同一外形の導体
からなり絶縁板を介して直接上記Ｐ配線板と対向して平
行に配設され上記直流電圧源の負極端子と第２のスイッ
チング素子の陰極端子とを接続するＮ配線板、および平
板状の導体からなり絶縁板を介して上記Ｐ配線板または
Ｎ配線板と平行に配設され上記第１のスイッチング素子
の陰極端子と上記第２のスイッチング素子の陽極端子と
上記交流出力端子とを接続するＡＣ配線板を備え、上記
Ｐ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素子との中
間位置であって上記直線の方向に上記第１のスイッチン
グ素子側端から中央手前まで延在するスリットを形成
し、上記Ｎ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素
子との中間位置であって上記直線の方向に上記第２のス
イッチング素子側端から中央手前まで延在するスリット
を形成したので、主回路配線インダクタンスの徹底した
低減が実現し、スイッチング素子の転流によりスイッチ
ング素子に印加されるターンオフサージ電圧が大幅に抑
制される。
装置は、正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽
極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１の
スイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング
素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の
負極端子に接続された第２のスイッチング素子、および
上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子
との接続点から導出された交流出力端子を備えた電力変
換装置において、上記第１および第２のスイッチング素
子の各端子がほぼ直線上に位置するように上記第１およ
び第２のスイッチング素子を配置し、上記直流電圧源の
両端子を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となる
ように、かつ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上
記第１および第２のスイッチング素子の上記直線の方向
の中間位置に略一致するように上記直流電圧源を配置
し、上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほぼ
中間位置に配置し、上記直流電圧源およびスイッチング
素子の全端子を覆う矩形の平板状導体からなり上記直流
電圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子
とを接続するＰ配線板、このＰ配線板と同一外形の導体
からなり絶縁板を介して直接上記Ｐ配線板と対向して平
行に配設され上記直流電圧源の負極端子と第２のスイッ
チング素子の陰極端子とを接続するＮ配線板、および平
板状の導体からなり絶縁板を介して上記Ｐ配線板または
Ｎ配線板と平行に配設され上記第１のスイッチング素子
の陰極端子と上記第２のスイッチング素子の陽極端子と
上記交流出力端子とを接続するＡＣ配線板を備え、上記
Ｐ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素子との中
間位置であって上記直線の方向に上記第１のスイッチン
グ素子側端から中央手前まで延在するスリットを形成
し、上記Ｎ配線板には上記直流電圧源とスイッチング素
子との中間位置であって上記直線の方向に上記第２のス
イッチング素子側端から中央手前まで延在するスリット
を形成したので、主回路配線インダクタンスの徹底した
低減が実現し、スイッチング素子の転流によりスイッチ
ング素子に印加されるターンオフサージ電圧が大幅に抑
制される。
【００４９】また、請求項２に係る電力変換装置は、そ
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチングの陽極端子から陰極端子そして第２のス
イッチング素子の陽極端子から陰極端子への向きと一致
するように、上記直流電圧源と第１および第２のスイッ
チング素子とを配置したので、主回路配線インダクタン
ス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチングの陽極端子から陰極端子そして第２のス
イッチング素子の陽極端子から陰極端子への向きと一致
するように、上記直流電圧源と第１および第２のスイッ
チング素子とを配置したので、主回路配線インダクタン
ス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
【００５０】また、請求項３に係る電力変換装置は、そ
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子そして第２
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子への向きと
一致するように、上記直流電圧源と第１および第２のス
イッチング素子とを配置したので、主回路配線インダク
タンス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
の直流電圧源の正極端子から負極端子への向きが、第１
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子そして第２
のスイッチング素子の陰極端子から陽極端子への向きと
一致するように、上記直流電圧源と第１および第２のス
イッチング素子とを配置したので、主回路配線インダク
タンス低減を確実に実現し得る端子配置が得られる。
【００５１】また、請求項４に係る電力変換装置は、そ
の正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽極端子
が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１のスイッ
チング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング素子の
陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の負極端
子に接続された第２のスイッチング素子、および上記第
１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接
続点から導出された交流出力端子を備えた電力変換装置
において、上記第１および第２のスイッチング素子の各
端子がほぼ直線上に位置するように上記第１および第２
のスイッチング素子を配置し、上記直流電圧源の両端子
を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるよう
に、かつ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上記直
線のほぼ延長線上に位置するように上記直流電圧源を配
置し、上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほ
ぼ中間位置に配置し、平板状の導体からなり上記直流電
圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子と
を接続するＰ配線板、平板状の導体からなり絶縁板を介
して直接上記Ｐ配線板と対向して平行に配設され上記直
流電圧源の負極端子と第２のスイッチング素子の陰極端
子とを接続するＮ配線板、および平板状の導体からなり
絶縁板を介して上記Ｐ配線板またはＮ配線板と平行に配
設され上記第１のスイッチング素子の陰極端子と上記第
２のスイッチング素子の陽極端子と上記交流出力端子と
を接続するＡＣ配線板を備えたので、主回路配線インダ
クタンスの徹底した低減が実現し、スイッチング素子の
転流によりスイッチング素子に印加されるターンオフサ
ージ電圧が大幅に抑制される。
の正極端子と負極端子とを有する直流電圧源、陽極端子
が上記直流電圧源の正極端子に接続された第１のスイッ
チング素子、陽極端子が上記第１のスイッチング素子の
陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電圧源の負極端
子に接続された第２のスイッチング素子、および上記第
１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接
続点から導出された交流出力端子を備えた電力変換装置
において、上記第１および第２のスイッチング素子の各
端子がほぼ直線上に位置するように上記第１および第２
のスイッチング素子を配置し、上記直流電圧源の両端子
を連ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるよう
に、かつ、上記直流電圧源の両端子の中間位置が上記直
線のほぼ延長線上に位置するように上記直流電圧源を配
置し、上記交流出力端子を上記直流電圧源の両端子のほ
ぼ中間位置に配置し、平板状の導体からなり上記直流電
圧源の正極端子と第１のスイッチング素子の陽極端子と
を接続するＰ配線板、平板状の導体からなり絶縁板を介
して直接上記Ｐ配線板と対向して平行に配設され上記直
流電圧源の負極端子と第２のスイッチング素子の陰極端
子とを接続するＮ配線板、および平板状の導体からなり
絶縁板を介して上記Ｐ配線板またはＮ配線板と平行に配
設され上記第１のスイッチング素子の陰極端子と上記第
２のスイッチング素子の陽極端子と上記交流出力端子と
を接続するＡＣ配線板を備えたので、主回路配線インダ
クタンスの徹底した低減が実現し、スイッチング素子の
転流によりスイッチング素子に印加されるターンオフサ
ージ電圧が大幅に抑制される。
【００５２】また、請求項５に係る電力変換装置は、そ
の第２のスイッチング素子に対して第１のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
の第２のスイッチング素子に対して第１のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
【００５３】また、請求項６に係る電力変換装置は、そ
の第１のスイッチング素子に対して第２のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
の第１のスイッチング素子に対して第２のスイッチング
素子を直流電圧源に近づけて配置したので、主回路配線
インダクタンス低減を確実に実現し得る端子配置が得ら
れる。
【００５４】また、請求項７に係る電力変換装置は、請
求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたので、主回路配線インダクタンスを低減し
た複数相の電力変換装置を実現することができる。
求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置を複数
備え、互いに位相差を有する複数相の交流電圧を出力す
る構成としたので、主回路配線インダクタンスを低減し
た複数相の電力変換装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１における電力変換装
置の機器、端子配置および接続の構成を示す図である。
置の機器、端子配置および接続の構成を示す図である。
【図２】 図１を簡便化して示す回路図である。
【図３】 転流動作を説明するための図である。
【図４】 転流動作の各波形を示す図である。
【図５】 主回路配線インダクタンスを低減するための
原理を説明するための図である。
原理を説明するための図である。
【図６】 図１に電流、の通電路を描き加えた図で
ある。
ある。
【図７】 平板状の配線板を使用した場合の接続の構成
を示す平面図である。
を示す平面図である。
【図８】 平板状の配線板の組み合わせ状態を説明する
ための斜視図である。
ための斜視図である。
【図９】 この発明の実施の形態２における電力変換装
置を示す平面図である。
置を示す平面図である。
【図１０】 この発明の実施の形態３における電力変換
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
【図１１】 図１０に電流、の通電路を描き加えた
図である。
図である。
【図１２】 平板状の配線板を使用した場合の接続の構
成を示す平面図である。
成を示す平面図である。
【図１３】 この発明の実施の形態４における電力変換
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
装置の機器、端子配置および接続の構成を示す図であ
る。
【図１４】 図１３に電流、の通電路を描き加えた
図である。
図である。
【図１５】 平板状の配線板を使用した場合の接続の構
成を示す平面図である。
成を示す平面図である。
【図１６】 図１５の電力変換装置の側面から見た図で
ある。
ある。
【図１７】 この発明の実施の形態５における電力変換
装置を示す平面図である。
装置を示す平面図である。
【図１８】 ３相の電力変換装置の主回路構成を示す図
である。
である。
【符号の説明】 １（ＳＷ１），２（ＳＷ２） スイッチング素子、１
Ａ，２Ａ ＩＧＢＴ、１Ｂ，２Ｂ フライホイールダイ
オード、Ｃ１，Ｃ２ コレクタ端子、Ｅ１，Ｅ２ エミ
ッタ端子、７（ＡＣ） 交流出力端子、１０ コンデン
サ、Ｐ 正極端子、Ｎ 負極端子、１１，１７，２０，
２２ Ｎ配線板、１２，１６，１９，２３ Ｐ配線板、
１３，１８，２１，２４ ＡＣ配線板、１４，１５ 絶
縁板、１１ａ，１２ａ，１６ａ，１７ａ スリット。
Ａ，２Ａ ＩＧＢＴ、１Ｂ，２Ｂ フライホイールダイ
オード、Ｃ１，Ｃ２ コレクタ端子、Ｅ１，Ｅ２ エミ
ッタ端子、７（ＡＣ） 交流出力端子、１０ コンデン
サ、Ｐ 正極端子、Ｎ 負極端子、１１，１７，２０，
２２ Ｎ配線板、１２，１６，１９，２３ Ｐ配線板、
１３，１８，２１，２４ ＡＣ配線板、１４，１５ 絶
縁板、１１ａ，１２ａ，１６ａ，１７ａ スリット。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１３】
Claims (9)
- 【請求項１】 正極端子と負極端子とを有する直流電圧
源、陽極端子が上記直流電圧源の正極端子に接続された
第１のスイッチング素子、陽極端子が上記第１のスイッ
チング素子の陰極端子に接続され陰極端子が上記直流電
圧源の負極端子に接続された第２のスイッチング素子、
および上記第１のスイッチング素子と第２のスイッチン
グ素子との接続点から導出された交流出力端子を備えた
電力変換装置において、 上記交流出力端子から上記第２のスイッチング素子を経
て上記直流電圧源の負極端子に至る第１の電流路が、往
路と復路とが互いに近接する往復路を形成するように、
かつ上記交流出力端子から上記第１のスイッチング素子
を経て上記直流電圧源の正極端子に至る第２の電流路
が、往路と復路とが互いに近接する往復路を形成するよ
うに、上記各端子および各端子間の接続手段を配設する
ようにしたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 第１および第２のスイッチング素子の各
端子がほぼ直線上に位置するように上記第１および第２
のスイッチング素子を配置し、直流電圧源の両端子を連
ねる方向が上記直線の方向とほぼ平行となるように上記
直流電圧源を配置し、交流出力端子を上記直流電圧源の
両端子のほぼ中間位置に配置したことを特徴とする請求
項１記載の電力変換装置。 - 【請求項３】 直流電圧源の正極端子から負極端子への
向きが、第１のスイッチングの陽極端子から陰極端子そ
して第２のスイッチング素子の陽極端子から陰極端子へ
の向きと一致するように、上記直流電圧源と第１および
第２のスイッチング素子とを配置したことを特徴とする
請求項２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 直流電圧源の正極端子から負極端子への
向きが、第１のスイッチング素子の陰極端子から陽極端
子そして第２のスイッチング素子の陰極端子から陽極端
子への向きと一致するように、上記直流電圧源と第１お
よび第２のスイッチング素子とを配置したことを特徴と
する請求項２記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 第１および第２のスイッチング素子の各
端子がほぼ直線上に位置するように上記第１および第２
のスイッチング素子を配置し、直流電圧源の両端子を連
ねる方向が上記直線の方向とほぼ直角となるように上記
直流電圧源を配置し、交流出力端子を上記直流電圧源の
両端子のほぼ中間位置に配置したことを特徴とする請求
項１記載の電力変換装置。 - 【請求項６】 第２のスイッチング素子に対して第１の
スイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置したこと
を特徴とする請求項５記載の電力変換装置。 - 【請求項７】 第１のスイッチング素子に対して第２の
スイッチング素子を直流電圧源に近づけて配置したこと
を特徴とする請求項５記載の電力変換装置。 - 【請求項８】 直流電圧源の正極端子と第１のスイッチ
ング素子の陽極端子との接続手段、上記直流電圧源の負
極端子と第２のスイッチング素子の陰極端子との接続手
段、および上記第１のスイッチング素子の陰極端子と上
記第２のスイッチング素子の陽極端子と交流出力端子と
の接続手段を、絶縁板を介して互いに平行に重ねて配設
された平板状の配線板としたことを特徴とする請求項１
ないし７のいずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項９】 請求項１ないし８のいずれかに記載の電
力変換装置を複数備え、互いに位相差を有する複数相の
交流電圧を出力する構成としたことを特徴とする電力変
換装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP10127622A JP3046276B2 (ja) | 1998-05-11 | 1998-05-11 | 電力変換装置 |
| KR1019990016369A KR100324802B1 (ko) | 1998-05-11 | 1999-05-07 | 전력변환장치 |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP10127622A JP3046276B2 (ja) | 1998-05-11 | 1998-05-11 | 電力変換装置 |
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| JP3046276B2 JP3046276B2 (ja) | 2000-05-29 |
Family
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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| WO2008001413A1 (en) * | 2006-06-23 | 2008-01-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| WO2011004450A1 (ja) | 2009-07-06 | 2011-01-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| US8111530B2 (en) | 2006-12-20 | 2012-02-07 | Mitsubishi Electric Corporation | 3-level power converter |
| JP2014209812A (ja) * | 2013-04-16 | 2014-11-06 | 株式会社日立製作所 | 半導体素子及び電力変換装置の配線構造 |
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| CN104604114A (zh) * | 2012-08-29 | 2015-05-06 | 株式会社安川电机 | 电力转换装置 |
| JP6182021B2 (ja) * | 2013-08-28 | 2017-08-16 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP6470196B2 (ja) * | 2016-02-05 | 2019-02-13 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP6804326B2 (ja) * | 2017-02-14 | 2020-12-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、太陽光パワーコンディショナーシステム、蓄電システム、無停電電源システム、風力発電システム、及びモータ駆動システム |
| EP3664274B1 (en) * | 2017-08-03 | 2023-10-11 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device and vehicle equipped with power conversion device |
| WO2022239170A1 (ja) * | 2021-05-13 | 2022-11-17 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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| EP0394966B1 (en) * | 1989-04-25 | 1994-12-28 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power supply |
| US5673188A (en) * | 1996-03-25 | 1997-09-30 | Hughes Electronic | Zero voltage switching series resonant half bridge VHF inverter |
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| JP3259652B2 (ja) * | 1997-03-11 | 2002-02-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1998
- 1998-05-11 JP JP10127622A patent/JP3046276B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-05-07 KR KR1019990016369A patent/KR100324802B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-05-11 US US09/309,303 patent/US6021060A/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-05-11 CN CNB991067088A patent/CN1169283C/zh not_active Expired - Lifetime
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