JPH10332722A - 回転速度検出装置 - Google Patents
回転速度検出装置Info
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- JPH10332722A JPH10332722A JP9143638A JP14363897A JPH10332722A JP H10332722 A JPH10332722 A JP H10332722A JP 9143638 A JP9143638 A JP 9143638A JP 14363897 A JP14363897 A JP 14363897A JP H10332722 A JPH10332722 A JP H10332722A
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
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- G01D5/147—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage using Hall-effect devices influenced by the movement of a third element, the position of Hall device and the source of magnetic field being fixed in respect to each other
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
- G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
- G01P3/4802—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage by using electronic circuits in general
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低速時での回転検出に適合し、かつ省線化を
有効な回転速度検出装置を提供することにある。 【解決手段】 磁電変換素子を直列に接続した検知部お
よび比較電圧用抵抗を直列に接続し、かつ前記検知部に
並列接続した比較電圧発生部を含むセンサ手段１１を定
電流手段１５により制御される定電圧制御手段１３にて
定電圧駆動し、比較手段１２からのオン・オフ出力によ
り前記定電流手段１５の定電流を制御して給電線Ｖｃ
ｃ、ＶＲに矩形波電流が重畳して流れるように構成し
た。
有効な回転速度検出装置を提供することにある。 【解決手段】 磁電変換素子を直列に接続した検知部お
よび比較電圧用抵抗を直列に接続し、かつ前記検知部に
並列接続した比較電圧発生部を含むセンサ手段１１を定
電流手段１５により制御される定電圧制御手段１３にて
定電圧駆動し、比較手段１２からのオン・オフ出力によ
り前記定電流手段１５の定電流を制御して給電線Ｖｃ
ｃ、ＶＲに矩形波電流が重畳して流れるように構成し
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回転または移動す
る多極磁石で作られる漏洩磁界変化、または磁性移動体
としてのギヤと固定磁石との間で作られる漏洩磁界変化
を磁電変換素子を利用して検出し、その検出信号を波形
整形して電圧−電流変換する信号処理回路を具備した回
転速度検出装置に関する。
る多極磁石で作られる漏洩磁界変化、または磁性移動体
としてのギヤと固定磁石との間で作られる漏洩磁界変化
を磁電変換素子を利用して検出し、その検出信号を波形
整形して電圧−電流変換する信号処理回路を具備した回
転速度検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来からギヤの回転検出に使用されてい
る検出素子は、図６に示すようにバイアス磁石１０３と
の間に抱き合わせた電磁コイル１０２であり、回転する
ギヤ１０１の凹凸による磁気抵抗の変化による時速密度
変化を検出し、コイル両端に誘起電圧を得るものであ
る。この場合、回転するギヤ１０１、バイアス磁石１０
３、電磁コイル１０２は発電機と見なされ、誘起電圧の
大きさはギヤの回転速度に依存し、２線での信号の検出
が可能である。これは、シンプルで廉価な構成である
が、低速時には、誘起電圧が小さくなるという基本的な
問題点を有する。
る検出素子は、図６に示すようにバイアス磁石１０３と
の間に抱き合わせた電磁コイル１０２であり、回転する
ギヤ１０１の凹凸による磁気抵抗の変化による時速密度
変化を検出し、コイル両端に誘起電圧を得るものであ
る。この場合、回転するギヤ１０１、バイアス磁石１０
３、電磁コイル１０２は発電機と見なされ、誘起電圧の
大きさはギヤの回転速度に依存し、２線での信号の検出
が可能である。これは、シンプルで廉価な構成である
が、低速時には、誘起電圧が小さくなるという基本的な
問題点を有する。
【０００３】更に図７に示すように、強磁性磁気抵抗素
子１０４を検出素子として用い、定電流駆動により矩形
波電流を電源供給線に重畳する信号処理回路１０５と組
合せたものが知られている。これは、定電流駆動に２つ
のカレントミラー回路を用い、一方のカレントミラー回
路の電流を常時オンにし、他方のカレントミラー回路の
電流をハーフブリッジの磁気抵抗素子の中点出力信号で
オン・オフさせることで矩形波電流を作り出し、電源供
給線に矩形波電流を重畳し、信号出力線を省き、３線を
２線に変換するものである。
子１０４を検出素子として用い、定電流駆動により矩形
波電流を電源供給線に重畳する信号処理回路１０５と組
合せたものが知られている。これは、定電流駆動に２つ
のカレントミラー回路を用い、一方のカレントミラー回
路の電流を常時オンにし、他方のカレントミラー回路の
電流をハーフブリッジの磁気抵抗素子の中点出力信号で
オン・オフさせることで矩形波電流を作り出し、電源供
給線に矩形波電流を重畳し、信号出力線を省き、３線を
２線に変換するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】車載回転センサとして
近年求められている性能は、超低速時の回転検出であ
る。
近年求められている性能は、超低速時の回転検出であ
る。
【０００５】これに適した検出素子はホール素子、強磁
性磁気抵抗素子、半導体磁気抵抗素子、等のいわゆる位
置検出タイプの磁電変換素子であり、特に、他方式に比
べ半導体磁気抵抗素子は検出信号電圧が大きく、回転ギ
ヤ検出としては最適なものの１つである。回転センサに
位置検出タイプの磁電変換素子を用いた場合、回路構成
としては、通常、電流供給線２本、信号出力線１本の計
３本の配線が必要である。電磁コイルとの互換性、車体
重量の軽減、車内スペースの有効活用等を考えると、２
線化した超低速検出可能な回転センサが求められる。位
置検出タイプの回転速度検出装置における２線方式は、
回転または移動体による漏洩磁界変化を磁電変換素子で
検出し、信号処理を行って電源供給線に矩形波電流とし
て重畳する方式であり、電源供給側で電源供給線に挿入
した抵抗の両端電圧を検知し、回転または移動体の回転
数や移動量をコンピュータで計測することによって信号
出力線を省略するものである。この方式では、回路全体
の消費電流を小さくし、回路素子の発熱をできるだけ抑
えるために矩形波の高電流値と低電流値の絶対値、相対
差をできるだけ小さくする必要がある。一方、矩形波電
流の電流値の絶対値を小さくすればする程、矩形波の高
電流値、低電流値を確実に認識するためには矩形波電流
波形の電流値精度が重要になってくる。このため、従来
は、定電流回路を用いて全信号処理回路部の消費電流を
制御する方式がとられていた。
性磁気抵抗素子、半導体磁気抵抗素子、等のいわゆる位
置検出タイプの磁電変換素子であり、特に、他方式に比
べ半導体磁気抵抗素子は検出信号電圧が大きく、回転ギ
ヤ検出としては最適なものの１つである。回転センサに
位置検出タイプの磁電変換素子を用いた場合、回路構成
としては、通常、電流供給線２本、信号出力線１本の計
３本の配線が必要である。電磁コイルとの互換性、車体
重量の軽減、車内スペースの有効活用等を考えると、２
線化した超低速検出可能な回転センサが求められる。位
置検出タイプの回転速度検出装置における２線方式は、
回転または移動体による漏洩磁界変化を磁電変換素子で
検出し、信号処理を行って電源供給線に矩形波電流とし
て重畳する方式であり、電源供給側で電源供給線に挿入
した抵抗の両端電圧を検知し、回転または移動体の回転
数や移動量をコンピュータで計測することによって信号
出力線を省略するものである。この方式では、回路全体
の消費電流を小さくし、回路素子の発熱をできるだけ抑
えるために矩形波の高電流値と低電流値の絶対値、相対
差をできるだけ小さくする必要がある。一方、矩形波電
流の電流値の絶対値を小さくすればする程、矩形波の高
電流値、低電流値を確実に認識するためには矩形波電流
波形の電流値精度が重要になってくる。このため、従来
は、定電流回路を用いて全信号処理回路部の消費電流を
制御する方式がとられていた。
【０００６】検知部に半導体磁気抵抗素子（以下、ＳＭ
Ｒと称する）を用いた場合、強磁界の条件下では、出力
は大きいが、温度による抵抗値変動が大きく、例えば、
−４０℃〜１５０℃の範囲では、約５０倍程度の抵抗値
の変化があるので、定電流駆動すると次の問題が生じ
る。
Ｒと称する）を用いた場合、強磁界の条件下では、出力
は大きいが、温度による抵抗値変動が大きく、例えば、
−４０℃〜１５０℃の範囲では、約５０倍程度の抵抗値
の変化があるので、定電流駆動すると次の問題が生じ
る。
【０００７】（１）高温度ではＳＭＲの抵抗値が低く、
磁気感度が約３０％低下することを考慮すると、抵抗変
化分が小さくなることと相俟って高抵抗時の検知出力に
比べ、低抵抗時の検知出力が小さくなる。従って、回路
素子のドリフト、ヒステリシス、磁電変換素子の中点の
温度ドリフト等を考えると、コンパレータのオン・オフ
動作が得られなくなる状態になる。
磁気感度が約３０％低下することを考慮すると、抵抗変
化分が小さくなることと相俟って高抵抗時の検知出力に
比べ、低抵抗時の検知出力が小さくなる。従って、回路
素子のドリフト、ヒステリシス、磁電変換素子の中点の
温度ドリフト等を考えると、コンパレータのオン・オフ
動作が得られなくなる状態になる。
【０００８】（２）常温時、ＳＭＲと比較電圧発生部を
まとめて定電流駆動すると、回転に伴うＳＭＲの抵抗値
の変化でハーフブリッジを構成するＳＭＲの両端電圧が
変化し、比較電圧用抵抗の中点電圧も同様に変化するた
め、ノイズマージンが小さくなる。
まとめて定電流駆動すると、回転に伴うＳＭＲの抵抗値
の変化でハーフブリッジを構成するＳＭＲの両端電圧が
変化し、比較電圧用抵抗の中点電圧も同様に変化するた
め、ノイズマージンが小さくなる。
【０００９】また、検知部に強磁性磁気抵抗素子（以
下、ＭＲと称する）を用いた場合、ＳＭＲに比べて磁気
抵抗変化率が小さいので、大きい出力を得るために定電
流駆動電流を大きくすると、矩形波電流の電流値が大き
くなり、回路素子にパワー素子を使う必要が生じ、小さ
い駆動電流ではＳＭＲの場合と同様にＭＲ出力が小さく
なり、回路素子のドリフト、ヒステリシス、磁電変換素
子の中点の温度ドリフトを考えると、コンパレータのオ
ン・オフ動作が得られなくなるため、素子出力を増幅す
る必要があり、回路素子数が増え、高くつくという課題
があった。
下、ＭＲと称する）を用いた場合、ＳＭＲに比べて磁気
抵抗変化率が小さいので、大きい出力を得るために定電
流駆動電流を大きくすると、矩形波電流の電流値が大き
くなり、回路素子にパワー素子を使う必要が生じ、小さ
い駆動電流ではＳＭＲの場合と同様にＭＲ出力が小さく
なり、回路素子のドリフト、ヒステリシス、磁電変換素
子の中点の温度ドリフトを考えると、コンパレータのオ
ン・オフ動作が得られなくなるため、素子出力を増幅す
る必要があり、回路素子数が増え、高くつくという課題
があった。
【００１０】更に、電磁コイルとの互換性を考えると、
小型化、低価格化が必須の条件で、電源電圧変動範囲、
使用温度変動範囲において、矩形波電流の電流値精度を
確保すると同時に、回路構成をできるだけ簡素化すると
いう課題があった。
小型化、低価格化が必須の条件で、電源電圧変動範囲、
使用温度変動範囲において、矩形波電流の電流値精度を
確保すると同時に、回路構成をできるだけ簡素化すると
いう課題があった。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の回転速度検出装
置においては、位置検出タイプ磁電変換素子を直列に接
続した検知部および比較電圧用抵抗を直列に接続し、か
つ、前記検知部に並列に接続した比較電圧発生部を含む
センサ手段と、前記センサ手段を構成する検知部の中点
と前記比較電圧発生部の中点とに夫々接続した比較手段
と、前記センサ手段に対し、定電圧を供給するように給
電線の供給側との間に設けた定電圧制御手段と、前記給
電線の供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電
圧制御手段への定電圧を供給する定電圧発生手段と、前
記給電線の供給側とリターン側との間に設けられ、前記
定電圧発生手段により供給側とリターン側の間に流れる
定電流を決定する定電流手段とを備え、前記給電線のリ
ターン側とグランド間に設けられる負荷の両端に矩形波
電圧が検出されるように前記比較手段からのオン・オフ
出力により前記定電流手段の定電流を制御して前記給電
線に矩形波電流が重畳して流れるように構成したもので
ある。
置においては、位置検出タイプ磁電変換素子を直列に接
続した検知部および比較電圧用抵抗を直列に接続し、か
つ、前記検知部に並列に接続した比較電圧発生部を含む
センサ手段と、前記センサ手段を構成する検知部の中点
と前記比較電圧発生部の中点とに夫々接続した比較手段
と、前記センサ手段に対し、定電圧を供給するように給
電線の供給側との間に設けた定電圧制御手段と、前記給
電線の供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電
圧制御手段への定電圧を供給する定電圧発生手段と、前
記給電線の供給側とリターン側との間に設けられ、前記
定電圧発生手段により供給側とリターン側の間に流れる
定電流を決定する定電流手段とを備え、前記給電線のリ
ターン側とグランド間に設けられる負荷の両端に矩形波
電圧が検出されるように前記比較手段からのオン・オフ
出力により前記定電流手段の定電流を制御して前記給電
線に矩形波電流が重畳して流れるように構成したもので
ある。
【００１２】この構成によれば、矩形波電流の電流値の
絶対値、相対差の小さい矩形波電流を電源供給線に重畳
することができ、電源電圧が変動した場合においても、
周囲温度が変動した場合においても、矩形波電流の精度
のよい２線式回転速度検出装置が得られる。
絶対値、相対差の小さい矩形波電流を電源供給線に重畳
することができ、電源電圧が変動した場合においても、
周囲温度が変動した場合においても、矩形波電流の精度
のよい２線式回転速度検出装置が得られる。
【００１３】矩形波電流の電流値のバラツキの大きな要
因となりうる、検出素子部の位置検出タイプ磁電変換素
子と、位置検出タイプ磁電変換素子で検出した波形とを
比較する比較電圧用抵抗部とを定電圧で駆動する。
因となりうる、検出素子部の位置検出タイプ磁電変換素
子と、位置検出タイプ磁電変換素子で検出した波形とを
比較する比較電圧用抵抗部とを定電圧で駆動する。
【００１４】（１）ＳＭＲを使用する場合 ＳＭＲの出力は供給電圧に比例するので、低い供給電圧
では、出力は低下するが、ＳＭＲの有する特徴である検
出出力が非常に大きいことを利用して、低い定電圧で駆
動することにより、矩形波電流の電流値バラツキに大き
な要因となる温度による抵抗値の変動による電流値のバ
ラツキを抑えることができる。ＳＭＲは前述のように温
度によってかなり大きな抵抗値の変動を有し、−４０℃
〜１５０℃の温度変動範囲では、ハーフブリッジを構成
するＳＭＲの２つの合成抵抗は、例えば、１．６ｋΩ〜
８０ｋΩ程度に変化する。ハーフブリッジのＳＭＲとハ
ーフブリッジの比較電圧用抵抗部で作る合成抵抗値Ｙ
は、ＳＭＲの２つの合成抵抗値をＸ（変数）、比較電圧
用抵抗の２つの合成抵抗値をＡ（定数）とすれば、次式
で表される。
では、出力は低下するが、ＳＭＲの有する特徴である検
出出力が非常に大きいことを利用して、低い定電圧で駆
動することにより、矩形波電流の電流値バラツキに大き
な要因となる温度による抵抗値の変動による電流値のバ
ラツキを抑えることができる。ＳＭＲは前述のように温
度によってかなり大きな抵抗値の変動を有し、−４０℃
〜１５０℃の温度変動範囲では、ハーフブリッジを構成
するＳＭＲの２つの合成抵抗は、例えば、１．６ｋΩ〜
８０ｋΩ程度に変化する。ハーフブリッジのＳＭＲとハ
ーフブリッジの比較電圧用抵抗部で作る合成抵抗値Ｙ
は、ＳＭＲの２つの合成抵抗値をＸ（変数）、比較電圧
用抵抗の２つの合成抵抗値をＡ（定数）とすれば、次式
で表される。
【００１５】Ｙ＝ＡＸ／（Ｘ＋Ａ） Ｙは変数Ｘに対して、単調増加をし、Ｘｍｉｎ時のＹｍ
ｉｎ値とＸｍａｘ時のＹｍａｘ値の間にすべてのＹ値は
入る。比較電圧用抵抗値Ａの値を変えた場合の周囲温度
１５０℃のＳＭＲの合成抵抗値の最小値１．６ｋΩと周
囲温度−４０℃の合成抵抗値の最大値８０ｋΩでのＹに
流れる電流値を計算した値を表１に示す。
ｉｎ値とＸｍａｘ時のＹｍａｘ値の間にすべてのＹ値は
入る。比較電圧用抵抗値Ａの値を変えた場合の周囲温度
１５０℃のＳＭＲの合成抵抗値の最小値１．６ｋΩと周
囲温度−４０℃の合成抵抗値の最大値８０ｋΩでのＹに
流れる電流値を計算した値を表１に示す。
【００１６】但し、Ｙに印加する電圧を３Ｖｄｃ、Ｉｍ
ａｘ：Ａに流れる最大電流値、Ｉｍｉｎ：Ａに流れる最
低電流値、ΔＩ＝Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎとする。
ａｘ：Ａに流れる最大電流値、Ｉｍｉｎ：Ａに流れる最
低電流値、ΔＩ＝Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎとする。
【００１７】
【表１】
【００１８】この数値から、電流値のバラツキ要因の大
きい信号検出部について次のことが言える。
きい信号検出部について次のことが言える。
【００１９】（ａ）比較電圧用抵抗値の値如何に拘わら
ず、電流の最大値と最小値との差は１．８３７５ｍＡと
一定である。
ず、電流の最大値と最小値との差は１．８３７５ｍＡと
一定である。
【００２０】（ｂ）比較電圧用抵抗値のＡの値は、Ｙに
流れる電流値の大きさを決める。従って、検知部のバラ
ツキは３Ｖｄｃ駆動すると、±１．８３７５／２ｍＡの
精度で定電流化が可能である。定電圧化することによっ
て、比較電圧が、移動体の移動によりＳＭＲの抵抗値の
変動に伴い変化することを防止でき、ノイズマージンが
定電流駆動時よりも大きくなり、信号検出部を定電流化
することができる。ＳＭＲの場合は、検出信号出力が他
の位置検出タイプの検出素子に比べて大きい特徴を利用
して、低い定電圧で駆動することにより、検出部の電流
バラツキを小さい値に抑えることができる。
流れる電流値の大きさを決める。従って、検知部のバラ
ツキは３Ｖｄｃ駆動すると、±１．８３７５／２ｍＡの
精度で定電流化が可能である。定電圧化することによっ
て、比較電圧が、移動体の移動によりＳＭＲの抵抗値の
変動に伴い変化することを防止でき、ノイズマージンが
定電流駆動時よりも大きくなり、信号検出部を定電流化
することができる。ＳＭＲの場合は、検出信号出力が他
の位置検出タイプの検出素子に比べて大きい特徴を利用
して、低い定電圧で駆動することにより、検出部の電流
バラツキを小さい値に抑えることができる。
【００２１】（２）ＭＲを使用する場合 ＭＲ出力（Ｖ０）はハーフブリッジの両端に印加する駆
動電圧の大きさに比例する。
動電圧の大きさに比例する。
【００２２】 Ｖ０＝（δＲ／Ｒ）＊Ｖｄ／（２−δＲ／Ｒ） 但し、δＲ／Ｒ：磁気抵抗変化率、Ｖｄ：駆動電圧 従って、大きいＶｄで駆動することにより大きいＭＲ出
力を得ることができる。−４０℃〜１５０℃の使用温度
の範囲では、約１．５倍の抵抗値変化なので、検知部の
電流バラツキは小さい値に抑えることができる。
力を得ることができる。−４０℃〜１５０℃の使用温度
の範囲では、約１．５倍の抵抗値変化なので、検知部の
電流バラツキは小さい値に抑えることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、位置検出タイプ磁電変換素子を直列に接続した検知
部および比較電圧用抵抗を直列に接続し、かつ、前記検
知部に並列に接続した比較電圧発生部を含むセンサ手段
と、前記センサ手段を構成する検知部の中点と前記比較
電圧発生部の中点とに夫々接続した比較手段と、前記セ
ンサ手段に対し、定電圧を供給するように給電線の供給
側との間に設けた定電圧制御手段と、前記給電線の供給
側とリターン側との間に設けられ、前記定電圧制御手段
への定電圧を供給する定電圧発生手段と、前記給電線の
供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電圧発生
手段により供給側とリターン側の間に流れる定電流を決
定する定電流手段とを備え、前記給電線のリターン側と
グランド間に設けられる負荷の両端に矩形波電圧が検出
されるように前記比較手段からのオン・オフ出力により
前記定電流手段の定電流を制御して前記給電線に矩形波
電流が重畳して流れるように構成したものであり、周囲
温度変動（−４０℃〜１５０℃）、電源電圧変動（８Ｖ
ｄｃ〜１６Ｖｄｃ）の場合でも、電流精度の良い矩形波
電流を電源供給線に重畳が可能であるという作用を有す
る。
は、位置検出タイプ磁電変換素子を直列に接続した検知
部および比較電圧用抵抗を直列に接続し、かつ、前記検
知部に並列に接続した比較電圧発生部を含むセンサ手段
と、前記センサ手段を構成する検知部の中点と前記比較
電圧発生部の中点とに夫々接続した比較手段と、前記セ
ンサ手段に対し、定電圧を供給するように給電線の供給
側との間に設けた定電圧制御手段と、前記給電線の供給
側とリターン側との間に設けられ、前記定電圧制御手段
への定電圧を供給する定電圧発生手段と、前記給電線の
供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電圧発生
手段により供給側とリターン側の間に流れる定電流を決
定する定電流手段とを備え、前記給電線のリターン側と
グランド間に設けられる負荷の両端に矩形波電圧が検出
されるように前記比較手段からのオン・オフ出力により
前記定電流手段の定電流を制御して前記給電線に矩形波
電流が重畳して流れるように構成したものであり、周囲
温度変動（−４０℃〜１５０℃）、電源電圧変動（８Ｖ
ｄｃ〜１６Ｖｄｃ）の場合でも、電流精度の良い矩形波
電流を電源供給線に重畳が可能であるという作用を有す
る。
【００２４】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
発明において、前記定電流手段を、前記定電圧制御手段
で兼用したものであり、定電流手段を構成する回路の一
部を省略し、回路がより一層簡素化できるという作用を
有する。
発明において、前記定電流手段を、前記定電圧制御手段
で兼用したものであり、定電流手段を構成する回路の一
部を省略し、回路がより一層簡素化できるという作用を
有する。
【００２５】請求項３に記載の発明は、請求項１記載の
発明において、矩形波電流を発生する定電流手段の抵抗
の抵抗値をトリミングによって調整し、電流矩形波の電
流値を決定するようにしたものであり、抵抗値の微調整
が可能で、矩形波電流の電流値バラツキを小さく抑える
という作用を有する。
発明において、矩形波電流を発生する定電流手段の抵抗
の抵抗値をトリミングによって調整し、電流矩形波の電
流値を決定するようにしたものであり、抵抗値の微調整
が可能で、矩形波電流の電流値バラツキを小さく抑える
という作用を有する。
【００２６】（実施の形態）以下、本発明の回転速度検
出装置の実施の形態について図を用いて説明する。図１
は本発明の実施の形態における回転速度検出装置の電気
的ブロック図、図２は同装置の具体的回路図を示してい
る。図１、図２において、１１は位置検出タイプ磁電変
換素子を直列に接続した検知部および比較電圧用抵抗を
直列に接続し、かつ、前記検知部に並列に接続した比較
電圧発生部を含むセンサ手段、１２は前記センサ手段１
１を構成する検知部の中点と前記比較電圧発生部の中点
とに夫々接続した比較手段、１３は前記センサ手段に対
し、定電圧を供給するように給電線の供給側との間に設
けた定電圧制御手段、１４は前記給電線の供給側とリタ
ーン側との間に設けられ、前記定電圧制御手段１３への
定電圧を供給する定電圧発生手段と、１５は前記給電線
の供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電圧発
生手段１４により供給側とリターン側の間に流れる定電
流を決定する定電流手段である。前記給電線のリターン
側とグランド間に設けられる負荷１６の両端に矩形波電
圧が検出されるように前記比較手段１２からのオン・オ
フ出力により前記定電流手段１５の定電流を制御して前
記給電線に矩形波電流が重畳して流れるように動作され
る。
出装置の実施の形態について図を用いて説明する。図１
は本発明の実施の形態における回転速度検出装置の電気
的ブロック図、図２は同装置の具体的回路図を示してい
る。図１、図２において、１１は位置検出タイプ磁電変
換素子を直列に接続した検知部および比較電圧用抵抗を
直列に接続し、かつ、前記検知部に並列に接続した比較
電圧発生部を含むセンサ手段、１２は前記センサ手段１
１を構成する検知部の中点と前記比較電圧発生部の中点
とに夫々接続した比較手段、１３は前記センサ手段に対
し、定電圧を供給するように給電線の供給側との間に設
けた定電圧制御手段、１４は前記給電線の供給側とリタ
ーン側との間に設けられ、前記定電圧制御手段１３への
定電圧を供給する定電圧発生手段と、１５は前記給電線
の供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電圧発
生手段１４により供給側とリターン側の間に流れる定電
流を決定する定電流手段である。前記給電線のリターン
側とグランド間に設けられる負荷１６の両端に矩形波電
圧が検出されるように前記比較手段１２からのオン・オ
フ出力により前記定電流手段１５の定電流を制御して前
記給電線に矩形波電流が重畳して流れるように動作され
る。
【００２７】図２において、定電圧発生手段１４は電源
電圧が変動した場合においても、一定電圧を発生する作
用を行うもので、ＦＥＴＱ３、ツェナーダイオードＤ
１、分割抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０から構成されている。
定電流手段１５はコンパレータＩＣ１のオン・オフ出力
によって矩形波電流の高電流値と低電流値とを切り替え
る作用を行うもので、ツェナーダイオードＤ１、分割抵
抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０、トランジスタＱ２、抵抗Ｒ６，
Ｒ７から構成されている。また、定電圧制御手段１３は
比較電圧用抵抗、ＳＭＲを一定電圧で駆動する作用を行
うもので、ツェナーダイオードＤ１、分割抵抗Ｒ８，Ｒ
９，Ｒ１０、トランジスタＱ１から構成されている。検
知部はギヤ回転に伴う磁束密度変化を検出する作用と比
較電圧を作る作用を行うもので、ＳＭＲ（ＳＭＲ１，Ｓ
ＭＲ２）、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。比較手
段１２は検出信号と比較電圧とを比較し、パルス信号に
変換する作用を行うもので、コンパレータＩＣ１、ヒス
テリシス用抵抗Ｒ３から構成されている。抵抗Ｒ４，Ｒ
５，Ｒ１１はトランジスタＱ１，Ｑ２、ＦＥＴＱ３の消
費電力抑制用抵抗である。
電圧が変動した場合においても、一定電圧を発生する作
用を行うもので、ＦＥＴＱ３、ツェナーダイオードＤ
１、分割抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０から構成されている。
定電流手段１５はコンパレータＩＣ１のオン・オフ出力
によって矩形波電流の高電流値と低電流値とを切り替え
る作用を行うもので、ツェナーダイオードＤ１、分割抵
抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０、トランジスタＱ２、抵抗Ｒ６，
Ｒ７から構成されている。また、定電圧制御手段１３は
比較電圧用抵抗、ＳＭＲを一定電圧で駆動する作用を行
うもので、ツェナーダイオードＤ１、分割抵抗Ｒ８，Ｒ
９，Ｒ１０、トランジスタＱ１から構成されている。検
知部はギヤ回転に伴う磁束密度変化を検出する作用と比
較電圧を作る作用を行うもので、ＳＭＲ（ＳＭＲ１，Ｓ
ＭＲ２）、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。比較手
段１２は検出信号と比較電圧とを比較し、パルス信号に
変換する作用を行うもので、コンパレータＩＣ１、ヒス
テリシス用抵抗Ｒ３から構成されている。抵抗Ｒ４，Ｒ
５，Ｒ１１はトランジスタＱ１，Ｑ２、ＦＥＴＱ３の消
費電力抑制用抵抗である。
【００２８】ここで、検知部および比較電圧発生部を含
むセンサ手段１１は図３に示すようにバイアス磁石３と
ギヤ１との間に配置されてギヤ１の回転に伴う磁束密度
変化を検出する。そして比較手段１２、定電圧制御手段
１３、定電圧発生手段１４および定電流手段１５等は信
号処理回路５としてフレキシブル基板７上に構成され、
電源供給用の端子８を兼ねて出力される。
むセンサ手段１１は図３に示すようにバイアス磁石３と
ギヤ１との間に配置されてギヤ１の回転に伴う磁束密度
変化を検出する。そして比較手段１２、定電圧制御手段
１３、定電圧発生手段１４および定電流手段１５等は信
号処理回路５としてフレキシブル基板７上に構成され、
電源供給用の端子８を兼ねて出力される。
【００２９】本発明の実施形態における信号処理回路の
回路動作を以下に詳しく述べる。磁性体または多極磁石
の移動体の移動による漏洩磁界の変化を一定の距離を隔
ててて配置された２つの抵抗体（ＳＭＲ１，ＳＭＲ２）
でハーフブリッジ構成したＳＭＲで差動検出し、検出信
号と抵抗分割法で作られた比較電圧とをコンパレータＩ
Ｃ１で比較し、そのコンパレータＩＣ１のオープンコレ
クタの出力部をオン・オフする。検知部のＳＭＲと比較
電圧用抵抗部は、ツェナーダイオードＤ１で決められた
電圧で安定化された定電圧回路で駆動されている。コン
パータＩＣ１は定電流化されたＩＣを内蔵しており、電
源供給線に直接接続されている。ツェナーダイオードＤ
１のバイアス電流はＦＥＴＱ３で給電される。ＳＭＲは
常温（２５℃）で約８ｋΩの合成抵抗値が、低温度（−
４０℃）時で約８０ｋΩ、高温度（１５０℃）時に１．
６ｋΩになる抵抗温度性特性を持つ。ＳＭＲ＋比較電圧
を含むセンサ手段１１でのＳＭＲ抵抗温度変化による電
流バラツキは、定電流の駆動電圧値（Ｖｄ）が小さい程
小さくなり、その値は±（１．８３７５／２）×（Ｖｄ
／３）ｍＡとなる。但し、Ｖｄ：駆動定電圧、±１．８
３７５／２ｍＡ：Ｖｄ＝３Ｖ時の検出部の電流バラツキ
とする。定電流手段１５は、ツェナーダイオードＤ１で
決められた電圧で動作するトランジスタＱ２のエミッタ
電圧とエミッタ抵抗とで決まる定電流値を持ち、オープ
ンコレクタを持つコンパレータＩＣ１の出力がエミッタ
抵抗の一部に接続されている。コンパレータＩＣ１のオ
ープンコレクタがＬｏｗ（非導通）時には、定電流手段
１５のトランジスタＱ２のエミッタ電圧とエミッタ抵抗
による定電流と、検知部、比較手段１２、定電圧発生手
段１４に流れる電流とで矩形波電流の低電流値を、コン
パレータＩＣ１のオープンコレクタがＨｉｇｈ（導通）
時には定電流手段１５のトランジスタＱ２のエミッタ電
流を分流させることで矩形波電流の高電流値を電源供給
線に重畳する。矩形波電流の電流値を決められた値に設
定するためにトランジスタＱ２へのエミッタ抵抗をトリ
ミング等で抵抗値調整を行う。定電圧発生手段１４はツ
ェナーダイオードＤ１へのバイアス電流をＦＥＴＱ３の
ドレイン電流で供給し、ドレイン電流は温度変動に対し
て最も小さくなるようにＦＥＴＱ３のゲート−ソース間
をバイアスされているので、広範囲な電源電圧変動、広
範囲な温度変動に対してドレイン電流がほぼ一定とな
り、電源電圧の変動に対しては、良好な定電圧特性が得
られる。また、ツェナー電圧Ｖｚの温度特性と定電流手
段１５、定電圧制御手段１３のトランジスタＱ１，Ｑ２
のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度特性はキャンセ
ルされるので、各エミッタ電圧は、使用温度範囲では、
温度の変化に対してはほぼ一定の値を示す。
回路動作を以下に詳しく述べる。磁性体または多極磁石
の移動体の移動による漏洩磁界の変化を一定の距離を隔
ててて配置された２つの抵抗体（ＳＭＲ１，ＳＭＲ２）
でハーフブリッジ構成したＳＭＲで差動検出し、検出信
号と抵抗分割法で作られた比較電圧とをコンパレータＩ
Ｃ１で比較し、そのコンパレータＩＣ１のオープンコレ
クタの出力部をオン・オフする。検知部のＳＭＲと比較
電圧用抵抗部は、ツェナーダイオードＤ１で決められた
電圧で安定化された定電圧回路で駆動されている。コン
パータＩＣ１は定電流化されたＩＣを内蔵しており、電
源供給線に直接接続されている。ツェナーダイオードＤ
１のバイアス電流はＦＥＴＱ３で給電される。ＳＭＲは
常温（２５℃）で約８ｋΩの合成抵抗値が、低温度（−
４０℃）時で約８０ｋΩ、高温度（１５０℃）時に１．
６ｋΩになる抵抗温度性特性を持つ。ＳＭＲ＋比較電圧
を含むセンサ手段１１でのＳＭＲ抵抗温度変化による電
流バラツキは、定電流の駆動電圧値（Ｖｄ）が小さい程
小さくなり、その値は±（１．８３７５／２）×（Ｖｄ
／３）ｍＡとなる。但し、Ｖｄ：駆動定電圧、±１．８
３７５／２ｍＡ：Ｖｄ＝３Ｖ時の検出部の電流バラツキ
とする。定電流手段１５は、ツェナーダイオードＤ１で
決められた電圧で動作するトランジスタＱ２のエミッタ
電圧とエミッタ抵抗とで決まる定電流値を持ち、オープ
ンコレクタを持つコンパレータＩＣ１の出力がエミッタ
抵抗の一部に接続されている。コンパレータＩＣ１のオ
ープンコレクタがＬｏｗ（非導通）時には、定電流手段
１５のトランジスタＱ２のエミッタ電圧とエミッタ抵抗
による定電流と、検知部、比較手段１２、定電圧発生手
段１４に流れる電流とで矩形波電流の低電流値を、コン
パレータＩＣ１のオープンコレクタがＨｉｇｈ（導通）
時には定電流手段１５のトランジスタＱ２のエミッタ電
流を分流させることで矩形波電流の高電流値を電源供給
線に重畳する。矩形波電流の電流値を決められた値に設
定するためにトランジスタＱ２へのエミッタ抵抗をトリ
ミング等で抵抗値調整を行う。定電圧発生手段１４はツ
ェナーダイオードＤ１へのバイアス電流をＦＥＴＱ３の
ドレイン電流で供給し、ドレイン電流は温度変動に対し
て最も小さくなるようにＦＥＴＱ３のゲート−ソース間
をバイアスされているので、広範囲な電源電圧変動、広
範囲な温度変動に対してドレイン電流がほぼ一定とな
り、電源電圧の変動に対しては、良好な定電圧特性が得
られる。また、ツェナー電圧Ｖｚの温度特性と定電流手
段１５、定電圧制御手段１３のトランジスタＱ１，Ｑ２
のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度特性はキャンセ
ルされるので、各エミッタ電圧は、使用温度範囲では、
温度の変化に対してはほぼ一定の値を示す。
【００３０】このようにＳＭＲによる検知部および比較
電圧用抵抗によるセンサ手段、コンパレータ、トランジ
スタＱ２のエミッタ電流による定電流部、ＦＥＴとツェ
ナーダイオードの定電圧発生部で構成することによっ
て、使用温度−４０℃〜１５０℃、電源電圧８Ｖ〜１６
Ｖの範囲で矩形波電流の最大値２０ｍＡ、最小値１０ｍ
Ａに対して、電流バラツキが最大±２ｍＡ以下の矩形波
電流波形が得られる。回路的には、ＦＥＴ１個、ツェナ
ーダイオード１個、トランジスタ２個で構成され、能動
素子合計４個の簡単な構成で高精度な電圧−電流変換が
可能で、２線化ができる。
電圧用抵抗によるセンサ手段、コンパレータ、トランジ
スタＱ２のエミッタ電流による定電流部、ＦＥＴとツェ
ナーダイオードの定電圧発生部で構成することによっ
て、使用温度−４０℃〜１５０℃、電源電圧８Ｖ〜１６
Ｖの範囲で矩形波電流の最大値２０ｍＡ、最小値１０ｍ
Ａに対して、電流バラツキが最大±２ｍＡ以下の矩形波
電流波形が得られる。回路的には、ＦＥＴ１個、ツェナ
ーダイオード１個、トランジスタ２個で構成され、能動
素子合計４個の簡単な構成で高精度な電圧−電流変換が
可能で、２線化ができる。
【００３１】尚、本実施の形態では、定電流手段１５と
定電圧制御手段１３とにそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ
２を用いたが、他に図４に示すようにトランジスタＱ１
で併用し、エミッタ抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分割しても良
い。これは矩形波電流のオン・オフ時の電流値の小さい
場合に適している。
定電圧制御手段１３とにそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ
２を用いたが、他に図４に示すようにトランジスタＱ１
で併用し、エミッタ抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分割しても良
い。これは矩形波電流のオン・オフ時の電流値の小さい
場合に適している。
【００３２】また、図５に示すように、定電圧発生手段
１４のＦＥＴＱ３を抵抗Ｒ１６で置き換えても良い。こ
の場合、低電流バイアス値でも定電圧を発生するツェナ
ーダイオードを使用すれば、電源電圧Ｖｃｃが変動して
も安定的な定電圧が得られる。
１４のＦＥＴＱ３を抵抗Ｒ１６で置き換えても良い。こ
の場合、低電流バイアス値でも定電圧を発生するツェナ
ーダイオードを使用すれば、電源電圧Ｖｃｃが変動して
も安定的な定電圧が得られる。
【００３３】また、矩形波電流の電流値は定電流手段１
５のトランジスタＱ１またはＱ２のエミッタ抵抗を切り
替えることで得られるが、定電流値の精度向上のために
は抵抗値をトリミングで微調整することで得られる。
５のトランジスタＱ１またはＱ２のエミッタ抵抗を切り
替えることで得られるが、定電流値の精度向上のために
は抵抗値をトリミングで微調整することで得られる。
【００３４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、温度によ
って抵抗値が大きく変動する磁気検知素子を使った場合
でも、広範囲な使用温度（−４０℃〜１５０℃）、広範
囲な電源電圧（８Ｖｄｃ〜１６Ｖｄｃ）の範囲にわたっ
て、次の効果が得られる。
って抵抗値が大きく変動する磁気検知素子を使った場合
でも、広範囲な使用温度（−４０℃〜１５０℃）、広範
囲な電源電圧（８Ｖｄｃ〜１６Ｖｄｃ）の範囲にわたっ
て、次の効果が得られる。
【００３５】ＳＭＲに大きな抵抗値の変化があって
も、ＳＭＲと比較電圧部は低い定電圧の駆動を行い、検
出部の電流バラツキはかなり小さい値（（１．８７３５
／２） ＊（Ｖｄ／３）ｍＡでＶｄを小さく設定することでバラ
ツキが小さくなる）に抑えられ、回路全体として、電流
精度の良い矩形波電流が得られる。
も、ＳＭＲと比較電圧部は低い定電圧の駆動を行い、検
出部の電流バラツキはかなり小さい値（（１．８７３５
／２） ＊（Ｖｄ／３）ｍＡでＶｄを小さく設定することでバラ
ツキが小さくなる）に抑えられ、回路全体として、電流
精度の良い矩形波電流が得られる。
【００３６】磁気抵抗変化率の小さいＭＲを使用する
場合でも、駆動電圧を大きく設定することによりＭＲ出
力を大きくし、増幅器がなくても矩形波電流に変換で
き、また、矩形波電流の電流値を小さくすることができ
て回路素子にパワー素子を使用する必要がない。
場合でも、駆動電圧を大きく設定することによりＭＲ出
力を大きくし、増幅器がなくても矩形波電流に変換で
き、また、矩形波電流の電流値を小さくすることができ
て回路素子にパワー素子を使用する必要がない。
【００３７】シンプルな回路構成で２線化信号処理回
路が実現可能である。
路が実現可能である。
【図１】本発明の実施の形態における回転速度検出装置
の電気的ブロック図
の電気的ブロック図
【図２】同装置の具体的な電気回路図
【図３】同装置の構成図
【図４】同装置の他の例を示す電気回路図
【図５】同装置の更なる他の例を示す電気回路図
【図６】従来の回転速度検出装置を示す構成図
【図７】従来の回転速度検出装置を示す構成図 １ ギヤ（磁性材） ３ バイアス磁石 ５ 信号処理回路 ６ 回転検出部（半導体磁気抵抗素子） ７ フレキシブル基板 ８ 端子 １１ センサ手段 １２ 比較手段 １３ 定電圧制御手段 １４ 定電圧発生手段 １５ 定電流手段
Claims (3)
- 【請求項１】 位置検出タイプ磁電変換素子を直列に接
続した検知部および比較電圧用抵抗を直列に接続し、か
つ、前記検知部に並列に接続した比較電圧発生部を含む
センサ手段と、前記センサ手段を構成する検知部の中点
と前記比較電圧発生部の中点とに夫々接続した比較手段
と、前記センサ手段に対し、定電圧を供給するように給
電線の供給側との間に設けた定電圧制御手段と、前記給
電線の供給側とリターン側との間に設けられ、前記定電
圧制御手段への定電圧を供給する定電圧発生手段と、前
記給電線の供給側とリターン側との間に設けられ、前記
定電圧発生手段により供給側とリターン側の間に流れる
定電流を決定する定電流手段とを備え、前記給電線のリ
ターン側とグランド間に設けられる負荷の両端に矩形波
電圧が検出されるように前記比較手段からのオン・オフ
出力により前記定電流手段の定電流を制御して前記給電
線に矩形波電流が重畳して流れるように構成した回転速
度検出装置。 - 【請求項２】 前記定電流手段を、前記定電圧制御手段
で兼用した請求項１記載の回転速度検出装置。 - 【請求項３】 前記定電流手段の抵抗の抵抗値をトリミ
ングによって調整し、矩形波電流の電流値を決定するよ
うに構成した請求項１記載の回転速度検出装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9143638A JPH10332722A (ja) | 1997-06-02 | 1997-06-02 | 回転速度検出装置 |
| PCT/JP1998/002403 WO1998055834A1 (fr) | 1997-06-02 | 1998-06-01 | Capteur de vitesse de rotation |
| US09/230,894 US6144197A (en) | 1997-06-02 | 1998-06-01 | Rotational speed device with magneto-electric elements |
| EP98923060A EP0916928A4 (en) | 1997-06-02 | 1998-06-01 | ROTATION SPEED SENSOR |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9143638A JPH10332722A (ja) | 1997-06-02 | 1997-06-02 | 回転速度検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10332722A true JPH10332722A (ja) | 1998-12-18 |
Family
ID=15343432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9143638A Pending JPH10332722A (ja) | 1997-06-02 | 1997-06-02 | 回転速度検出装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6144197A (ja) |
| EP (1) | EP0916928A4 (ja) |
| JP (1) | JPH10332722A (ja) |
| WO (1) | WO1998055834A1 (ja) |
Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| JP2002544511A (ja) * | 1999-05-18 | 2002-12-24 | コンティネンタル・テーベス・アクチエンゲゼルシヤフト・ウント・コンパニー・オッフェネ・ハンデルスゲゼルシヤフト | センサアセンブリ装置とこのようなアセンブリ装置用のセンサ |
| JP2009014482A (ja) * | 2007-07-04 | 2009-01-22 | Denso Corp | 車両用計器回路 |
| US9176007B2 (en) | 2011-09-21 | 2015-11-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Optical sensor including light-receiving element having two terminals and electronics device including the optical sensor |
| US9599506B2 (en) | 2012-10-12 | 2017-03-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Optical sensor and electronic apparatus with a first auxiliary current and current amplifier |
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|---|---|---|---|---|
| US6277737B1 (en) * | 1998-09-02 | 2001-08-21 | Micron Technology, Inc. | Semiconductor processing methods and integrated circuitry |
| US6640451B1 (en) * | 2000-01-28 | 2003-11-04 | Visteon Global Technologies, Inc. | System and method for sensing the angular position of a rotatable member |
| DE10158052A1 (de) * | 2001-11-27 | 2003-06-05 | Philips Intellectual Property | Anordnung zum Bestimmen der Position eines Bewegungsgeberelements |
| DE10210184A1 (de) * | 2002-03-07 | 2003-09-18 | Philips Intellectual Property | Anordnung zum Bestimmen der Position eines Bewegungsgeberelements |
| US7265539B2 (en) * | 2005-06-09 | 2007-09-04 | Ford Motor Company | Calibration of a hall effect sensor |
| WO2007132389A1 (en) * | 2006-05-12 | 2007-11-22 | Nxp B.V. | Current interface with a blocking capacitor attached to an additional pin |
| US7595633B2 (en) * | 2007-02-08 | 2009-09-29 | Honeywell International Inc. | Velocity measurement using magnetoresistive sensors |
| US8369988B2 (en) | 2011-01-11 | 2013-02-05 | Schlagel, Inc. | Grain distribution apparatus and method |
| US9291479B2 (en) * | 2011-08-10 | 2016-03-22 | GM Global Technology Operations LLC | Plastic speed target wheel and method of manufacture |
| JP5472761B2 (ja) * | 2012-02-17 | 2014-04-16 | 株式会社デンソー | 位置検出装置 |
| CA2972702A1 (en) * | 2015-01-08 | 2016-07-14 | Sondex Wireline Limited | Sensitive dc current imbalance detector and calibration method |
| CN104977423B (zh) * | 2015-06-19 | 2017-12-01 | 中国航空工业集团公司上海航空测控技术研究所 | 一种磁电式转速传感器 |
| CN112147976B (zh) * | 2020-08-12 | 2023-03-28 | 上汽通用五菱汽车股份有限公司 | 轮速模拟***和方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5168274A (en) * | 1990-10-17 | 1992-12-01 | Olympus Optical Co., Ltd. | Position detector device |
| JPH05332787A (ja) * | 1992-05-28 | 1993-12-14 | Hitachi Metals Ltd | Ｍｒセンサ信号変換回路 |
| US5455510A (en) * | 1994-03-11 | 1995-10-03 | Honeywell Inc. | Signal comparison circuit with temperature compensation |
| JPH09196943A (ja) * | 1996-01-19 | 1997-07-31 | Honda Motor Co Ltd | 車両用回転速度センサ |
-
1997
- 1997-06-02 JP JP9143638A patent/JPH10332722A/ja active Pending
-
1998
- 1998-06-01 EP EP98923060A patent/EP0916928A4/en not_active Withdrawn
- 1998-06-01 US US09/230,894 patent/US6144197A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-06-01 WO PCT/JP1998/002403 patent/WO1998055834A1/ja active Application Filing
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002544511A (ja) * | 1999-05-18 | 2002-12-24 | コンティネンタル・テーベス・アクチエンゲゼルシヤフト・ウント・コンパニー・オッフェネ・ハンデルスゲゼルシヤフト | センサアセンブリ装置とこのようなアセンブリ装置用のセンサ |
| JP2009014482A (ja) * | 2007-07-04 | 2009-01-22 | Denso Corp | 車両用計器回路 |
| US9176007B2 (en) | 2011-09-21 | 2015-11-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Optical sensor including light-receiving element having two terminals and electronics device including the optical sensor |
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