JPH0946254A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH0946254A JPH0946254A JP19169895A JP19169895A JPH0946254A JP H0946254 A JPH0946254 A JP H0946254A JP 19169895 A JP19169895 A JP 19169895A JP 19169895 A JP19169895 A JP 19169895A JP H0946254 A JPH0946254 A JP H0946254A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- mixing
- output
- differentiating
- Prior art date
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 メカニカルフィルタを必要としない安価な構
成の受信装置を提供する。 【構成】 ダイレクトコンバージョン方式において直交
する２つの受信信号をそれぞれ第一の微分手段１７及び
第二の微分手段１８で微分し前記微分前の受信信号と微
分した信号とのかけ算を行なう第１のスイッチ手段及び
第２のスイッチ手段とで構成している。
成の受信装置を提供する。 【構成】 ダイレクトコンバージョン方式において直交
する２つの受信信号をそれぞれ第一の微分手段１７及び
第二の微分手段１８で微分し前記微分前の受信信号と微
分した信号とのかけ算を行なう第１のスイッチ手段及び
第２のスイッチ手段とで構成している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信に用
いられる受信装置に関するものである。
いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に無線通信における受信方式として
シングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロ
ダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来の
ヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための
帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯
域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとし
て水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニ
カルフィルタが用いられている。そのため形状が大きい
ことや高価であること等の諸問題がある。そのため近
年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受
信方式が検討されてきている。図５に従来のダイレクト
コンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアン
テナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手
段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低
域通過フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号
発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシ
ング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第
二の低域通過フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段で
ある。１１は位相差検出手段であり、１２の第一の波形
整形手段と１３の第二の波形整形手段と１４のＤーフリ
ップフロップからなっている。端子ａは第一の低周波増
幅手段５の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２
の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力
端子、端子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端
子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。
シングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロ
ダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来の
ヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための
帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯
域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとし
て水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニ
カルフィルタが用いられている。そのため形状が大きい
ことや高価であること等の諸問題がある。そのため近
年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受
信方式が検討されてきている。図５に従来のダイレクト
コンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアン
テナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手
段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低
域通過フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号
発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシ
ング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第
二の低域通過フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段で
ある。１１は位相差検出手段であり、１２の第一の波形
整形手段と１３の第二の波形整形手段と１４のＤーフリ
ップフロップからなっている。端子ａは第一の低周波増
幅手段５の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２
の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力
端子、端子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端
子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。
【０００３】さてアンテナ１に Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１
の符号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり
極性は正 で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
信号発生手段６では Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの
角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターで
は信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされ
Ｑ’＝SIN{ω+x}・tとなる。第一のミキシング手段３で
は信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算
が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相
シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行な
われる。そして第一及び第二の低域通過フィルター４、
９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及
び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅
される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力す
る。
の符号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり
極性は正 で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
信号発生手段６では Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの
角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターで
は信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされ
Ｑ’＝SIN{ω+x}・tとなる。第一のミキシング手段３で
は信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算
が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相
シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行な
われる。そして第一及び第二の低域通過フィルター４、
９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及
び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅
される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力す
る。
【０００４】 端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t 端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t 信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いら
れており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にする
ためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図６に示し、図
６を参照しながら説明する。図６から明かなように符号
列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号
は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時に
は端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れ
ている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信
号と端子ｃの信号の位相差を検出することによりもとの
符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１
１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロッ
プを用いて図６の端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子
ｅの出力波形を得ることができる。図６において端子ｂ
の立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチ
して端子ｅに出力する。
れており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にする
ためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図６に示し、図
６を参照しながら説明する。図６から明かなように符号
列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号
は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時に
は端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れ
ている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信
号と端子ｃの信号の位相差を検出することによりもとの
符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１
１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロッ
プを用いて図６の端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子
ｅの出力波形を得ることができる。図６において端子ｂ
の立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチ
して端子ｅに出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波
数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、
符号列P(t)の伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ無視で
きない大きさの場合には以下の問題を有していた。
の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波
数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、
符号列P(t)の伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ無視で
きない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００６】（１）誤差ｘが角周波数偏移Δωに比べ無
視できない大きさの場合には、符号列P(t)が変化して
も、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化
が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない。
視できない大きさの場合には、符号列P(t)が変化して
も、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化
が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない。
【０００７】（２）伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ
無視できない大きさの場合には、１ビット伝送時間内に
端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってく
る。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなっ
てくるため符号列P(t)の正確な再生ができない。
無視できない大きさの場合には、１ビット伝送時間内に
端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってく
る。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなっ
てくるため符号列P(t)の正確な再生ができない。
【０００８】さらに従来の構成では、復調可能な変調信
号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のような
アナログ信号で変調されたＦＭ信号は復調することがで
きないという課題があった。
号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のような
アナログ信号で変調されたＦＭ信号は復調することがで
きないという課題があった。
【０００９】本発明は上記課題を解決するもので、誤差
ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするだ
けでなく、音声信号のようなアナログ信号で変調された
ＦＭ信号も復調することのできる受信装置を実現するこ
とを目的としたものである。
ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするだ
けでなく、音声信号のようなアナログ信号で変調された
ＦＭ信号も復調することのできる受信装置を実現するこ
とを目的としたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信
号発生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる
信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生
手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号と
の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手
段と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する
微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号と前
記微分手段の出力信号をかけ算するスイッチ手段と、前
記スイッチ手段の出力信号から不要な周波数成分を除去
するフィルタ手段とを備えている。
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信
号発生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる
信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生
手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号と
の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手
段と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する
微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号と前
記微分手段の出力信号をかけ算するスイッチ手段と、前
記スイッチ手段の出力信号から不要な周波数成分を除去
するフィルタ手段とを備えている。
【００１１】さらに、受信すべき搬送波信号周波数に近
い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発
生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる信号
を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段
からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号との差
の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段
と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する第
一の微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号
を微分する第二の微分手段と、前記第一のミキシング手
段の出力信号と前記第二の微分手段の出力信号をかけ算
する第一のスイッチ手段と、前記第二のミキシング手段
の出力信号と前記第一の微分手段の出力信号をかけ算す
る第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出
力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算あ
るいは減算する演算手段と、前記演算手段の出力信号か
ら不要な周波数成分を除去するフィルタ手段とを備えて
いる。
い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発
生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる信号
を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段
からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号との差
の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段
と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する第
一の微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号
を微分する第二の微分手段と、前記第一のミキシング手
段の出力信号と前記第二の微分手段の出力信号をかけ算
する第一のスイッチ手段と、前記第二のミキシング手段
の出力信号と前記第一の微分手段の出力信号をかけ算す
る第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出
力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算あ
るいは減算する演算手段と、前記演算手段の出力信号か
ら不要な周波数成分を除去するフィルタ手段とを備えて
いる。
【００１２】また上記構成に加えて、第一のミキシング
手段及び第二のミキシング手段の前段あるいは後段に設
けられ受信信号のレベルを調整するレベル調整手段と、
前記第一のミキシング手段あるいは前記第二のミキシン
グ手段の後段に設けられ受信信号のレベルを検出する信
号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の入力信
号が所定のレベル以上にならないよう前記レベル調整手
段の利得を制御する制御手段とを有している。
手段及び第二のミキシング手段の前段あるいは後段に設
けられ受信信号のレベルを調整するレベル調整手段と、
前記第一のミキシング手段あるいは前記第二のミキシン
グ手段の後段に設けられ受信信号のレベルを検出する信
号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の入力信
号が所定のレベル以上にならないよう前記レベル調整手
段の利得を制御する制御手段とを有している。
【００１３】また、スイッチ手段の出力信号の直流オフ
セットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に
信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段と
を有するものである。
セットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に
信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段と
を有するものである。
【００１４】また、スイッチ手段の出力信号の直流オフ
セットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に
信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を
有し、第一の低域通過フィルター及び第二の低域通過フ
ィルターは前記信号発生手段の発振周波数が制御された
後に通過帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターという
構成である。
セットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に
信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を
有し、第一の低域通過フィルター及び第二の低域通過フ
ィルターは前記信号発生手段の発振周波数が制御された
後に通過帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターという
構成である。
【００１５】また、スイッチ手段の出力に生じるパルス
状の雑音を除去する雑音除去手段を有している。
状の雑音を除去する雑音除去手段を有している。
【００１６】
【作用】本発明は上記構成によって、微分手段の出力信
号は周波数偏移に応じて振幅変調された信号に変換され
るため、受信すべき搬送波周波数と信号発生手段６の発
振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δωより大き
い場合であっても、前記振幅変調成分を取り出すことに
より、符号列P(t)を正確に再生することができる。
号は周波数偏移に応じて振幅変調された信号に変換され
るため、受信すべき搬送波周波数と信号発生手段６の発
振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δωより大き
い場合であっても、前記振幅変調成分を取り出すことに
より、符号列P(t)を正確に再生することができる。
【００１７】さらにレベル調整手段により受信信号から
歪なく復調信号を取り出すことができるよう受信信号の
レベル調整を行なうことができる。
歪なく復調信号を取り出すことができるよう受信信号の
レベル調整を行なうことができる。
【００１８】また周波数補正手段により角周波数誤差ｘ
を零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する
ことができる。
を零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する
ことができる。
【００１９】さらに、雑音除去手段によりパルス性雑音
を除去できる。
を除去できる。
【００２０】
【実施例】以下本発明の実施例を図１を参照して説明す
る。なお図５の従来例と同一の機能ブロックには同一の
番号を付与している。図１において、１はアンテナ、２
は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣
接チャンネル信号を除去するための第一の低域通過フィ
ルタ、、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、
８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を
除去するための第二の低域通過フィルタ、１５は第一の
スイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は加算
あるいは減算を行う演算手段、２０は雑音除去手段、２
１は第三の低域通過フィルタ、２２は周波数補正手段、
２３はレベル検出手段、２４は制御手段、２５はレベル
調整手段である。
る。なお図５の従来例と同一の機能ブロックには同一の
番号を付与している。図１において、１はアンテナ、２
は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣
接チャンネル信号を除去するための第一の低域通過フィ
ルタ、、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、
８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を
除去するための第二の低域通過フィルタ、１５は第一の
スイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は加算
あるいは減算を行う演算手段、２０は雑音除去手段、２
１は第三の低域通過フィルタ、２２は周波数補正手段、
２３はレベル検出手段、２４は制御手段、２５はレベル
調整手段である。
【００２１】さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして、 Ｓ＝cos{ω+Δω}・t ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負両
方の極性を有する を考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏
移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｓは周波数変
調を受けた信号である。信号発生手段６では、従来例と
同様 Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの
角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７
では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトさ
れＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一
の低域通過フィルタ４および第二の低域通過フィルタ９
の出力端子ａ及びｃには 端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{Δωーx}・t 端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t なる信号が生じる。上記信号はそれぞれ微分手段１７及
び微分手段１８で微分され、微分手段１７及び微分手段
１８の出力端子ａ’及びｃ’には 端子ａ’： ｄ（Ｓ×Ｑ）／ｄｔ ＝ー（Δωーx）・SIN
{Δωーx}・t 端子ｃ’： ｄ（Ｓ×Ｑ’）／ｄｔ＝（Δωーx）・COS
{Δωーx}・t なる信号が生じる。第一のスイッチ手段１５は、端子ａ
の信号が正の時に端子ｃ’の信号を正転出力し、端子ａ
の信号が負の時に端子ｃ’の信号を反転出力させるスイ
ッチである。第二のスイッチ手段１６は、端子ｃの信号
が正の時に端子ａ’の信号を正転出力し、端子ｃの信号
が負の時に端子ａ’の信号を反転出力させるスイッチで
ある。従って第一一のスイッチ手段１５の出力端子ｆ及
び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｇには 端子ｆ ： （Δωーx）・｛COS{Δωーx}・t｝2＋｛COS{Δ
ωーx}・tの高調波成分｝ 端子ｇ ：ー（Δωーx）・｛SIN{Δωーx}・t｝2＋｛SIN{Δ
ωーx}・tの高調波成分｝ なる信号が出力する。そして演算手段１９において端子
ｆの信号と端子ｇの信号は減算され、端子ｈには 端子ｈ ： （Δωーx）＋高調波成分 なる信号が出力する。ここでΔωはデータや音声により
時間的に変化する信号である。すなわちΔωはデータや
音声信号を表わしており、端子ｈには誤差信号xに相当
する直流オフセットの重畳した復調信号が出力する。第
三の低域通過フィルター２１は不要な雑音成分を除去す
るためのものである。
方の極性を有する を考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏
移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｓは周波数変
調を受けた信号である。信号発生手段６では、従来例と
同様 Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの
角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７
では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトさ
れＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一
の低域通過フィルタ４および第二の低域通過フィルタ９
の出力端子ａ及びｃには 端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{Δωーx}・t 端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t なる信号が生じる。上記信号はそれぞれ微分手段１７及
び微分手段１８で微分され、微分手段１７及び微分手段
１８の出力端子ａ’及びｃ’には 端子ａ’： ｄ（Ｓ×Ｑ）／ｄｔ ＝ー（Δωーx）・SIN
{Δωーx}・t 端子ｃ’： ｄ（Ｓ×Ｑ’）／ｄｔ＝（Δωーx）・COS
{Δωーx}・t なる信号が生じる。第一のスイッチ手段１５は、端子ａ
の信号が正の時に端子ｃ’の信号を正転出力し、端子ａ
の信号が負の時に端子ｃ’の信号を反転出力させるスイ
ッチである。第二のスイッチ手段１６は、端子ｃの信号
が正の時に端子ａ’の信号を正転出力し、端子ｃの信号
が負の時に端子ａ’の信号を反転出力させるスイッチで
ある。従って第一一のスイッチ手段１５の出力端子ｆ及
び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｇには 端子ｆ ： （Δωーx）・｛COS{Δωーx}・t｝2＋｛COS{Δ
ωーx}・tの高調波成分｝ 端子ｇ ：ー（Δωーx）・｛SIN{Δωーx}・t｝2＋｛SIN{Δ
ωーx}・tの高調波成分｝ なる信号が出力する。そして演算手段１９において端子
ｆの信号と端子ｇの信号は減算され、端子ｈには 端子ｈ ： （Δωーx）＋高調波成分 なる信号が出力する。ここでΔωはデータや音声により
時間的に変化する信号である。すなわちΔωはデータや
音声信号を表わしており、端子ｈには誤差信号xに相当
する直流オフセットの重畳した復調信号が出力する。第
三の低域通過フィルター２１は不要な雑音成分を除去す
るためのものである。
【００２２】このように周波数誤差ｘは復調出力に直流
オフセットを生じさせるだけであり、このような直流オ
フセットはコンデンサで容易に取り除くことができるた
め周波数誤差ｘにより復調性能が悪化するという現象は
生じない。また端子ｆもしくは端子ｇの信号だけを取り
出す構成であっても、第三の低域通過フィルターにより
高調波成分を取り除くことにより（Δωーx）の成分を取
り出すことができる。しかしながら演算手段１９を用い
ることにより高調波成分の発生が少なくなり、より効果
的に（Δωーx）の成分を取り出すことができる。
オフセットを生じさせるだけであり、このような直流オ
フセットはコンデンサで容易に取り除くことができるた
め周波数誤差ｘにより復調性能が悪化するという現象は
生じない。また端子ｆもしくは端子ｇの信号だけを取り
出す構成であっても、第三の低域通過フィルターにより
高調波成分を取り除くことにより（Δωーx）の成分を取
り出すことができる。しかしながら演算手段１９を用い
ることにより高調波成分の発生が少なくなり、より効果
的に（Δωーx）の成分を取り出すことができる。
【００２３】さて、端子ｈに復調出力が歪なく生じるた
めには端子ａ’及び端子ｃ’の信号がクリップすること
なく生じる必要がある。そのため第三の低域通過フィル
ター２０の出力のレベルをレベル検出手段２３で検出
し、第三の低域通過フィルター２０の出力が所定レベル
を超えないように制御手段２４を介してレベル調整手段
２５の利得を制御する。
めには端子ａ’及び端子ｃ’の信号がクリップすること
なく生じる必要がある。そのため第三の低域通過フィル
ター２０の出力のレベルをレベル検出手段２３で検出
し、第三の低域通過フィルター２０の出力が所定レベル
を超えないように制御手段２４を介してレベル調整手段
２５の利得を制御する。
【００２４】また、パルス性の雑音を除去するために演
算手段１９と第三の低域通過フィルター２１の間に雑音
除去手段２０を設けることもできる。雑音除去手段２０
は高域通過フィルターを有し高域成分を多く含むパルス
性雑音を検出する。そしてパルス性雑音が検出されると
パルス性雑音が検出されている期間、検出直前の信号レ
ベルを保持するように構成されている。
算手段１９と第三の低域通過フィルター２１の間に雑音
除去手段２０を設けることもできる。雑音除去手段２０
は高域通過フィルターを有し高域成分を多く含むパルス
性雑音を検出する。そしてパルス性雑音が検出されると
パルス性雑音が検出されている期間、検出直前の信号レ
ベルを保持するように構成されている。
【００２５】また、周波数補正手段２２で直流オフセッ
トｘを検出して、直流オフセットｘが零になるように信
号発生手段６の発振周波数を制御する。直流オフセット
ｘの検出は復調信号Δωの変動周期より長い期間にわた
って平均化する手段を用いてΔωを除去し、ｘのみを取
り出すことにより行なわれる。周波数補正手段２２を用
いて信号発生手段６の発振周波数を制御することにより
コンデンサを用いることなく直流オフセットを除去する
ことができるためＮＲＺのデータ伝送をアイパターンの
劣化なく行なうことが出来る。さらに第一の低域通過フ
ィルター４及び第二の低域通過フィルター９は帯域可変
型フィルターであり、周波数誤差ｘが零になる方向に信
号発生手段６の発振周波数を制御した後、第一の低域通
過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の帯域
幅を狭くすることによりＳ／Ｎ比を改善することができ
る。
トｘを検出して、直流オフセットｘが零になるように信
号発生手段６の発振周波数を制御する。直流オフセット
ｘの検出は復調信号Δωの変動周期より長い期間にわた
って平均化する手段を用いてΔωを除去し、ｘのみを取
り出すことにより行なわれる。周波数補正手段２２を用
いて信号発生手段６の発振周波数を制御することにより
コンデンサを用いることなく直流オフセットを除去する
ことができるためＮＲＺのデータ伝送をアイパターンの
劣化なく行なうことが出来る。さらに第一の低域通過フ
ィルター４及び第二の低域通過フィルター９は帯域可変
型フィルターであり、周波数誤差ｘが零になる方向に信
号発生手段６の発振周波数を制御した後、第一の低域通
過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の帯域
幅を狭くすることによりＳ／Ｎ比を改善することができ
る。
【００２６】レベル調整手段２５の制御及び信号発生手
段６の発振周波数の制御は、通信の初めに伝送されるプ
リアンブル信号であるビット同期信号の受信時に行い、
以後の制御は通信終了まで固定状態に保持するように構
成することにより通信中の回路状態を安定に保つことが
でき信頼性のある通信を実現できる。
段６の発振周波数の制御は、通信の初めに伝送されるプ
リアンブル信号であるビット同期信号の受信時に行い、
以後の制御は通信終了まで固定状態に保持するように構
成することにより通信中の回路状態を安定に保つことが
でき信頼性のある通信を実現できる。
【００２７】図２に微分手段１７及び１８の構成の一例
を示す。２６はコンデンサ、２７は抵抗である。コンデ
ンサ２６と抵抗２７で決まる遮断周波数は第一の低域通
過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断
周波数に比べ高く設定されている。
を示す。２６はコンデンサ、２７は抵抗である。コンデ
ンサ２６と抵抗２７で決まる遮断周波数は第一の低域通
過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断
周波数に比べ高く設定されている。
【００２８】図３に微分手段１７及び１８の他の構成を
示す。図３において、２８は遅延手段、２９は減算手段
である。遅延手段２８での遅延時間は第一の低域通過フ
ィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断周波
数の周期に比べ短い時間に設定されている。
示す。図３において、２８は遅延手段、２９は減算手段
である。遅延手段２８での遅延時間は第一の低域通過フ
ィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断周波
数の周期に比べ短い時間に設定されている。
【００２９】図４は図１における第一のスイッチ手段１
５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手
段の構成を示す。図４において、３０は端子ａ’の信号
あるいは端子ｃ’の信号が入力する入力端子、３１は端
子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、
３２は出力端子、３３は増幅度１の反転回路、３４は電
子スイッチである。電子スイッチ３４は入力端子３１に
入力する信号の位相が正か負かで出力端子と入力端子と
の接続が切り替わる。このような電子スイッチ３１はア
ナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、
バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。
また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１
６は差動増幅器を組み合わせた構成のものであってもか
まわない。
５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手
段の構成を示す。図４において、３０は端子ａ’の信号
あるいは端子ｃ’の信号が入力する入力端子、３１は端
子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、
３２は出力端子、３３は増幅度１の反転回路、３４は電
子スイッチである。電子スイッチ３４は入力端子３１に
入力する信号の位相が正か負かで出力端子と入力端子と
の接続が切り替わる。このような電子スイッチ３１はア
ナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、
バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。
また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１
６は差動増幅器を組み合わせた構成のものであってもか
まわない。
【００３０】なお、本実施例ではレベル調整手段２５を
高周波増幅手段３の前段に挿入したが後段に挿入しても
良いし、高周波増幅手段３とレベル調整手段２５を兼用
し高周波増幅手段３の利得を可変させるようにしてもよ
い。
高周波増幅手段３の前段に挿入したが後段に挿入しても
良いし、高周波増幅手段３とレベル調整手段２５を兼用
し高周波増幅手段３の利得を可変させるようにしてもよ
い。
【００３１】また、レベル検出手段２３の入力信号とし
て第三の低域通過フィルター２０の出力信号を用いた
が、第一の低域通過フィルター４あるいは第二の低域通
過フィルター９の出力信号を用いるようにしてもかまわ
ない。
て第三の低域通過フィルター２０の出力信号を用いた
が、第一の低域通過フィルター４あるいは第二の低域通
過フィルター９の出力信号を用いるようにしてもかまわ
ない。
【００３２】
【発明の効果】以上の説明から明らかのように本発明の
受信装置によれば次の効果を奏する。
受信装置によれば次の効果を奏する。
【００３３】（１）受信すべき搬送波周波数と信号発生
手段の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δω
より大きい場合であっても、振幅変調成分を取り出すこ
とにより、変調信号を正確に再生することができる。
手段の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δω
より大きい場合であっても、振幅変調成分を取り出すこ
とにより、変調信号を正確に再生することができる。
【００３４】（２）復調出力に不要な高調波成分が発生
するのを防ぎ雑音の少ない復調出力を得ることができ
る。
するのを防ぎ雑音の少ない復調出力を得ることができ
る。
【００３５】（３）歪の少ない復調信号を得ることがで
きる。 （４）直流成分を有するＮＲＺ信号によるデータ通信に
おいてもアイパターンを劣化させることがない。
きる。 （４）直流成分を有するＮＲＺ信号によるデータ通信に
おいてもアイパターンを劣化させることがない。
【００３６】（５）Ｓ／Ｎ比を改善できる。 （６）イグニッションノイズ等のパルス性雑音を除去で
きる。
きる。
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック
図
図
【図２】同装置の微分手段の構成図
【図３】同装置の微分手段の他の構成図
【図４】同装置のスイッチ手段の構成図
【図５】従来の受信装置のブロック図
【図６】同装置における各出力端子の出力図
１ アンテナ ２ 高周波増幅手段 ３ 第一のミキシング手段 ４ 第一の低域通過フィルター ６ 信号発生手段 ７ ９０゜シフター ８ 第二のミキシング手段 ９ 第二の低域通過フィルター １５ 第一のスイッチ手段 １６ 第二のスイッチ手段 １７ 第一の微分手段 １８ 第二の微分手段 １９ 演算手段 ２０ 第三の低域通過フィルター ２１ 雑音除去手段 ２２ 周波数補正手段 ２３ レベル検出手段 ２４ 制御手段 ２５ レベル調整手段
Claims (6)
- 【請求項１】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段か
らの信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出
す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信
号を位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数
となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第
一のミキシング手段の出力信号を微分する微分手段と、
前記第二のミキシング手段の出力信号により前記微分手
段の出力信号を正転あるいは反転させるスイッチ手段
と、前記スイッチ手段の出力信号から不要な周波数成分
を除去するフィルタ手段とで構成された受信装置。 - 【請求項２】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段か
らの信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出
す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信
号を位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数
となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第
一のミキシング手段の出力信号を微分する第一の微分手
段と、前記第二のミキシング手段の出力信号を微分する
第二の微分手段と、前記第一のミキシング手段の出力信
号により前記第二の微分手段の出力信号を正転あるいは
反転させる第一のスイッチ手段と、前記第二のミキシン
グ手段の出力信号により前記第一の微分手段の出力信号
を正転あるいは反転させる第二のスイッチ手段と、前記
第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手
段の出力信号とを加算あるいは減算する演算手段と、前
記演算手段の出力信号から不要な周波数成分を除去する
フィルタ手段とで構成された受信装置。 - 【請求項３】第一のミキシング手段及び第二のミキシン
グ手段の前段あるいは後段に設けられ受信信号のレベル
を調整するレベル調整手段と、前記第一のミキシング手
段あるいは前記第二のミキシング手段の後段に設けられ
受信信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、前
記信号レベル検出手段の入力信号が所定のレベル以上に
ならないよう前記レベル調整手段の利得を制御する制御
手段とを有する請求項１又は請求項２記載の受信装置。 - 【請求項４】スイッチ手段の出力信号の直流オフセット
を検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発
生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有する
請求項１又は請求項２記載の受信装置。 - 【請求項５】スイッチ手段の出力信号の直流オフセット
を検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発
生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有し、
第一の低域通過フィルター及び第二の低域通過フィルタ
ーは、前記信号発生手段の発振周波数が制御された後に
通過帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターである請求
項１又は請求項２記載の受信装置。 - 【請求項６】スイッチ手段の出力に生じるパルス状の雑
音を除去する雑音除去手段を有する請求項１又は請求項
２記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19169895A JP3674090B2 (ja) | 1995-07-27 | 1995-07-27 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19169895A JP3674090B2 (ja) | 1995-07-27 | 1995-07-27 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0946254A true JPH0946254A (ja) | 1997-02-14 |
| JP3674090B2 JP3674090B2 (ja) | 2005-07-20 |
Family
ID=16278995
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19169895A Expired - Fee Related JP3674090B2 (ja) | 1995-07-27 | 1995-07-27 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3674090B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174227A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-06-29 | Toshiba Corp | 受信機 |
| JP2015500616A (ja) * | 2011-12-14 | 2015-01-05 | トプコン ポジショニング システムズ，インク． | 直交インパルス性ノイズ除去装置 |
-
1995
- 1995-07-27 JP JP19169895A patent/JP3674090B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174227A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-06-29 | Toshiba Corp | 受信機 |
| JP2015500616A (ja) * | 2011-12-14 | 2015-01-05 | トプコン ポジショニング システムズ，インク． | 直交インパルス性ノイズ除去装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3674090B2 (ja) | 2005-07-20 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040601 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040707 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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