JP2868224B2

JP2868224B2 - 負荷制御装置

Info

Publication number: JP2868224B2
Application number: JP1075573A
Authority: JP
Inventors: 淳上岡
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-03-28
Filing date: 1989-03-28
Publication date: 1999-03-10
Anticipated expiration: 2014-03-10
Also published as: JPH02253594A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、商用電源を入力として低周波リップルの少
ない高周波電圧を出力する負荷制御装置に関するもので
ある。

［従来の技術］第９図は従来の負荷制御装置（特開昭60−134776号，
特開昭60−139175号参照）の回路図である。図中、上段
には主回路部を、下段には制御回路部を示しており、
〜の符号を付した部分はそれぞれ接続されている。こ
の負荷制御装置では、負荷に高周波電流を供給するイン
バータ回路の直流入力側にチョッパー回路を設け、入力
力率の改善及び入力電流高調波歪みの低減を実現してお
り、チョッパー回路とインバータ回路とでスイッチング
素子を兼用することにより、主回路部の構成を簡単化し
ている。

まず、主回路部の構成について説明する。商用交流電
源Vsは、コンデンサC₁，C₂とトランスT₁よりなるフィル
タ回路を介して、ダイオードブリッジDBの交流入力端子
に接続されている。ダイオードブリッジDBの直流出力端
子間には、インダクタL₁がパワーMOSFETよりなるスイッ
チング素子Q₂を介して接続されている。スイッチング素
子Q₂の両端には、ダイオードD₁を介して平滑コンデンサ
C₃が接続されており、これにより、昇圧チョッパー回路
が構成されている。すなわち、スイッチング素子Q₂がオ
ンすると、ダイオードブリッジDBの直流出力端子からイ
ンダクタL₁に電流が流れて、インダクタL₁に電磁エネル
ギーが蓄積され、スイッチング素子Q₂がオフすると、イ
ンダクタL₁の電磁エネルギーによりインダクタL₁の両端
に電流を流し続ける方向に起電力が発生し、この起電力
がダイオードブリッジDBの直流出力電圧と加算されて、
ダイオードD₁を介して平滑コンデンサC₃に充電される。
このため、平滑コンデンサC₃にはダイオードブリッジDB
の直流出力電圧を昇圧した電圧が充電されるものであ
る。

次に、インバータ回路の構成について説明する。平滑
コンデンサC₃の両端には、パワーMOSFETよりなるスイッ
チング素子Q₁，Q₂の直列回路が並列的に接続されてお
り、各スイッチング素子Q₁，Q₂にはそれぞれダイオード
D₁，D₂が逆並列接続されている。スイッチング素子Q₂の
両端には、直流成分カット用のコンデンサC₄、限流用の
インダクタL₂を介して放電灯Laのフィラメントの電源側
端子が接続されている。放電灯Laのフィラメントの非電
源側端子間には、予熱電流通電用のコンデンサC₅が並列
接続されており、このコンデンサC₅はインダクタL₂と直
列共振回路を構成する。コンデンサC₄の容量は、コンデ
ンサC₅の容量に比べて十分に大きく、共振には寄与しな
い。後述の制御回路部では、スイッチング素子Q₁，Q₂を
交互にオン、オフさせるようなドライブ信号を発生し、
端子，間及び端子，間にそれぞれ供給する。ス
イッチング素子Q₁がオン、スイッチング素子Q₂がオフす
ると、平滑コンデンサC₃からスイッチング素子Q₁、コン
デンサC₄、インダクタL₂を介して放電灯Laに電流が流
れ、コンデンサC₄が充電される。次に、スイッチング素
子Q₁がオフ、スイッチング素子Q₂がオンすると、コンデ
ンサC₄が電源となり、コンデンサC₄からスイッチング素
子Q₂、放電灯La、インダクタL₂を介して電流が流れ、コ
ンデンサC₄が放電される。なお、スイッチング素子Q₁，
Q₂が同時にオフするデッドオフタイムを設けることが一
般的であり、このとき、負荷回路の振動電流はダイオー
ドD₁，D₂を介して流れることになる。スイッチング素子
Q₁，Q₂のスイッチング周波数は、放電灯Laとインダクタ
L₂及びコンデンサC₅を含む負荷回路の共振周波数よりも
若干高く設定されることが一般的であり、これにより負
荷回路には遅れ位相の電流が流れて、スイッチング素子
Q₁，Q₂のスイッチングが安定に行われる。また、コンデ
ンサC₅の両端には共振作用により高電圧が発生し、これ
が放電灯Laに印加されて、放電灯Laが点灯する。

このように、上記回路においては、ダイオードD₁とス
イッチング素子Q₂をチョッパー回路とインバータ回路と
で兼用しているので、主回路部の構成が簡単となり、ま
た、チョッパー回路のドライブ信号をインバータ回路の
ドライブ信号と別個に作成する必要がないので、制御回
路部の構成も簡単となる。

以下、制御回路部の構成について説明する。この回路
は、発振回路IC₁とドライバー回路IC₂とからなる。ま
ず、発振回路IC₁はスイッチングレギュレータ用の制御
用IC（日本電気株式会社製造μPC494C）よりなる。この
制御用ICは、周知のように、電源端子（12番ピン）とア
ース端子（７番ピン）の間に制御電源Vccを印加されて
使用され、コンデンサ端子（５番ピン）とアース端子間
に接続されるコンデンサC₁₁と、抵抗端子（６番ピン）
とアース端子間に接続される抵抗R₁₁との時定数に応じ
た周波数で発振する発振器を内蔵している。その第１の
発振出力は、第１のオープンコレクタ端子（８番ピン）
と第１のオープンエミッタ端子（９番ピン）の間が短絡
される状態と開放される状態が交番することにより得ら
れ、第２の発振出力は、第２のオープンコレクタ端子
（11番ピン）と第２のオープンエミッタ端子（10番ピ
ン）の間が短絡される状態と開放される状態が交番する
ことにより得られる。ここで、出力制御端子（13番ピ
ン）をアースレベルに落としたときには、１石用のシン
グル・エンド動作を行い、第１の発振出力は第２の発振
出力と一致するものであるが、出力制御端子を基準電圧
出力端子（14番ピン）に得られる基準電圧Vrefのレベル
に設定したときには、２石用のプッシュプル動作を行
い、第１の発振出力と第２の発振出力は所定のデッドオ
フタイムを経て、反対の状態を取る。このデッドオフタ
イムは、基準電圧Vrefのレベルを可変抵抗VR₁₁により分
圧して、デッドオフタイム制御端子（４番ピン）に入力
することにより、設定できる。なお、非反転入力端子
（１番ピン,16番ピン）と反転入力端子（２番ピン,15番
ピン）は、パルス幅制御用のコンパレータの入力端子で
あり、パルス幅制御を行わない場合には、前者をアース
レベルにプルダウンし、後者を制御電源Vccのレベルに
プルアップしておくものである。また、フィードバック
端子（３番ピン）はパルス幅制御用の帰還入力端子であ
り、使用しない場合には開放しておくものである。

本実施例では、第１及び第２のオープンエミッタ端子
（９番ピン,10番ピン）がそれぞれ抵抗R₁₃，R₁₂を介し
てアースレベルにプルダウンされている。したがって、
第１のオープンエミッタ端子（９番ピン）は第１のオー
プンコレクタ端子（８番ピン）と導通していないときに
は“Low"レベルとなり、導通しているときには“High"
レベルとなる。同様に、第２のオープンエミッタ端子
（10番ピン）は第２のオープンコレクタ端子（11番ピ
ン）と導通していないときには“Low"レベルとなり、導
通しているときには“High"レベルとなる。このように
して、一方が“High"レベルであるときに他方が“Low"
レベルとなり、他方が“High"レベルであるときに一方
が“Low"レベルとなる第１及び第２の制御信号が得られ
る。また、第１及び第２の制御信号が共に“Low"レベル
となるデッドオフタイムは、可変抵抗VR₁₁の分圧比によ
り制御される。

次に、ドライバー回路IC₂は高速・高耐圧ブリッジド
ライバーIC（IR社製IR2110）よりなる。この回路例で
は、入力端子（10番ピン,12番ピン）にそれぞれ発振回
路IC₁の出力端子（10番ピン,9番ピン）が接続され、上
述の第１及び第２の制御信号と同一波形で絶縁耐圧が50
0Vのドライブ信号が出力端子（７番ピン,1番ピン）から
出力される。なお、コンデンサC₁₂、抵抗R₁₄、ダイオー
ドD₁₁よりなる回路は、ブートストラップ回路であり、
７番ピンから得られるドライブ信号の電源を供給してい
る。

第10図及び第11図は上記回路の動作波形図である。第
10図は高周波的な動作を示しており、第11図は低周波的
な動作を示している。図中、V_Q2はスイッチング素子Q₂
に両端電圧、I_Q1，I_Q2はスイッチング素子Q₁，Q₂に流れ
る電流、I_D1，I_D2はダイオードD₁，D₂に流れる電流、I
_L1，I_L2はインダクタL₁，L₂に流れる電流、V_ACは商用交
流電源Vsの瞬時電圧、I_ACは商用交流電源Vsからの入力
電流、V_C3は平滑コンデンサC₃の電圧、V_Laは放電灯Laの
両端電圧である。なお、電流波形、電圧波形とも第９図
中の矢印の方向が正としている。

上記各図から明らかなように、商用交流電源Vsの瞬時
電圧V_ACが高いときには、チョッパー回路に流れる各電
流I_L1，I_Q2，I_D1は大きくなり、上記瞬時電圧V_ACが低い
ときには、上記各電流I_L1，I_Q2，I_D1は小さくなる。し
たがって、商用交流電源Vsからの入力電流I_ACは、ほぼ
正弦波状となり、入力力率が高くなり、入力電流高調波
歪みが低減される。一方、インバータ回路に流れる電流
I_Q1，I_D2，I_L2の大きさは、平滑コンデンサC₃の電圧V_C3
に依存するので、商用交流電源Vsの瞬時電圧V_ACにはほ
とんど無関係となる。したがって、放電灯Laの両端電圧
V_Laの包絡線は、平滑コンデンサC₃の電圧V_C3とほぼ一致
し、低リップルの高周波出力が得られるものである。

［発明が解決しようとする課題］上述のチョッパー兼用型のインバータを用いた放電灯
点灯装置において、放電灯を調光点灯した場合には、以
下に説明するように、いずれの調光制御方式を用いても
何らかの問題を生じる。

（ａ）デューティ制御方式まず、デューティ制御方式では、インバータ回路を構
成するスイッチング素子Q₁，Q₂のオン・デューティ（１
周期に占めるオン時間の割合）を小さくして行き、放電
灯Laを調光するものである。ところが、この方式では、
インバータ回路と兼用しているチョッパー回路のスイッ
チング素子Q₂のオン・デューティを小さくすることにな
るため、チョッパー回路の出力電圧V_C3が減少してしま
う。したがって、チョッパー回路の昇圧比が低下し、平
滑コンデンサC₃に電流が流れていない期間が増大するた
め、入力力率の改善や、入力電流高調波歪みの低減が不
十分となりやすく、これを防止するために制御回路やフ
ィルタ回路の構成が複雑になるという問題がある。

（ｂ）相補パルス幅変調制御方式この方式では、一方のスイッチング素子Q₁（又はQ₂）
のオン・デューティを小さくすると共に、他方のスイッ
チング素子Q₂（又はQ₁）のオン・デューティを相補的に
大きくして調光するものである。スイッチング素子Q₂の
オン・デューティを小さくして調光する場合には、基本
的に前述のデューティ制御方式の場合と同様の問題が生
じる。また、スイッチング素子Q₁のオン・デューティを
小さくして調光する場合には、調光するに従って負荷消
費電力が低下するのに対して、兼用しているチョッパー
回路のスイッチング素子Q₂のオン・デューティは大きく
なるため、チョッパー回路の出力電圧V_C3は上昇しよう
とする。その結果、放電灯Laを調光するに従い、平滑コ
ンデンサC₃やスイッチング素子Q₁，Q₂などに高い電圧が
印加されることになるため、広い範囲で調光することが
困難となる。また、高耐圧の回路素子が必要となり、コ
ストアップを招くという問題もある。

（ｃ）インピーダンス制御方式この方式では、放電灯Laと直列にインピーダンス素子
を挿入することによりランプ電流を絞って調光するもの
である。この場合、チョッパー回路におけるスイッチン
グ動作は調光には関係なく、一定であるが、調光するに
従って負荷消費電力が低下するため、結果としてチョッ
パー回路の出力電圧V_C3は上昇し、前述の相補パルス幅
制御方式においてスイッチング素子Q₁のオン・デューテ
ィを小さくして調光する場合と同様に、広い範囲で調光
することが困難となり、高耐圧の回路素子が必要とな
り、コストアップを招くという問題がある。

（ｄ）位相制御方式この方式では、トライアック等を位相制御することに
より、入力電流の実効値を制御して調光するものであ
る。ところが、位相制御方式では、その性質上、入力電
流高調波歪みが必ず発生し、入力力率も低下するため、
チョッパー兼用型のインバータ点灯装置を用いる利点を
損なうという問題がある。

（ｅ）周波数制御方式この方式では、スイッチング素子Q₁，Q₂のスイッチン
グ周波数を変化させて、放電灯Laを調光するものであ
る。一般的には、スイッチング周波数を高くすることに
より放電灯Laを調光するものであるが、この場合、調光
により負荷消費電力が低下するに従い、チョッパー回路
の出力電圧V_C3も低下しようとする。しかしながら、周
波数変化による負荷消費電力の減少は、チョッパー回路
の出力電圧V_C3の減少に比べて顕著であるため、結果と
して、チョッパー回路の出力電圧V_C3は上昇しようとす
る。このため、広い調光範囲で放電灯Laを調光すること
が困難となり、高耐圧の回路素子が必要となるため、コ
ストアップを招くという問題がある。

（ｆ）ランプ電流休止区間制御方式この方式では、ランプ電流を低周期で間欠的に休止さ
せることにより放電灯Laを調光するものである。ところ
が、ランプ電流を間欠的に休止させるために、チョッパ
ー兼用型のインバータ装置の動作を間欠的に停止させた
場合には、入力電流が間欠的に休止することとなり、入
力電流に歪みが発生するという問題がある。また、チョ
ッパー兼用型のインバータ装置の動作を停止させずに、
ランプ電流の休止区間を設けた場合には、チョッパー回
路の出力電圧V_C3が上昇しようとするため、広い範囲で
放電灯Laを調光することが困難となり、高耐圧の素子が
必要となるので、コストアップを招くという問題があ
る。

（ｇ）入力電圧振幅制御方式この方式では、インバータ回路の入力電圧を変化させ
ることにより放電灯Laを調光するものである。第９図の
回路では、平滑コンデンサC₃の電圧V_C3を変化させるも
のであるが、それには、（ｉ）動作周波数を変化させる
方式、（ii）スイッチング素子Q₂のオン・デューティを
変化させる方式、（iii）インダクタL₁の値を変化させ
る方式等が考えられるが、（ｉ），（ii）の各方式は前
述の周波数制御方式やデューティ制御方式と本質的に同
じであり、（iii）のインダクタL₁の値を変化させる方
式はコスト的に実現困難であるという問題がある。

また、以上述べた問題は、その負荷が放電灯以外のも
のであっても、その負荷消費電力を減じた場合には同様
に生じる問題である。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、負荷の消費電力を広い範囲に
亘って変化させても、その入力力率が高力率で、且つ入
力電流高調波歪みの少ない負荷制御装置を安価に提供す
ることにある。

［課題を解決するための手段］本発明者は、上述した各種の調光手段について、その
問題点を分析し、鋭意検討を重ねた結果、これらの調光
手段が次の３種類に大別されることを見出だした。

（Ｉ）第１の調光手段は、調光するに従ってチョッパー
の昇圧比が上昇する調光方式であり、広い調光範囲を得
ることが困難で、高耐圧の素子が必要となり、コストア
ップを招くという問題がある。具体的には、インピーダ
ンス制御方式、スイッチング素子Q₁のオン・デューティ
を小さくして調光する相補パルス幅制御方式、周波数制
御方式、インバータの動作を停止させないランプ電流休
止区間制御方式、チョッパーの動作周波数変化による入
力電圧振幅制御方式が挙げられる。

（II）第２の調光手段は、調光するに従ってチョッパー
の昇圧比が低下する調光方式であり、入力電流高調波歪
みが発生し、入力力率が低下するという問題がある。具
体的には、デューティ制御方式、スイッチング素子Q₂の
オン・デューティを小さくして調光する相補パルス幅制
御方式、チョッパーのオン・デューティ制御による入力
電圧振幅制御方式、インバータの動作を停止させるラン
プ電流休止期間制御方式、スイッチング素子Q₂のオン・
デューティを小さくして調光する入力電圧振幅制御方式
が挙げられる。

（III）第３の調光手段は、本質的に入力電流に高調波
歪みの発生する調光方式であり、具体的には、位相制御
方式が挙げられる。

このうち、第３の調光手段は入力電流に高調波歪みが
発生することを本質的に避けられない方式であるから、
採用することができない。そこで、調光するに従ってチ
ョッパーの昇圧比が上昇する第１の調光手段と、調光す
るに従ってチョッパーの昇圧比が低下する第２の調光手
段を併用すれば、広い調光範囲に亘って安定した調光制
御を実現できると考えられる。また、この原理は負荷が
放電灯でない場合にも一般的に適用されると考えられ
る。

本発明はこのような知見に基づいてなされたものであ
り、その基本構成を第１図に示す。本発明の負荷制御装
置は、商用交流電源Vsと、平滑用コンデンサＣを含むチ
ョッパー兼用型のインバータ装置３と、このインバータ
装置３によって給電される放電灯Laのような負荷と、負
荷消費電力の低減に従って前記平滑コンデンサＣの電圧
Vcを上昇させる第１の負荷消費電力制御手段１と、負荷
消費電力の低減に従って前記平滑コンデンサＣの電圧Vc
を低下させる第２の負荷消費電力制御手段２とを備えて
いる。そして、平滑コンデンサＣの電圧Vcの変動範囲を
適正な範囲内に抑えるように、第１の負荷消費電力制御
手段１と第２の負荷消費電力制御手段２により負荷消費
電力を制御することを特徴とするものである。ここで、
コンデンサＣの電圧Vcの適正な範囲とは、下限は入力力
率が高力率となり、且つ入力電流高調波歪みが充分少な
くなるような値であり、また、上限は使用する回路素子
（例えば平滑用コンデンサやスイッチング素子等）の耐
圧などによって決定される。

［作用］本発明にあっては、このように、負荷消費電力を低減
するに従ってチョッパーの昇圧比が上昇する第１の負荷
消費電力制御手段と、負荷消費電力を低減するに従って
チョッパーの昇圧比が低下する第２の負荷消費電力制御
手段とを併用したので、全体として見れば、負荷消費電
力を変化させてもチョッパーの昇圧比は余り変化しない
ことになる。このため、平滑コンデンサＣの電圧Vcの低
下に起因する入力力率の低下や入力電流高調波歪みの増
大を招くことがなく、また、平滑コンデンサＣの電圧Vc
の上昇に対して各回路素子の高耐圧化を図る必要も生じ
ない。

［実施例１］第２図は本発明の第１実施例の回路図である。本実施
例の基本的な構成は、第９図に示す従来例とほぼ同じで
あるが、平滑コンデンサC₃の電圧V_C3を抵抗R₁₆，R₁₅よ
りなる分圧回路にて検出し、ダイオードD₁₂を介して発
振回路IC₁の抵抗端子（６番ピン）に帰還している点が
異なる。このように構成することにより、発振回路IC₁
は抵抗R₁₁と電圧V_C3の値により決定される周波数で発振
動作を行うものであり、電圧V_C3の値が低下するに従
い、発振周波数は徐々に高くなって行くものである。ま
た、本実施例では、発振制御端子（13番ピン）をアース
レベルに接続してシングル・エンド動作を選択している
ので、出力端子（９番ピン,10番ピン）からは同相の出
力信号が得られる。この出力信号を前述のドライバー回
路IC₂（IR社製IR2110）の一方の入力端子（12番ピン）
に入力すると共に、反転回路G₁にて論理反転した信号を
他方の入力端子（10番ピン）に入力している。発振回路
IC₁から出力される信号のオン・デューティは可変抵抗V
R₁₁によって基準電圧（14番ピンの出力電圧）を分割し
た電圧（４番ピンの入力電圧）によって決定される。し
たがって、ドライバー回路IC₂の出力端子（１番ピン,7
番ピン）には、相補的にオン・デューティが変化する、
いわゆる相補パルス幅変調のドライブ信号が得られるも
のである。

次に、主回路部の構成については第９図に示す従来例
とほぼ同じであるが、本実施例にあっては、微弱直流電
流を通電するための抵抗R₁を付加している。これによ
り、例えば相対照度比１％程度の低光束でも放電灯Laを
安定に点灯できる。共振用のコンデンサC₅は放電灯Laの
電源側に並列接続し、直流カット用のコンデンサC₆を設
けて、抵抗R₁からの微弱直流電流が共振回路に影響を与
えないように構成している。なお、第９図の従来例では
共振用のコンデンサC₅がフィラメント通電用のインピー
ダンス要素を兼ねているが、本実施例では、フィラメン
トf₁，f₂に予熱電流を通電するための電源E₁，E₂を別に
設けている。

第３図は本実施例における制御回路部の動作波形図を
示している。全点灯時には、第３図（ａ），（ｂ）に示
すように、スイッチング素子Q₁，Q₂のオン・デューティ
は略等しく、発振周波数は低いが、調光時には、同図
（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子Q₂のオ
ン・デューティが小さくなり、発振周波数は高くなる。
このように、本実施例にあっては、調光すると発振周波
数が高くなり、チョッパーの出力電圧V_C3が上昇する第
１の調光手段と、調光するとスイッチング素子Q₂のオン
・デューティが小さくなり、チョッパーの出力電圧V_C3
が低下する第２の調光手段とを併用しているので、全体
として見れば、調光してもチョッパーの出力電圧V_C3は
余り変化しない。したがって、入力力率が低下したり、
入力電流高調波歪みの増大を招くことがなく、回路素子
の耐圧を高くする必要もない。

第４図は本実施例における入力電流I_AC及びチョッパ
ーの出力電圧V_C3の波形を示している。同図（ａ），
（ｂ）に示す全点灯時においても、同図（ｃ），（ｄ）
に示す調光時においても、入力電流I_ACは略正弦波状で
あり、チョッパーの出力電圧V_C3も余り大きくは変化し
ない。

一例として、第２図の回路において、L₁＝2.4mH、L₂
＝3.9mH、C₃＝125μＦ、C₄＝0.68μＦ、C₅＝10000pF、C
₆＝8900pF、R₁＝100kΩ、商用交流電源VsがAC100V60Hz
である場合の実験結果を第５図に示す。同図に示すよう
に、調光するに従い、スイッチング素子Q₂のオン・デュ
ーティは小さくなり、発振周波数は高くなって行く。こ
のとき、チョッパーの出力電圧V_C3は160V〜350Vの範囲
で変化したが、入力電流の高調波歪み成分は許容し得る
範囲であった。

［実施例２］第６図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例の基本的な構成は、第９図に示す従来例とほぼ同じで
あるが、主回路部において、放電灯Laと直列にインピー
ダンス素子Ｚを挿入し、このインピーダンス素子Ｚと並
列に調光スイッチSW₁を接続している。また、制御回路
部において、可変抵抗VR₁₁と直列に抵抗R₁₀を挿入し、
この抵抗R₁₀と並列に調光スイッチSW₁₁を接続してい
る。調光スイッチSW₁とSW₁₁とは連動しており、全点灯
時には共にオン、調光点灯時には共にオフとなる。

第７図は本実施例の動作波形図である。同図（ａ），
（ｂ）に示すように、全点灯時においては、スイッチン
グ素子Q₁，Q₂のオン・デューティが大きく、調光時にお
いては、スイッチング素子Q₁，Q₂のオン・デューティは
小さくなる。これによって、いわゆるデューティ制御に
よる段調光が可能となる。このデューティ制御では、調
光すると、チョッパーの出力電圧V_C3が低下する。一
方、全点灯時に調光スイッチSW₁がオンとなり、調光時
に調光スイッチSW₁がオフとなることにより、調光時に
のみ放電灯Laと直列にインピーダンス素子Ｚが挿入され
ることとなる。これによって、いわゆるインピーダンス
制御による段調光が可能となる。このインピーダンス制
御では、調光すると、チョッパーの出力電圧V_C3が上昇
する。このため、本実施例においても、調光時と全点灯
時とでチョッパーの出力電圧V_C3が大きく変動すること
はなく、入力力率が低下したり、入力電流高調波歪みの
増大を招くことがなく、回路素子の耐圧を高する必要も
ない。

［実施例３］第８図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例においては、制御回路部の構成は第２図に示した第１
実施例と全く同じであるが、主回路部のチョッパー回路
が昇圧型のチョッパーではなく、昇降圧型のチョッパー
である点が第１実施例とは異なっている。すなわち、ダ
イオードブリッジDBの直流出力端には、スイッチング素
子Q₁と負荷回路を介してインダクタL₁が接続されてお
り、インダクタL₁の両端にはダイオードD₃を介して平滑
コンデンサC₃が接続されている。スイッチング素子Q₁が
オンされた時にダイオードブリッジDBの正出力端からス
イッチング素子Q₁、負荷回路（コンデンサC₄、インダク
タL₂、放電灯La及びコンデンサC₅）、インダクタL₁を介
してダイオードブリッジDBの負出力端に至る経路で電流
が流れてインダクタL₁に電磁エネルギーが蓄積され、ス
イッチング素子Q₁がオフされた時に前記電磁エネルギー
がダイオードD₃を介して平滑コンデンサC₃に放出され、
平滑コンデンサC₃が充電される。つまり、本実施例にあ
っては、スイッチング素子Q₁がインバータ回路とチョッ
パー回路とで兼用されている。平滑コンデンサC₃の出力
電圧V_C3は、ダイオードD₄を介してインバータ回路の直
流入力端、つまりスイッチング素子Q₁，Q₂の直列回路に
印加されている。このダイオードD₄はダイオードブリッ
ジDBの出力が平滑コンデンサC₃に直接流れ込むことを防
止するために設けられている。なお、コンデンサC₈は高
周波バイパス用であり、平滑コンデンサC₃に比べて十分
に容量は小さく設定されている。

本実施例にあっては、制御回路部の構成は第１実施例
と全く同一であるから、可変抵抗VR₁₁によりスイッチン
グ素子Q₁，Q₂のオン・デューティが相補的に変化する相
補パルス幅変調制御と、平滑コンデンサC₃の電圧V_C3に
より発振回路IC₁の発振周波数が変化する周波数制御と
が行われる。したがって、第１実施例の場合と同様に、
広い範囲に亘って調光制御しても平滑コンデンサC₃の電
圧V_C3が大きく変動することはない。

以上の実施例では、直列共振型のインバータ回路を例
示したが、ハーフブリッジ式インバータ回路やフルブリ
ッジ式インバータ回路、一石式インバータ回路、プッシ
ュプル式インバータ回路等であっても良いことは言うま
でもない。

［発明の効果］本発明にあっては、上述のように、商用交流電源を入
力とし、チョッパー兼用型のインバータ装置にて負荷に
低周波リップル成分の少ない高周波電力を供給する負荷
制御装置において、負荷消費電力を低減するに従ってチ
ョッパーの昇圧比が上昇する第１の負荷消費電力制御手
段と、負荷消費電力を低減するに従ってチョッパーの昇
圧比が低下する第２の負荷消費電力制御手段とを併用し
たので、全体として見れば、負荷消費電力を変化させて
もチョッパーの昇圧比は余り変化しないことになり、し
たがって、平滑コンデンサの電圧低下に起因する入力力
率の低下や入力電流高調波歪みの増大を招くことがな
く、また、平滑コンデンサの電圧上昇に対して各回路素
子の高耐圧化を図る必要もなく、負荷消費電力を広い範
囲に亘って制御することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は本発明の第１実施例の回路図、第３図及び第４図は
同上の動作波形図、第５図は同上の動作説明図、第６図
は本発明の第２実施例の回路図、第７図は同上の動作波
形図、第８図は本発明の第３実施例の回路図、第９図は
従来例の回路図、第10図及び第11図は同上の動作波形図
である。１は第１の負荷消費電力制御手段、２は第２の負荷消費
電力制御手段、３はチョッパー兼用型のインバータ装置
である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 41/24 - 41/29 H05B 41/38 - 41/42 H02M 7/48

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、この交流電源を整流する整流
回路と、スイッチング素子と、このスイッチング素子の
オン・オフ動作に基づいて直流入力を高周波出力に変換
する高周波変換回路と、この高周波変換回路の直流入力
側に接続された平滑コンデンサと、前記整流回路の出力
端と前記スイッチング素子との間に介在し、スイッチン
グ素子のオン期間中にエネルギーを蓄積すると共に、ス
イッチング素子のオフ時に前記エネルギーを前記平滑コ
ンデンサに放出するインダクタンス要素とを有するチョ
ッパー兼用型のインバータ装置と、前記インバータ装置
の高周波出力により駆動される負荷と、負荷消費電力を
減じると前記高周波変換回路の発振周波数が高くなり前
記平滑コンデンサの電圧が上昇するような第１の負荷消
費電力制御手段と、負荷消費電力を減じると前記高周波
変換回路のチョッパー兼用側のスイッチング素子のオン
・デューティが小さくなりチョッパー出力電圧である前
記平滑コンデンサの電圧が低下するような第２の負荷消
費電力制御手段とを具備することを特徴とする負荷制御
装置。