JP4214574B2 - センサ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサを用いたセンサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサは、産業用や民生用として広く使用されている。
【０００３】
例えば外部磁界を探知する磁気探知装置は、磁場の検出器や測定器などの計測用から始まり、近年では、磁気式スイッチ、磁気式ロータリ・エンコーダ、地磁気センサなどが使用されている。この磁気探知装置としては、ホール素子を用いた磁気探知装置、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置、磁気抵抗効果素子を用いた磁気探知装置などがある。
【０００４】
ホール素子を用いた磁気探知装置は、図１３に示すように、両端に電極１０１，１０２を設けたホール素子１０３のホール効果を応用して外部磁界を検出するものである。すなわち、ホール素子を用いた磁気探知装置では、外部磁界の変化によってホール素子１０３に発生するホール電圧Ｖｈの変化に基づいて外部磁界を検出する。ここで、ホール素子１０３の厚さをｄとし、ホール素子１０３を流れる電流をＩとし、ホール素子１０３を通る磁束をＢとすると、ホール電圧Ｖｈは、下記式（１−１）のようになる。
【０００５】
Ｖｈ＝Ｒｈ・Ｉ・Ｂ／ｄ ・・・（１−１）
しかし、このようなホール電圧Ｖｈは非常に小さいため、ホール素子を用いた磁気探知装置では、例えば、約０．３ガウス程度の地磁気のような微弱な磁界を検出することは困難である。
【０００６】
また、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置は、図１４に示すように、外部磁界によってヒステリシス曲線がシフトする特殊な高透磁率材料からなる環状の磁気コア１１０に、励磁用コイル１１１及び検出用コイル１１２を巻回してなるものである。
【０００７】
この磁気探知装置で外部磁界を検出する際には、磁気コア１１０が過飽和状態にまで励磁されるような高周波電流を励磁用コイル１１１に流しておく。このとき、外部からの磁界が磁気コア１１０に作用していなければ、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂからの出力は同じ出力波形となる。そして、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂは逆相に接続されているので、検出用コイル１１２の左側のコイル１１２ａからの出力と、検出用コイル１１２の右側のコイル１１２ｂからの出力とが互いに打ち消し合って検出用コイル１１２全体からは何も出力されないこととなる。
【０００８】
一方、例えば、励磁用コイル１１１によって右回りの磁束Ｂが磁気コア１１０内に発生しているときに、図１４中のＮからＳに至る方向より外部磁界Ｈｅが加わると、外部磁界Ｈｅがバイアス磁界として作用して、磁気コア１１０の右側が早く飽和し、磁気コア１１０の左側が逆に遅れて飽和する。そして、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂは逆相に接続されているので、検出用コイル１１２の左側のコイル１１２ａからの出力と、検出用コイル１１２の右側のコイル１１２ｂからの出力との差分が、外部磁界Ｈｅの大きさに対応して出力されることとなる。
【０００９】
しかし、このような磁気探知装置では、検出用コイル１１２によって磁気信号を電気信号に変換するため、感度を上げるには検出用コイル１１２の巻き数を多くしたり、外部磁界Ｈｅの集束効果を高めるために磁気コア１１０の形状を大きくする必要がある。したがって、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置では、小型化や低価格化が非常に困難であった。
【００１０】
また、磁気抵抗効果素子を用いた磁界探知装置は、磁気抵抗効果素子の磁気抵抗効果を利用して外部磁界を検出するものである。ここで、磁気抵抗効果素子とは、Ｎｉ合金等からなる強磁性薄膜の磁気抵抗効果を応用した磁電変換素子であり、印加された磁界の強さに応じて、その抵抗値が変化する特性を持っている。そして、図１５に示すように、磁気抵抗効果素子１２０を流れる電流Ｉの方向と、外部磁界Ｈｅによる磁気抵抗効果素子１２０の磁化Ｍの方向とのなす角をθとし、電流Ｉの方向と磁化Ｍの方向とが同一のときの磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値をＲａとし、電流Ｉの方向と磁化Ｍの方向とのなす角θが９０°のときの磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値をＲｂとすると、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値Ｒは、下記式（１−２）のようになる。
【００１１】
Ｒ＝Ｒｂ＋（Ｒａ−Ｒｂ）・ｃｏｓ2θ ・・・（１−２）
また、上記式（１−２）で示される磁気抵抗効果素子１２０の磁気抵抗効果特性は図１６のようになる。ここで、縦軸は、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値Ｒであり、横軸は、磁気抵抗効果素子１２０を流れる電流Ｉの方向と、外部磁界Ｈｅによる磁気抵抗効果素子１２０の磁化Ｍの方向とのなす角度θである。
【００１２】
しかし、このような磁気抵抗効果素子１２０において、抵抗変化率の最大値は２〜３％程度と非常に小さいため、適当な大きさのバイアス磁界を加えて感度の良いところを使用したとしても、地磁気のような微弱な磁界では０．０５％程度しか抵抗変化が得られない。したがって、磁気抵抗効果素子１２０を用いた磁気探知装置も感度が不十分であり、地磁気のような微弱な磁界の検出には適してない。さらに、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗変化率は、０．３％／℃程度の大きな温度係数を持っているため、磁気抵抗効果素子１２０を用いた磁気探知装置では、温度ドリフト等の問題もある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来から知られている磁気探知装置では、感度が不十分であったり、小型化や低価格化が難しいという問題があった。
【００１４】
そこで、本件出願人は、小型化や低価格化が容易で、高い感度が得られる磁気探知装置として、例えば特願平９−１０６４１８号において、磁性体にコイルが巻かれてなる磁気センサを備え、上記磁気センサのコイルに発振電圧が供給されたときに上記コイルに流れる発振電流について、外部磁界により変化する発振電流のピーク値を検出し、この発振電流のピーク値の変化によって外部磁界を探知するようにした磁気探知装置を先に提案している。
【００１５】
この磁気探知装置に用いられる磁気センサは、図１に示すように、リボン状やワイヤー状に形成された細長いアモルファス等からなる磁性体１と、この磁性体１の長手方向に巻回された銅線等からなるコイル２とから構成される。ここで、磁性体１には、数ガウス程度の微弱な磁界で急峻な透磁率変化を示す角形特性に優れた磁性材料を用いる。そして、この磁気センサ３のコイル２からは、２つの端子４，５が導出される。
【００１６】
つぎに、このような磁気センサ３を用いて外部磁界Ｈｅの大きさを検出するときの原理について、図２を参照しながら説明する。図２は、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓを磁気センサ３に供給したときに、磁気センサ３に流れる電流ｉ０１及び電流ｉ０１を反転させた電流ｉ０２が磁気センサ３に流れているときの状態について、磁気センサ３のインダクタンスＬの変化と対応させて示したものである。
【００１７】
このとき、電流ｉ０１及び電流ｉ０２を直流バイアス成分を含んだ交流電流とすることが好ましい。このように、電流ｉ０１及び電流ｉ０２に直流バイアス成分を含ませることにより、これら電流ｉ０１及び電流ｉ０２からは直流バイアス成分を有する交流磁界が発生し、磁性体１がその長手方向に磁化されることになる。ここで、供給される電流ｉ０１及び電流ｉ０２は、外部磁界Ｈｅが加わって交流磁界がシフトしたとしても、交流磁界が、磁気センサ３のインダクタンスＬが急峻な変化を示す範囲を包括するように設定する。
【００１８】
以下の説明において、先ず、磁気センサ３に電流ｉ０１が流れる場合に関して説明し、次に、磁気センサ３に電流ｉ０２が流れる場合に関して説明する。
【００１９】
ここで、磁気センサ３に加わる外部磁界ＨｅがＨｅ＝０の場合、図２に示すように、磁気センサ３のコイル２に流れる電流ｉ０１が０からＩｈまで変化するように設定すると、磁気センサ３のインダクタンスＬはＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する。すなわち、この場合、電流ｉ０１のピーク値はＩｈであり、そのときのインダクタンスＬはＬｍｉｎである。また、このインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値をＩｃとすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−１）のように表される。
【００２０】
Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・Ｉｃ＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｈ−Ｉｃ）・・・（２−１）
そして、磁気センサ３に対して外部磁界Ｈｅが加わる場合、図２に示すように、電流ｉ０１が供給された磁気センサ３には、直流バイアス成分が外部磁界Ｈｅ分だけシフトすることとなり、その結果、図２中Ｉｅで示す分だけシフトした電流ｉｅ１が流れることになる。そして、電流ｉｅ１のピーク値をＩｅ１とすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−２）のように表される。
【００２１】
Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・（Ｉｃ−Ｉｅ）＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｅ１＋Ｉｅ−Ｉｃ） ・・・（２−２）
したがって、外部磁界Ｈｅが加わらない状態から外部磁界Ｈｅが加わった状態に変化したときの発振電圧信号Ｖｏｓのピーク値の変化量をΔＩ１とすると、変化量ΔＩ１は、上記式（２−１）及び上記式（２−２）より下記式（２−３）のように表される。
【００２２】
ΔＩ１＝Ｉｅ１−Ｉｈ
＝｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌｍｉｎ｝・Ｉｅ・・・（２−３）
上記式（２−３）から分かるように、見かけ上シフトしたこととなる電流Ｉｅとピーク値の変化量ΔＩ１とは比例関係にある。そして、この関係において、インダクタンスＬの変化量が大きいほどピーク値の変化量ΔＩ１が大きくなる。また、この関係において、インダクタンスＬの変化量が一定、すなわち、インダクタンスＬが直線的に変化すると、ピーク値の変化量ΔＩ１が電流Ｉｅに対してリニアリティをもって変化することとなる。
【００２３】
次に、磁気センサ３に対して電流ｉ０１を反転させた電流ｉ０２が供給された場合について説明する。
【００２４】
電流ｉ０２が供給された場合において、磁気センサ３に加わる外部磁界ＨｅがＨｅ＝０の場合、図５に示すように、磁気センサ３のコイル２に流れる電流ｉ０２が０から−Ｉｈまで変化するように設定すると、磁気センサ３のインダクタンスＬはＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する。すなわち、この場合、電流ｉ０１のピーク値は−Ｉｈであり、そのときのインダクタンスＬはＬｍｉｎである。また、このインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値を−Ｉｃとすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧−Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−４）のように表される。
【００２５】
−Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・−Ｉｃ＋Ｌｍｉｎ・（−Ｉｈ＋Ｉｃ）・・・（２−４）
そして、電流ｉ０２が供給された状態において、磁気センサ３に対して外部磁界Ｈｅが加わる場合、図２に示すように、電流ｉ０２が供給された磁気センサ３には、直流バイアス成分が外部磁界Ｈｅ分だけシフトすることとなり、その結果、図５中Ｉｅで示す分だけシフトした電流ｉｅ２が流れることになる。そして、電流ｉｅ２のピーク値をＩｅ２とすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−５）のように表される。
【００２６】
−Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・（−Ｉｃ−Ｉｅ）＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｅ−Ｉｅ２＋Ｉｃ）・・・（２−５）
したがって、外部磁界Ｈｅが加わらない状態から外部磁界Ｈｅが加わった状態に変化したときの発振電圧信号Ｖｏｓのピーク値の変化量をΔＩ２とすると、変化量ΔＩ２は、上記式（２−４）及び上記式（２−５）より下記式（２−６）のように表される。
【００２７】
ΔＩ２＝Ｉｅ２−Ｉｈ
＝−｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌｍｉｎ｝・Ｉｅ
＝−ΔＩ１ ・・・（２−６）
上記式（２−６）から分かるように、見かけ上シフトしたこととなる電流Ｉｅとピーク値の変化量ΔＩ２とは比例関係にある。そして、この関係においても、インダクタンスＬの変化量が大きいほどピーク値の変化量ΔＩ２が大きくなる。また、この関係において、インダクタンスＬの変化量が一定、すなわち、インダクタンスＬが直線的に変化すると、ピーク値の変化量ΔＩ２が電流Ｉｅに対してリニアリティをもって変化することとなる。また、このピーク値の変化量ΔＩ２は、上述したピーク値の変化量ΔＩ１と符号が逆で同じ大きさとなっている。すなわち、ピーク値の変化量ΔＩ１とピーク値の変化量ΔＩ２とは、差動の関係にある。
【００２８】
そこで、順方向に電流を流したとき、すなわち電流ｉ０１を供給したときのピーク値Ｉｅ１と、逆方向に電流を流したとき、すなわち電流ｉ０２を供給したときのピーク値Ｉｅ２とを測定し、これらの差動を取ることにより、外部磁界Ｈｅの変化に応じた信号を、一定の方向にだけ電流を流したときに比べて約２倍の出力として取り出すことができる。
【００２９】
また、ピーク値Ｉｅ１とピーク値Ｉｅ２との差動を取ることにより、外部磁界Ｈｅ＝０のときには、磁気センサ３に流れるピーク値が互いにキャンセルされるので、外部磁界Ｈｅがない状態である０点を容易に認識することができる。
【００３０】
さらに、磁気センサ３は温度等によってインダクタンスＬの大きさが変化して磁気センサに流れる電流のピーク値に変化が生じるが、磁気センサ３に流れる電流を短時間で反転させることにより、このような温度ドリフトや時間ドリフト等の影響を互いにキャンセルすることができる。したがって、この磁気センサ３では、温度ドリフトや時間ドリフト等の影響を受けることなく、高精度に外部磁界Ｈｅを検出することができる。
【００３１】
つぎに、以上のような磁気センサを用いて、外部磁界の大きさを電気信号に変換するためのセンサ回路について説明する。
【００３２】
このセンサ回路は、図３に示すように、アナログスイッチ回路６内に配された磁気センサ３と、このアナログスイッチ回路６に接続された抵抗７と発振電圧信号を供給するパルス信号発振器８とアナログスイッチ回路６を切り替えるための信号を供給する周波数分周器９を備えている。そして、上記磁気センサ３は、ブリッジ接続された４個のスイッチ６ａ〜６ｄを備えたアナログスイッチ回路６内に配されている。磁気センサ３に流れる電流方向は、これら４個のスイッチ６ａ〜６ｄをオン／オフ制御することによって反転させることができるようになっている。また、アナログスイッチ回路６に接続された抵抗７は、磁気センサ３に対して直列となるように接続されており、磁気センサ３とこの抵抗７によって積分回路を構成している。
【００３３】
この積分回路は、パルス信号発振器８に接続されており、このパルス信号発振器８からパルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓが供給されると、磁気センサ３および抵抗７に積分電流ｉｒが流れ、抵抗７には積分電圧Ｖｒが生じる。この積分電流ｉｒは、磁気センサ３に流れる電流の方向を交互に反転させた電流を時系列になるように配置している。
【００３４】
なお、アナログスイッチ回路６を切り替えるための信号Ｑ，Ｑ’は、パルス信号発生器８から供給される発振電圧信号Ｖｏｓを周波数分周器９で分周することによって生成する。これは、磁気センサと抵抗１７によって形成される積分回路に供給する発振電圧信号Ｖｏｓと上記アナログスイッチ回路６の切り替えタイミングを同期させることによって、このセンサ回路の動作の安定度を高めるためである。
【００３５】
このようなセンサ回路の動作について、各部の電圧波形のタイムチャートである図４を参照しながら説明する。
【００３６】
このセンサ回路では、パルス信号発振器８から、図４の（Ａ）に示すように、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓが周波数分周器９に供給され、図４の（Ｂ），（Ｃ）に示すように、アナログスイッチ回路６を切り替えるための信号Ｑ，Ｑ’が上記周波数分周器９により作られる。
【００３７】
また、上記パルス信号発振器８から発振電圧信号Ｖｏｓがアナログスイッチ回路６を介して磁気センサ３に供給される。これにより、磁気センサ３と抵抗７とからなる積分回路に積分電流が流れる。このとき、抵抗７に生じる積分電圧Ｖｒの波形は、図４の（Ｄ）に示すように、磁気センサ３に流れる電流の応答波形に対応するものであり、したがって、この積分電圧Ｖｒのピーク電圧値は、磁気センサ３に加わる外部磁界Ｈｅの大きさに応じて変化する。
【００３８】
ここで、切り替え信号Ｑが“Ｈ”で切り替え信号Ｑ’が“Ｌ”のときには、図３に示したスイッチ６ａおよびスイッチ６ｂがオンで、スイッチ６ｃおよびスイッチ６ｄがオフとなり、磁気センサ３には図３の矢印Ａの向きに電流が流れる。
【００３９】
また、切り替え信号Ｑが“Ｌ”で切り替え信号Ｑ’が“Ｈ”のときには、図３に示したスイッチ６ａおよびスイッチ６ｂがオフで、スイッチ６ｃおよびスイッチ６ｄがオンとなり、磁気センサ３には図３の矢印Ｂの向きに電流が流れる。
【００４０】
したがって、積分電圧Ｖｒは、図４の（Ｄ）に示すように、磁気センサ３に流れる各々の電流の方向に応じた積分電圧Ｖｒ１および積分電圧Ｖｒ２によって構成されるので、積分電圧Ｖｒ１のピーク値Ｖｅ１および積分電圧Ｖｒ２のピーク値Ｖｅ２は、外部磁界の大きさに対して差動の関係にある。
【００４１】
すなわち、この電圧信号Ｖｅ１と電圧信号Ｖｅ２は、磁気センサ３に発振電圧信号を供給したときに、磁気センサ３に流れる電流の方向を反転させたときの磁気センサ３に流れる発振電流の各々のピーク値を検出したものである。
【００４２】
このように、このセンサ回路では、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅが、磁気センサ３と直列に接続された抵抗７に生じるピーク電圧値として現れ、このピーク電圧値を検出することによって、外部磁界の大きさを探知する。
【００４３】
つぎに、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅが磁気センサ３と直列に接続された抵抗７に生じるピーク電圧値として現れる原理について、さらに詳細に説明する。
【００４４】
磁気センサ３と抵抗７が直列に接続された積分回路に流れる電流が立ち上がるときの状態をモデル化した回路図を図５に示す。このような回路において、スイッチ１０をオフからオンにすると、磁気センサ３と抵抗７からなる積分回路に直流電源１１から直流電圧が印加され、磁気センサ３に電流ｉが流れる。ここで、磁気センサ３に流れる電流ｉは、積分回路に印加される直流電圧をＶ、磁気センサ３のインダクタンスをＬ、抵抗７の抵抗値をＲ、電流ｉの立ち上がり時間をｔとすると、下記式（３−１）で表される。
【００４５】
【数１】
【００４６】
上述したように、磁気センサ３のインダクタンスＬは、電流ｉが立ち上がっている間に、ＬｍａｘからＬｍｉｎへ変化する。ここで、電流ｉは、インダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎへの変化を示す範囲を包括するように設定しておく。
【００４７】
そして、磁気センサ３のインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎへ変化するため、磁気センサ３に流れる電流ｉは、図６に示すように、初めはインダクタンスＬがＬｍａｘの状態で立ち上がり、やがて、インダクタンスＬがＬｍｉｎの状態で立ち上がることとなる。
【００４８】
ここで、磁気センサ３に流れる電流ｉは、インダクタンスＬｍａｘの状態で電流値０から電流値Ｉｃまで立ち上がり、この立ち上がり時間をｔ１とする。つぎに、磁気センサ３に流れる電流ｉは、インダクタンスＬｍｉｎの状態で電流値Ｉｃから電流値Ｉｈまで立ち上がり、この立ち上がり時間をｔ２とする。これらの立ち上がり時間ｔ１と立ち上がり時間ｔ２との合計の立ち上がり時間をＴとし、この時間Ｔは一定であるとすると上記式（３−１）より、下記式（３−２）のように表される。
【００４９】
【数２】
【００５０】
そして、上記式（３−２）において、磁気センサ３に加わる外部磁界の大きさに応じて、インダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値Ｉｃがシフトするので、立ち上がり時間ｔ１と立ち上がり時間ｔ２の大きさも変化することになる。したがって、外部磁界の大きさに応じて、上述した立ち上がり時間Ｔの間に磁気センサ３に流れる立ち上がりの電流値Ｉｈも変化することとなる。
【００５１】
よって、上述の図３および図４に示したように、磁気センサ３と抵抗７によって構成された積分回路に、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓを供給したときに生じる積分電流のピーク値すなわち抵抗７に生じるピーク電圧Ｖｒは、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅの大きさに応じて変化することとなる。
【００５２】
しかし、このようなセンサ回路では、磁気センサ３と抵抗７との時定数でセンサに流れる電流が決まるため、上記式（３−２）に示したように積分電流のピーク値と外部磁界Ｈｅの大きさ（電流値Ｉｃ）の関係は直線的であるとはいえず、リニアリティを保証できる外部磁界検出範囲を拡げることは困難であった。
【００５３】
上述のように、従来から知られているセンサ回路ではリニアリティの保証が難しいという問題があった。
【００５４】
そこで、本発明は、このような従来の実情を鑑みて提案されたものであり、容易にリニアリティの確保ができ、高精度なセンサ回路を提供することを目的とする。
【００５５】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために完成された本発明に係るセンサ回路は、検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサと、各コレクタが互いに接続された第１のＮＰＮトランジスタ及び第２のＮＰＮトランジスタと、各コレクタが互いに接続された第１のＰＮＰトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタと、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの一端が非反転入力端に共通接続された第１の演算増幅器と、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの他端が非反転入力端に共通接続された第２の演算増幅器とを備え、上記第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端に電圧信号を供給し、上記センサのインピーダンス変化に応じて上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点の少なくともどちらか一方を流れる電流として検出信号を出力することを特徴する。
【００５６】
このセンサ回路は、対象物がもっている情報をセンサのインピーダンスの変化としてのみ検出できるので、容易にリニアリティを確保することができることとなる。例えば、上述した磁気センサ３に発振電圧信号を供給したときに、磁気センサに流れる電流の変化を検出することによって外部磁界の大きさを探知することができる。これは、外部磁界の大きさに応じて磁性体の磁化量が変化し、その結果、コイルのインピーダンス（インダクタンス）が変化するためである。
【００５７】
また、このセンサ回路では、第１のＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタおよび第２のＮＰＮトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタによるブリッジ回路を構成しているので、センサに流れる電流の方向を反転させることができる。それぞれの方向に応じた信号を時系列で、第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは第１のＰＮＰトランジスタと第２ＰＮＰのトランジスタの各コレクタに接続点を流れる電流として出力することとなる。
【００５８】
また、このセンサ回路では、第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端にパルス電圧を供給すると、センサに流れるピーク電流の変化を検出することによって外部磁界の大きさを探知することができる。
【００５９】
また、このセンサ回路では、センサに流れる電流の方向を短時間に反転させたときには、センサのインピータンスに温度ドリフトや時間的ドリフト等が生じても、これらの影響は互いにキャンセルされる。したがって、高精度に外部磁界の大きさを探知することができる。
【００６０】
さらに、このセンサ回路では、第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点に流れる電流を基準電位に接続された抵抗に流すことによって電圧信号として出力することができる。さらに、上記電流をカレントミラー回路を通して抵抗に流すことによって出力ダイナミックレンジを容易に拡げることができる。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は以下の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更が可能であることは言うまでもない。
【００６２】
本発明に係るセンサ回路は、例えば図７の回路図に示すような回路構成を有する。
【００６３】
この図７に示したセンサ回路は、外部磁界に応じてインピーダンスが変化するセンサ１２を備え、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各エミッタと演算増幅器１５ａの非反転入力端が上記センサ１２の一端に共通接続され、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂの各エミッタと演算増幅器１５ｂの非反転入力端が上記センサ１２の他端に共通接続されている。
【００６４】
ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＮＰＮトランジスタ１３ｂは、各コレクタが互いに接続されており、その接続点が抵抗１７を介して直流電源１８に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ１４ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂは、各コレクタが互いに接続されており、その接続点が接地されている。
【００６５】
演算増幅器１５ａは、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各ベースに出力端が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各エミッタに非反転入力端が接続されている。また、演算増幅器１５ｂは、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂの各ベースに出力端が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及び第２のＰＮＰトランジスタ１４ｂの各エミッタに非反転入力端が接続されている。
【００６６】
そして、演算増幅器１５ａ，１５ｂの各非反転入力端に発振器１６から図８に示すような電圧信号Ｖ１，Ｖ２が供給されるようになっている。
【００６７】
つぎに、このセンサ回路の動作について説明する。
【００６８】
このセンサ回路において、発振器１６から供給される電圧信号Ｖ１，Ｖ２は、演算増幅器１５ａとＮＰＮトランジスタ１３ａとＰＮＰトランジスタ１４ａで構成する負帰還増幅回路および演算増幅器１５ｂとＮＰＮトランジスタ１３ｂとＰＮＰトランジスタ１４ｂで構成する負帰還増幅回路によって、それぞれセンサ１２の両端子間に伝えられる。
【００６９】
したがって、センサ１２のインピーダンスが対象物がもっている情報により変化すると当該センサ１２に流れる電流も変化することとなる。
【００７０】
また、センサ１２の端子間の電位差によって当該センサ１２に流れる電流の方向を反転させることができる。電流がｉ１のときは、ＮＰＮトランジスタ１３ａとＰＮＰトランジスタ１４ｂを通して流れる。電流がｉ２のときは、ＮＰＮトランジスタ１３ｂとＰＮＰトランジスタ１４ａを通して流れる。
【００７１】
したがって、この電流は流れる方向に応じてＮＰＮトランジスタ１３ａあるいはＮＰＮトランジスタ１３ｂのコレクタから供給されるので、これらのコレクタの接続点を介して流れる電流ｉｓは、センサ１２に流れる電流の方向を交互に反転させた電流ｉ１と電流ｉ２を時系列で出力したものとなる。
【００７２】
この電流ｉｓが抵抗１７に流れるので、センサ１２のインピーダンスの変化を抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして出力することとなる。したがって、対象物がもっている情報をセンサ１２のインピーダンスの変化としてのみ検出しているので、リニアリティが良好である。
【００７３】
つぎに、センサ１２の一例として上述した磁気センサ３を用いたときの上記センサ回路の動作について、各部の信号波形のタイムチャートである図８を参照しながら説明する。
【００７４】
上記センサ回路では、発振器１６から、図８の（Ａ），（Ｂ）に示すように、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖ１，Ｖ２が、上記の負帰還増幅回路によって磁気センサ３の両端子間に伝えられる。この端子間の電位差によって、電流の向きを反転させ、図８の（Ｃ），（Ｄ）に示すように、センサ１０のインピーダンスに応じた大きさの電流ｉ１，ｉ２を流す。電流の方向を交互に反転させた電流ｉ１のピーク電流値ｉｅ１と電流ｉ２のピーク電流値ｉｅ２は外部磁界の大きさに応じて変化し、差動の関係にある。
【００７５】
抵抗１７に流れる電流ｉｓは、図８の（Ｅ）に示すように、ピーク電流値ｉｅ１とピーク電流値ｉｅ２を時系列で出力したものとなる。この電流ｉｓが抵抗１７を通して流れることにより、抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして外部磁界の大きさに応じた信号が得られる。
【００７６】
ここで、抵抗１７の値をＲｓとすると、両端電圧信号Ｖｓは下記式（４−１）のように表される。
【００７７】
Ｖｓ＝Ｒｓ・ｉｓ ・・・ （４−１）
したがって、センサ回路の感度を上げるためにはＲｓを大きくすれば良いのであるが、回路の出力ダイナミックレンジが問題となる。図９に示すように、電流ｉｓをカレントミラー回路１９ａを介して抵抗１７に流すことによって出力ダイナミックレンジを拡げることができる。
【００７８】
また、図１０に示すように、ＮＰＮトランジスタ１３ａとＮＰＮトランジスタ１３ｂのコレクタが直流電源１８に接続され、ＰＮＰトランジスタ１４ａとＰＮＰトランジスタ１４ｂの各コレクタの接続点を抵抗１７を介して基準電位（接地）に接続するようにしても、センサ１０のインピーダンスの変化を抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして出力できることは言うまでもない。
【００７９】
さらに、図１１に示すように、電流ｉｓをカレントミラー回路１９ｂを介して抵抗１７に流すことによって出力ダイナミックレンジを拡げることができることも言うまでもない。
【００８０】
つぎに、上述した外部磁界の大きさを検出する磁気センサ３以外のセンサ回路の一例についても説明する。
【００８１】
図１２に示すように、コイル２０の中に高透磁率のコア２１を挿入するとコイルのインダクタンスが変化する。上記センサ１２として、このような変位を電気信号に変換する変位センサ２２を用いるようにしてもよい。
【００８２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、対象物がもっている情報をセンサのインピーダンスの変化としてのみ検出できるので、容易にリニアリティの確保ができ、高精度なセンサ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】磁気センサの一例を示す模式図である。
【図２】図１に示した磁気センサによる外部磁界検出の原理を説明するための図である。
【図３】センサ回路の一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示したセンサ回路の動作を示す各部における信号波形のタイムチャートである。
【図５】磁気センサと抵抗からなる積分回路に電流が立ち上がるときの状態をモデル化した回路図である。
【図６】図５に示した積分回路に流れる電流の立ち上がり時の様子を示す図である。
【図７】本発明に係るセンサ回路の一構成例を示す回路図である。
【図８】図７に示したセンサ回路の各部における信号波形のタイムチャートである。
【図９】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１０】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１１】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１２】本発明に係るセンサ回路におけるセンサとして用いられる変位センサの例を示す模式図である。
【図１３】ホール素子を用いた磁気探知装置の一例を示す模式図である。
【図１４】フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置の一例を示す模式図である。
【図１５】磁気抵抗効果素子の一例を示す模式図である。
【図１６】磁気抵抗効果素子の磁気抵抗効果特性を示す図である。
【符号の説明】
１２ センサ、１３ａ，１３ｂ ＮＰＮトランジスタ、１４ａ，１４ｂ ＰＮＰトランジスタ、１５ａ，１５ｂ 演算増幅器、１６ 発振器、１７ 抵抗、１８ 直流電源、１９ａ，１９ｂ カレントミラー回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサを用いたセンサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサは、産業用や民生用として広く使用されている。
【０００３】
例えば外部磁界を探知する磁気探知装置は、磁場の検出器や測定器などの計測用から始まり、近年では、磁気式スイッチ、磁気式ロータリ・エンコーダ、地磁気センサなどが使用されている。この磁気探知装置としては、ホール素子を用いた磁気探知装置、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置、磁気抵抗効果素子を用いた磁気探知装置などがある。
【０００４】
ホール素子を用いた磁気探知装置は、図１３に示すように、両端に電極１０１，１０２を設けたホール素子１０３のホール効果を応用して外部磁界を検出するものである。すなわち、ホール素子を用いた磁気探知装置では、外部磁界の変化によってホール素子１０３に発生するホール電圧Ｖｈの変化に基づいて外部磁界を検出する。ここで、ホール素子１０３の厚さをｄとし、ホール素子１０３を流れる電流をＩとし、ホール素子１０３を通る磁束をＢとすると、ホール電圧Ｖｈは、下記式（１−１）のようになる。
【０００５】
Ｖｈ＝Ｒｈ・Ｉ・Ｂ／ｄ ・・・（１−１）
しかし、このようなホール電圧Ｖｈは非常に小さいため、ホール素子を用いた磁気探知装置では、例えば、約０．３ガウス程度の地磁気のような微弱な磁界を検出することは困難である。
【０００６】
また、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置は、図１４に示すように、外部磁界によってヒステリシス曲線がシフトする特殊な高透磁率材料からなる環状の磁気コア１１０に、励磁用コイル１１１及び検出用コイル１１２を巻回してなるものである。
【０００７】
この磁気探知装置で外部磁界を検出する際には、磁気コア１１０が過飽和状態にまで励磁されるような高周波電流を励磁用コイル１１１に流しておく。このとき、外部からの磁界が磁気コア１１０に作用していなければ、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂからの出力は同じ出力波形となる。そして、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂは逆相に接続されているので、検出用コイル１１２の左側のコイル１１２ａからの出力と、検出用コイル１１２の右側のコイル１１２ｂからの出力とが互いに打ち消し合って検出用コイル１１２全体からは何も出力されないこととなる。
【０００８】
一方、例えば、励磁用コイル１１１によって右回りの磁束Ｂが磁気コア１１０内に発生しているときに、図１４中のＮからＳに至る方向より外部磁界Ｈｅが加わると、外部磁界Ｈｅがバイアス磁界として作用して、磁気コア１１０の右側が早く飽和し、磁気コア１１０の左側が逆に遅れて飽和する。そして、検出用コイル１１２の左右のコイル１１２ａ，１１２ｂは逆相に接続されているので、検出用コイル１１２の左側のコイル１１２ａからの出力と、検出用コイル１１２の右側のコイル１１２ｂからの出力との差分が、外部磁界Ｈｅの大きさに対応して出力されることとなる。
【０００９】
しかし、このような磁気探知装置では、検出用コイル１１２によって磁気信号を電気信号に変換するため、感度を上げるには検出用コイル１１２の巻き数を多くしたり、外部磁界Ｈｅの集束効果を高めるために磁気コア１１０の形状を大きくする必要がある。したがって、フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置では、小型化や低価格化が非常に困難であった。
【００１０】
また、磁気抵抗効果素子を用いた磁界探知装置は、磁気抵抗効果素子の磁気抵抗効果を利用して外部磁界を検出するものである。ここで、磁気抵抗効果素子とは、Ｎｉ合金等からなる強磁性薄膜の磁気抵抗効果を応用した磁電変換素子であり、印加された磁界の強さに応じて、その抵抗値が変化する特性を持っている。そして、図１５に示すように、磁気抵抗効果素子１２０を流れる電流Ｉの方向と、外部磁界Ｈｅによる磁気抵抗効果素子１２０の磁化Ｍの方向とのなす角をθとし、電流Ｉの方向と磁化Ｍの方向とが同一のときの磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値をＲａとし、電流Ｉの方向と磁化Ｍの方向とのなす角θが９０°のときの磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値をＲｂとすると、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値Ｒは、下記式（１−２）のようになる。
【００１１】
Ｒ＝Ｒｂ＋（Ｒａ−Ｒｂ）・ｃｏｓ2θ ・・・（１−２）
また、上記式（１−２）で示される磁気抵抗効果素子１２０の磁気抵抗効果特性は図１６のようになる。ここで、縦軸は、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗値Ｒであり、横軸は、磁気抵抗効果素子１２０を流れる電流Ｉの方向と、外部磁界Ｈｅによる磁気抵抗効果素子１２０の磁化Ｍの方向とのなす角度θである。
【００１２】
しかし、このような磁気抵抗効果素子１２０において、抵抗変化率の最大値は２〜３％程度と非常に小さいため、適当な大きさのバイアス磁界を加えて感度の良いところを使用したとしても、地磁気のような微弱な磁界では０．０５％程度しか抵抗変化が得られない。したがって、磁気抵抗効果素子１２０を用いた磁気探知装置も感度が不十分であり、地磁気のような微弱な磁界の検出には適してない。さらに、磁気抵抗効果素子１２０の抵抗変化率は、０．３％／℃程度の大きな温度係数を持っているため、磁気抵抗効果素子１２０を用いた磁気探知装置では、温度ドリフト等の問題もある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来から知られている磁気探知装置では、感度が不十分であったり、小型化や低価格化が難しいという問題があった。
【００１４】
そこで、本件出願人は、小型化や低価格化が容易で、高い感度が得られる磁気探知装置として、例えば特願平９−１０６４１８号において、磁性体にコイルが巻かれてなる磁気センサを備え、上記磁気センサのコイルに発振電圧が供給されたときに上記コイルに流れる発振電流について、外部磁界により変化する発振電流のピーク値を検出し、この発振電流のピーク値の変化によって外部磁界を探知するようにした磁気探知装置を先に提案している。
【００１５】
この磁気探知装置に用いられる磁気センサは、図１に示すように、リボン状やワイヤー状に形成された細長いアモルファス等からなる磁性体１と、この磁性体１の長手方向に巻回された銅線等からなるコイル２とから構成される。ここで、磁性体１には、数ガウス程度の微弱な磁界で急峻な透磁率変化を示す角形特性に優れた磁性材料を用いる。そして、この磁気センサ３のコイル２からは、２つの端子４，５が導出される。
【００１６】
つぎに、このような磁気センサ３を用いて外部磁界Ｈｅの大きさを検出するときの原理について、図２を参照しながら説明する。図２は、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓを磁気センサ３に供給したときに、磁気センサ３に流れる電流ｉ０１及び電流ｉ０１を反転させた電流ｉ０２が磁気センサ３に流れているときの状態について、磁気センサ３のインダクタンスＬの変化と対応させて示したものである。
【００１７】
このとき、電流ｉ０１及び電流ｉ０２を直流バイアス成分を含んだ交流電流とすることが好ましい。このように、電流ｉ０１及び電流ｉ０２に直流バイアス成分を含ませることにより、これら電流ｉ０１及び電流ｉ０２からは直流バイアス成分を有する交流磁界が発生し、磁性体１がその長手方向に磁化されることになる。ここで、供給される電流ｉ０１及び電流ｉ０２は、外部磁界Ｈｅが加わって交流磁界がシフトしたとしても、交流磁界が、磁気センサ３のインダクタンスＬが急峻な変化を示す範囲を包括するように設定する。
【００１８】
以下の説明において、先ず、磁気センサ３に電流ｉ０１が流れる場合に関して説明し、次に、磁気センサ３に電流ｉ０２が流れる場合に関して説明する。
【００１９】
ここで、磁気センサ３に加わる外部磁界ＨｅがＨｅ＝０の場合、図２に示すように、磁気センサ３のコイル２に流れる電流ｉ０１が０からＩｈまで変化するように設定すると、磁気センサ３のインダクタンスＬはＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する。すなわち、この場合、電流ｉ０１のピーク値はＩｈであり、そのときのインダクタンスＬはＬｍｉｎである。また、このインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値をＩｃとすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−１）のように表される。
【００２０】
Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・Ｉｃ＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｈ−Ｉｃ）・・・（２−１）
そして、磁気センサ３に対して外部磁界Ｈｅが加わる場合、図２に示すように、電流ｉ０１が供給された磁気センサ３には、直流バイアス成分が外部磁界Ｈｅ分だけシフトすることとなり、その結果、図２中Ｉｅで示す分だけシフトした電流ｉｅ１が流れることになる。そして、電流ｉｅ１のピーク値をＩｅ１とすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−２）のように表される。
【００２１】
Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・（Ｉｃ−Ｉｅ）＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｅ１＋Ｉｅ−Ｉｃ） ・・・（２−２）
したがって、外部磁界Ｈｅが加わらない状態から外部磁界Ｈｅが加わった状態に変化したときの発振電圧信号Ｖｏｓのピーク値の変化量をΔＩ１とすると、変化量ΔＩ１は、上記式（２−１）及び上記式（２−２）より下記式（２−３）のように表される。
【００２２】
ΔＩ１＝Ｉｅ１−Ｉｈ
＝｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌｍｉｎ｝・Ｉｅ・・・（２−３）
上記式（２−３）から分かるように、見かけ上シフトしたこととなる電流Ｉｅとピーク値の変化量ΔＩ１とは比例関係にある。そして、この関係において、インダクタンスＬの変化量が大きいほどピーク値の変化量ΔＩ１が大きくなる。また、この関係において、インダクタンスＬの変化量が一定、すなわち、インダクタンスＬが直線的に変化すると、ピーク値の変化量ΔＩ１が電流Ｉｅに対してリニアリティをもって変化することとなる。
【００２３】
次に、磁気センサ３に対して電流ｉ０１を反転させた電流ｉ０２が供給された場合について説明する。
【００２４】
電流ｉ０２が供給された場合において、磁気センサ３に加わる外部磁界ＨｅがＨｅ＝０の場合、図５に示すように、磁気センサ３のコイル２に流れる電流ｉ０２が０から−Ｉｈまで変化するように設定すると、磁気センサ３のインダクタンスＬはＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する。すなわち、この場合、電流ｉ０１のピーク値は−Ｉｈであり、そのときのインダクタンスＬはＬｍｉｎである。また、このインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値を−Ｉｃとすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧−Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−４）のように表される。
【００２５】
−Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・−Ｉｃ＋Ｌｍｉｎ・（−Ｉｈ＋Ｉｃ）・・・（２−４）
そして、電流ｉ０２が供給された状態において、磁気センサ３に対して外部磁界Ｈｅが加わる場合、図２に示すように、電流ｉ０２が供給された磁気センサ３には、直流バイアス成分が外部磁界Ｈｅ分だけシフトすることとなり、その結果、図５中Ｉｅで示す分だけシフトした電流ｉｅ２が流れることになる。そして、電流ｉｅ２のピーク値をＩｅ２とすると、発振電圧信号Ｖｏｓのパルス幅Ｔとパルス電圧Ｖとの積は、ファラデーの法則により下記式（２−５）のように表される。
【００２６】
−Ｖ・Ｔ＝Ｌｍａｘ・（−Ｉｃ−Ｉｅ）＋Ｌｍｉｎ・（Ｉｅ−Ｉｅ２＋Ｉｃ）・・・（２−５）
したがって、外部磁界Ｈｅが加わらない状態から外部磁界Ｈｅが加わった状態に変化したときの発振電圧信号Ｖｏｓのピーク値の変化量をΔＩ２とすると、変化量ΔＩ２は、上記式（２−４）及び上記式（２−５）より下記式（２−６）のように表される。
【００２７】
ΔＩ２＝Ｉｅ２−Ｉｈ
＝−｛（Ｌｍａｘ−Ｌｍｉｎ）／Ｌｍｉｎ｝・Ｉｅ
＝−ΔＩ１ ・・・（２−６）
上記式（２−６）から分かるように、見かけ上シフトしたこととなる電流Ｉｅとピーク値の変化量ΔＩ２とは比例関係にある。そして、この関係においても、インダクタンスＬの変化量が大きいほどピーク値の変化量ΔＩ２が大きくなる。また、この関係において、インダクタンスＬの変化量が一定、すなわち、インダクタンスＬが直線的に変化すると、ピーク値の変化量ΔＩ２が電流Ｉｅに対してリニアリティをもって変化することとなる。また、このピーク値の変化量ΔＩ２は、上述したピーク値の変化量ΔＩ１と符号が逆で同じ大きさとなっている。すなわち、ピーク値の変化量ΔＩ１とピーク値の変化量ΔＩ２とは、差動の関係にある。
【００２８】
そこで、順方向に電流を流したとき、すなわち電流ｉ０１を供給したときのピーク値Ｉｅ１と、逆方向に電流を流したとき、すなわち電流ｉ０２を供給したときのピーク値Ｉｅ２とを測定し、これらの差動を取ることにより、外部磁界Ｈｅの変化に応じた信号を、一定の方向にだけ電流を流したときに比べて約２倍の出力として取り出すことができる。
【００２９】
また、ピーク値Ｉｅ１とピーク値Ｉｅ２との差動を取ることにより、外部磁界Ｈｅ＝０のときには、磁気センサ３に流れるピーク値が互いにキャンセルされるので、外部磁界Ｈｅがない状態である０点を容易に認識することができる。
【００３０】
さらに、磁気センサ３は温度等によってインダクタンスＬの大きさが変化して磁気センサに流れる電流のピーク値に変化が生じるが、磁気センサ３に流れる電流を短時間で反転させることにより、このような温度ドリフトや時間ドリフト等の影響を互いにキャンセルすることができる。したがって、この磁気センサ３では、温度ドリフトや時間ドリフト等の影響を受けることなく、高精度に外部磁界Ｈｅを検出することができる。
【００３１】
つぎに、以上のような磁気センサを用いて、外部磁界の大きさを電気信号に変換するためのセンサ回路について説明する。
【００３２】
このセンサ回路は、図３に示すように、アナログスイッチ回路６内に配された磁気センサ３と、このアナログスイッチ回路６に接続された抵抗７と発振電圧信号を供給するパルス信号発振器８とアナログスイッチ回路６を切り替えるための信号を供給する周波数分周器９を備えている。そして、上記磁気センサ３は、ブリッジ接続された４個のスイッチ６ａ〜６ｄを備えたアナログスイッチ回路６内に配されている。磁気センサ３に流れる電流方向は、これら４個のスイッチ６ａ〜６ｄをオン／オフ制御することによって反転させることができるようになっている。また、アナログスイッチ回路６に接続された抵抗７は、磁気センサ３に対して直列となるように接続されており、磁気センサ３とこの抵抗７によって積分回路を構成している。
【００３３】
この積分回路は、パルス信号発振器８に接続されており、このパルス信号発振器８からパルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓが供給されると、磁気センサ３および抵抗７に積分電流ｉｒが流れ、抵抗７には積分電圧Ｖｒが生じる。この積分電流ｉｒは、磁気センサ３に流れる電流の方向を交互に反転させた電流を時系列になるように配置している。
【００３４】
なお、アナログスイッチ回路６を切り替えるための信号Ｑ，Ｑ’は、パルス信号発生器８から供給される発振電圧信号Ｖｏｓを周波数分周器９で分周することによって生成する。これは、磁気センサと抵抗１７によって形成される積分回路に供給する発振電圧信号Ｖｏｓと上記アナログスイッチ回路６の切り替えタイミングを同期させることによって、このセンサ回路の動作の安定度を高めるためである。
【００３５】
このようなセンサ回路の動作について、各部の電圧波形のタイムチャートである図４を参照しながら説明する。
【００３６】
このセンサ回路では、パルス信号発振器８から、図４の（Ａ）に示すように、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓが周波数分周器９に供給され、図４の（Ｂ），（Ｃ）に示すように、アナログスイッチ回路６を切り替えるための信号Ｑ，Ｑ’が上記周波数分周器９により作られる。
【００３７】
また、上記パルス信号発振器８から発振電圧信号Ｖｏｓがアナログスイッチ回路６を介して磁気センサ３に供給される。これにより、磁気センサ３と抵抗７とからなる積分回路に積分電流が流れる。このとき、抵抗７に生じる積分電圧Ｖｒの波形は、図４の（Ｄ）に示すように、磁気センサ３に流れる電流の応答波形に対応するものであり、したがって、この積分電圧Ｖｒのピーク電圧値は、磁気センサ３に加わる外部磁界Ｈｅの大きさに応じて変化する。
【００３８】
ここで、切り替え信号Ｑが“Ｈ”で切り替え信号Ｑ’が“Ｌ”のときには、図３に示したスイッチ６ａおよびスイッチ６ｂがオンで、スイッチ６ｃおよびスイッチ６ｄがオフとなり、磁気センサ３には図３の矢印Ａの向きに電流が流れる。
【００３９】
また、切り替え信号Ｑが“Ｌ”で切り替え信号Ｑ’が“Ｈ”のときには、図３に示したスイッチ６ａおよびスイッチ６ｂがオフで、スイッチ６ｃおよびスイッチ６ｄがオンとなり、磁気センサ３には図３の矢印Ｂの向きに電流が流れる。
【００４０】
したがって、積分電圧Ｖｒは、図４の（Ｄ）に示すように、磁気センサ３に流れる各々の電流の方向に応じた積分電圧Ｖｒ１および積分電圧Ｖｒ２によって構成されるので、積分電圧Ｖｒ１のピーク値Ｖｅ１および積分電圧Ｖｒ２のピーク値Ｖｅ２は、外部磁界の大きさに対して差動の関係にある。
【００４１】
すなわち、この電圧信号Ｖｅ１と電圧信号Ｖｅ２は、磁気センサ３に発振電圧信号を供給したときに、磁気センサ３に流れる電流の方向を反転させたときの磁気センサ３に流れる発振電流の各々のピーク値を検出したものである。
【００４２】
このように、このセンサ回路では、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅが、磁気センサ３と直列に接続された抵抗７に生じるピーク電圧値として現れ、このピーク電圧値を検出することによって、外部磁界の大きさを探知する。
【００４３】
つぎに、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅが磁気センサ３と直列に接続された抵抗７に生じるピーク電圧値として現れる原理について、さらに詳細に説明する。
【００４４】
磁気センサ３と抵抗７が直列に接続された積分回路に流れる電流が立ち上がるときの状態をモデル化した回路図を図５に示す。このような回路において、スイッチ１０をオフからオンにすると、磁気センサ３と抵抗７からなる積分回路に直流電源１１から直流電圧が印加され、磁気センサ３に電流ｉが流れる。ここで、磁気センサ３に流れる電流ｉは、積分回路に印加される直流電圧をＶ、磁気センサ３のインダクタンスをＬ、抵抗７の抵抗値をＲ、電流ｉの立ち上がり時間をｔとすると、下記式（３−１）で表される。
【００４５】
【数１】
上述したように、磁気センサ３のインダクタンスＬは、電流ｉが立ち上がっている間に、ＬｍａｘからＬｍｉｎへ変化する。ここで、電流ｉは、インダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎへの変化を示す範囲を包括するように設定しておく。
【００４７】
そして、磁気センサ３のインダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎへ変化するため、磁気センサ３に流れる電流ｉは、図６に示すように、初めはインダクタンスＬがＬｍａｘの状態で立ち上がり、やがて、インダクタンスＬがＬｍｉｎの状態で立ち上がることとなる。
【００４８】
ここで、磁気センサ３に流れる電流ｉは、インダクタンスＬｍａｘの状態で電流値０から電流値Ｉｃまで立ち上がり、この立ち上がり時間をｔ１とする。つぎに、磁気センサ３に流れる電流ｉは、インダクタンスＬｍｉｎの状態で電流値Ｉｃから電流値Ｉｈまで立ち上がり、この立ち上がり時間をｔ２とする。これらの立ち上がり時間ｔ１と立ち上がり時間ｔ２との合計の立ち上がり時間をＴとし、この時間Ｔは一定であるとすると上記式（３−１）より、下記式（３−２）のように表される。
【００４９】
【数２】
そして、上記式（３−２）において、磁気センサ３に加わる外部磁界の大きさに応じて、インダクタンスＬがＬｍａｘからＬｍｉｎに変化する電流値Ｉｃがシフトするので、立ち上がり時間ｔ１と立ち上がり時間ｔ２の大きさも変化することになる。したがって、外部磁界の大きさに応じて、上述した立ち上がり時間Ｔの間に磁気センサ３に流れる立ち上がりの電流値Ｉｈも変化することとなる。
【００５１】
よって、上述の図３および図４に示したように、磁気センサ３と抵抗７によって構成された積分回路に、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖｏｓを供給したときに生じる積分電流のピーク値すなわち抵抗７に生じるピーク電圧Ｖｒは、磁気センサ３に加わった外部磁界Ｈｅの大きさに応じて変化することとなる。
【００５２】
しかし、このようなセンサ回路では、磁気センサ３と抵抗７との時定数でセンサに流れる電流が決まるため、上記式（３−２）に示したように積分電流のピーク値と外部磁界Ｈｅの大きさ（電流値Ｉｃ）の関係は直線的であるとはいえず、リニアリティを保証できる外部磁界検出範囲を拡げることは困難であった。
【００５３】
上述のように、従来から知られているセンサ回路ではリニアリティの保証が難しいという問題があった。
【００５４】
そこで、本発明は、このような従来の実情を鑑みて提案されたものであり、容易にリニアリティの確保ができ、高精度なセンサ回路を提供することを目的とする。
【００５５】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために完成された本発明に係るセンサ回路は、検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサと、各コレクタが互いに接続された第１のＮＰＮトランジスタ及び第２のＮＰＮトランジスタと、各コレクタが互いに接続された第１のＰＮＰトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタと、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの一端が非反転入力端に共通接続された第１の演算増幅器と、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの他端が非反転入力端に共通接続された第２の演算増幅器とを備え、上記第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端に電圧信号を供給し、上記センサのインピーダンス変化に応じて上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点の少なくともどちらか一方を流れる電流として検出信号を出力することを特徴する。
【００５６】
このセンサ回路は、対象物がもっている情報をセンサのインピーダンスの変化としてのみ検出できるので、容易にリニアリティを確保することができることとなる。例えば、上述した磁気センサ３に発振電圧信号を供給したときに、磁気センサに流れる電流の変化を検出することによって外部磁界の大きさを探知することができる。これは、外部磁界の大きさに応じて磁性体の磁化量が変化し、その結果、コイルのインピーダンス（インダクタンス）が変化するためである。
【００５７】
また、このセンサ回路では、第１のＮＰＮトランジスタと第１のＰＮＰトランジスタおよび第２のＮＰＮトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタによるブリッジ回路を構成しているので、センサに流れる電流の方向を反転させることができる。それぞれの方向に応じた信号を時系列で、第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは第１のＰＮＰトランジスタと第２ＰＮＰのトランジスタの各コレクタに接続点を流れる電流として出力することとなる。
【００５８】
また、このセンサ回路では、第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端にパルス電圧を供給すると、センサに流れるピーク電流の変化を検出することによって外部磁界の大きさを探知することができる。
【００５９】
また、このセンサ回路では、センサに流れる電流の方向を短時間に反転させたときには、センサのインピータンスに温度ドリフトや時間的ドリフト等が生じても、これらの影響は互いにキャンセルされる。したがって、高精度に外部磁界の大きさを探知することができる。
【００６０】
さらに、このセンサ回路では、第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点に流れる電流を基準電位に接続された抵抗に流すことによって電圧信号として出力することができる。さらに、上記電流をカレントミラー回路を通して抵抗に流すことによって出力ダイナミックレンジを容易に拡げることができる。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は以下の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更が可能であることは言うまでもない。
【００６２】
本発明に係るセンサ回路は、例えば図７の回路図に示すような回路構成を有する。
【００６３】
この図７に示したセンサ回路は、外部磁界に応じてインピーダンスが変化するセンサ１２を備え、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各エミッタと演算増幅器１５ａの非反転入力端が上記センサ１２の一端に共通接続され、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂの各エミッタと演算増幅器１５ｂの非反転入力端が上記センサ１２の他端に共通接続されている。
【００６４】
ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＮＰＮトランジスタ１３ｂは、各コレクタが互いに接続されており、その接続点が抵抗１７を介して直流電源１８に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ１４ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂは、各コレクタが互いに接続されており、その接続点が接地されている。
【００６５】
演算増幅器１５ａは、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各ベースに出力端が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ１３ａ及びＰＮＰトランジスタ１４ａの各エミッタに非反転入力端が接続されている。また、演算増幅器１５ｂは、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及びＰＮＰトランジスタ１４ｂの各ベースに出力端が接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタ１３ｂ及び第２のＰＮＰトランジスタ１４ｂの各エミッタに非反転入力端が接続されている。
【００６６】
そして、演算増幅器１５ａ，１５ｂの各非反転入力端に発振器１６から図８に示すような電圧信号Ｖ１，Ｖ２が供給されるようになっている。
【００６７】
つぎに、このセンサ回路の動作について説明する。
【００６８】
このセンサ回路において、発振器１６から供給される電圧信号Ｖ１，Ｖ２は、演算増幅器１５ａとＮＰＮトランジスタ１３ａとＰＮＰトランジスタ１４ａで構成する負帰還増幅回路および演算増幅器１５ｂとＮＰＮトランジスタ１３ｂとＰＮＰトランジスタ１４ｂで構成する負帰還増幅回路によって、それぞれセンサ１２の両端子間に伝えられる。
【００６９】
したがって、センサ１２のインピーダンスが対象物がもっている情報により変化すると当該センサ１２に流れる電流も変化することとなる。
【００７０】
また、センサ１２の端子間の電位差によって当該センサ１２に流れる電流の方向を反転させることができる。電流がｉ１のときは、ＮＰＮトランジスタ１３ａとＰＮＰトランジスタ１４ｂを通して流れる。電流がｉ２のときは、ＮＰＮトランジスタ１３ｂとＰＮＰトランジスタ１４ａを通して流れる。
【００７１】
したがって、この電流は流れる方向に応じてＮＰＮトランジスタ１３ａあるいはＮＰＮトランジスタ１３ｂのコレクタから供給されるので、これらのコレクタの接続点を介して流れる電流ｉｓは、センサ１２に流れる電流の方向を交互に反転させた電流ｉ１と電流ｉ２を時系列で出力したものとなる。
【００７２】
この電流ｉｓが抵抗１７に流れるので、センサ１２のインピーダンスの変化を抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして出力することとなる。したがって、対象物がもっている情報をセンサ１２のインピーダンスの変化としてのみ検出しているので、リニアリティが良好である。
【００７３】
つぎに、センサ１２の一例として上述した磁気センサ３を用いたときの上記センサ回路の動作について、各部の信号波形のタイムチャートである図８を参照しながら説明する。
【００７４】
上記センサ回路では、発振器１６から、図８の（Ａ），（Ｂ）に示すように、パルス幅Ｔおよびパルス電圧Ｖが一定の発振電圧信号Ｖ１，Ｖ２が、上記の負帰還増幅回路によって磁気センサ３の両端子間に伝えられる。この端子間の電位差によって、電流の向きを反転させ、図８の（Ｃ），（Ｄ）に示すように、センサ１０のインピーダンスに応じた大きさの電流ｉ１，ｉ２を流す。電流の方向を交互に反転させた電流ｉ１のピーク電流値ｉｅ１と電流ｉ２のピーク電流値ｉｅ２は外部磁界の大きさに応じて変化し、差動の関係にある。
【００７５】
抵抗１７に流れる電流ｉｓは、図８の（Ｅ）に示すように、ピーク電流値ｉｅ１とピーク電流値ｉｅ２を時系列で出力したものとなる。この電流ｉｓが抵抗１７を通して流れることにより、抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして外部磁界の大きさに応じた信号が得られる。
【００７６】
ここで、抵抗１７の値をＲｓとすると、両端電圧信号Ｖｓは下記式（４−１）のように表される。
【００７７】
Ｖｓ＝Ｒｓ・ｉｓ ・・・ （４−１）
したがって、センサ回路の感度を上げるためにはＲｓを大きくすれば良いのであるが、回路の出力ダイナミックレンジが問題となる。図９に示すように、電流ｉｓをカレントミラー回路１９ａを介して抵抗１７に流すことによって出力ダイナミックレンジを拡げることができる。
【００７８】
また、図１０に示すように、ＮＰＮトランジスタ１３ａとＮＰＮトランジスタ１３ｂのコレクタが直流電源１８に接続され、ＰＮＰトランジスタ１４ａとＰＮＰトランジスタ１４ｂの各コレクタの接続点を抵抗１７を介して基準電位（接地）に接続するようにしても、センサ１０のインピーダンスの変化を抵抗１７の両端電圧信号Ｖｓとして出力できることは言うまでもない。
【００７９】
さらに、図１１に示すように、電流ｉｓをカレントミラー回路１９ｂを介して抵抗１７に流すことによって出力ダイナミックレンジを拡げることができることも言うまでもない。
【００８０】
つぎに、上述した外部磁界の大きさを検出する磁気センサ３以外のセンサ回路の一例についても説明する。
【００８１】
図１２に示すように、コイル２０の中に高透磁率のコア２１を挿入するとコイルのインダクタンスが変化する。上記センサ１２として、このような変位を電気信号に変換する変位センサ２２を用いるようにしてもよい。
【００８２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、対象物がもっている情報をセンサのインピーダンスの変化としてのみ検出できるので、容易にリニアリティの確保ができ、高精度なセンサ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】磁気センサの一例を示す模式図である。
【図２】図１に示した磁気センサによる外部磁界検出の原理を説明するための図である。
【図３】センサ回路の一構成例を示す回路図である。
【図４】図３に示したセンサ回路の動作を示す各部における信号波形のタイムチャートである。
【図５】磁気センサと抵抗からなる積分回路に電流が立ち上がるときの状態をモデル化した回路図である。
【図６】図５に示した積分回路に流れる電流の立ち上がり時の様子を示す図である。
【図７】本発明に係るセンサ回路の一構成例を示す回路図である。
【図８】図７に示したセンサ回路の各部における信号波形のタイムチャートである。
【図９】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１０】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１１】本発明に係るセンサ回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１２】本発明に係るセンサ回路におけるセンサとして用いられる変位センサの例を示す模式図である。
【図１３】ホール素子を用いた磁気探知装置の一例を示す模式図である。
【図１４】フラックスゲートセンサを用いた磁気探知装置の一例を示す模式図である。
【図１５】磁気抵抗効果素子の一例を示す模式図である。
【図１６】磁気抵抗効果素子の磁気抵抗効果特性を示す図である。
【符号の説明】
１２ センサ、１３ａ，１３ｂ ＮＰＮトランジスタ、１４ａ，１４ｂ ＰＮＰトランジスタ、１５ａ，１５ｂ 演算増幅器、１６ 発振器、１７ 抵抗、１８ 直流電源、１９ａ，１９ｂ カレントミラー回路
Claims (6)
- 検出対象物の情報に応じてインピーダンスが変化するセンサと、
各コレクタが互いに接続された第１のＮＰＮトランジスタ及び第２のＮＰＮトランジスタと、
各コレクタが互いに接続された第１のＰＮＰトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタと、
上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第１のＮＰＮトランジスタ及び第１のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの一端が非反転入力端に共通接続された第１の演算増幅器と、
上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各ベースが出力端に接続されるとともに、上記第２のＮＰＮトランジスタ及び第２のＰＮＰトランジスタの各エミッタ及び上記センサの他端が非反転入力端に共通接続された第２の演算増幅器とを備え、
上記第１の演算増幅器と第２の演算増幅器の非反転入力端に電圧信号を供給し、上記センサのインピーダンス変化に応じて上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点の少なくともどちらか一方を流れる電流として検出信号を出力することを特徴としたセンサ回路。 - 上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点のどちらか他方を基準電位に接続することを特徴とする請求項１記載のセンサ回路。
- 上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点を流れる電流は、時系列で出力される少なくとも２つ以上の信号を持つことを特徴とする請求項１記載のセンサ回路。
- 上記電圧信号がパルス電圧であることを特徴とする請求項１記載のセンサ回路。
- 上記第１のＮＰＮトランジスタと第２のＮＰＮトランジスタの各コレクタの接続点あるいは上記第１のＰＮＰトランジスタと第２のＰＮＰトランジスタの各コレクタの接続点を流れる電流をカレントミラー回路を介して抵抗に流すことによって電圧信号に変換して出力することを特徴とする請求項１記載のセンサ回路。
- 上記センサが長手方向にコイルを巻いた磁気センサであることを特徴とする請求項１記載のセンサ回路。
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