JP2010127636A - 磁気比例式電流センサ - Google Patents

Abstract

【課題】ゲイン調整にあたってホール素子等の磁気検出素子の駆動電流を変化させることを不要としてゲイン調整に伴うオフセット電圧の変化をなくすことで、ゲイン調整を簡素化した低コストの磁気比例式電流センサを提供する。
【解決手段】調整の際には、まずホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cを固定し、次に中間電圧生成回路２６の抵抗Ｒ₂の抵抗値を調整してオフセット電圧の影響を調整し、その後、抵抗Ｒ_Tの抵抗値を調整して差動増幅器２２の増幅度を調整する(ゲイン調整する)。差動増幅器２２の増幅度の調整によりホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cは変化しないため、駆動電流Ｉ_Cの変化に伴うオフセット電圧の変化は考慮しなくてよい。すなわち、再度のオフセット調整やそれを考慮した複雑な計算が不要であり、ゲイン調整の工程が簡素化できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えばハイブリットカーや電気自動車のバッテリー電流やモータ駆動電流、工作機械のモータに流れる電流をホール素子等の磁気検出素子を用いて測定する磁気比例式電流センサに関する。

ホール素子等の磁気検出素子を用いてバスバーに流れる電流(被測定電流)を非接触状態で検出する電流センサとして、以下に示す磁気比例式のものが従来から知られている。

磁気比例式電流センサは、図７に例示のように、ギャップＧを有するリング状の磁気コア２０（高透磁率で残留磁気が少ない珪素鋼板やパーマロイコア等）と、ギャップＧに配置されたホール素子１６（磁気検出素子の例示）とを有する。磁気コア２０は、被測定電流Ｉ_inの流れるバスバー１０が貫通する配置である。したがって、被測定電流Ｉ_inによってギャップＧ内に磁界が発生し、これがホール素子１６の感磁面に印加される。磁界の強さは被測定電流Ｉ_inに比例するので、ホール素子１６の出力電圧から被測定電流Ｉ_inが求められる。なお、磁気比例式電流センサの回路構成は、例えば図８に示されるものである。この回路では、定電流駆動されるホール素子１６の出力電圧を差動増幅回路で増幅してセンサ出力としている。

また、近年では装置小型化の要求のため、図９(Ａ)，(Ｂ)に示されるような、リング状の磁気コアを用いないコアレス構造の磁気比例式電流センサも採用されている。図１０は、図９の場合における、バスバー１０に流れる被測定電流Ｉ_inとそれによってホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）との関係を例示する特性図である。被測定電流Ｉ_inの−１０００Ａ〜＋１０００Ａのレンジに対してホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）は−５０ｍＴ〜＋５０ｍＴのレンジで直線的に変化する（比例する）。したがって、コアレス構造の場合も、被測定電流Ｉ_inによって発生する磁界がホール素子１６の感磁面に印加され、ホール素子１６の出力電圧から被測定電流Ｉ_inが求められる。

ところで、ホール素子の感度は素子ごとに異なり、また、磁気コアのギャップ長も一定にすることはできないため、被測定電流に対するセンサ出力を所望値(例えばセンサ出力Ｖ_out＝２.５Ｖ±２Ｖ〔被測定電流のフルスケール±４００Ａ時〕)にするためには、電流センサのゲイン調整を行う必要がある。

ゲイン調整に関し、下記特許文献１の電流センサ装置では、「ホール素子１の駆動定電流を調整するための第１のトリミング抵抗３が設けられて」いて、「この第１のトリミング抵抗３は電流センサ装置のゲイン調整手段として機能」している(段落［００１７］)。そして、特許文献１は、「この第１のトリミング抵抗３」に「ゲインの調整により生じるオフセット電圧の変化量を補正したゲイン調整目標値」を入力し(同段落)、ゲイン調整後にオフセット電圧を調整することで、「基板の廃却や再トリミングがなく、かつ調整工程も少なくて済む、低コストを目的とした電流センサ装置の調整方法を提供」([要約]の[課題])できるとしている。
特開２００８−２４１５５２号公報

ゲイン調整のためにホール素子の駆動電流を変化させると、駆動電流の変化に伴ってオフセット電圧(被測定電流が０Ａ時のホール素子の出力電圧)が変化してしまうという欠点がある。特許文献１では、上記欠点を克服するために「第１のトリミング抵抗３」に「ゲインの調整により生じるオフセット電圧の変化量を補正したゲイン調整目標値」を入力してゲイン調整後にオフセット電圧を調整することとしているが、同文献段落［００２０］〜［００２４］に説明されているような複雑な計算が必要となるため、電流センサの設計に手間と時間を要してコスト高になりやすいという問題がある。

本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、ゲイン調整にあたってホール素子等の磁気検出素子の駆動電流を変化させることを不要としてゲイン調整に伴うオフセット電圧の変化をなくすことで、ゲイン調整を簡素化した低コストの磁気比例式電流センサを提供することにある。

本発明のある態様は、磁気比例式電流センサである。この磁気比例式電流センサは、
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電圧駆動又は定電流駆動する駆動回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器とを備え、
前記差動増幅器は、オペアンプと、第１ないし第６抵抗と、トリミング可能な抵抗又は可変抵抗とを有し、
前記磁気検出素子の一方の出力端子と前記オペアンプの反転入力端子とを接続する経路に前記第１抵抗が設けられ、前記磁気検出素子の他方の出力端子と前記オペアンプの非反転入力端子とを接続する経路に前記第２抵抗が設けられ、前記オペアンプの出力端子と前記反転入力端子とを接続する経路に前記第３及び第４抵抗が直列に接続され、前記非反転入力端子と基準電圧端子とを接続する経路に前記第５及び第６抵抗が直列に接続され、前記第３及び第４抵抗の接続点と前記第５及び第６抵抗の接続点とを接続する経路に前記トリミング可能な抵抗又は前記可変抵抗が設けられ、前記第１及び第２抵抗が同抵抗値であり、前記第３ないし第６抵抗が同抵抗値である。

ある態様の磁気比例式電流センサにおいて、前記第１ないし第６抵抗が固定抵抗であるとよい。

ある態様の磁気比例式電流センサにおいて、
前記被測定電流の経路を囲む、ギャップ部を有するリング状磁気コアをさらに備え、
前記磁気検出素子が前記ギャップ部に位置するとよい。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、トリミング可能な抵抗又は可変抵抗の抵抗値を調整して差動増幅器の増幅度を調整することで磁気比例式電流センサのゲイン調整ができるため、ゲイン調整にあたってホール素子等の磁気検出素子の駆動電流を変化させる必要がない。したがって、ゲイン調整に伴うオフセット電圧の変化をなくすことができ、ゲイン調整を簡素化した低コストの磁気比例式電流センサを実現することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図１は、本発明の実施の形態に係る磁気比例式電流センサ１００の回路図である。磁気比例式電流センサ１００は、高電圧端子としての電源端子１２と、低電圧端子としての接地端子１４と、センサ出力端子１５と、磁気検出素子としてのホール素子１６と、駆動回路としての定電流回路１８と、差動増幅器２２と、分圧回路２４と、中間電圧生成回路２６とを備える。

電源端子１２及び接地端子１４は直流電圧源（ここでは例として電源電圧Ｖ_CC＝５Ｖ）に接続され、電源端子１２が高電圧側であり、接地端子１４が低電圧側で接地される。ホール素子１６は、例えばＩｎＡｓ系であり、図７に例示のように磁気コア２０のギャップ部Ｇ内(すなわち被測定電流Ｉ_inによって発生する磁界が印加される位置)に固定配置される。

図２(Ａ)はホール素子１６に印加される磁界(ギャップ内磁束密度Ｂ)の模式的説明図であり、同図(Ｂ)は被測定電流Ｉ_inに対するギャップ内磁束密度Ｂの例示的な特性図である。被測定電流Ｉ_inの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジ(磁気比例式電流センサ１００の定格)に対して、ギャップ内磁束密度Ｂは−５０ｍＴ〜＋５０ｍＴのレンジで直線的に変化している(比例している)。

図１においてホール素子１６は等価的に４つの抵抗のブリッジ接続で表される。ホール素子１６の電流供給端子ａ，ｂ間に一定の駆動電流Ｉ_Cを流しておくことにより、ホール素子１６に印加された磁界に比例した（換言すれば被測定電流Ｉ_inに比例した）電圧Ｖ_Hが出力端子ｃ，ｄ間に得られる。

図３は、磁気比例式電流センサ１００におけるホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cと出力電圧Ｖ_Hとの関係を例示する特性図である。条件は周囲温度Ｔ_aを２５℃、ギャップ内磁束密度Ｂを５０ｍＴとしている。本図に示されるように、ホール素子１６は駆動電流Ｉ_Cが大きいほど出力電圧Ｖ_Hが大きくなっている。よって、ホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cは最大定格(例えば１０ｍＡ)の近くに設計するほど高感度になって望ましいといえる。そこで、本実施の形態では例として駆動電流Ｉ_Cを９ｍＡに設定(固定)する。そして、後述のように駆動電流Ｉ_Cは磁気比例式電流センサ１００のゲイン調整によって変化しないのがポイントである。

図４は、磁気比例式電流センサ１００におけるホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cとオフセット電圧Ｖ_ofsとの関係を例示する特性図である。条件は周囲温度Ｔ_aを２５℃、ギャップ内磁束密度Ｂを０ｍＴとしている。本図に示されるように、ホール素子１６は駆動電流Ｉ_Cが大きいほどオフセット電圧Ｖ_ofsが大きくなっている。つまり、駆動電流Ｉ_Cの大きさによってオフセット電圧Ｖ_ofsは変化する。このため、特許文献１に記載のようにゲイン調整のために駆動電流Ｉ_Cを変化させるとオフセット電圧Ｖ_ofsが変化してしまうという問題が発生するわけである。そこで、本実施の形態では後述のようにゲイン調整にあたって駆動電流Ｉ_Cを変化させない構成としている。

図１において、定電流回路１８は、ホール素子１６を定電流駆動する。分圧回路２４は、電源電圧Ｖ_CCを所定の比率で分圧する。この分圧電圧Ｖ_dvは定電流回路１８の駆動電圧となる。差動増幅器２２は、ホール素子１６の出力電圧Ｖ_Hを増幅し、これをセンサ出力端子１５から出力する（センサ出力電圧Ｖ_out）。中間電圧生成回路２６は、電源電圧を所定の比率で分圧して出力する。中間電圧生成回路２６の出力電圧Ｖ_mdは、差動増幅器２２の基準電圧となる。

以下、磁気比例式電流センサ１００の回路構成をより具体的に説明する。

ホール素子１６及び定電流回路１８は、電源端子１２と接地端子１４との間に、ホール素子１６が電源端子１２側となるように直列に接続される。すなわち、ホール素子１６の電流供給端子ａが電源端子１２に接続され、ホール素子１６の電流供給端子ｂと接地端子１４との間に定電流回路１８が設けられる。

分圧回路２４は、電源端子１２と接地端子１４との間に直列に接続された抵抗Ｒ₃及びＲ₄を有し、抵抗Ｒ₃及びＲ₄の接続点の電圧（分圧電圧Ｖ_dv）を定電流回路１８に出力する。分圧電圧Ｖ_dvは、
Ｖ_dv＝（Ｒ₄／（Ｒ₃＋Ｒ₄））×Ｖ_CC …式（１）
と表される。抵抗Ｒ₃及びＲ₄による分圧比は例えば４：１であり、この場合、分圧電圧Ｖ_dvは１Ｖとなる。

定電流回路１８は、Ｎチャンネル型トランジスタとしてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱと、電流設定用抵抗Ｒ₅と、オペアンプ３２(演算増幅器)とを有する。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ及び電流設定用抵抗Ｒ₅は、ホール素子１６の電流供給端子ｂと接地端子１４との間に、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱが電流供給端子ｂ側となるように直列に接続される。すなわち、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱのコレクタがホール素子１６の電流供給端子ｂに接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱのエミッタと接地端子１４との間に電流設定用抵抗Ｒ₅が設けられる。オペアンプ３２は、分圧回路２４からの分圧電圧Ｖ_dvが非反転入力端子に入力され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱと電流設定用抵抗Ｒ₅との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子がＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱの制御端子（ベース端子）に接続される。

このような接続とすることで、オペアンプ３２の非反転入力端子と反転入力端子との間の電圧は負帰還により常にゼロとなる（イマジナリーショートが成立する）。つまり、オペアンプ３２の反転入力端子の電圧（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱのエミッタの電圧）はオペアンプ３２の非反転入力端子の電圧（分圧回路２４からの分圧電圧Ｖ_dv）と等しくなる。したがって、電流設定用抵抗Ｒ₅に流れる電流すなわちホール素子駆動電流Ｉ_Cは、
Ｉ_C＝Ｖ_dv／Ｒ₅［Ａ］ …式（２）
となり、ホール素子１６の内部抵抗によらず一定となる。ホール素子駆動電流Ｉ_Cは例えば９ｍＡに設定する。

中間電圧生成回路２６は、電源端子１２と接地端子１４との間に直列に接続された抵抗Ｒ₁及びＲ₂を有し、抵抗Ｒ₁及びＲ₂の接続点の電圧（中間電圧Ｖ_md）を差動増幅器２２に出力する。中間電圧Ｖ_mdは、
Ｖ_md＝（Ｒ₂／（Ｒ₁＋Ｒ₂））×Ｖ_CC …式（３）
と表される。抵抗Ｒ₁及びＲ₂による分圧比は例えば１：１であり、この場合、中間電圧Ｖ_mdは２.５Ｖとなる。なお、ホール素子１６のオフセット電圧による影響の調整のために、抵抗Ｒ₁及びＲ₂のいずれか(図１では抵抗Ｒ₂)を可変抵抗とし、被測定電流Ｉ_inが０Ａの時の差動増幅器２２の出力電圧Ｖ_outが２.５Ｖとなるように中間電圧Ｖ_mdを微調整可能としている。

差動増幅器２２は、オペアンプ３８と、第１ないし第６抵抗としての抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁と、トリミング可能な抵抗としての抵抗Ｒ_Tとを有する。好ましくは抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁は、低精度な半固定抵抗器やレーザトリミング抵抗器ではなく、高精度な固定抵抗器を使用する。抵抗Ｒ_Tとしては例えばレーザトリミング抵抗器が用いられる。

ホール素子１６の出力端子ｄとオペアンプ３８の反転入力端子とを接続する経路に抵抗Ｒ₆が設けられ、ホール素子１６の出力端子ｃとオペアンプ３８の非反転入力端子とを接続する経路に抵抗Ｒ₇が設けられ、オペアンプ３８の出力端子と前記反転入力端子とを接続する経路に抵抗Ｒ₈及びＲ₉が直列に接続され、前記非反転入力端子と基準電圧端子(中間電圧生成回路２６の出力端子)とを接続する経路に抵抗Ｒ₁₀及びＲ₁₁が直列に接続され、抵抗Ｒ₈及びＲ₉の接続点と抵抗Ｒ₁₀及びＲ₁₁の接続点とを接続する経路に抵抗Ｒ_Tが設けられる。抵抗Ｒ₆及びＲ₇は同抵抗値であり、抵抗Ｒ₈〜Ｒ₁₁は同抵抗値である(Ｒ₆＝Ｒ₇，Ｒ₈＝Ｒ₉＝Ｒ₁₀＝Ｒ₁₁)。また、抵抗Ｒ_Tの抵抗値はＫ×Ｒ₁₂(Ｋは任意の正の実数)とする(但しＲ₈＝Ｒ₉＝Ｒ₁₀＝Ｒ₁₁＝Ｒ₁₂)。

差動増幅器２２の出力電圧Ｖ_out（センサ出力電圧）は、
Ｖ_out＝Ｖ_md＋２(１＋１／Ｋ)×(Ｒ₁₂／Ｒ₆)×Ｖ_H［Ｖ］ …式（４）
で示される。したがって、抵抗Ｒ_Tの抵抗値(＝Ｋ×Ｒ₁₂)を調整することで差動増幅器２２の増幅度を調整することができる(抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁は抵抗値の調整不要)。

磁気比例式電流センサ１００の調整の際には、まずホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cを例えば９ｍＡに設定(固定)し、次に中間電圧生成回路２６の抵抗Ｒ₂(可変抵抗)の抵抗値を調整して被測定電流Ｉ_inが０Ａの時の差動増幅器２２の出力電圧Ｖ_outが２.５Ｖとなるように中間電圧Ｖ_mdを調整し、その後、抵抗Ｒ_Tの抵抗値(＝Ｋ×Ｒ₁₂)を調整して差動増幅器２２の増幅度を調整する(すなわち磁気比例式電流センサ１００のゲイン調整を行う)。差動増幅器２２は、ホール素子１６の出力電圧Ｖ_H(例えば数１０ｍＶ)を数１０倍に増幅して例えばＶ_out＝２.５Ｖ±２Ｖ(被測定電流Ｉ_inのフルスケール±４００Ａ時)として出力する。なお、差動増幅器２２の増幅度の調整によりホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cは変化しないため、駆動電流Ｉ_Cの変化に伴うオフセット電圧の変化は考慮しなくてよい。すなわち、再度のオフセット調整やそれを考慮した複雑な計算が不要であり、ゲイン調整の工程が簡素化できる。

本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。

(1) トリミング可能な抵抗としての抵抗Ｒ_Tの抵抗値を調整して差動増幅器２２の増幅度を調整することで磁気比例式電流センサ１００のゲイン調整ができるため、ゲイン調整にあたってホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cを変化させる必要がない。したがって、特許文献１に記載のようにゲイン調整のためにホール素子の駆動電流を変化させる場合と異なりゲイン調整に伴うオフセット電圧の変化をなくすことができ、ゲイン調整を作業性よく簡素化した低コストの磁気比例式電流センサを実現することができる。

(2) 磁気比例式電流センサ１００のゲイン調整にあたってホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cを変化させる必要がないため、特許文献１に記載のようにゲイン調整のためにホール素子の駆動電流を変化させる場合と比較してホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cを最大定格(例えば１０ｍＡ)の近く(例えば９ｍＡ)に設定してホール素子１６の感度を高めることができ、電流検出精度が高められる。

(3) 差動増幅器２２の増幅度を調整する際に抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁の抵抗値は調整不要なため、増幅度の調整のために差動増幅器２２のＣＭＲ(Common Mode Rejection)が低下する不都合も防止できる。以下、これについて説明する。

差動増幅器２２は、反転増幅器と非反転増幅器の両方を重ねて作った増幅器と考えられるため、抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁の抵抗値の関係(Ｒ₆＝Ｒ₇，Ｒ₈＝Ｒ₉＝Ｒ₁₀＝Ｒ₁₁)が崩れた場合は、差動増幅器２２に反転入力端子及び非反転入力端子に同相成分が入ってきたときのＣＭＲが低下し、理想的な差動増幅器から離れてしまい、不具合が発生しやすくなる。理想的な差動増幅器の場合は、例えば同相のノイズが入っても出力はゼロとなる(差動電圧だけを正確に増幅する)。

ここで、抵抗Ｒ₈〜Ｒ₁₁(又は、抵抗Ｒ₆及びＲ₇)を半固定抵抗器やレーザトリミング抵抗器としてその抵抗値を調整することでゲイン調整する場合を考えると、調整後の抵抗値が等しくなるようにする(Ｒ₈＝Ｒ₉＝Ｒ₁₀＝Ｒ₁₁(又はＲ₆＝Ｒ₇)を満たすようにする)ことは至難の業であり、抵抗値の上記関係が崩れてＣＭＲが低下し、理想的な差動増幅器から遠ざかってしまう。

一方、本実施の形態によれば上述のとおりトリミング可能な抵抗としての抵抗Ｒ_Tの抵抗値を調整することで差動増幅器２２の増幅度を調整でき、抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁の抵抗値は調整不要なため、抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁として高精度の固定抵抗器を用いることができる。このため差動増幅器２２の増幅度の調整(すなわち磁気比例式電流センサ１００のゲイン調整)のために抵抗Ｒ₆〜Ｒ₁₁の抵抗値の関係(Ｒ₆＝Ｒ₇，Ｒ₈＝Ｒ₉＝Ｒ₁₀＝Ｒ₁₁)が崩れることはなく、理想的な差動増幅器に近い状態を維持することができる。

以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素には請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。

実施の形態ではホール素子１６の温度特性への配慮について特に触れなかったが、変形例では定電流回路１８の抵抗Ｒ₄を温度補償用の例えば正温度係数抵抗器(サーミスタ)として温度変化に伴う磁気比例式電流センサ１００の精度を補償してもよい。すなわち、ホール素子１６は図５に例示のようにギャップ内磁束密度Ｂが一定(例えば５０ｍＴ)かつ駆動電流Ｉ_Cが一定(例えば１０ｍＡ)であれば周囲温度Ｔ_aが高いほど出力電圧Ｖ_Hが小さくなる傾向があるところ、定電流回路１８の抵抗Ｒ₄を正温度係数抵抗器とすれば、周囲温度Ｔ_aが高いほど分圧回路２４からの分圧電圧Ｖ_dvが大きくなってホール素子１６の駆動電流Ｉ_Cが大きくなる(上記式(２)参照)ため、ホール素子１６の感度が高められて温度特性の影響が補償される。なお、抵抗Ｒ₄に代えて抵抗Ｒ₃を温度補償用の抵抗器(負温度係数抵抗器(サーミスタ))としてもよい。

実施の形態では定電流回路に用いるトランジスタをＮＰＮ型バイポーラトランジスタとする場合を説明したが、変形例ではＰＮＰ型バイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタとしてもよい。この場合の定電流回路の構成を図６(Ａ)〜(Ｃ)に示す。

図６(Ａ)はＰＮＰ型バイポーラトランジスタを用いた場合である。この場合、電流設定用抵抗Ｒ₉及びＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱは、電源端子１２とホール素子１６の電流供給端子ａとの間に、電流設定用抵抗Ｒ₉が電源端子１２側となるように直列に接続される。すなわち、電源端子１２とＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱのエミッタとの間に電流設定用抵抗Ｒ₉が設けられ、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱのコレクタがホール素子１６の電流供給端子ａに接続される。演算増幅器３２は、分圧回路２４からの分圧電圧Ｖ_dvが非反転入力端子に入力され、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱと電流設定用抵抗Ｒ₉との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子がＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱの制御端子（ベース端子）に接続される。

図６(Ｂ)ではＮチャンネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタ(ＭＯＳ：Metal-Oxide Semiconductor)を用いており、これは図１の定電流回路１８の変形である。図６(Ｃ)ではＰチャンネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタを用いており、これは同図(Ａ)の定電流回路１８の変形である。なお、ホール素子１６の駆動回路は定電流回路に限定されず、ホール素子１６の電流供給端子ａ及びｃをそれぞれ電源端子１２及び接地端子１４に必要に応じて抵抗(固定抵抗)を介して接続して定電圧駆動としてもよい。

実施の形態ではホール素子１６が磁気コア２０のギャップ部Ｇに配置される場合を説明したが、変形例では図９に例示のようなコアレス構成を採用してもよい。

実施の形態では磁気比例式電流センサを単電源駆動する場合を説明したが、変形例では両電源駆動としてもよい。この場合、中間電圧Ｖ_mdとしては接地電位を用いることができるので、中間電圧生成回路２６は不要である。

実施の形態では抵抗Ｒ_Tをトリミング可能な抵抗(例えばレーザトリミング抵抗器)としたが、変形例では抵抗Ｒ_Tを可変抵抗としてもよい。

本発明の実施の形態に係る磁気比例式電流センサの回路図。 (Ａ)は同磁気比例式電流センサのホール素子に印加される磁界(ギャップ内磁束密度)の模式的説明図。(Ｂ)は被測定電流に対するギャップ内磁束密度の例示的な特性図。 同ホール素子の駆動電流と出力電圧との関係を例示する特性図。 同ホール素子の駆動電流とオフセット電圧との関係を例示する特性図。 同ホール素子の出力電圧の周囲温度に対する例示的な特性図。 定電流回路の変形例を示す回路図。 磁気比例式電流センサの基本的構成図。 磁気比例式電流センサの基本的回路図。 リング状の磁気コアを用いないコアレス構造の磁気比例式電流センサの構成を示す、(Ａ)は平面図、(Ｂ)は断面図。 図９の場合における、被測定電流とそれによってホール素子の感磁面に印加される磁界（磁束密度）との関係を例示する特性図。

符号の説明

１２ 電源端子
１４ 接地端子
１５ センサ出力端子
１６ ホール素子
１８ 定電流回路
２２ 差動増幅器
２４ 分圧回路
２６ 中間電圧生成回路
１００ 磁気比例式電流センサ

Claims (3)

1. 被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
   前記磁気検出素子を定電圧駆動又は定電流駆動する駆動回路と、
   前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器とを備え、
   前記差動増幅器は、オペアンプと、第１ないし第６抵抗と、トリミング可能な抵抗又は可変抵抗とを有し、
   前記磁気検出素子の一方の出力端子と前記オペアンプの反転入力端子とを接続する経路に前記第１抵抗が設けられ、前記磁気検出素子の他方の出力端子と前記オペアンプの非反転入力端子とを接続する経路に前記第２抵抗が設けられ、前記オペアンプの出力端子と前記反転入力端子とを接続する経路に前記第３及び第４抵抗が直列に接続され、前記非反転入力端子と基準電圧端子とを接続する経路に前記第５及び第６抵抗が直列に接続され、前記第３及び第４抵抗の接続点と前記第５及び第６抵抗の接続点とを接続する経路に前記トリミング可能な抵抗又は前記可変抵抗が設けられ、前記第１及び第２抵抗が同抵抗値であり、前記第３ないし第６抵抗が同抵抗値である、磁気比例式電流センサ。
2. 請求項１に記載の磁気比例式電流センサにおいて、前記第１ないし第６抵抗が固定抵抗である、磁気比例式電流センサ。
3. 請求項１又は２に記載の磁気比例式電流センサにおいて、
   前記被測定電流の経路を囲む、ギャップ部を有するリング状磁気コアをさらに備え、
   前記磁気検出素子が前記ギャップ部に位置する、磁気比例式電流センサ。

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