JPH1126180A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH1126180A JPH1126180A JP9172625A JP17262597A JPH1126180A JP H1126180 A JPH1126180 A JP H1126180A JP 9172625 A JP9172625 A JP 9172625A JP 17262597 A JP17262597 A JP 17262597A JP H1126180 A JPH1126180 A JP H1126180A
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- chopper
- discharge lamp
- lighting device
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】使用素子数が少なく、制御も簡単でありなが
ら、高入力力率、低入力電流歪率を達成でき、且つ、予
熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路の出力電圧が必
要以上に上昇するのを防止できる放電灯点灯装置を提供
する。 【解決手段】インバータ回路１と整流回路２との間には
チョッパ回路３が設けてある。制御回路８は、チョッパ
回路３のスイッチング素子Ｑ1 を駆動するチョッパ駆動
信号ＯＵＴＣと、インバータ回路１の主スイッチング素
子Ｑ2 ，Ｑ3 を制御するためのインバータ駆動信号ＯＵ
ＴＩとを同一の発振周波数にて連動制御する。また、制
御回路８は、発振周波数が高いほどチョッパ駆動信号Ｏ
ＵＴＣのオンデューティを小さくする。
ら、高入力力率、低入力電流歪率を達成でき、且つ、予
熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路の出力電圧が必
要以上に上昇するのを防止できる放電灯点灯装置を提供
する。 【解決手段】インバータ回路１と整流回路２との間には
チョッパ回路３が設けてある。制御回路８は、チョッパ
回路３のスイッチング素子Ｑ1 を駆動するチョッパ駆動
信号ＯＵＴＣと、インバータ回路１の主スイッチング素
子Ｑ2 ，Ｑ3 を制御するためのインバータ駆動信号ＯＵ
ＴＩとを同一の発振周波数にて連動制御する。また、制
御回路８は、発振周波数が高いほどチョッパ駆動信号Ｏ
ＵＴＣのオンデューティを小さくする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ回路の出
力をインバータ回路にて高周波に変換して放電灯を点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。
力をインバータ回路にて高周波に変換して放電灯を点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１６にこの種の従来の放電灯点灯装置
の回路図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電圧を高
周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を放電灯Ｌ
ａに印加して放電灯Ｌａを高周波点灯するものである。
上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジか
らなる整流回路２で整流し、この整流回路２の出力を昇
圧型のチョッパ回路３で昇圧して得ている。
の回路図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電圧を高
周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を放電灯Ｌ
ａに印加して放電灯Ｌａを高周波点灯するものである。
上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードブリッジか
らなる整流回路２で整流し、この整流回路２の出力を昇
圧型のチョッパ回路３で昇圧して得ている。
【０００３】チョッパ回路３は、チョークコイルＬ
1 と、チョークコイルＬ1 に直列に接続されるチョッパ
用のスイッチング素子Ｑ1 と、スイッチング素子Ｑ1 の
オンオフを制御する制御回路４と、チョークコイルＬ1
に蓄積されたエネルギを放出するための経路を形成する
ダイオードＤ1 と、平滑コンデンサＣ3 とで構成されて
いる。チョッパ回路３は、制御回路４によってスイッチ
ング素子Ｑ1 を高周波でスイッチングして整流回路２の
出力をチョッピングし、スイッチング素子Ｑ1 のオンの
ときにチョークコイルＬ1 に蓄積されたエネルギをスイ
ッチング素子Ｑ1 のオフのときにダイオードＤ1 を介し
て放出するとともに、ダイオードＤ1 を介して出力され
るチョッピング電圧を平滑コンデンサＣ3 で平滑するも
のである。なお、制御回路４には主としてアクティブフ
ィルタ制御用ＩＣが用いられる。
1 と、チョークコイルＬ1 に直列に接続されるチョッパ
用のスイッチング素子Ｑ1 と、スイッチング素子Ｑ1 の
オンオフを制御する制御回路４と、チョークコイルＬ1
に蓄積されたエネルギを放出するための経路を形成する
ダイオードＤ1 と、平滑コンデンサＣ3 とで構成されて
いる。チョッパ回路３は、制御回路４によってスイッチ
ング素子Ｑ1 を高周波でスイッチングして整流回路２の
出力をチョッピングし、スイッチング素子Ｑ1 のオンの
ときにチョークコイルＬ1 に蓄積されたエネルギをスイ
ッチング素子Ｑ1 のオフのときにダイオードＤ1 を介し
て放出するとともに、ダイオードＤ1 を介して出力され
るチョッピング電圧を平滑コンデンサＣ3 で平滑するも
のである。なお、制御回路４には主としてアクティブフ
ィルタ制御用ＩＣが用いられる。
【０００４】この放電灯点灯装置では、インバータ回路
１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用いてお
り、チョッパ回路３の平滑コンデンサＣ3 に並列接続さ
れる主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 の直列回路と、主ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を駆動するための駆動回路５
と、主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を交互にオンオフ制
御するための制御回路６とで構成してある。なお、主ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 には、それぞれ還流用のダイ
オードＤ2 ，Ｄ3 が逆並列に接続されている。
１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用いてお
り、チョッパ回路３の平滑コンデンサＣ3 に並列接続さ
れる主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 の直列回路と、主ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を駆動するための駆動回路５
と、主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を交互にオンオフ制
御するための制御回路６とで構成してある。なお、主ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 には、それぞれ還流用のダイ
オードＤ2 ，Ｄ3 が逆並列に接続されている。
【０００５】このインバータ回路１を構成するスイッチ
ング素子Ｑ3 の両端には、コンデンサＣ1 を介してチョ
ークコイルＬ2 とコンデンサＣ2 からなる共振回路７が
接続してあり、この共振回路７をインバータ回路１で励
振することによりコンデンサＣ2 の両端に接続された放
電灯Ｌａを始動点灯するようにしてある。コンデンサＣ
1 は直流カット用のコンデンサであるとともに、主スイ
ッチング素子Ｑ2 のオン時に充電された電荷が主スイッ
チング素子Ｑ3 のオン時の電源として用いられるもので
ある。
ング素子Ｑ3 の両端には、コンデンサＣ1 を介してチョ
ークコイルＬ2 とコンデンサＣ2 からなる共振回路７が
接続してあり、この共振回路７をインバータ回路１で励
振することによりコンデンサＣ2 の両端に接続された放
電灯Ｌａを始動点灯するようにしてある。コンデンサＣ
1 は直流カット用のコンデンサであるとともに、主スイ
ッチング素子Ｑ2 のオン時に充電された電荷が主スイッ
チング素子Ｑ3 のオン時の電源として用いられるもので
ある。
【０００６】制御回路６からはパルス信号よりなるイン
バータ駆動信号が駆動回路５に与えられ、駆動回路５で
はインバータ駆動信号に基づいて主スイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ3 を交互にオンオフさせてインバータ回路１を発
振動作させるようになっている。制御回路６によって主
スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を交互にオンオフ制御する
ことによりインバータ回路１を発振動作させると、共振
回路７によって放電灯Ｌａの両端に高電圧が印加され、
放電灯Ｌａが点灯する。以後、制御回路６によって主ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオンオフ制御を所定の周期
で行うことにより放電灯Ｌａの点灯を維持する。
バータ駆動信号が駆動回路５に与えられ、駆動回路５で
はインバータ駆動信号に基づいて主スイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ3 を交互にオンオフさせてインバータ回路１を発
振動作させるようになっている。制御回路６によって主
スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を交互にオンオフ制御する
ことによりインバータ回路１を発振動作させると、共振
回路７によって放電灯Ｌａの両端に高電圧が印加され、
放電灯Ｌａが点灯する。以後、制御回路６によって主ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオンオフ制御を所定の周期
で行うことにより放電灯Ｌａの点灯を維持する。
【０００７】以上説明した放電灯点灯装置は、交流電源
ＡＣとインバータ回路１との間にチョッパ回路３を設け
たことにより、交流電源ＡＣ側から流れる入力電流の休
止期間がなくなるので、入力力率が略１となり、また、
入力電流の歪率が小さくなり、入力高調波成分を抑制す
ることができる。しかし、上記構成では、チョッパ回路
３及びインバータ回路１にそれぞれ別々の制御回路４，
６が必要であり、制御回路の複雑化及び部品点数の増加
に伴ってコストが増加してしまうという問題があった。
ＡＣとインバータ回路１との間にチョッパ回路３を設け
たことにより、交流電源ＡＣ側から流れる入力電流の休
止期間がなくなるので、入力力率が略１となり、また、
入力電流の歪率が小さくなり、入力高調波成分を抑制す
ることができる。しかし、上記構成では、チョッパ回路
３及びインバータ回路１にそれぞれ別々の制御回路４，
６が必要であり、制御回路の複雑化及び部品点数の増加
に伴ってコストが増加してしまうという問題があった。
【０００８】これに対し、図１７に示す放電灯点灯装置
は、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ3 が図１６
におけるチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1 を兼用
している。したがって、主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3
は交互にオンオフされることにより放電灯Ｌａに高周波
電力を供給し、その一方で、主スイッチング素子Ｑ3は
チョッパ回路３のスイッチング要素としても働く。すな
わち、主スイッチング素子Ｑ3 がオンされると、整流回
路２の直流出力端がチョークコイルＬ1 にて短絡され、
チョークコイルＬ1 にエネルギが蓄積される。次に、主
スイッチング素子Ｑ3 がオフされると、ダイオードＤ2
を介してコンデンサＣ3 へチョークコイルＬ1 のエネル
ギが放出される。つまり、主スイッチング素子Ｑ3 が図
１６のスイッチング素子Ｑ1 の働きを兼ねるとともに、
ダイオードＤ2 が図１６のダイオードＤ1 の働きを兼ね
ている。したがって、この放電灯点灯装置では、スイッ
チング素子Ｑ1 とダイオードＤ1 を省略できる分、使用
素子数が減るという利点がある。また、スイッチング素
子Ｑ1 の制御回路４も不要となる。
は、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ3 が図１６
におけるチョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1 を兼用
している。したがって、主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3
は交互にオンオフされることにより放電灯Ｌａに高周波
電力を供給し、その一方で、主スイッチング素子Ｑ3は
チョッパ回路３のスイッチング要素としても働く。すな
わち、主スイッチング素子Ｑ3 がオンされると、整流回
路２の直流出力端がチョークコイルＬ1 にて短絡され、
チョークコイルＬ1 にエネルギが蓄積される。次に、主
スイッチング素子Ｑ3 がオフされると、ダイオードＤ2
を介してコンデンサＣ3 へチョークコイルＬ1 のエネル
ギが放出される。つまり、主スイッチング素子Ｑ3 が図
１６のスイッチング素子Ｑ1 の働きを兼ねるとともに、
ダイオードＤ2 が図１６のダイオードＤ1 の働きを兼ね
ている。したがって、この放電灯点灯装置では、スイッ
チング素子Ｑ1 とダイオードＤ1 を省略できる分、使用
素子数が減るという利点がある。また、スイッチング素
子Ｑ1 の制御回路４も不要となる。
【０００９】しかし、この放電灯点灯装置にあっては、
チョッパ回路３とインバータ回路１とで共用されるスイ
ッチング素子Ｑ3 及びダイオードＤ2 のみに、チョッパ
電流とインバータ電流が同時に流れるので、インバータ
回路１における２つの主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 の
うち一方の主スイッチング素子Ｑ3 のみにストレスが集
中するという問題があった。また、チョッパ回路３とイ
ンバータ回路１とでスイッチング素子Ｑ3 を共用させて
いるため、チョッパ回路３とインバータ回路１の独立し
た制御が難しい。したがって、例えば、放電灯Ｌａの点
灯始動時、放電灯Ｌａの調光点灯制御時、複数の放電灯
Ｌａを並列点灯する場合における放電灯Ｌａ外れ時、放
電灯Ｌａの寿命末期状態時などの負荷変動の際、チョッ
パ回路３の出力を制御するには別途制御回路が必要にな
り、制御回路の複雑化、部品点数の増加に伴ってコスト
が増加してしまうという問題があった。
チョッパ回路３とインバータ回路１とで共用されるスイ
ッチング素子Ｑ3 及びダイオードＤ2 のみに、チョッパ
電流とインバータ電流が同時に流れるので、インバータ
回路１における２つの主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 の
うち一方の主スイッチング素子Ｑ3 のみにストレスが集
中するという問題があった。また、チョッパ回路３とイ
ンバータ回路１とでスイッチング素子Ｑ3 を共用させて
いるため、チョッパ回路３とインバータ回路１の独立し
た制御が難しい。したがって、例えば、放電灯Ｌａの点
灯始動時、放電灯Ｌａの調光点灯制御時、複数の放電灯
Ｌａを並列点灯する場合における放電灯Ｌａ外れ時、放
電灯Ｌａの寿命末期状態時などの負荷変動の際、チョッ
パ回路３の出力を制御するには別途制御回路が必要にな
り、制御回路の複雑化、部品点数の増加に伴ってコスト
が増加してしまうという問題があった。
【００１０】図１６及び図１７の放電灯点灯装置の上記
各問題点を解決する放電灯点灯装置を図１８に示す。図
１８に示す放電灯点灯装置の基本構成は図１６の回路構
成と略同じであって、図１６の制御回路４と制御回路６
とを１つの制御回路８’として備えており、インバータ
回路１の主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 と、チョッパ回
路３のスイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作タイミ
ングを共通とし、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ
1 のオン時間を独立して制御することによりチョッパ回
路３のチョークコイルＬ1 に蓄積されるエネルギを調整
し、チョッパ回路３の出力を任意に制御するので、回路
構成を簡略化でき使用素子数が少なく、かつ、チョッパ
回路３の出力電圧Ｖdcの制御性を向上することができる
のである。
各問題点を解決する放電灯点灯装置を図１８に示す。図
１８に示す放電灯点灯装置の基本構成は図１６の回路構
成と略同じであって、図１６の制御回路４と制御回路６
とを１つの制御回路８’として備えており、インバータ
回路１の主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 と、チョッパ回
路３のスイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作タイミ
ングを共通とし、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ
1 のオン時間を独立して制御することによりチョッパ回
路３のチョークコイルＬ1 に蓄積されるエネルギを調整
し、チョッパ回路３の出力を任意に制御するので、回路
構成を簡略化でき使用素子数が少なく、かつ、チョッパ
回路３の出力電圧Ｖdcの制御性を向上することができる
のである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１８に示
す従来の放電灯点灯装置は、インバータ回路１の主スイ
ッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 と、チョッパ回路３のスイッチ
ング素子Ｑ1 とが同一の周波数にて発振制御されるの
で、インバータ回路１の動作モードを切り換える場合、
例えば放電灯Ｌａのフィラメントに充分な予熱を与える
ための予熱モード、放電灯Ｌａを確実に点灯始動させる
ための始動モード、放電灯Ｌａの出力を任意の出力にて
点灯維持させるための点灯モードへと動作モードを順次
切り換えていく場合、インバータ回路１の主スイッチン
グ素子Ｑ2 ，Ｑ3 とチョッパ回路３のスイッチング素子
Ｑ1 は同一の発振周波数切り換え制御が行われる。よっ
て、チョッパ回路３の出力調整はチョッパ回路３のスイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時間制御のみで行わねばなら
ず、予熱、始動等の軽負荷時にチョッパ回路３の出力電
圧（平滑コンデンサＣ3 の両端電圧）が必要以上に上昇
するのを防止する制御が必要であり、制御回路の複雑
化、部品点数の増加などの問題があった。また、チョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ1 のオン時間制御性が悪
いと動作モードの切り換え時、つまり発振周波数が切り
換えられた直後に、図１９に示すようにチョッパ回路３
の出力電圧Ｖdcがスパイク状に上昇してしてしまう（異
常上昇する）恐れがあった。
す従来の放電灯点灯装置は、インバータ回路１の主スイ
ッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 と、チョッパ回路３のスイッチ
ング素子Ｑ1 とが同一の周波数にて発振制御されるの
で、インバータ回路１の動作モードを切り換える場合、
例えば放電灯Ｌａのフィラメントに充分な予熱を与える
ための予熱モード、放電灯Ｌａを確実に点灯始動させる
ための始動モード、放電灯Ｌａの出力を任意の出力にて
点灯維持させるための点灯モードへと動作モードを順次
切り換えていく場合、インバータ回路１の主スイッチン
グ素子Ｑ2 ，Ｑ3 とチョッパ回路３のスイッチング素子
Ｑ1 は同一の発振周波数切り換え制御が行われる。よっ
て、チョッパ回路３の出力調整はチョッパ回路３のスイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時間制御のみで行わねばなら
ず、予熱、始動等の軽負荷時にチョッパ回路３の出力電
圧（平滑コンデンサＣ3 の両端電圧）が必要以上に上昇
するのを防止する制御が必要であり、制御回路の複雑
化、部品点数の増加などの問題があった。また、チョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ1 のオン時間制御性が悪
いと動作モードの切り換え時、つまり発振周波数が切り
換えられた直後に、図１９に示すようにチョッパ回路３
の出力電圧Ｖdcがスパイク状に上昇してしてしまう（異
常上昇する）恐れがあった。
【００１２】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、使用素子数が少なく、制御も簡単で
ありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成でき、
且つ、予熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路の出力
電圧が必要以上に上昇するのを防止できる放電灯点灯装
置を提供することにある。
あり、その目的は、使用素子数が少なく、制御も簡単で
ありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成でき、
且つ、予熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路の出力
電圧が必要以上に上昇するのを防止できる放電灯点灯装
置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源に接続される整流回路
の出力電圧をチョッパ用スイッチング素子のオンオフに
よってチョッピングするとともに、このチョッピング電
圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路
と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオン
オフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力
を供給するインバータ回路と、チョッパ用スイッチング
素子を駆動する第１の駆動信号とインバータ回路のスイ
ッチング素子を駆動する第２の駆動信号を同一の発振周
波数にて連動制御する制御手段とを備え、制御手段は、
発振周波数が高いほど第１の駆動信号のオンデューティ
を小さくすることを特徴とするものであり、交流電源と
インバータ回路との間にチョッパ回路を設けたことによ
り交流電源側から流れる入力電流の休止期間がなくなる
から高入力力率、低入力電流歪率を達成することがで
き、また、チョッパ用スイッチング素子を駆動する第１
の駆動信号とインバータ回路のスイッチング素子を駆動
する第２の駆動信号を同一の発振周波数にて連動制御す
る制御手段を有するので、使用素子数が少なく制御回路
の構成を簡単化でき、また、制御手段は、発振周波数が
高いほど第１の駆動信号のオンデューティを小さくする
ので、放電灯の予熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回
路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防止できる。
目的を達成するために、交流電源に接続される整流回路
の出力電圧をチョッパ用スイッチング素子のオンオフに
よってチョッピングするとともに、このチョッピング電
圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路
と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオン
オフによって高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力
を供給するインバータ回路と、チョッパ用スイッチング
素子を駆動する第１の駆動信号とインバータ回路のスイ
ッチング素子を駆動する第２の駆動信号を同一の発振周
波数にて連動制御する制御手段とを備え、制御手段は、
発振周波数が高いほど第１の駆動信号のオンデューティ
を小さくすることを特徴とするものであり、交流電源と
インバータ回路との間にチョッパ回路を設けたことによ
り交流電源側から流れる入力電流の休止期間がなくなる
から高入力力率、低入力電流歪率を達成することがで
き、また、チョッパ用スイッチング素子を駆動する第１
の駆動信号とインバータ回路のスイッチング素子を駆動
する第２の駆動信号を同一の発振周波数にて連動制御す
る制御手段を有するので、使用素子数が少なく制御回路
の構成を簡単化でき、また、制御手段は、発振周波数が
高いほど第１の駆動信号のオンデューティを小さくする
ので、放電灯の予熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回
路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防止できる。
【００１４】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段は、発振周波数が高くなる場合にチョ
ッパ回路の出力電圧を小さくする若しくは発振周波数に
よらずチョッパ回路の出力電圧を略一定値とする手段を
有するので、放電灯の予熱、始動などの軽負荷時にチョ
ッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防止でき
る。
て、上記制御手段は、発振周波数が高くなる場合にチョ
ッパ回路の出力電圧を小さくする若しくは発振周波数に
よらずチョッパ回路の出力電圧を略一定値とする手段を
有するので、放電灯の予熱、始動などの軽負荷時にチョ
ッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防止でき
る。
【００１５】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させるので、動作モードを
切り換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に
上昇するのを防止できる。
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させるので、動作モードを
切り換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に
上昇するのを防止できる。
【００１６】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記発
振周波数を緩やかに変化させるので、動作モードを切り
換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇
するのを防止できる。
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記発
振周波数を緩やかに変化させるので、動作モードを切り
換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇
するのを防止できる。
【００１７】請求項５の発明は、請求項２の発明におい
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させ且つ上記発振周波数を
緩やかに変化させるので、動作モードを切り換えるとき
にチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防
止できる。
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させ且つ上記発振周波数を
緩やかに変化させるので、動作モードを切り換えるとき
にチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防
止できる。
【００１８】請求項６の発明は、請求項２乃至請求項５
の発明において、上記制御手段は、チョッパ回路の出力
電圧を任意に調整可能な出力調整手段を備えているの
で、チョッパ回路の出力電圧を任意に調整することがで
きる。請求項７の発明は、請求項６の発明において、上
記制御手段は、上記出力調整手段を用いて放電灯の調光
制御を行う調光制御手段を備えているので、発振周波数
を変更せずに調光できるから、従来のような発振周波数
を高くする調光制御よりも輻射ノイズを低減できる。
の発明において、上記制御手段は、チョッパ回路の出力
電圧を任意に調整可能な出力調整手段を備えているの
で、チョッパ回路の出力電圧を任意に調整することがで
きる。請求項７の発明は、請求項６の発明において、上
記制御手段は、上記出力調整手段を用いて放電灯の調光
制御を行う調光制御手段を備えているので、発振周波数
を変更せずに調光できるから、従来のような発振周波数
を高くする調光制御よりも輻射ノイズを低減できる。
【００１９】
（実施形態１）図１に本実施形態の放電灯点灯装置の回
路図を示す。本実施形態の放電灯点灯装置の基本構成は
図１８に示した従来構成と略同じであり、制御回路８の
構成に特徴がある。
路図を示す。本実施形態の放電灯点灯装置の基本構成は
図１８に示した従来構成と略同じであり、制御回路８の
構成に特徴がある。
【００２０】制御回路８は、図２に示すような構成であ
って、チョッパ回路３及びインバータ回路１の各スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 の発振周波数を設定する発
振回路１０と、インバータ回路１の主スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ3 を駆動するためのインバータ駆動信号ＯＵＴ
Ｉを生成するインバータＰＷＭ回路１１と、チョッパ回
路３のスイッチング素子Ｑ1 を駆動するためのチョッパ
駆動信号ＯＵＴＣを生成するチョッパＰＷＭ回路１２と
で構成されている。
って、チョッパ回路３及びインバータ回路１の各スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 の発振周波数を設定する発
振回路１０と、インバータ回路１の主スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ3 を駆動するためのインバータ駆動信号ＯＵＴ
Ｉを生成するインバータＰＷＭ回路１１と、チョッパ回
路３のスイッチング素子Ｑ1 を駆動するためのチョッパ
駆動信号ＯＵＴＣを生成するチョッパＰＷＭ回路１２と
で構成されている。
【００２１】発振回路１０は、モード切り換え回路１
３、電流源３０、コンデンサＣpls 、発信器１４などに
より構成してあり、モード切り換え回路１３により電流
源３０を制御してコンデンサＣpls の充電電流を各動作
モードに応じて変化させており、発信器１４はコンデン
サＣpls への充電電流が多いと（コンデンサＣpls の電
圧上昇が早いと）発振周波数が高くなり、充電電流が少
ないと（コンデンサＣpls の電圧上昇が遅いと）発振周
波数が低くなるように発振動作を行うものである。
３、電流源３０、コンデンサＣpls 、発信器１４などに
より構成してあり、モード切り換え回路１３により電流
源３０を制御してコンデンサＣpls の充電電流を各動作
モードに応じて変化させており、発信器１４はコンデン
サＣpls への充電電流が多いと（コンデンサＣpls の電
圧上昇が早いと）発振周波数が高くなり、充電電流が少
ないと（コンデンサＣpls の電圧上昇が遅いと）発振周
波数が低くなるように発振動作を行うものである。
【００２２】インバータＰＷＭ回路１１は、モード切り
換え回路１５、電流源３１、コンデンサＣinv 、コンパ
レータＣＰ1 、ＲＳフリップフロップＦＦ1 、ドライバ
回路２１などにより構成してあり、モード切り換え回路
１５によって制御される電流源３１からの電流によりコ
ンデンサＣinv が充電されるようになっている。コンパ
レータＣＰ1 は、非反転端子に入力されるコンデンサＣ
inv の両端電圧と、反転端子に入力される基準電圧Ｖ
ref1とを比較するようになっており、出力端子がＲＳフ
リップフロップＦＦ1 のセット端子Ｓに接続されるとと
もに、トランジスタＱ1 のベースに接続されている。Ｒ
ＳフリップフロップＦＦ1 のリセット端子Ｒには上述の
発信器１４から出力されるパルス信号よりなるトリガ信
号Ｓ1 が入力される。ドライバ回路２１は、ＲＳフリッ
プフロップＦＦ1 の出力端子Ｑの出力が入力され、駆動
回路５に対してインバータ駆動信号ＯＵＴＩを出力す
る。なお、インバータＰＷＭ回路１１は、モード切り換
え回路１５によりコンデンサＣinv の充電電流を各動作
モードに応じて変化させ、各動作モードにおいてインバ
ータ駆動信号ＯＵＴＩのオンデューティを略５０％にし
ている。
換え回路１５、電流源３１、コンデンサＣinv 、コンパ
レータＣＰ1 、ＲＳフリップフロップＦＦ1 、ドライバ
回路２１などにより構成してあり、モード切り換え回路
１５によって制御される電流源３１からの電流によりコ
ンデンサＣinv が充電されるようになっている。コンパ
レータＣＰ1 は、非反転端子に入力されるコンデンサＣ
inv の両端電圧と、反転端子に入力される基準電圧Ｖ
ref1とを比較するようになっており、出力端子がＲＳフ
リップフロップＦＦ1 のセット端子Ｓに接続されるとと
もに、トランジスタＱ1 のベースに接続されている。Ｒ
ＳフリップフロップＦＦ1 のリセット端子Ｒには上述の
発信器１４から出力されるパルス信号よりなるトリガ信
号Ｓ1 が入力される。ドライバ回路２１は、ＲＳフリッ
プフロップＦＦ1 の出力端子Ｑの出力が入力され、駆動
回路５に対してインバータ駆動信号ＯＵＴＩを出力す
る。なお、インバータＰＷＭ回路１１は、モード切り換
え回路１５によりコンデンサＣinv の充電電流を各動作
モードに応じて変化させ、各動作モードにおいてインバ
ータ駆動信号ＯＵＴＩのオンデューティを略５０％にし
ている。
【００２３】チョッパＰＷＭ回路１２は、電流源３２、
コンデンサＣchop、コンパレータＣＰ2 、ＲＳフリップ
フロップＦＦ2 、ドライバ回路２２などにより構成して
あり、電流源３２からの電流によりコンデンサＣchopが
充電されるようになっている。コンパレータＣＰ2 は、
非反転端子に入力されるコンデンサＣchopの両端電圧
と、反転端子に入力される基準電圧Ｖref2とを比較する
ようになっており、出力端子がＲＳフリップフロップＦ
Ｆ2 のセット端子Ｓに接続されるとともに、トランジス
タＱ2 に接続されている。ＲＳフリップフロップＦＦ2
のリセット端子Ｒには上述のインバータＰＷＭ回路１１
のコンパレータＣＰ1 の出力が入力される。ドライバ回
路２２は、ＲＳフリップフロップＦＦ2 の出力端子Ｑの
出力が入力され、スイッチング素子Ｑ1 を駆動するチョ
ッパ駆動信号ＯＵＴＣを出力する。
コンデンサＣchop、コンパレータＣＰ2 、ＲＳフリップ
フロップＦＦ2 、ドライバ回路２２などにより構成して
あり、電流源３２からの電流によりコンデンサＣchopが
充電されるようになっている。コンパレータＣＰ2 は、
非反転端子に入力されるコンデンサＣchopの両端電圧
と、反転端子に入力される基準電圧Ｖref2とを比較する
ようになっており、出力端子がＲＳフリップフロップＦ
Ｆ2 のセット端子Ｓに接続されるとともに、トランジス
タＱ2 に接続されている。ＲＳフリップフロップＦＦ2
のリセット端子Ｒには上述のインバータＰＷＭ回路１１
のコンパレータＣＰ1 の出力が入力される。ドライバ回
路２２は、ＲＳフリップフロップＦＦ2 の出力端子Ｑの
出力が入力され、スイッチング素子Ｑ1 を駆動するチョ
ッパ駆動信号ＯＵＴＣを出力する。
【００２４】なお、図２中のＶｃｃは電源電圧を示し、
電源電圧Ｖｃｃは、整流回路２の出力を平滑化すること
により得てもよいし、外部電源を用いてもよく、一定の
直流電圧であればよい。以下、図３及び図４を参照しな
がら制御回路８の動作を説明する。図３及び図４の
（ａ）は発振回路１０のコンデンサＣpls の電圧波形
を、（ｂ）はインバータＰＷＭ回路１１のコンデンサＣ
inv の電圧波形を、（ｃ）はインバータＰＷＭ回路１１
から出力されるインバータ駆動信号ＯＵＴＩを、（ｄ）
はチョッパＰＷＭ回路１２のコンデンサＣchopの電圧波
形を、（ｅ）はチョッパＰＷＭ回路１２から出力される
チョッパ駆動信号ＯＵＴＣを、それぞれ示し、図３は上
記発振周波数を高く設定した予熱モード時、図４は上記
発振周波数を低く設定した全点灯モード時の波形であ
る。
電源電圧Ｖｃｃは、整流回路２の出力を平滑化すること
により得てもよいし、外部電源を用いてもよく、一定の
直流電圧であればよい。以下、図３及び図４を参照しな
がら制御回路８の動作を説明する。図３及び図４の
（ａ）は発振回路１０のコンデンサＣpls の電圧波形
を、（ｂ）はインバータＰＷＭ回路１１のコンデンサＣ
inv の電圧波形を、（ｃ）はインバータＰＷＭ回路１１
から出力されるインバータ駆動信号ＯＵＴＩを、（ｄ）
はチョッパＰＷＭ回路１２のコンデンサＣchopの電圧波
形を、（ｅ）はチョッパＰＷＭ回路１２から出力される
チョッパ駆動信号ＯＵＴＣを、それぞれ示し、図３は上
記発振周波数を高く設定した予熱モード時、図４は上記
発振周波数を低く設定した全点灯モード時の波形であ
る。
【００２５】インバータＰＷＭ回路１１は、発信器１４
にて生成されたトリガ信号Ｓ1 （トリガ信号Ｓ1 はコン
デンサＣpls の電圧のピークで立ち上がる）によりコン
デンサＣinv の充電開始タイミングが設定され、インバ
ータ駆動信号ＯＵＴＩはコンデンサＣinv の充電期間に
はローレベルとなり、コンデンサＣinv の放電期間には
ハイレベルとなる（図３（ｂ），（ｃ）及び図４
（ｂ），（ｃ）参照）。
にて生成されたトリガ信号Ｓ1 （トリガ信号Ｓ1 はコン
デンサＣpls の電圧のピークで立ち上がる）によりコン
デンサＣinv の充電開始タイミングが設定され、インバ
ータ駆動信号ＯＵＴＩはコンデンサＣinv の充電期間に
はローレベルとなり、コンデンサＣinv の放電期間には
ハイレベルとなる（図３（ｂ），（ｃ）及び図４
（ｂ），（ｃ）参照）。
【００２６】チョッパＰＷＭ回路１２は、インバータＰ
ＷＭ回路１１にて生成されたトリガ信号Ｓ2 （コンパレ
ータＣＰの出力）によりコンデンサＣchopの充電開始タ
イミングが設定されるが、コンデンサＣchopの充電電流
は一定の電流である。チョッパ駆動信号ＯＵＴＣは、コ
ンデンサＣchopの充電期間にはローレベルとなり、コン
デンサＣchopの放電期間にはハイレベルとなる（図３
（ｄ），（ｅ）及び図４（ｄ），（ｅ）参照）。また、
コンデンサＣchopの充電開始タイミングはインバータ駆
動信号ＯＵＴＩがハイレベルに変化するタイミングに同
期し、コンデンサＣchopの充電電流は一定なので、チョ
ッパ駆動信号ＯＵＴＣは、上述の発振周波数が高いとき
にはオンデューティが小さくなり、発振周波数が低いと
きにはオンデューティが大きくなる（図３（ｅ）及び図
４（ｅ）参照）。図５に発振周波数ｆとチョッパ駆動信
号ＯＵＴＣのオンデューティとの関係を示す。図５に示
すように、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューティ
（チョッパオンデューティ）は、発振周波数ｆが大きく
なるほど小さくなる。
ＷＭ回路１１にて生成されたトリガ信号Ｓ2 （コンパレ
ータＣＰの出力）によりコンデンサＣchopの充電開始タ
イミングが設定されるが、コンデンサＣchopの充電電流
は一定の電流である。チョッパ駆動信号ＯＵＴＣは、コ
ンデンサＣchopの充電期間にはローレベルとなり、コン
デンサＣchopの放電期間にはハイレベルとなる（図３
（ｄ），（ｅ）及び図４（ｄ），（ｅ）参照）。また、
コンデンサＣchopの充電開始タイミングはインバータ駆
動信号ＯＵＴＩがハイレベルに変化するタイミングに同
期し、コンデンサＣchopの充電電流は一定なので、チョ
ッパ駆動信号ＯＵＴＣは、上述の発振周波数が高いとき
にはオンデューティが小さくなり、発振周波数が低いと
きにはオンデューティが大きくなる（図３（ｅ）及び図
４（ｅ）参照）。図５に発振周波数ｆとチョッパ駆動信
号ＯＵＴＣのオンデューティとの関係を示す。図５に示
すように、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューティ
（チョッパオンデューティ）は、発振周波数ｆが大きく
なるほど小さくなる。
【００２７】したがって、発振周波数が高くなるほどチ
ョッパ回路３のチョークコイルＬ1に蓄積されるエネル
ギが小さくなり、発振周波数が低なるほどチョッパ回路
３のチョークコイルＬ1 に蓄積されるエネルギが大きく
なるので、発振周波数の高い軽負荷時にチョッパ回路３
の出力電圧Ｖdcが必要以上に上昇するのを防止すること
が可能となる。なお、本実施形態では、発振周波数が高
い軽負荷時において、発振周波数が高くなるほどチョッ
パ回路３の出力電圧Ｖdcが小さくなるが、チョッパ回路
３の出力電圧Ｖdcが略一定になるように制御してもよ
い。
ョッパ回路３のチョークコイルＬ1に蓄積されるエネル
ギが小さくなり、発振周波数が低なるほどチョッパ回路
３のチョークコイルＬ1 に蓄積されるエネルギが大きく
なるので、発振周波数の高い軽負荷時にチョッパ回路３
の出力電圧Ｖdcが必要以上に上昇するのを防止すること
が可能となる。なお、本実施形態では、発振周波数が高
い軽負荷時において、発振周波数が高くなるほどチョッ
パ回路３の出力電圧Ｖdcが小さくなるが、チョッパ回路
３の出力電圧Ｖdcが略一定になるように制御してもよ
い。
【００２８】しかして、本実施形態では、インバータ回
路１の主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ 3 と、チョッパ回路
３のスイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作タイミン
グを共通とし、発振周波数が高いときにはチョッパ回路
３のスイッチング素子Ｑ1 を駆動するチョッパ駆動信号
のオンデューティが小さくなり、発振周波数が低いとき
にはチョッパ駆動信号のオンデューティが大きくなるの
で、別途回路を設けることなしに、簡単な回路構成で予
熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路３の出力電圧Ｖ
dcが必要以上に上昇するのを防止できる。
路１の主スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ 3 と、チョッパ回路
３のスイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作タイミン
グを共通とし、発振周波数が高いときにはチョッパ回路
３のスイッチング素子Ｑ1 を駆動するチョッパ駆動信号
のオンデューティが小さくなり、発振周波数が低いとき
にはチョッパ駆動信号のオンデューティが大きくなるの
で、別途回路を設けることなしに、簡単な回路構成で予
熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路３の出力電圧Ｖ
dcが必要以上に上昇するのを防止できる。
【００２９】（実施形態２）図６に本実施形態の放電灯
点灯装置の回路図を、図７に図６における制御回路の回
路図を示す。本実施形態の基本構成は実施形態１と略同
じであり、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを検出するＶ
dc検出回路１６がチョッパＰＷＭ回路１２に接続されて
いる点に特徴がある。
点灯装置の回路図を、図７に図６における制御回路の回
路図を示す。本実施形態の基本構成は実施形態１と略同
じであり、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを検出するＶ
dc検出回路１６がチョッパＰＷＭ回路１２に接続されて
いる点に特徴がある。
【００３０】Ｖdc検出回路１６は、チョッパ回路３の出
力に抵抗Ｒ18，Ｒ19を介してミラー回路１７のトランジ
スタＱ16と抵抗Ｒ16との直列回路を接続し、ミラー回路
１７のトランジスタＱ17と抵抗Ｒ17との直列回路をチョ
ッパＰＷＭ回路１２のコンデンサＣchopに並列接続して
いる。以下、図８を参照しながら制御回路８の動作を説
明する。なお、図８の（ａ）は発振回路１０のコンデン
サＣpls の電圧波形を、（ｂ）はインバータＰＷＭ回路
１１のコンデンサＣinv の電圧波形を、（ｃ）はインバ
ータＰＷＭ回路１１から出力されるインバータ駆動信号
ＯＵＴＩを、（ｄ）はチョッパＰＷＭ回路１２のコンデ
ンサＣchopの電圧波形を、（ｅ）はチョッパＰＷＭ回路
１２から出力されるチョッパ駆動信号ＯＵＴＣを、それ
ぞれ示している。
力に抵抗Ｒ18，Ｒ19を介してミラー回路１７のトランジ
スタＱ16と抵抗Ｒ16との直列回路を接続し、ミラー回路
１７のトランジスタＱ17と抵抗Ｒ17との直列回路をチョ
ッパＰＷＭ回路１２のコンデンサＣchopに並列接続して
いる。以下、図８を参照しながら制御回路８の動作を説
明する。なお、図８の（ａ）は発振回路１０のコンデン
サＣpls の電圧波形を、（ｂ）はインバータＰＷＭ回路
１１のコンデンサＣinv の電圧波形を、（ｃ）はインバ
ータＰＷＭ回路１１から出力されるインバータ駆動信号
ＯＵＴＩを、（ｄ）はチョッパＰＷＭ回路１２のコンデ
ンサＣchopの電圧波形を、（ｅ）はチョッパＰＷＭ回路
１２から出力されるチョッパ駆動信号ＯＵＴＣを、それ
ぞれ示している。
【００３１】Ｖdc検出回路１６はチョッパ回路３の出力
電圧Ｖdcに応じてチョッパＰＷＭ回路１２のコンデンサ
Ｃchopの充電電流を可変させるようになっている。すな
わち、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが増加すると、コ
ンデンサＣchopの充電電流が減少し、コンデンサＣchop
の充電時間が長くなる（つまり、コンデンサＣchopの電
圧波形が図８（ｄ）中の矢印Ａ1 の向きに変化して電圧
の上昇が遅くなる）。したがって、コンパレータＣＰ2
の出力がハイレベルとなってフリップフロップＦＦ2 を
セットした後に上記トリガ信号Ｓ2 でリセットされるま
での期間が短くなる。その結果、チョッパ駆動信号ＯＵ
ＴＣのオンデューティが小さくなるから、チョッパ回路
３の出力電圧Ｖdcが減少する。チョッパ回路３の出力電
圧Ｖdcが減少すると、コンデンサＣchopの充電電流が増
加し、コンデンサＣchopの充電時間が短くなる（つま
り、コンデンサＣchopの電圧波形が図８（ｄ）中の矢印
Ａ2の向きに変化して電圧の上昇が早くなる）。その結
果、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューティが小さ
くなるから、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが増加す
る。このようにしてチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcは略
一定に制御されることになる。
電圧Ｖdcに応じてチョッパＰＷＭ回路１２のコンデンサ
Ｃchopの充電電流を可変させるようになっている。すな
わち、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが増加すると、コ
ンデンサＣchopの充電電流が減少し、コンデンサＣchop
の充電時間が長くなる（つまり、コンデンサＣchopの電
圧波形が図８（ｄ）中の矢印Ａ1 の向きに変化して電圧
の上昇が遅くなる）。したがって、コンパレータＣＰ2
の出力がハイレベルとなってフリップフロップＦＦ2 を
セットした後に上記トリガ信号Ｓ2 でリセットされるま
での期間が短くなる。その結果、チョッパ駆動信号ＯＵ
ＴＣのオンデューティが小さくなるから、チョッパ回路
３の出力電圧Ｖdcが減少する。チョッパ回路３の出力電
圧Ｖdcが減少すると、コンデンサＣchopの充電電流が増
加し、コンデンサＣchopの充電時間が短くなる（つま
り、コンデンサＣchopの電圧波形が図８（ｄ）中の矢印
Ａ2の向きに変化して電圧の上昇が早くなる）。その結
果、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューティが小さ
くなるから、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが増加す
る。このようにしてチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcは略
一定に制御されることになる。
【００３２】しかして、本実施形態では、各動作モード
におけるチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcの調整を精度良
く行うことができるのである。 （実施形態３）本実施形態の基本構成は実施形態２と同
じであり、動作モード切り換え時にチョッパ回路３のス
イッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティを大き
くする場合に、上記オンデューティを緩やかに変化させ
る点に特徴がある。
におけるチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcの調整を精度良
く行うことができるのである。 （実施形態３）本実施形態の基本構成は実施形態２と同
じであり、動作モード切り換え時にチョッパ回路３のス
イッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティを大き
くする場合に、上記オンデューティを緩やかに変化させ
る点に特徴がある。
【００３３】以下、図９を参照しながら本実施形態の動
作を説明する。なお、図９は動作モードが電源オフ時、
予熱時、始動時、点灯時へと移行する場合の各部の波形
を示し、（ａ）はチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを、
（ｂ）は発振回路１０の発振周波数を、（ｃ）はチョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデュ
ーティ（チョッパオンデューティ）を、それぞれ示して
いる。
作を説明する。なお、図９は動作モードが電源オフ時、
予熱時、始動時、点灯時へと移行する場合の各部の波形
を示し、（ａ）はチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを、
（ｂ）は発振回路１０の発振周波数を、（ｃ）はチョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデュ
ーティ（チョッパオンデューティ）を、それぞれ示して
いる。
【００３４】すなわち、本実施形態では、動作モードに
応じて発振周波数はｆ1 →ｆ2 →ｆ 3 と小さくなってい
き、スイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティ
は、ＯＤ1 →ＯＤ2 →ＯＤ3 と大きくなっていく。ここ
で、各動作モードへ切り換える際、ある一定期間内で上
記オンデューティを緩やかに変化させ（スイープさ
せ）、所定のオンデューティへ移行させるように制御す
る。しかして、本実施形態では、予熱、始動などの軽負
荷時のチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが異常に上昇する
のを防止でき、且つ、各動作モードへの切り換え時にチ
ョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが必要以上に上昇するのを
防止できる。
応じて発振周波数はｆ1 →ｆ2 →ｆ 3 と小さくなってい
き、スイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティ
は、ＯＤ1 →ＯＤ2 →ＯＤ3 と大きくなっていく。ここ
で、各動作モードへ切り換える際、ある一定期間内で上
記オンデューティを緩やかに変化させ（スイープさ
せ）、所定のオンデューティへ移行させるように制御す
る。しかして、本実施形態では、予熱、始動などの軽負
荷時のチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが異常に上昇する
のを防止でき、且つ、各動作モードへの切り換え時にチ
ョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが必要以上に上昇するのを
防止できる。
【００３５】（実施形態４）本実施形態の基本構成は実
施形態２と同じであり、動作モード切り換え時にチョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデュ
ーティを大きくする場合に、発振回路１０の発振周波数
を緩やかに変化させる点に特徴がある。以下、図１０を
参照しながら本実施形態の動作を説明する。なお、図１
０は動作モードが電源オフ時、予熱時、始動時、点灯時
へと移行する場合の各部の波形を示し、（ａ）はチョッ
パ回路３の出力電圧Ｖdcを、（ｂ）は発振回路１０の発
振周波数を、（ｃ）はチョッパ回路３のスイッチング素
子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティを、それぞれ示して
いる。すなわち、本実施形態では、動作モードの変化に
応じて発振周波数がｆ1 →ｆ2 →ｆ3 と小さくなってい
き、上記オンデューティがＯＤ1 →ＯＤ2 →ＯＤ3 と大
きくなっていく。ここで、各動作モードへ切り換える
際、ある一定期間内で発振周波数をスイープさせ、所定
の発振周波数へ移行させるように制御する。発振周波数
と上記オンデューティとの関係は実施形態１で説明した
図５に示すような関係があるので、発振周波数を高い値
から低い値（例えば、図１０（ｂ）の発振周波数ｆ1 か
ら発振周波数ｆ2 ）へとスイープする期間では上記オン
デューティは小さな値から大きな値（例えば、図１０
（ｃ）のオンデューティＯＤ1 からオンデューティＯＤ
2 ）へと緩やかに変化する。したがって、モード切り換
え時にチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが必要以上に上昇
するのを防止できる。
施形態２と同じであり、動作モード切り換え時にチョッ
パ回路３のスイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデュ
ーティを大きくする場合に、発振回路１０の発振周波数
を緩やかに変化させる点に特徴がある。以下、図１０を
参照しながら本実施形態の動作を説明する。なお、図１
０は動作モードが電源オフ時、予熱時、始動時、点灯時
へと移行する場合の各部の波形を示し、（ａ）はチョッ
パ回路３の出力電圧Ｖdcを、（ｂ）は発振回路１０の発
振周波数を、（ｃ）はチョッパ回路３のスイッチング素
子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティを、それぞれ示して
いる。すなわち、本実施形態では、動作モードの変化に
応じて発振周波数がｆ1 →ｆ2 →ｆ3 と小さくなってい
き、上記オンデューティがＯＤ1 →ＯＤ2 →ＯＤ3 と大
きくなっていく。ここで、各動作モードへ切り換える
際、ある一定期間内で発振周波数をスイープさせ、所定
の発振周波数へ移行させるように制御する。発振周波数
と上記オンデューティとの関係は実施形態１で説明した
図５に示すような関係があるので、発振周波数を高い値
から低い値（例えば、図１０（ｂ）の発振周波数ｆ1 か
ら発振周波数ｆ2 ）へとスイープする期間では上記オン
デューティは小さな値から大きな値（例えば、図１０
（ｃ）のオンデューティＯＤ1 からオンデューティＯＤ
2 ）へと緩やかに変化する。したがって、モード切り換
え時にチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが必要以上に上昇
するのを防止できる。
【００３６】しかして、本実施形態では、予熱、始動な
どの軽負荷時のチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが異常に
上昇するのを防止でき、且つ、各動作モードへの切り換
え時にチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが異常に上昇する
のを防止できる。 （実施形態５）本実施形態の基本構成は実施形態２と同
じであり、動作モード切り換え時にチョッパ回路３のス
イッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティを大き
くする場合に、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1
の駆動信号のオンデューティ及び発振周波数をそれぞれ
緩やかに変化させるようにしたものである。
どの軽負荷時のチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが異常に
上昇するのを防止でき、且つ、各動作モードへの切り換
え時にチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcが異常に上昇する
のを防止できる。 （実施形態５）本実施形態の基本構成は実施形態２と同
じであり、動作モード切り換え時にチョッパ回路３のス
イッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオンデューティを大き
くする場合に、チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1
の駆動信号のオンデューティ及び発振周波数をそれぞれ
緩やかに変化させるようにしたものである。
【００３７】以下、図１１を参照しながら本実施形態の
動作を説明する。なお、図１１は動作モードが電源オフ
時、予熱時、始動時、点灯時へと移行する場合の各部の
波形を示し、（ａ）はチョッパ回路３の出力電圧Ｖdc
を、（ｂ）は発振回路１０の発振周波数を、（ｃ）はチ
ョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオン
デューティを、それぞれ示している。動作モードの変化
に応じて発振周波数はｆ 1 →ｆ2 →ｆ3 と小さくなって
いき、チョッパオンデューティは、ＯＤ1 →ＯＤ 2 →Ｏ
Ｄ3 と大きくなっていく。ここで、各動作モードへ切り
換える際、ある一定期間内でチョッパオンデューティを
スイープさせ且つ発振周波数をスイープさせ、所定のチ
ョッパオンデューティ及び発振周波数へ移行させるよう
に制御する。
動作を説明する。なお、図１１は動作モードが電源オフ
時、予熱時、始動時、点灯時へと移行する場合の各部の
波形を示し、（ａ）はチョッパ回路３の出力電圧Ｖdc
を、（ｂ）は発振回路１０の発振周波数を、（ｃ）はチ
ョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ1 の駆動信号のオン
デューティを、それぞれ示している。動作モードの変化
に応じて発振周波数はｆ 1 →ｆ2 →ｆ3 と小さくなって
いき、チョッパオンデューティは、ＯＤ1 →ＯＤ 2 →Ｏ
Ｄ3 と大きくなっていく。ここで、各動作モードへ切り
換える際、ある一定期間内でチョッパオンデューティを
スイープさせ且つ発振周波数をスイープさせ、所定のチ
ョッパオンデューティ及び発振周波数へ移行させるよう
に制御する。
【００３８】しかして、本実施形態では、予熱、始動な
どの軽負荷時のチョッパ回路３の出力異常上昇を防止で
き、且つ、各動作モードへの切り換え時のチョッパ出力
異常上昇を防止でき、かつ、各動作モードへ切り換え時
のチョッパ回路の出力電圧Ｖdcの調整を精度良く行うこ
とができる。 （実施形態６）図１２に本実施形態の放電灯点灯装置の
回路図を、図１３に図１２における制御回路８の回路図
を示す。本実施形態の基本構成は実施形態２と略同じで
あり、制御回路８においてＶdc検出回路１６にＶdc調整
回路１９が接続されている点に特徴がある。Ｖdc調整回
路１９は、Ｖdc検出回路１６の抵抗Ｒ19とトランジスタ
Ｑ16と抵抗Ｒ16との直列回路に並列接続されたボリュー
ムＶＲにより構成されており、ボリュームＶＲの抵抗値
を変化させることにより、ミラー回路１７に流れる電流
を可変できるから、チョッパＰＷＭ回路１２のコンデン
サＣchopの充電電流を任意に調整することができるので
ある。したがって、ボリュームＶＲの抵抗値を変化させ
ることにより、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデュー
ティも任意に調整できるから、結果として、チョッパ回
路３の出力電圧Ｖdcを任意に調整することが可能となる
のである。
どの軽負荷時のチョッパ回路３の出力異常上昇を防止で
き、且つ、各動作モードへの切り換え時のチョッパ出力
異常上昇を防止でき、かつ、各動作モードへ切り換え時
のチョッパ回路の出力電圧Ｖdcの調整を精度良く行うこ
とができる。 （実施形態６）図１２に本実施形態の放電灯点灯装置の
回路図を、図１３に図１２における制御回路８の回路図
を示す。本実施形態の基本構成は実施形態２と略同じで
あり、制御回路８においてＶdc検出回路１６にＶdc調整
回路１９が接続されている点に特徴がある。Ｖdc調整回
路１９は、Ｖdc検出回路１６の抵抗Ｒ19とトランジスタ
Ｑ16と抵抗Ｒ16との直列回路に並列接続されたボリュー
ムＶＲにより構成されており、ボリュームＶＲの抵抗値
を変化させることにより、ミラー回路１７に流れる電流
を可変できるから、チョッパＰＷＭ回路１２のコンデン
サＣchopの充電電流を任意に調整することができるので
ある。したがって、ボリュームＶＲの抵抗値を変化させ
ることにより、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデュー
ティも任意に調整できるから、結果として、チョッパ回
路３の出力電圧Ｖdcを任意に調整することが可能となる
のである。
【００３９】ところで、本実施形態においても発振周波
数が低いほどチョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューテ
ィが高くなるので、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcも発
振周波数が低いほど高くなる（もしくは略一定を保
つ）。したがって、Ｖdc調整回路１９により任意にチョ
ッパ回路３の出力電圧Ｖdcを調整する場合には、発振周
波数の最も低い動作モードにて出力電圧Ｖdcが所定値と
なるように調整すれば、他の動作モードにおいて出力電
圧Ｖdcが上記所定値を越えることはない。
数が低いほどチョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューテ
ィが高くなるので、チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcも発
振周波数が低いほど高くなる（もしくは略一定を保
つ）。したがって、Ｖdc調整回路１９により任意にチョ
ッパ回路３の出力電圧Ｖdcを調整する場合には、発振周
波数の最も低い動作モードにて出力電圧Ｖdcが所定値と
なるように調整すれば、他の動作モードにおいて出力電
圧Ｖdcが上記所定値を越えることはない。
【００４０】しかして、本実施形態では、簡単な構成で
チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを調整することができ
る。また、本実施形態においてはチョッパ回路３とイン
バータ回路１の各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 は
同一の周波数にて発振動作するので、発振周波数を任意
に調整する手段（例えば可変抵抗器など）を設けた場合
には、発振周波数の変化によりチョッパ回路３の出力電
圧Ｖdcも変化するので、発振周波数を任意に調整する手
段と、チョッパ出力を任意に調整する手段（Ｖdc調整回
路１９）との両方を備えている場合には、先に発振周波
数を調整し、その後にチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを
調整すればよい。
チョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを調整することができ
る。また、本実施形態においてはチョッパ回路３とイン
バータ回路１の各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 は
同一の周波数にて発振動作するので、発振周波数を任意
に調整する手段（例えば可変抵抗器など）を設けた場合
には、発振周波数の変化によりチョッパ回路３の出力電
圧Ｖdcも変化するので、発振周波数を任意に調整する手
段と、チョッパ出力を任意に調整する手段（Ｖdc調整回
路１９）との両方を備えている場合には、先に発振周波
数を調整し、その後にチョッパ回路３の出力電圧Ｖdcを
調整すればよい。
【００４１】（実施形態７）図１４に本実施形態の放電
灯点灯装置の回路図を、図１５に図１４における制御回
路８の回路図を示す。本実施形態の基本構成は実施形態
６と略同じであり、Ｖdc調整回路１９に調光制御回路２
１が接続されている点に特徴がある。本実施形態では、
調光制御回路２１に外部からの調光信号が入力されるこ
とによりＶdc検出回路１６に流れる電流を調整できるの
で、調光制御回路２１にてチョッパＰＷＭ回路１２のコ
ンデンサＣchopの充電電流を任意に調整することができ
るから、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューティも
任意に調整でき、結果としてチョッパ回路３の出力電圧
Ｖdcを任意に調整可能となる。
灯点灯装置の回路図を、図１５に図１４における制御回
路８の回路図を示す。本実施形態の基本構成は実施形態
６と略同じであり、Ｖdc調整回路１９に調光制御回路２
１が接続されている点に特徴がある。本実施形態では、
調光制御回路２１に外部からの調光信号が入力されるこ
とによりＶdc検出回路１６に流れる電流を調整できるの
で、調光制御回路２１にてチョッパＰＷＭ回路１２のコ
ンデンサＣchopの充電電流を任意に調整することができ
るから、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューティも
任意に調整でき、結果としてチョッパ回路３の出力電圧
Ｖdcを任意に調整可能となる。
【００４２】本実施形態において、放電灯Ｌａを任意の
調光レベルに調光（光出力を低下）させる場合には、調
光制御回路２１から任意の調光レベルに応じた電流値を
Ｖdc調整回路１９に与えることにより、チョッパＰＷＭ
回路１２に設けられたコンデンサＣchopの充電電流が減
少するので、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューテ
ィが小さくなる。よって、チョッパ回路３の出力電圧Ｖ
dcが低下することによりインバータ回路１の出力も低下
し、放電灯Ｌａは調光状態となる。したがって、本実施
形態では、発振周波数を変更せずに調光が可能となるの
で、従来の発振周波数を高くすることによる調光制御の
場合に比べて輻射ノイズを低減することが可能となる。
調光レベルに調光（光出力を低下）させる場合には、調
光制御回路２１から任意の調光レベルに応じた電流値を
Ｖdc調整回路１９に与えることにより、チョッパＰＷＭ
回路１２に設けられたコンデンサＣchopの充電電流が減
少するので、チョッパ駆動信号ＯＵＴＣのオンデューテ
ィが小さくなる。よって、チョッパ回路３の出力電圧Ｖ
dcが低下することによりインバータ回路１の出力も低下
し、放電灯Ｌａは調光状態となる。したがって、本実施
形態では、発振周波数を変更せずに調光が可能となるの
で、従来の発振周波数を高くすることによる調光制御の
場合に比べて輻射ノイズを低減することが可能となる。
【００４３】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源に接続され
る整流回路の出力電圧をチョッパ用スイッチング素子の
オンオフによってチョッピングするとともに、このチョ
ッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチ
ョッパ回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング
素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に
高周波電力を供給するインバータ回路と、チョッパ用ス
イッチング素子を駆動する第１の駆動信号とインバータ
回路のスイッチング素子を駆動する第２の駆動信号を同
一の発振周波数にて連動制御する制御手段とを備え、制
御手段は、発振周波数が高いほど第１の駆動信号のオン
デューティを小さくするので、交流電源とインバータ回
路との間にチョッパ回路を設けたことにより交流電源側
から流れる入力電流の休止期間がなくなるから、高入力
力率、低入力電流歪率を達成することができ、また、チ
ョッパ用スイッチング素子を駆動する第１の駆動信号と
インバータ回路のスイッチング素子を駆動する第２の駆
動信号を同一の発振周波数にて連動制御する制御手段を
有するから、使用素子数が少なく制御回路の構成を簡単
化でき、また、制御手段は、発振周波数が高いほど第１
の駆動信号のオンデューティを小さくするから、放電灯
の予熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路の出力電圧
が必要以上に上昇するのを防止できるという効果があ
る。
る整流回路の出力電圧をチョッパ用スイッチング素子の
オンオフによってチョッピングするとともに、このチョ
ッピング電圧を整流平滑し所定の直流電圧に変換するチ
ョッパ回路と、チョッパ回路の直流電圧をスイッチング
素子のオンオフによって高周波電圧に変換して放電灯に
高周波電力を供給するインバータ回路と、チョッパ用ス
イッチング素子を駆動する第１の駆動信号とインバータ
回路のスイッチング素子を駆動する第２の駆動信号を同
一の発振周波数にて連動制御する制御手段とを備え、制
御手段は、発振周波数が高いほど第１の駆動信号のオン
デューティを小さくするので、交流電源とインバータ回
路との間にチョッパ回路を設けたことにより交流電源側
から流れる入力電流の休止期間がなくなるから、高入力
力率、低入力電流歪率を達成することができ、また、チ
ョッパ用スイッチング素子を駆動する第１の駆動信号と
インバータ回路のスイッチング素子を駆動する第２の駆
動信号を同一の発振周波数にて連動制御する制御手段を
有するから、使用素子数が少なく制御回路の構成を簡単
化でき、また、制御手段は、発振周波数が高いほど第１
の駆動信号のオンデューティを小さくするから、放電灯
の予熱、始動などの軽負荷時にチョッパ回路の出力電圧
が必要以上に上昇するのを防止できるという効果があ
る。
【００４４】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記制御手段は、発振周波数が高くなる場合にチョ
ッパ回路の出力電圧を小さくする若しくは発振周波数に
よらずチョッパ回路の出力電圧を略一定値とする手段を
有するので、放電灯の予熱、始動などの軽負荷時にチョ
ッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防止でき
るという効果がある。
て、上記制御手段は、発振周波数が高くなる場合にチョ
ッパ回路の出力電圧を小さくする若しくは発振周波数に
よらずチョッパ回路の出力電圧を略一定値とする手段を
有するので、放電灯の予熱、始動などの軽負荷時にチョ
ッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防止でき
るという効果がある。
【００４５】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させるので、動作モードを
切り換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に
上昇するのを防止できるという効果がある。
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させるので、動作モードを
切り換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に
上昇するのを防止できるという効果がある。
【００４６】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記発
振周波数を緩やかに変化させるので、動作モードを切り
換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇
するのを防止できるという効果がある。
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記発
振周波数を緩やかに変化させるので、動作モードを切り
換えるときにチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇
するのを防止できるという効果がある。
【００４７】請求項５の発明は、請求項２の発明におい
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させ且つ上記発振周波数を
緩やかに変化させるので、動作モードを切り換えるとき
にチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防
止できるという効果がある。
て、上記制御手段は、放電灯の動作モードを切り換える
ときに上記オンデューティを該切り換え前後それぞれの
動作モードに応じた２値間で増加変更する場合、上記オ
ンデューティを緩やかに変化させ且つ上記発振周波数を
緩やかに変化させるので、動作モードを切り換えるとき
にチョッパ回路の出力電圧が必要以上に上昇するのを防
止できるという効果がある。
【００４８】請求項６の発明は、請求項２乃至請求項５
の発明において、上記制御手段は、チョッパ回路の出力
電圧を任意に調整可能な出力調整手段を備えているの
で、チョッパ回路の出力電圧を任意に調整することがで
きるという効果がある。請求項７の発明は、請求項６の
発明において、上記制御手段は、上記出力調整手段を用
いて放電灯の調光制御を行う調光制御手段を備えている
ので、発振周波数を変更せずに調光できるから、従来の
ような発振周波数を高くする調光制御よりも輻射ノイズ
を低減できるという効果がある。
の発明において、上記制御手段は、チョッパ回路の出力
電圧を任意に調整可能な出力調整手段を備えているの
で、チョッパ回路の出力電圧を任意に調整することがで
きるという効果がある。請求項７の発明は、請求項６の
発明において、上記制御手段は、上記出力調整手段を用
いて放電灯の調光制御を行う調光制御手段を備えている
ので、発振周波数を変更せずに調光できるから、従来の
ような発振周波数を高くする調光制御よりも輻射ノイズ
を低減できるという効果がある。
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の要部回路図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の他の動作説明図である。
【図５】同上の別の動作説明図である。
【図６】実施形態２を示す図である。
【図７】同上の要部回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】実施形態３の動作説明図である。
【図１０】実施形態４の動作説明図である。
【図１１】実施形態５の動作説明図である。
【図１２】実施形態６を示す回路図である。
【図１３】同上の要部回路図である。
【図１４】実施形態７を示す回路図である。
【図１５】同上の要部回路図である。
【図１６】従来例を示す回路図である。
【図１７】他の従来例を示す回路図である。
【図１８】別の従来例を示す回路図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
１ インバータ回路 ２ 整流回路 ３ チョッパ回路 ５ 駆動回路 ８ 制御回路 ＡＣ 交流電源 Ｌａ 放電灯 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 ，Ｑ3 主スイッチング素子 ＯＵＴＩ インバータ駆動信号 ＯＵＴＣ チョッパ駆動信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤本 幸司 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内
Claims (7)
- 【請求項１】 交流電源に接続される整流回路の出力電
圧をチョッパ用スイッチング素子のオンオフによってチ
ョッピングするとともに、このチョッピング電圧を整流
平滑し所定の直流電圧に変換するチョッパ回路と、チョ
ッパ回路の直流電圧をスイッチング素子のオンオフによ
って高周波電圧に変換して放電灯に高周波電力を供給す
るインバータ回路と、チョッパ用スイッチング素子を駆
動する第１の駆動信号とインバータ回路のスイッチング
素子を駆動する第２の駆動信号を同一の発振周波数にて
連動制御する制御手段とを備え、制御手段は、発振周波
数が高いほど第１の駆動信号のオンデューティを小さく
することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】 上記制御手段は、発振周波数が高くなる
場合にチョッパ回路の出力電圧を小さくする若しくは発
振周波数によらずチョッパ回路の出力電圧を略一定値と
する手段を有することを特徴とする請求項１記載の放電
灯点灯装置。 - 【請求項３】 上記制御手段は、上記インバータ回路の
動作モードを切り換えるときに上記オンデューティを該
切り換え前後それぞれの動作モードに応じた２値間で増
加変更する場合、上記オンデューティを緩やかに変化さ
せることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 上記制御手段は、上記インバータ回路の
動作モードを切り換えるときに上記オンデューティを該
切り換え前後それぞれの動作モードに応じた２値間で増
加変更する場合、上記発振周波数を緩やかに変化させる
ことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 上記制御手段は、上記インバータ回路の
動作モードを切り換えるときに上記オンデューティを該
切り換え前後それぞれの動作モードに応じた２値間で増
加変更する場合、上記オンデューティを緩やかに変化さ
せ且つ上記発振周波数を緩やかに変化させることを特徴
とする請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項６】 上記制御手段は、チョッパ回路の出力電
圧を任意に調整可能な出力調整手段を備えて成ることを
特徴とする請求項２乃至請求項５記載の放電灯点灯装
置。 - 【請求項７】 上記制御手段は、上記出力調整手段を用
いて放電灯の調光制御を行う調光制御手段を備えて成る
ことを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9172625A JPH1126180A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9172625A JPH1126180A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1126180A true JPH1126180A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=15945354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9172625A Pending JPH1126180A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1126180A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002352991A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置 |
| JP2007035610A (ja) * | 2005-03-24 | 2007-02-08 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 放電ランプ点灯装置および照明装置 |
| JP2010259236A (ja) * | 2009-04-24 | 2010-11-11 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置 |
-
1997
- 1997-06-27 JP JP9172625A patent/JPH1126180A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002352991A (ja) * | 2001-05-28 | 2002-12-06 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置 |
| JP4644975B2 (ja) * | 2001-05-28 | 2011-03-09 | パナソニック電工株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| JP2007035610A (ja) * | 2005-03-24 | 2007-02-08 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 放電ランプ点灯装置および照明装置 |
| JP2010259236A (ja) * | 2009-04-24 | 2010-11-11 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 電源装置 |
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Legal Events
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