JP3161117B2 - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JP3161117B2 JP3161117B2 JP00463693A JP463693A JP3161117B2 JP 3161117 B2 JP3161117 B2 JP 3161117B2 JP 00463693 A JP00463693 A JP 00463693A JP 463693 A JP463693 A JP 463693A JP 3161117 B2 JP3161117 B2 JP 3161117B2
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- JP
- Japan
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- signal
- frequency
- mixing
- phase difference
- detecting
- Prior art date
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ガス給湯器本体と台所
や風呂場に設けられたリモコン装置との間のデータ伝送
等に用いられる受信装置に関するものである。
や風呂場に設けられたリモコン装置との間のデータ伝送
等に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に電波を用いたデータ伝送方式とし
てＦＳＫ信号を用いることが多く行なわれている。この
ようなＦＳＫ信号により変調された電波を受信する受信
方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルス
ーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら
上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去
するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去す
るための帯域フィルタが必要である。
てＦＳＫ信号を用いることが多く行なわれている。この
ようなＦＳＫ信号により変調された電波を受信する受信
方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルス
ーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら
上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去
するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去す
るための帯域フィルタが必要である。
【０００３】そして前記帯域フィルタとして水晶やセラ
ミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタ
が用いられている。そのため形状が大きいことや高価で
あること等の課題がある。そのため近年、新たな受信方
式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討され
てきている。
ミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタ
が用いられている。そのため形状が大きいことや高価で
あること等の課題がある。そのため近年、新たな受信方
式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討され
てきている。
【０００４】図６に従来のダイレクトコンバージョン受
信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波
増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャン
ネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第
一の低周波増幅手段、６は発振手段、７は９０°位相シ
フター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネ
ル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第
二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であ
り、１２の第一の波形整形手段と１３の第二の波形整形
手段と１４のＤ−フリップフロップからなっている。端
子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第
一の波形整形手段１２の出力端子、端子ｃは第二の低周
波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二の波形整形手
段１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４
の出力端子である。
信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波
増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャン
ネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第
一の低周波増幅手段、６は発振手段、７は９０°位相シ
フター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネ
ル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第
二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であ
り、１２の第一の波形整形手段と１３の第二の波形整形
手段と１４のＤ−フリップフロップからなっている。端
子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第
一の波形整形手段１２の出力端子、端子ｃは第二の低周
波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二の波形整形手
段１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４
の出力端子である。
【０００５】さてアンテナ１に Ｓ＝ｃｏｓ｛ω＋ｐ（ｔ）＊トω｝＊ｔ ｐ（ｔ）：１または−１の符号列 ω：搬送波角周波数 トω：角周波数偏移 で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
【０００６】発振手段６ではＱ＝ＣＯＳ｛ω＋ｘ｝＊ｔ
ｔ：搬送波角周波数ωからの発振角周波数誤差で表わ
される信号Ｑを発生する。９０°位相シフターでは発振
手段６からの信号Ｑが９０°位相シフトされＱ’＝ＳＩ
Ｎ｛ω＋ｘ｝ｔとなる。第一のミキシング手段３では発
振手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわ
れる。第二のミキシング手段８では９０°位相シフター
からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そ
して第一及び第二の低域フィルター４、９により希望信
号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波
増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って
端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
ｔ：搬送波角周波数ωからの発振角周波数誤差で表わ
される信号Ｑを発生する。９０°位相シフターでは発振
手段６からの信号Ｑが９０°位相シフトされＱ’＝ＳＩ
Ｎ｛ω＋ｘ｝ｔとなる。第一のミキシング手段３では発
振手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわ
れる。第二のミキシング手段８では９０°位相シフター
からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そ
して第一及び第二の低域フィルター４、９により希望信
号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波
増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って
端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００７】 端子ａ ： Ｓ＊Ｑ ＝ＣＯＳ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ 端子ｃ ： Ｓ＊Ｑ’＝ＳＩＮ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ 発振手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いられて
おり、トω≫ｘに選ばれている。説明を簡単にするため
にｘ＝０として以下説明する。符号列ｐ（ｔ）と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図７に示し、こ
の図７を参照しながら説明する。
おり、トω≫ｘに選ばれている。説明を簡単にするため
にｘ＝０として以下説明する。符号列ｐ（ｔ）と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図７に示し、こ
の図７を参照しながら説明する。
【０００８】図７において符号列ｐ（ｔ）が−１の時に
は端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０°進ん
でいる。一方符号列ｐ（ｔ）が１の時には端子ａの信号
に比べ端子ｃの信号は位相が９０°遅れている。従って
位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信
号の位相差を検出することによりもとの符号列ｐ（ｔ）
を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の
進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて
端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得
ることができる。また端子ｂの立ち下がりエッジで端子
ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
は端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０°進ん
でいる。一方符号列ｐ（ｔ）が１の時には端子ａの信号
に比べ端子ｃの信号は位相が９０°遅れている。従って
位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信
号の位相差を検出することによりもとの符号列ｐ（ｔ）
を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の
進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて
端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得
ることができる。また端子ｂの立ち下がりエッジで端子
ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、発振手段６の発振周波数の搬送波周波数か
らの誤差ｘが角周波数偏移トωより大きい場合や、符号
列ｐ（ｔ）の符号変化速度が角周波数偏移トωに比べ無
視できない大きさの場合には以下の課題を有していた。
の構成では、発振手段６の発振周波数の搬送波周波数か
らの誤差ｘが角周波数偏移トωより大きい場合や、符号
列ｐ（ｔ）の符号変化速度が角周波数偏移トωに比べ無
視できない大きさの場合には以下の課題を有していた。
【００１０】（１）誤差ｘが角周波数偏移トωに比べ無
視できない大きさの場合符号列ｐ（ｔ）が変化しても、
端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生
じない。そのため符号列ｐ（ｔ）を再生できない。
視できない大きさの場合符号列ｐ（ｔ）が変化しても、
端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生
じない。そのため符号列ｐ（ｔ）を再生できない。
【００１１】（２）符号変化速度が角周波数偏移トωに
比べ無視できない大きさの場合１ビット伝送時間内に端
子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。
そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってく
るため符号列ｐ（ｔ）正確な再生ができない。
比べ無視できない大きさの場合１ビット伝送時間内に端
子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。
そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってく
るため符号列ｐ（ｔ）正確な再生ができない。
【００１２】本発明は上記課題を解決するもので、誤差
ｘの影響をなくし、かつ位相の進み、遅れの判定をより
正確に行なうことのできる受信装置を実現することを目
的としたものである。
ｘの影響をなくし、かつ位相の進み、遅れの判定をより
正確に行なうことのできる受信装置を実現することを目
的としたものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数で発振する発振手段で、前記発振手段から
の信号と受信信号の差信号を取り出す第一のミキシング
手段と、前記発振手段からの信号を９０°シフトした信
号と受信信号の差信号を取り出す第二のミキシング手段
と、前記第一のミキシング手段からの信号と前記第二の
ミキシング手段からの信号の間の位相差を検出する位相
差検出手段と、前記受信すべき搬送波信号周波数と前記
発振手段からの信号周波数の差を検出し、前記周波数差
をなくす方向に前記発振手段の発振周波数を制御する周
波数補正手段とを備えたものである。
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数で発振する発振手段で、前記発振手段から
の信号と受信信号の差信号を取り出す第一のミキシング
手段と、前記発振手段からの信号を９０°シフトした信
号と受信信号の差信号を取り出す第二のミキシング手段
と、前記第一のミキシング手段からの信号と前記第二の
ミキシング手段からの信号の間の位相差を検出する位相
差検出手段と、前記受信すべき搬送波信号周波数と前記
発振手段からの信号周波数の差を検出し、前記周波数差
をなくす方向に前記発振手段の発振周波数を制御する周
波数補正手段とを備えたものである。
【００１４】さらに前記位相差検出手段からの信号から
ビット同期信号を検出するビット同期信号検出手段と、
前記ビット同期信号検出手段により検出されたビット同
期信号に同期してパルス信号を発生するパルス信号発生
手段と、前記第二あるいは第一のミキシング手段と前記
位相差検出手段の間に挿入され前記パルス信号発生手段
からの信号とかけ算を行なうかけ算手段を備えたもので
ある。
ビット同期信号を検出するビット同期信号検出手段と、
前記ビット同期信号検出手段により検出されたビット同
期信号に同期してパルス信号を発生するパルス信号発生
手段と、前記第二あるいは第一のミキシング手段と前記
位相差検出手段の間に挿入され前記パルス信号発生手段
からの信号とかけ算を行なうかけ算手段を備えたもので
ある。
【００１５】
【作用】本発明は上記構成によって、受信すべき搬送波
周波数と発振手段６の発振周波数との角周波数誤差ｘを
補正することができ、かつ符号変化速度を遅くすること
ができるため符号列ｐ（ｔ）を正確に再生することがで
きる。
周波数と発振手段６の発振周波数との角周波数誤差ｘを
補正することができ、かつ符号変化速度を遅くすること
ができるため符号列ｐ（ｔ）を正確に再生することがで
きる。
【００１６】
【実施例】以下本発明の一実施例を図１を参照して説明
する。なお図６の従来例と同一の機能ブロックには同一
の番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅
手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル
信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第一の
低周波増幅手段、６は発振手段、７は９０°位相シフタ
ー、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信
号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第二の
低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段である。
１５は周波数補正手段、１６はかけ算手段、１７はビッ
ト同期検出手段、１８はパルス信号発生手段である。
する。なお図６の従来例と同一の機能ブロックには同一
の番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅
手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル
信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第一の
低周波増幅手段、６は発振手段、７は９０°位相シフタ
ー、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信
号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第二の
低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段である。
１５は周波数補正手段、１６はかけ算手段、１７はビッ
ト同期検出手段、１８はパルス信号発生手段である。
【００１７】アンテナ１には従来例と同様信号Ｓが入力
し、発振手段６では信号Ｑが発生する。搬送波周波数ω
／２π＝４００ＭHz、周波数偏移トω／２π＝２.4ｋH
z、符号列ｐ（ｔ）は符号変化速度＝４.8ｋｂｐｓのマ
ンチェスタ符号列とする。マンチェスタ符号列とはデー
タ１を送る場合“１、−１”の符号列に変換し、データ
０を送る場合“−１、１”の符号列に変換して送る符号
列である。このような符号列は直流成分を有しないため
ハードウェアの構成が簡単になる利点がある。
し、発振手段６では信号Ｑが発生する。搬送波周波数ω
／２π＝４００ＭHz、周波数偏移トω／２π＝２.4ｋH
z、符号列ｐ（ｔ）は符号変化速度＝４.8ｋｂｐｓのマ
ンチェスタ符号列とする。マンチェスタ符号列とはデー
タ１を送る場合“１、−１”の符号列に変換し、データ
０を送る場合“−１、１”の符号列に変換して送る符号
列である。このような符号列は直流成分を有しないため
ハードウェアの構成が簡単になる利点がある。
【００１８】伝送フォーマットは受信側でビット同期を
とるためのビット同期信号と情報の先頭を識別するため
のフレーム同期信号を付加信号として情報を有するマン
チェスタ符号列を伝送する直前に付加する。ビット同期
信号及びフレーム同期信号の符号変化速度は２.4ｋｂｐ
ｓである。そして発振手段６の発振精度を±１０ｐｐｍ
とすると周波数誤差ｘ／２π＝±４ｋHzとなる。
とるためのビット同期信号と情報の先頭を識別するため
のフレーム同期信号を付加信号として情報を有するマン
チェスタ符号列を伝送する直前に付加する。ビット同期
信号及びフレーム同期信号の符号変化速度は２.4ｋｂｐ
ｓである。そして発振手段６の発振精度を±１０ｐｐｍ
とすると周波数誤差ｘ／２π＝±４ｋHzとなる。
【００１９】周波数補正手段１５では情報を有するマン
チェスタ符号列に先だって伝送される付加信号を受信す
ると、上記周波数誤差２πｘを零にする方向に発振手段
６を制御する信号を出力する。図２に符号列ｐ（ｔ）及
び各出力端子の信号波形の関係を示す。以下図２を参照
しながら説明していく。従来例と同様端子ａ、ｂには 端子ａ ： Ｓ＊Ｑ ＝ＣＯＳ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ 端子ｃ ： Ｓ＊Ｑ’＝ＳＩＮ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ なる信号が生じる。角周波数誤差ｘは零になるよう周波
数補正手段１５により制御されるので以下ｘ＝０として
説明していく。最初パルス信号発生手段１８からは１の
信号が出力し続ける。従ってかけ算手段１６の出力端子
ｃ’には端子ｃの信号がそのまま出力される（図２には
図示せず）。従来例と同様、位相差検出手段１１におい
て符号列ｐ（ｔ）の最初に伝送されるビット同期信号及
びフレーム同期信号を再生する。ビット同期信号及びフ
レーム同期信号の符号変化速度は２.4ｋｂｐｓであり、
周波数偏移２.4ｋHzとの比は１であり、位相差検出手段
１１で再生可能な範囲である。
チェスタ符号列に先だって伝送される付加信号を受信す
ると、上記周波数誤差２πｘを零にする方向に発振手段
６を制御する信号を出力する。図２に符号列ｐ（ｔ）及
び各出力端子の信号波形の関係を示す。以下図２を参照
しながら説明していく。従来例と同様端子ａ、ｂには 端子ａ ： Ｓ＊Ｑ ＝ＣＯＳ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ 端子ｃ ： Ｓ＊Ｑ’＝ＳＩＮ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ なる信号が生じる。角周波数誤差ｘは零になるよう周波
数補正手段１５により制御されるので以下ｘ＝０として
説明していく。最初パルス信号発生手段１８からは１の
信号が出力し続ける。従ってかけ算手段１６の出力端子
ｃ’には端子ｃの信号がそのまま出力される（図２には
図示せず）。従来例と同様、位相差検出手段１１におい
て符号列ｐ（ｔ）の最初に伝送されるビット同期信号及
びフレーム同期信号を再生する。ビット同期信号及びフ
レーム同期信号の符号変化速度は２.4ｋｂｐｓであり、
周波数偏移２.4ｋHzとの比は１であり、位相差検出手段
１１で再生可能な範囲である。
【００２０】ビット同期検出手段１７では再生された符
号列ｐ（ｔ）よりビット同期信号に同期し、かつフレー
ム同期信号を検出すると次段のパルス信号発生手段１８
を起動する信号を出力する。するとパルス信号発生手段
１８の出力端子ｆから情報ビットの先頭に同期した２.4
ｋHzの矩形波が出力する。そしてかけ算手段１６におい
て端子ｃの信号と端子ｆの信号がかけ算されて、端子
ｃ’の信号となる。図２から明らかなように、位相差検
出手段１１に入力する端子ａの信号と端子ｃ’の信号を
比較すると、端子ａの信号にクラブ端子ｃ’の信号は符
号列ｐ（ｔ）がマンチェスタ符号化前において１の時に
は位相が９０°遅れている。逆に符号列ｐ（ｔ）がマン
チェスタ符号化前において０の時には位相が９０°進ん
でいる。そして位相差の変化速度は２.4ｋｂｐｓと符号
列ｐ（ｔ）の変化速度である４.8ｋｂｐｓの２分の１の
速度になるため位相差検出手段においてマンチェスタ符
号化前の符号列を再生することができる。
号列ｐ（ｔ）よりビット同期信号に同期し、かつフレー
ム同期信号を検出すると次段のパルス信号発生手段１８
を起動する信号を出力する。するとパルス信号発生手段
１８の出力端子ｆから情報ビットの先頭に同期した２.4
ｋHzの矩形波が出力する。そしてかけ算手段１６におい
て端子ｃの信号と端子ｆの信号がかけ算されて、端子
ｃ’の信号となる。図２から明らかなように、位相差検
出手段１１に入力する端子ａの信号と端子ｃ’の信号を
比較すると、端子ａの信号にクラブ端子ｃ’の信号は符
号列ｐ（ｔ）がマンチェスタ符号化前において１の時に
は位相が９０°遅れている。逆に符号列ｐ（ｔ）がマン
チェスタ符号化前において０の時には位相が９０°進ん
でいる。そして位相差の変化速度は２.4ｋｂｐｓと符号
列ｐ（ｔ）の変化速度である４.8ｋｂｐｓの２分の１の
速度になるため位相差検出手段においてマンチェスタ符
号化前の符号列を再生することができる。
【００２１】図３に位相差検出手段１１の構成を示し、
その動作を説明する。１２、１３は波形整形手段、１
９、２０は反転手段、１４、２１、２２、２３はＤ−フ
リップフロップである。２４はエッジ検出手段、２５は
切換スイッチである。端子ｂおよび端子ｄには図２に示
す信号が出力する。そしてエッジ検出手段２４により端
子ｂの立ち上がり、立ち下がり、及び端子ｄの立ち上が
り、立ち下がりの４種類のエッジ変化を検出する。そし
て切換スイッチ２５をエッジ変化に対応して切り換え
る。その結果、各Ｄ−フリップフロップ１４、２１、２
２、２３の出力が切り換えられ端子ｅに図２に示すｐ
（ｔ）を再生した信号が出力する。
その動作を説明する。１２、１３は波形整形手段、１
９、２０は反転手段、１４、２１、２２、２３はＤ−フ
リップフロップである。２４はエッジ検出手段、２５は
切換スイッチである。端子ｂおよび端子ｄには図２に示
す信号が出力する。そしてエッジ検出手段２４により端
子ｂの立ち上がり、立ち下がり、及び端子ｄの立ち上が
り、立ち下がりの４種類のエッジ変化を検出する。そし
て切換スイッチ２５をエッジ変化に対応して切り換え
る。その結果、各Ｄ−フリップフロップ１４、２１、２
２、２３の出力が切り換えられ端子ｅに図２に示すｐ
（ｔ）を再生した信号が出力する。
【００２２】次に周波数補正手段１５の構成の一実施例
を図４に示し、その動作を説明する。図４において２６
は周波数分析手段、２７は制御手段、２８はアナログ／
ディジタル変換手段である。周波数分析手段２６では端
子ａの信号を高速フーリエ変換手法により周波数分析を
行う。伝送されるＦＳＫ信号のビット同期信号に先立
ち、無変調の搬送波信号が送信側より伝送される場合に
ついて考える。端子ａにはすでに説明したように 端子ａ ： Ｓ＊Ｑ ＝ＣＯＳ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ なる信号が生じる。そして無変調の搬送波信号の場合、
トω＝０である。従って、周波数分析手段２６により周
波数分析された結果、ｘ／２πなる周波数が検出され
る。すると制御手段２７では発振手段６の周波数がわず
かに高くなる方向に発振手段６を制御する。そして周波
数分析手段２６の周波数分析結果が前回にくらべ周波数
が高くなった場合には発振手段６の発振周波数をｘ／２
πだけ低くするように制御する。逆に前回にくらべ周波
数が低くなった場合は発振手段６の発振周波数をｘ／２
πだけ高くするように制御する。アナログ／ディジタル
変換手段２８では制御手段２７からの制御信号をアナロ
グ量に変換して発振手段６に加える。上記動作により周
波数誤差ｘ／２πを補正することができる。
を図４に示し、その動作を説明する。図４において２６
は周波数分析手段、２７は制御手段、２８はアナログ／
ディジタル変換手段である。周波数分析手段２６では端
子ａの信号を高速フーリエ変換手法により周波数分析を
行う。伝送されるＦＳＫ信号のビット同期信号に先立
ち、無変調の搬送波信号が送信側より伝送される場合に
ついて考える。端子ａにはすでに説明したように 端子ａ ： Ｓ＊Ｑ ＝ＣＯＳ｛ｐ（ｔ）＊トω−ｘ｝＊ｔ なる信号が生じる。そして無変調の搬送波信号の場合、
トω＝０である。従って、周波数分析手段２６により周
波数分析された結果、ｘ／２πなる周波数が検出され
る。すると制御手段２７では発振手段６の周波数がわず
かに高くなる方向に発振手段６を制御する。そして周波
数分析手段２６の周波数分析結果が前回にくらべ周波数
が高くなった場合には発振手段６の発振周波数をｘ／２
πだけ低くするように制御する。逆に前回にくらべ周波
数が低くなった場合は発振手段６の発振周波数をｘ／２
πだけ高くするように制御する。アナログ／ディジタル
変換手段２８では制御手段２７からの制御信号をアナロ
グ量に変換して発振手段６に加える。上記動作により周
波数誤差ｘ／２πを補正することができる。
【００２３】さらに周波数補正手段１５の構成の他の実
施例を図５に示し説明する。１５が周波数補正手段であ
り、２９の直流検出手段、３０の掃引信号発生手段、３
１の電圧保持手段、３２の切換スイッチにより構成され
ている。伝送されるＦＳＫ信号のビット同期信号に先立
ち、無変調の搬送波信号が送信側より伝送される場合に
ついて考える。最初、切換スイッチ３２は掃引信号発生
手段３０からの信号が発振手段６に加わるようになって
いる。掃引信号発生手段３０では発振手段６の発振周波
数をある一定の周波数幅にわたって掃引させる信号を出
力する。すると端子ａに生じる信号の周波数が掃引に応
じて変化する。直流検出手段２９では端子ａに生じた信
号の周波数が零になった時を検出する。そして零を検出
すると電圧保持手段３１を起動し、切換スイッチ３２を
伝える保持手段３１の信号が発振手段６に加わるように
きりかえる。さらに掃引信号発生手段の動作を停止す
る。電圧保持手段３１では直流検出手段２９からの信号
により掃引信号発生手段３０からの信号レベルを保持す
る。上記動作により発振手段６の発振周波数がアンテナ
に入力するＦＳＫ信号の搬送波周波数と一致する。
施例を図５に示し説明する。１５が周波数補正手段であ
り、２９の直流検出手段、３０の掃引信号発生手段、３
１の電圧保持手段、３２の切換スイッチにより構成され
ている。伝送されるＦＳＫ信号のビット同期信号に先立
ち、無変調の搬送波信号が送信側より伝送される場合に
ついて考える。最初、切換スイッチ３２は掃引信号発生
手段３０からの信号が発振手段６に加わるようになって
いる。掃引信号発生手段３０では発振手段６の発振周波
数をある一定の周波数幅にわたって掃引させる信号を出
力する。すると端子ａに生じる信号の周波数が掃引に応
じて変化する。直流検出手段２９では端子ａに生じた信
号の周波数が零になった時を検出する。そして零を検出
すると電圧保持手段３１を起動し、切換スイッチ３２を
伝える保持手段３１の信号が発振手段６に加わるように
きりかえる。さらに掃引信号発生手段の動作を停止す
る。電圧保持手段３１では直流検出手段２９からの信号
により掃引信号発生手段３０からの信号レベルを保持す
る。上記動作により発振手段６の発振周波数がアンテナ
に入力するＦＳＫ信号の搬送波周波数と一致する。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明の受信装置に
よれば、周波数補正手段により受信すべき信号の搬送波
周波数と発振手段の発振周波数とが一致するように補正
を行うことができるため角周波数偏移の大きな信号であ
っても送信された符号列を再生することができる。
よれば、周波数補正手段により受信すべき信号の搬送波
周波数と発振手段の発振周波数とが一致するように補正
を行うことができるため角周波数偏移の大きな信号であ
っても送信された符号列を再生することができる。
【００２５】さらにパルス信号発生手段からの信号と端
子ｃの信号をかけ算することにより、より高速な符号変
化速度の信号であっても送信された符号列を再生するこ
とができる。
子ｃの信号をかけ算することにより、より高速な符号変
化速度の信号であっても送信された符号列を再生するこ
とができる。
【００２６】さらに位相差検出手段を複数のＤ−フリッ
プフロップにより構成することにより１ビット長の間に
多くのエッジ変化を検出できこれにより、より高速な符
号変化速度のＦＳＫ信号であっても送信された符号列を
再生することができる。
プフロップにより構成することにより１ビット長の間に
多くのエッジ変化を検出できこれにより、より高速な符
号変化速度のＦＳＫ信号であっても送信された符号列を
再生することができる。
【図１】本発明の一実施例におけるＦＳＫ受信装置のブ
ロック図
ロック図
【図２】同装置の各出力端子の出力図
【図３】同装置の位相差検出手段のブロック図
【図４】同装置の周波数補正手段のブロック図
【図５】本発明の他の実施例における周波数補正手段の
ブロック図
ブロック図
【図６】従来のＦＳＫ受信装置のブロック図
【図７】同装置における各出力端子の出力図
１ アンテナ ２ 高周波増幅手段 ３ 第一のミキシング手段 ４ 第一の低域濾波手段 ６ 発振手段 ７ ９０°シフター ８ 第二のミキシング手段 ９ 第二の低域濾波手段 １１ 位相差検出手段 １５ 周波数補正手段 １６ かけ算手段 １７ ビット同期検出手段 １８ パルス信号発生手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 雅弘 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 堀内 章人 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−45636（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−152845（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (3)
- 【請求項１】 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波
数で発振する発振手段と、前記発振手段からの信号と受
信信号の差信号を取り出す第一のミキシング手段と、前
記発振手段からの信号を９０°シフトした信号と受信信
号の差信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第
一のミキシング手段からの信号と前記第二のミキシング
手段からの信号の間の位相差を検出する位相差検出手段
と、前記位相差検出手段からの信号からビット同期信号
を検出するビット同期信号検出手段と、前記ビット同期
信号検出手段により検出されたビット同期信号に同期し
てパルス信号を発生するパルス信号発生手段と、前記第
二あるいは第一のミキシング手段と前記位相差検出手段
の間に挿入され前記パルス信号発生手段からの信号とか
け算を行なうかけ算手段とで構成された受信装置。 - 【請求項２】 位相差検出手段は、第一のミキシング手
段からの信号をＤ入力とし第二のミキシング手段からの
信号をクロック入力とする第一のＤ−フリップフロップ
と、第一のミキシング手段からの信号を反転させてＤ入
力とし第二のミキシング手段からの信号を反転させてク
ロック入力とする第二のＤ−フリップフロップと、第一
のミキシング手段からの信号をクロック入力とし第二の
ミキシング手段からの信号をＤ入力とする第三のＤ−フ
リップフロップと、第一のミキシング手段からの信号を
反転させてクロック入力とし第二のミキシング手段から
の信号を反転させてＤ入力とする第四のＤ−フリップフ
ロップと、第一から第四のＤ−フリップフロップの出力
を合成する合成手段とで構成された請求項１記載の受信
装置。 - 【請求項３】 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波
数で発振する発振手段と、前記発振手段からの信号と受
信信号の差信号を取り出す第一のミキシング手段と、前
記発振手段からの信号を９０°シフトした信号と受信信
号の差信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第
一のミキシング手段からの信号と前記第二のミキシング
手段からの信号の間の位相差を検出する位相差検出手段
と、前記受信すべき搬送波信号周波数と前記発振手段か
らの信号周波数の差を検出し、前 記周波数差をなくす方
向に前記発振手段の発振周波数を制御する周波数補正手
段とを備え、前記周波数補正手段は、発振手段の発振周
波数を掃引するための掃引信号発生手段と、第一あるい
は第二のミキシング手段からの信号から直流信号を検出
する直流検出手段と、前記掃引信号発生手段からの掃引
信号を前記直流検出手段からの信号により保持する電圧
保持手段と、前記発振手段を制御する信号を前記直流検
出手段からの信号により前記掃引信号発生手段からの信
号と前記電圧保持手段からの信号とに切り換える切換手
段とで構成された受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00463693A JP3161117B2 (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00463693A JP3161117B2 (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06216951A JPH06216951A (ja) | 1994-08-05 |
| JP3161117B2 true JP3161117B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=11589495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00463693A Expired - Fee Related JP3161117B2 (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3161117B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0350509Y2 (ja) * | 1987-07-13 | 1991-10-29 | ||
| EP2469783B1 (fr) * | 2010-12-23 | 2017-12-13 | The Swatch Group Research and Development Ltd. | Récepteur de signaux radiofréquences FSK avec un démodulateur à haute sensibilité ainsi que procédé pour sa mise en action |
-
1993
- 1993-01-14 JP JP00463693A patent/JP3161117B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06216951A (ja) | 1994-08-05 |
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