JP3608230B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。上記課題を解決する受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式がある。ダイレクトコンバージョン方式を用いた受信装置は例えば、特開昭５９−１９６６２９号公報に示されているような方式が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来のダイレクトコンバージョン方式では、受信信号の中心周波数にほぼ等しい周波数を有する局部発振信号と受信信号をミキシングすることにより直接ベースバンド帯に受信信号を変換している。変換されたベースバンド信号は直流成分を有することになる。従って上記ベースバンド信号を処理する回路は直流を通す直流増幅回路である必要がある。そして直流増幅回路は温度変化や電源電圧変動により直流バイアスが変動すると、出力の直流成分が大きく変化し受信感度を低下させることや大きな増幅度を実現できないという問題があった。また回路の１／ｆ雑音により直流付近に大きな雑音成分が発生し受信感度を悪化させるという問題も有していた。
【０００４】
またコンデンサで直流阻止を行う場合、コンデンサの容量を小さくすると直流付近のエネルギーが除去されるため受信感度の低下やデータの復調ができなくなってしまうという欠点があった。コンデンサの容量を大きくするとコンデンサを挿入することにより受信回路に電源が供給されてから受信回路が安定するまで長い時間かかってしまうという欠点があった。特に電池駆動の受信装置において電池寿命をのばすために間欠動作方式を採用したい場合、受信回路に電源が供給されてから受信回路が安定するまで長い時間かかってしまうことはシステム設計上大きな問題であった。
【０００５】
本発明は上記課題を解決するもので、直流成分を有しないでかつ従来のダイレクトコンバージョン方式の特徴であるモノリシックＩＣで構成できる受信装置を実現することを目的としたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる第三の帯域通過フィルタを備えている。
【０００７】
さらに上記構成に加え、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段を備えている。
【０００９】
さらに上記構成に加え、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を備え、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力としている。
【００１０】
そして第一または第二のスイッチ手段は、第一の入力端子と第二の入力端子と出力端子と制御端子を有し、前記制御端子に入力する信号により出力端子が第一の入力端子と導通するか第二の入力端子と導通するかが切り替わる電子スイッチと、前記電子スイッチの第一の入力端子に入力する信号と反転した信号を前記電子スイッチの第二の入力端子に出力する反転手段とで構成されている。
【００１１】
さらに、周波数−電圧変換手段は、演算手段からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの信号を遅延させる遅延手段と、前記二値化手段からの信号と前記遅延手段からの信号の排他的論理和を出力する排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段の出力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成されている。
【００１２】
また、周波数−電圧変換手段は、演算手段からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記エッジ検出手段からの信号により起動される単安定マルチバイブレータと、前記単安定マルチバイブレータの出力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成する。
【００１３】
さらに、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構成されている。
【００１４】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構成されたものである。
【００１５】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧から引算を行う引算手段とで構成されたものでもある。
【００１６】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段とで構成されたものでもある。
【００１７】
【作用】
本発明は上記構成によって、ミキシング手段により変換されたベースバンド信号に直流成分が発生しないこととなり、前記ベースバンド信号に含まれる不要な信号を高域通過フィルタあるいは帯域通過フィルタにより除去する。これにより受信回路に電源が供給されてから受信回路が安定するまでの時間を短くできるだけでなく良好な受信感度を実現できることとなる。
【００１８】
【実施例】
以下本発明の一実施例を図１を参照して説明する。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は直流成分を遮断するための第一の低域遮断フィルタ、６は第一の信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は直流成分を遮断するための第二の低域遮断フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は第二の信号発生手段、１８は９０゜移相手段、１９は加減算を行う演算手段、２０は第三の帯域通過フィルタ、２１は周波数−電圧変換手段、２２は雑音除去手段、２３は周波数補正手段である。
【００１９】
第一及び第二の低域遮断フィルタ４及び９は隣接チャンネルを除去する目的を兼ねるため帯域通過フィルタを用いている。
【００２０】
さてアンテナ１に入力する信号として、希望信号Ｄ
Ｄ＝ｃｏｓ｛ω＋Δω｝・ｔ
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負両方の極性を有する
を考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｄは周波数変調を受けた信号である。また搬送波角周波数ωは信号Ｄの中心角周波数である。第一の信号発生手段６では、
Ｑ＝ＣＯＳ｛ω＋ｘ｝・ｔ ｘ：搬送波角周波数ωからの角周波数ずれ
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝ＳＩＮ｛ω＋ｘ｝ｔとなる。従って第一の帯域通過フィルタ４および第二の帯域通過フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ ：Ｄ×Ｑ ＝ＣＯＳ｛Δωーｘ｝・ｔ
端子ｃ ：Ｄ×Ｑ’＝ＳＩＮ｛Δωーｘ｝・ｔ
なる信号が生じる。ここでｘはΔωより大きくなるように設定されている。すなわち信号Ｄの占有帯域以上にＸは設定されている。例えばチャンネル間隔１２．５ｋＨｚで信号が配置されている場合、一般に占有帯域幅は±４．２５ｋＨｚ＝８．５ｋＨｚと決められている。そしてΔωは±２．５ｋＨｚ以下である。そこで占有帯域をはずれた値として、ｘ＝６．２５ｋＨｚあるいは１２．５ｋＨｚ等の値が選ばれる。本実施例ではｘ＝６．２５ｋＨｚとする。
このように設定することにより端子ａ及び端子ｃの信号は直流成分を有しないことになる。
【００２１】
第二の信号発生手段１７では
Ｒ＝ＣＯＳ｛ｒ・ｔ｝−（１／３）・ＣＯＳ｛３・ｒ・ｔ｝＋（１／５）・ＣＯＳ｛５・ｒ・ｔ）−・・・・・・・・
で表される矩形波信号Ｒを発生させる。本実施例ではｒ＝１６ｋＨｚに設定する。
端子ａの信号は第一のスイッチ手段１５において、第二の信号発生手段で発生する矩形波信号Ｒとかけ算される。一方９０゜移相手段１８の出力には
Ｒ’＝ＳＩＮ｛ｒ・ｔ｝＋（１／３）・ＳＩＮ｛３・ｒ・ｔ｝＋（１／５）・ＳＩＮ｛５・ｒ・ｔ）−・・・・・・・・
なる矩形波信号Ｒ’が出力する。従って、端子ｃの信号は第二のスイッチ手段１６において、矩形波信号Ｒ’とかけ算される。よって第一のスイッチ手段１５の出力端子ａ’及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｃ’には
が生じる。
端子ａ’及び端子ｃ’の信号は、演算手段１９において加算される。従って演算手段１９の出力端子ｆには
なる信号が出力する。第三の帯域通過フィルタ２０は、第一のスイッチ手段１７及び第二のスイッチ手段１８で発生する角周波数ｒの高調波成分に関係する項、すなわち（１）式の第二項以上を除去する。従って第三の帯域通過フィルタ２０の出力端子 ｆ’には
端子ｆ’：ＣＯＳ｛｛｛ｒ＋ｘ｝ーΔω｝・ｔ｝＝ＣＯＳ｛２π×２２．２５ｋＨｚ−Δω｝・ｔ｝・・・（２）式
なる信号が出力する。ここでｒ＋ｘ＞｜Δω｜に設定されているため、（２）式の位相は正の時間において常に正である。すなわち負の周波数が生じることはない。よって（２）式から明かなように端子ｆ’に生じる出力信号は｛ｒ＋ｘ｝なる角周波数を有する搬送波信号がΔωの周波数偏移を受けた周波数変調信号とみなすことができる。従って周波数に比例した出力電圧を発生する周波数−電圧変換手段２１により端子ｆ’に生じた周波数変調信号を復調することができる。さらに端子ｆ’に生じた復調信号は雑音除去手段２２でＦＭ復調において発生するＦＭ復調特有のパルス状の雑音が除去され端子ｇに出力される。第三の帯域通過フィルタ２０は中心周波数が２２．２５ｋＨｚ付近と低いためモノリシックＩＣで構成することができる。もちろんその他の手段についても周波数が低いためモノリシックＩＣで構成することができる。
【００２２】
次にアンテナ１に入力する信号として、希望信号Ｄから２ｘ＝１２．５ｋＨｘ離れた妨害信号Ｕ
Ｕ＝ｃｏｓ｛ω＋２ｘ＋Δω｝・ｔ
を考える。すると端子ａ及び端子ｃには
端子ａ ：Ｕ×Ｑ ＝ＣＯＳ｛Δω＋ｘ｝・ｔ
端子ｃ ：Ｕ×Ｑ’＝ＳＩＮ｛Δω＋ｘ｝・ｔ
なる信号が生じる。この妨害信号は端子ａ及び端子ｃにおいては希望信号と同じ帯域に生じるため第一及び第二の帯域通過フィルタ４及び９では妨害信号を取り除くことは不可能である。しかしながら出力端子ｆには
なる信号が生じる。上記（３）式で示される妨害信号の周波数帯域は明らかに（１）式で示される希望信号の周波数帯域と異なっている。そのため妨害信号により生じた（３）式の信号は中心周波数ｒ＋ｘ＝２２．２５ｋＨｚ付近の信号のみを通過させるように設計されている第三の帯域通過フィルタ２０により除去され端子ｆ’には何等妨害信号は生じない。本発明の実施例では端子ａ及び端子ｃに生じる信号レベルが同じであるとしたが回路のばらつきにより端子ａの信号レベルと端子ｃの信号レベルに差がある場合、妨害信号Ｕにより端子ｆに生じる信号は（１）式で示す周波数帯域と同じ周波数帯域を有するものが発生する。そこでレベル調整回路を設け端子ａあるいは端子ｃに生じる信号レベルを調整し（１）式で示す周波数帯域に発生する妨害信号成分を打ち消すようにすればよりいっそう妨害に強い受信装置を構成できる。
【００２３】
なお第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ構成によっては、角周波数ｒの成分がスイッチ手段１５、１６の出力に生じる場合がある。この時第二の信号発生手段１７からの矩形波信号を第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、角周波数ｒの成分を打ち消すようにする。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ構成によっては、端子ａあるいは端子ｃの信号が第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６に生じることがある。この場合端子ａあるいは端子ｃの信号を第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、端子ａあるいは端子ｃの信号を打ち消すようにする。
【００２４】
本発明の構成を用いれば、第一の信号発生手段６の周波数が温度等の影響で若干ずれた場合であっても周波数補正手段２３を用いなくても信号を復調できるが、さらに受信における安定度を向上させるために、端子ｇの信号の平均直流電圧あるいは端子ｆ’の平均周波数を周波数補正手段２３で検出し、ある基準値になるように第一の信号発生手段６の信号周波数を制御するようにすればなお効果的である。周波数補正手段２３は図１には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信したことを検知すると、マイクロコンピュータ処理により第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧をＤ／Ａ変換で発生する。さらに図１には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信したことを検知すると、第一の帯域通過フィルタ４及び第二の帯域通過フィルタ９の帯域幅を狭くするように切り換える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することができる。
【００２５】
なお、図１には第一の帯域通過フィルタ４及び第二の帯域通過フィルタ９の後段あるいは前段に増幅手段を図示していないが当然必要に応じて増幅手段を挿入すればよい。またアンテナに大きなレベルの信号が入力し、演算手段１９の出力がクリップしてしまう場合、復調に必要な情報が欠落してしまうことが考えられる。従って少なくとも演算手段１９の出力がクリップしないように例えば高周波増幅手段２の増幅度を調整するように構成すればさらに効果的である。
【００２６】
また図１における演算手段１９を加算動作として説明したが引算動作を行ってもかまわない。この場合端子ｆ’の信号は、ＣＯＳ｛｛｛ｒーｘ｝＋Δω｝・ｔ｝となる。
【００２７】
図２は図１における第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手段の構成を示す。図２において、２４は端子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、２５は第二の信号発生手段１７からの矩形波信号ＲあるいはＲ’が入力する入力端子、２６は出力端子、２７は増幅度１の反転回路、２８は電子スイッチである。電子スイッチ２８は入力端子２５に入力する矩形波信号Ｒあるいは矩形波信号Ｒ’の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接続が切り替わる。このような電子スイッチ２８はアナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６は差動増幅器を組み合わせた構成のものであってもかまわない。
【００２８】
図３は図１における周波数−電圧変換手段２１及び雑音除去手段２２の構成を示す図及び波形図である。図１では周波数−電圧変換手段２１の後段に雑音除去手段２２を配置しているが、図３の例では周波数−電圧変換手段２１の中に雑音除去手段２２を組み込んでいる。図３（ａ）において４０は端子ｆ’に示す周波数変調信号が入力する入力端子、２９は増幅手段、３０はコンパレータで構成された二値化手段、３１は第一の遅延手段であり、抵抗３２とコンデンサ３３とコンパレータ３４で構成される。３５は排他的論理和手段、３６は第二の遅延手段、３７はパルス挿入手段、３８はパルス発生手段、３９はローパスフィルタ、４１は復調出力端子である。入力端子４０に入力した信号の周波数が高くなると排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が狭くなり、入力周波数が低くなると排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が広くなる。従ってローパスフィルタ３９で不要な高周波成分を取り除くと排他的論理和手段３５の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができる。復調感度を上げるためには第一の遅延手段３１での遅延量を大きくすればよい。さて次に雑音除去方法について図３（ｂ）の波形図を用いて説明する。ｈ及びｉは排他的論理和手段３５の入力である。従って排他的論理和３５の出力はｊに示すようなパルス列となる。さて入力端子４０に入力する信号に雑音が含まれている場合、雑音の影響により信号ｈ及びｉのパルス列が不規則になり、１パルス分欠落する場合がある。このように信号ｈ及びｉのパルスが欠落すると排他的論理和手段３５の出力ｊのパルスも欠落する。従って、ｊの信号をローパスフィルタに通すとパルスが欠落した部分で大きなパルス状の雑音が生じる。パルス発生手段３８では、信号ｊに通常のパルス間隔Ｔ１より充分長い時間Ｔ２（例えばＴ２＝２・Ｔ１）の間にパルスがなければＴ１毎にＨＩＧＨ／ＬＯＷを繰り返すパルス出力ｌを発生する。パルス出力ｌはｊにパルスが生じるとストップする。信号ｊは第二の遅延手段３６により遅延され、信号ｋとなる。パルス挿入手段３７では、パルス出力ｌの立ち上がり及び立ち下がりエッジにあわせて信号ｋのパルス幅に等しいパルスを信号ｋに挿入する。図３（ｂ）の波形図における信号ｍの○印のパルスが挿入されたパルスである。信号ｍをローパスフィルタに通し復調信号を得る。このようにパルスを挿入することによりパルスの欠落がなくなり復調出力からパルス状の雑音が発生することはなくなる。なお信号ｊにパルスを挿入したが信号ｈにパルスを挿入した後、第一の遅延手段３１で信号ｉをつくり、排他的論理和手段３５でパルスの欠落のない信号ｊを作成するようにしてもよい。
【００２９】
図４は図１における周波数−電圧変換手段２１の他の構成を示す図である。図４において図３と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。４２はエッジ検出手段、４３は単安定マルチバイブレータである。エッジ検出手段４２は図３における遅延手段３１と排他的論理和手段３５で構成されている。単安定マルチバイブレータ４３の出力は、端子４０に入力する信号の周波数に応じてパルス間隔が狭くなったり広くなったりする。従って図３の場合と同様ローパスフィルタ３６で不要な高周波成分を取り除くと単安定マルチバイブレータ４３の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができる。図４の構成の利点は遅延手段３１での遅延量を大きくとる必要がないという点である。そのためコンデンサ３３と抵抗３２で構成される回路の時定数を大きくする必要がない。そして復調感度は単安定マルチバイブレータ４３の出力のパルス幅を適当に選べば復調感度を最適に設定できる。雑音除去の方法については図３と同じである。
【００３０】
図５は雑音除去手段２２の他の構成及び波形図を示す。図５（ａ）において４４は周波数−電圧変換手段２１の復調出力が入力する入力端子、４５はデータ信号等の希望信号を取り除いて雑音成分だけを取り出すハイパスフィルタ、４６はあるレベル以上の雑音を取り出すコンパレータ、４７はパルス幅延長手段であり、４５、４６、４７でパルス発生手段４８を構成している。４９は遅延手段、５０は保持手段、５１は出力端子である。図５（ｂ）の波形図を参照しながら雑音除去手段２２の動作を説明する。入力端子４４に入力した信号ｖはハイパスフィルタ４５により信号ｗとなる。コンパレータ４６でパルス状の雑音だけが取り出され信号ｘとなる。信号ｘはパルス幅延長手段４７でパルス幅が広げられ信号ｙとなる。一方信号ｖは遅延手段４９で遅延され、保持手段５０では信号ｙのパルス出力期間中、遅延された信号ｖの値がサンプリングホールドされる。従って出力端子５１の出力は信号ｚとなる。この信号ｚを図示していないがローパスフィルタを通すことによりなめらかな変化にすることができる。また保持手段５０の代わりに引算手段を用い、信号ｚと信号ｙの引算を行って雑音を除去するように構成してもよい。なおパルス発生手段の出力信号ｙとして図３の信号ｌを用いてもよい。
【００３１】
図６に第二の信号発生手段１７と９０゜移相手段１８の構成を示す。５２はマイクロコンピュータの基準クロックより作成したクロック信号が入力する入力端子、５３、５４、５５はＤ−フリップフロップであり、それぞれ１／２分周器を構成している。５６、５７は出力端子であり、端子５６から矩形波信号Ｒ、端子５７から矩形波信号Ｒに直交した矩形波信号Ｒ’が出力する。図６の回路を用いれば簡単にＩＣ化が可能である。なお入力端子５２に入力する信号として双安定マルチバイブレータ等で発振させた信号を用いてもよい。
【００３２】
なお図１の実施例では周波数変調信号の復調について説明したが、周波数変調信号だけでなく振幅変調信号や位相変調信号の復調も図１の周波数−電圧変換手段２１のかわりに入力する変調信号に対応した復調手段を用いることにより可能である。
【００３３】
高周波増幅手段２からの信号を本発明の構成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成装置の入力信号としてもかまわない。
【００３４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の受信装置によれば、信号の復調に直流成分を必要としないため電源供給時の立ち上がり時間を短くすることができると同時に、温度等による直流ドリフトの影響や回路の１／ｆ雑音の影響を除去し受信感度の悪化を防ぐことのできる信頼性の高い受信装置を提供することができる。もちろん高価なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすいため安価に受信装置を実現できることとなる。なお回路の増幅度ばらつきを考慮してレベル調整回路を設けて不要な妨害信号を打ち消すようにすればより妨害に強い受信装置を提供できる。
【００３５】
また周波数変調信号の復調をはじめ、振幅変調信号や位相変調信号の復調に本発明を適用することができる。
【００３７】
さらに雑音除去手段を用いることによりパルス状の雑音を取り除くことができるためＳ／Ｎ特性の改善をはかることができる。
【００３８】
もちろん第一及び第二のスイッチや周波数−電圧変換手段、雑音除去手段は簡単な構成で実現でき、ＩＣ化することは簡単である。
【００３９】
電池駆動で長時間動作させるために送信側と受信側で同期をとって間欠的に送受信を行う間欠動作方式においては相手から自分あてに信号があるかどうかをチェックするのに出来る限り短時間に行う必要があり、受信装置に電源を供給してから受信装置の動作が安定するまでの時間をできるだけ短くしなければならない。本発明はこのような間欠動作方式に適用でき、電池寿命を伸ばすことに大きな効果を発揮することができる。特に、ガスメータ等の自動検針システムにおいてガスメータ内に無線の送受信装置を組み込む場合、小型でかつ電池駆動で１０年間動作可能な受信装置が必要である。自動検針システムに限らずガス給湯器と台所を無線で接続するリモコン装置を初めとして住宅設備システムに用いる無線式のリモコン装置においては小型かつ電池駆動は必須条件である。上記課題に対して本発明は非常に有効な受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】本発明の一実施例におけるスイッチ手段のブロック図
【図３】（ａ）本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段のブロック図と波形図
（ｂ）同実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段の波形図
【図４】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段の他のブロック図
【図５】（ａ）本発明の一実施例における雑音除去手段のブロック図
（ｂ）同実施例における雑音除去手段の波形図
【図６】本発明の一実施例における第二の信号発生手段と９０゜移相手段のブロック図
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波増幅手段
３ 第一のミキシング手段
４ 第一の帯域通過フィルタ
６ 第一の信号発生手段
７ ９０゜シフター
８ 第二のミキシング手段
９ 第二の帯域通過フィルタ
１５ 第一のスイッチ手段
１６ 第二のスイッチ手段
１７ 第二の信号発生手段
１８ ９０゜移相手段
１９ 演算手段
２０ 第三の帯域通過フィルタ
２１ 周波数−電圧変換手段
２２ 周波数補正手段
２２ 雑音除去手段
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。上記課題を解決する受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式がある。ダイレクトコンバージョン方式を用いた受信装置は例えば、特開昭５９−１９６６２９号公報に示されているような方式が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来のダイレクトコンバージョン方式では、受信信号の中心周波数にほぼ等しい周波数を有する局部発振信号と受信信号をミキシングすることにより直接ベースバンド帯に受信信号を変換している。変換されたベースバンド信号は直流成分を有することになる。従って上記ベースバンド信号を処理する回路は直流を通す直流増幅回路である必要がある。そして直流増幅回路は温度変化や電源電圧変動により直流バイアスが変動すると、出力の直流成分が大きく変化し受信感度を低下させることや大きな増幅度を実現できないという問題があった。また回路の１／ｆ雑音により直流付近に大きな雑音成分が発生し受信感度を悪化させるという問題も有していた。
【０００４】
またコンデンサで直流阻止を行う場合、コンデンサの容量を小さくすると直流付近のエネルギーが除去されるため受信感度の低下やデータの復調ができなくなってしまうという欠点があった。コンデンサの容量を大きくするとコンデンサを挿入することにより受信回路に電源が供給されてから受信回路が安定するまで長い時間かかってしまうという欠点があった。特に電池駆動の受信装置において電池寿命をのばすために間欠動作方式を採用したい場合、受信回路に電源が供給されてから受信回路が安定するまで長い時間かかってしまうことはシステム設計上大きな問題であった。
【０００５】
本発明は上記課題を解決するもので、直流成分を有しないでかつ従来のダイレクトコンバージョン方式の特徴であるモノリシックＩＣで構成できる受信装置を実現することを目的としたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる第三の帯域通過フィルタを備えている。
【０００７】
さらに上記構成に加え、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段を備えている。
【０００９】
さらに上記構成に加え、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を備え、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力としている。
【００１０】
そして第一または第二のスイッチ手段は、第一の入力端子と第二の入力端子と出力端子と制御端子を有し、前記制御端子に入力する信号により出力端子が第一の入力端子と導通するか第二の入力端子と導通するかが切り替わる電子スイッチと、前記電子スイッチの第一の入力端子に入力する信号と反転した信号を前記電子スイッチの第二の入力端子に出力する反転手段とで構成されている。
【００１１】
さらに、周波数−電圧変換手段は、演算手段からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの信号を遅延させる遅延手段と、前記二値化手段からの信号と前記遅延手段からの信号の排他的論理和を出力する排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段の出力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成されている。
【００１２】
また、周波数−電圧変換手段は、演算手段からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記エッジ検出手段からの信号により起動される単安定マルチバイブレータと、前記単安定マルチバイブレータの出力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成する。
【００１３】
さらに、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構成されている。
【００１４】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構成されたものである。
【００１５】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧から引算を行う引算手段とで構成されたものでもある。
【００１６】
また、雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段とで構成されたものでもある。
【００１７】
【作用】
本発明は上記構成によって、ミキシング手段により変換されたベースバンド信号に直流成分が発生しないこととなり、前記ベースバンド信号に含まれる不要な信号を高域通過フィルタあるいは帯域通過フィルタにより除去する。これにより受信回路に電源が供給されてから受信回路が安定するまでの時間を短くできるだけでなく良好な受信感度を実現できることとなる。
【００１８】
【実施例】
以下本発明の一実施例を図１を参照して説明する。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は直流成分を遮断するための第一の低域遮断フィルタ、６は第一の信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は直流成分を遮断するための第二の低域遮断フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は第二の信号発生手段、１８は９０゜移相手段、１９は加減算を行う演算手段、２０は第三の帯域通過フィルタ、２１は周波数−電圧変換手段、２２は雑音除去手段、２３は周波数補正手段である。
【００１９】
第一及び第二の低域遮断フィルタ４及び９は隣接チャンネルを除去する目的を兼ねるため帯域通過フィルタを用いている。
【００２０】
さてアンテナ１に入力する信号として、希望信号Ｄ
Ｄ＝ｃｏｓ｛ω＋Δω｝・ｔ
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負両方の極性を有する
を考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｄは周波数変調を受けた信号である。また搬送波角周波数ωは信号Ｄの中心角周波数である。第一の信号発生手段６では、
Ｑ＝ＣＯＳ｛ω＋ｘ｝・ｔ ｘ：搬送波角周波数ωからの角周波数ずれ
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝ＳＩＮ｛ω＋ｘ｝ｔとなる。従って第一の帯域通過フィルタ４および第二の帯域通過フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ ：Ｄ×Ｑ ＝ＣＯＳ｛Δωーｘ｝・ｔ
端子ｃ ：Ｄ×Ｑ’＝ＳＩＮ｛Δωーｘ｝・ｔ
なる信号が生じる。ここでｘはΔωより大きくなるように設定されている。すなわち信号Ｄの占有帯域以上にＸは設定されている。例えばチャンネル間隔１２．５ｋＨｚで信号が配置されている場合、一般に占有帯域幅は±４．２５ｋＨｚ＝８．５ｋＨｚと決められている。そしてΔωは±２．５ｋＨｚ以下である。そこで占有帯域をはずれた値として、ｘ＝６．２５ｋＨｚあるいは１２．５ｋＨｚ等の値が選ばれる。本実施例ではｘ＝６．２５ｋＨｚとする。
このように設定することにより端子ａ及び端子ｃの信号は直流成分を有しないことになる。
【００２１】
第二の信号発生手段１７では
Ｒ＝ＣＯＳ｛ｒ・ｔ｝−（１／３）・ＣＯＳ｛３・ｒ・ｔ｝＋（１／５）・ＣＯＳ｛５・ｒ・ｔ）−・・・・・・・・
で表される矩形波信号Ｒを発生させる。本実施例ではｒ＝１６ｋＨｚに設定する。
端子ａの信号は第一のスイッチ手段１５において、第二の信号発生手段で発生する矩形波信号Ｒとかけ算される。一方９０゜移相手段１８の出力には
Ｒ’＝ＳＩＮ｛ｒ・ｔ｝＋（１／３）・ＳＩＮ｛３・ｒ・ｔ｝＋（１／５）・ＳＩＮ｛５・ｒ・ｔ）−・・・・・・・・
なる矩形波信号Ｒ’が出力する。従って、端子ｃの信号は第二のスイッチ手段１６において、矩形波信号Ｒ’とかけ算される。よって第一のスイッチ手段１５の出力端子ａ’及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｃ’には
端子ａ’及び端子ｃ’の信号は、演算手段１９において加算される。従って演算手段１９の出力端子ｆには
端子ｆ’：ＣＯＳ｛｛｛ｒ＋ｘ｝ーΔω｝・ｔ｝＝ＣＯＳ｛２π×２２．２５ｋＨｚ−Δω｝・ｔ｝・・・（２）式
なる信号が出力する。ここでｒ＋ｘ＞｜Δω｜に設定されているため、（２）式の位相は正の時間において常に正である。すなわち負の周波数が生じることはない。よって（２）式から明かなように端子ｆ’に生じる出力信号は｛ｒ＋ｘ｝なる角周波数を有する搬送波信号がΔωの周波数偏移を受けた周波数変調信号とみなすことができる。従って周波数に比例した出力電圧を発生する周波数−電圧変換手段２１により端子ｆ’に生じた周波数変調信号を復調することができる。さらに端子ｆ’に生じた復調信号は雑音除去手段２２でＦＭ復調において発生するＦＭ復調特有のパルス状の雑音が除去され端子ｇに出力される。第三の帯域通過フィルタ２０は中心周波数が２２．２５ｋＨｚ付近と低いためモノリシックＩＣで構成することができる。もちろんその他の手段についても周波数が低いためモノリシックＩＣで構成することができる。
【００２２】
次にアンテナ１に入力する信号として、希望信号Ｄから２ｘ＝１２．５ｋＨｘ離れた妨害信号Ｕ
Ｕ＝ｃｏｓ｛ω＋２ｘ＋Δω｝・ｔ
を考える。すると端子ａ及び端子ｃには
端子ａ ：Ｕ×Ｑ ＝ＣＯＳ｛Δω＋ｘ｝・ｔ
端子ｃ ：Ｕ×Ｑ’＝ＳＩＮ｛Δω＋ｘ｝・ｔ
なる信号が生じる。この妨害信号は端子ａ及び端子ｃにおいては希望信号と同じ帯域に生じるため第一及び第二の帯域通過フィルタ４及び９では妨害信号を取り除くことは不可能である。しかしながら出力端子ｆには
【００２３】
なお第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ構成によっては、角周波数ｒの成分がスイッチ手段１５、１６の出力に生じる場合がある。この時第二の信号発生手段１７からの矩形波信号を第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、角周波数ｒの成分を打ち消すようにする。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイッチ構成によっては、端子ａあるいは端子ｃの信号が第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６に生じることがある。この場合端子ａあるいは端子ｃの信号を第一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、端子ａあるいは端子ｃの信号を打ち消すようにする。
【００２４】
本発明の構成を用いれば、第一の信号発生手段６の周波数が温度等の影響で若干ずれた場合であっても周波数補正手段２３を用いなくても信号を復調できるが、さらに受信における安定度を向上させるために、端子ｇの信号の平均直流電圧あるいは端子ｆ’の平均周波数を周波数補正手段２３で検出し、ある基準値になるように第一の信号発生手段６の信号周波数を制御するようにすればなお効果的である。周波数補正手段２３は図１には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信したことを検知すると、マイクロコンピュータ処理により第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧をＤ／Ａ変換で発生する。さらに図１には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信したことを検知すると、第一の帯域通過フィルタ４及び第二の帯域通過フィルタ９の帯域幅を狭くするように切り換える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することができる。
【００２５】
なお、図１には第一の帯域通過フィルタ４及び第二の帯域通過フィルタ９の後段あるいは前段に増幅手段を図示していないが当然必要に応じて増幅手段を挿入すればよい。またアンテナに大きなレベルの信号が入力し、演算手段１９の出力がクリップしてしまう場合、復調に必要な情報が欠落してしまうことが考えられる。従って少なくとも演算手段１９の出力がクリップしないように例えば高周波増幅手段２の増幅度を調整するように構成すればさらに効果的である。
【００２６】
また図１における演算手段１９を加算動作として説明したが引算動作を行ってもかまわない。この場合端子ｆ’の信号は、ＣＯＳ｛｛｛ｒーｘ｝＋Δω｝・ｔ｝となる。
【００２７】
図２は図１における第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手段の構成を示す。図２において、２４は端子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、２５は第二の信号発生手段１７からの矩形波信号ＲあるいはＲ’が入力する入力端子、２６は出力端子、２７は増幅度１の反転回路、２８は電子スイッチである。電子スイッチ２８は入力端子２５に入力する矩形波信号Ｒあるいは矩形波信号Ｒ’の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接続が切り替わる。このような電子スイッチ２８はアナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６は差動増幅器を組み合わせた構成のものであってもかまわない。
【００２８】
図３は図１における周波数−電圧変換手段２１及び雑音除去手段２２の構成を示す図及び波形図である。図１では周波数−電圧変換手段２１の後段に雑音除去手段２２を配置しているが、図３の例では周波数−電圧変換手段２１の中に雑音除去手段２２を組み込んでいる。図３（ａ）において４０は端子ｆ’に示す周波数変調信号が入力する入力端子、２９は増幅手段、３０はコンパレータで構成された二値化手段、３１は第一の遅延手段であり、抵抗３２とコンデンサ３３とコンパレータ３４で構成される。３５は排他的論理和手段、３６は第二の遅延手段、３７はパルス挿入手段、３８はパルス発生手段、３９はローパスフィルタ、４１は復調出力端子である。入力端子４０に入力した信号の周波数が高くなると排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が狭くなり、入力周波数が低くなると排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が広くなる。従ってローパスフィルタ３９で不要な高周波成分を取り除くと排他的論理和手段３５の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができる。復調感度を上げるためには第一の遅延手段３１での遅延量を大きくすればよい。さて次に雑音除去方法について図３（ｂ）の波形図を用いて説明する。ｈ及びｉは排他的論理和手段３５の入力である。従って排他的論理和３５の出力はｊに示すようなパルス列となる。さて入力端子４０に入力する信号に雑音が含まれている場合、雑音の影響により信号ｈ及びｉのパルス列が不規則になり、１パルス分欠落する場合がある。このように信号ｈ及びｉのパルスが欠落すると排他的論理和手段３５の出力ｊのパルスも欠落する。従って、ｊの信号をローパスフィルタに通すとパルスが欠落した部分で大きなパルス状の雑音が生じる。パルス発生手段３８では、信号ｊに通常のパルス間隔Ｔ１より充分長い時間Ｔ２（例えばＴ２＝２・Ｔ１）の間にパルスがなければＴ１毎にＨＩＧＨ／ＬＯＷを繰り返すパルス出力ｌを発生する。パルス出力ｌはｊにパルスが生じるとストップする。信号ｊは第二の遅延手段３６により遅延され、信号ｋとなる。パルス挿入手段３７では、パルス出力ｌの立ち上がり及び立ち下がりエッジにあわせて信号ｋのパルス幅に等しいパルスを信号ｋに挿入する。図３（ｂ）の波形図における信号ｍの○印のパルスが挿入されたパルスである。信号ｍをローパスフィルタに通し復調信号を得る。このようにパルスを挿入することによりパルスの欠落がなくなり復調出力からパルス状の雑音が発生することはなくなる。なお信号ｊにパルスを挿入したが信号ｈにパルスを挿入した後、第一の遅延手段３１で信号ｉをつくり、排他的論理和手段３５でパルスの欠落のない信号ｊを作成するようにしてもよい。
【００２９】
図４は図１における周波数−電圧変換手段２１の他の構成を示す図である。図４において図３と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。４２はエッジ検出手段、４３は単安定マルチバイブレータである。エッジ検出手段４２は図３における遅延手段３１と排他的論理和手段３５で構成されている。単安定マルチバイブレータ４３の出力は、端子４０に入力する信号の周波数に応じてパルス間隔が狭くなったり広くなったりする。従って図３の場合と同様ローパスフィルタ３６で不要な高周波成分を取り除くと単安定マルチバイブレータ４３の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができる。図４の構成の利点は遅延手段３１での遅延量を大きくとる必要がないという点である。そのためコンデンサ３３と抵抗３２で構成される回路の時定数を大きくする必要がない。そして復調感度は単安定マルチバイブレータ４３の出力のパルス幅を適当に選べば復調感度を最適に設定できる。雑音除去の方法については図３と同じである。
【００３０】
図５は雑音除去手段２２の他の構成及び波形図を示す。図５（ａ）において４４は周波数−電圧変換手段２１の復調出力が入力する入力端子、４５はデータ信号等の希望信号を取り除いて雑音成分だけを取り出すハイパスフィルタ、４６はあるレベル以上の雑音を取り出すコンパレータ、４７はパルス幅延長手段であり、４５、４６、４７でパルス発生手段４８を構成している。４９は遅延手段、５０は保持手段、５１は出力端子である。図５（ｂ）の波形図を参照しながら雑音除去手段２２の動作を説明する。入力端子４４に入力した信号ｖはハイパスフィルタ４５により信号ｗとなる。コンパレータ４６でパルス状の雑音だけが取り出され信号ｘとなる。信号ｘはパルス幅延長手段４７でパルス幅が広げられ信号ｙとなる。一方信号ｖは遅延手段４９で遅延され、保持手段５０では信号ｙのパルス出力期間中、遅延された信号ｖの値がサンプリングホールドされる。従って出力端子５１の出力は信号ｚとなる。この信号ｚを図示していないがローパスフィルタを通すことによりなめらかな変化にすることができる。また保持手段５０の代わりに引算手段を用い、信号ｚと信号ｙの引算を行って雑音を除去するように構成してもよい。なおパルス発生手段の出力信号ｙとして図３の信号ｌを用いてもよい。
【００３１】
図６に第二の信号発生手段１７と９０゜移相手段１８の構成を示す。５２はマイクロコンピュータの基準クロックより作成したクロック信号が入力する入力端子、５３、５４、５５はＤ−フリップフロップであり、それぞれ１／２分周器を構成している。５６、５７は出力端子であり、端子５６から矩形波信号Ｒ、端子５７から矩形波信号Ｒに直交した矩形波信号Ｒ’が出力する。図６の回路を用いれば簡単にＩＣ化が可能である。なお入力端子５２に入力する信号として双安定マルチバイブレータ等で発振させた信号を用いてもよい。
【００３２】
なお図１の実施例では周波数変調信号の復調について説明したが、周波数変調信号だけでなく振幅変調信号や位相変調信号の復調も図１の周波数−電圧変換手段２１のかわりに入力する変調信号に対応した復調手段を用いることにより可能である。
【００３３】
高周波増幅手段２からの信号を本発明の構成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成装置の入力信号としてもかまわない。
【００３４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の受信装置によれば、信号の復調に直流成分を必要としないため電源供給時の立ち上がり時間を短くすることができると同時に、温度等による直流ドリフトの影響や回路の１／ｆ雑音の影響を除去し受信感度の悪化を防ぐことのできる信頼性の高い受信装置を提供することができる。もちろん高価なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすいため安価に受信装置を実現できることとなる。なお回路の増幅度ばらつきを考慮してレベル調整回路を設けて不要な妨害信号を打ち消すようにすればより妨害に強い受信装置を提供できる。
【００３５】
また周波数変調信号の復調をはじめ、振幅変調信号や位相変調信号の復調に本発明を適用することができる。
【００３７】
さらに雑音除去手段を用いることによりパルス状の雑音を取り除くことができるためＳ／Ｎ特性の改善をはかることができる。
【００３８】
もちろん第一及び第二のスイッチや周波数−電圧変換手段、雑音除去手段は簡単な構成で実現でき、ＩＣ化することは簡単である。
【００３９】
電池駆動で長時間動作させるために送信側と受信側で同期をとって間欠的に送受信を行う間欠動作方式においては相手から自分あてに信号があるかどうかをチェックするのに出来る限り短時間に行う必要があり、受信装置に電源を供給してから受信装置の動作が安定するまでの時間をできるだけ短くしなければならない。本発明はこのような間欠動作方式に適用でき、電池寿命を伸ばすことに大きな効果を発揮することができる。特に、ガスメータ等の自動検針システムにおいてガスメータ内に無線の送受信装置を組み込む場合、小型でかつ電池駆動で１０年間動作可能な受信装置が必要である。自動検針システムに限らずガス給湯器と台所を無線で接続するリモコン装置を初めとして住宅設備システムに用いる無線式のリモコン装置においては小型かつ電池駆動は必須条件である。上記課題に対して本発明は非常に有効な受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】本発明の一実施例におけるスイッチ手段のブロック図
【図３】（ａ）本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段のブロック図と波形図
（ｂ）同実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段の波形図
【図４】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手段及び雑音除去手段の他のブロック図
【図５】（ａ）本発明の一実施例における雑音除去手段のブロック図
（ｂ）同実施例における雑音除去手段の波形図
【図６】本発明の一実施例における第二の信号発生手段と９０゜移相手段のブロック図
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波増幅手段
３ 第一のミキシング手段
４ 第一の帯域通過フィルタ
６ 第一の信号発生手段
７ ９０゜シフター
８ 第二のミキシング手段
９ 第二の帯域通過フィルタ
１５ 第一のスイッチ手段
１６ 第二のスイッチ手段
１７ 第二の信号発生手段
１８ ９０゜移相手段
１９ 演算手段
２０ 第三の帯域通過フィルタ
２１ 周波数−電圧変換手段
２２ 周波数補正手段
２２ 雑音除去手段
Claims (7)
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタとで構成された受信装置であって、前記第一または第二のスイッチ手段は、第一の入力端子と第二の入力端子と出力端子と制御端子を有し、前記制御端子に入力する信号により出力端子が第一の入力端子と導通するか第二の入力端子と導通するかが切り替わる電子スイッチと、前記電子スイッチの第一の入力端子に入力する信号と反転した信号を前記電子スイッチの第二の入力端子に出力する反転手段とで構成された受信装置。
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段とで構成され、前記周波数−電圧変換手段の出力電圧を復調出力とする受信装置であって、前記周波数−電圧変換手段は、前記演算手段からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの信号を遅延させる遅延手段と、前記二値化手段からの信号と前記遅延手段からの信号の排他的論理和を出力する排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段の出力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成された受信装置。
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段とで構成され、前記周波数−電圧変換手段の出力電圧を復調出力とする受信装置であって、前記周波数−電圧変換手段は、前記演算手段からの信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記エッジ検出手段からの信号により起動される単安定マルチバイブレータと、前記単安定マルチバイブレータの出力信号の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成された受信装置。
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力とする受信装置であって、前記雑音除去手段は、前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構成された受信装置。
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力とする受信装置であって、前記雑音除去手段は、前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構成された受信 装置。
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力とする受信装置であって、前記雑音除去手段は、前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧から引算を行う引算手段とで構成された受信装置。
- 受信信号の中心周波数から前記受信信号の占有帯域以上離れた周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信号発生手段からの信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を入力とする第一の低域遮断フィルタと、前記第二のミキシング手段からの信号を入力とする第二の低域遮断フィルタと、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により前記第一の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により前記第二の低域遮断フィルタからの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、前記演算手段の前段あるいは後段に設けられ前記第二の信号発生手段で発生する矩形波信号の周波数から前記受信信号と前記第一の信号発生手段の出力信号との差の周波数だけ離れた付近のエネルギーを通過させる帯域通過フィルタと、前記帯域通過フィルタの出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段の出力電圧を復調出力とする受信装置であって、前記雑音除去手段は、前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力する信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段とで構成された受信装置。
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|---|---|---|---|
| JP25506194A JP3608230B2 (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25506194A JP3608230B2 (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 受信装置 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP25506194A Expired - Fee Related JP3608230B2 (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 受信装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3608230B2 (ja) |
-
1994
- 1994-10-20 JP JP25506194A patent/JP3608230B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH08125567A (ja) | 1996-05-17 |
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