JPS6347307B2 - - Google Patents
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- JPS6347307B2 JPS6347307B2 JP57050285A JP5028582A JPS6347307B2 JP S6347307 B2 JPS6347307 B2 JP S6347307B2 JP 57050285 A JP57050285 A JP 57050285A JP 5028582 A JP5028582 A JP 5028582A JP S6347307 B2 JPS6347307 B2 JP S6347307B2
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- input terminal
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- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、同期２進信号用の入力端子を有する
角度変調信号（角度変調された信号）用送信機で
あつて、前記の入力端子が前置変調フイルタに接
続されており、該前置変調フイルタの出力端子
が、入力信号電圧に応答してこの入力信号電圧に
直線的に依存する周波数変調装置の信号入力端子
に接続されている送信機に関するものである。
角度変調信号（角度変調された信号）用送信機で
あつて、前記の入力端子が前置変調フイルタに接
続されており、該前置変調フイルタの出力端子
が、入力信号電圧に応答してこの入力信号電圧に
直線的に依存する周波数変調装置の信号入力端子
に接続されている送信機に関するものである。
上述した型の送信機は米国イリノイ州アーリン
トンで開催された学会の文献“Proceedings of
the 29 th IEEE Vehicular Technology
Conference”March 27―30、1979、pp.13―19
に記載されており既知である。
トンで開催された学会の文献“Proceedings of
the 29 th IEEE Vehicular Technology
Conference”March 27―30、1979、pp.13―19
に記載されており既知である。
この従来の送信機は、帯域外パワースペクトル
が良好に抑圧され、従つてチヤネル間隔を小さく
でき、或いは伝送速度をはやくでき、或いは場合
によつて伝送出力を大きくでき、或いはこれらの
組合せを達成することができるという利点を有す
る。
が良好に抑圧され、従つてチヤネル間隔を小さく
でき、或いは伝送速度をはやくでき、或いは場合
によつて伝送出力を大きくでき、或いはこれらの
組合せを達成することができるという利点を有す
る。
上述した従来の送信機においては、ガウス曲線
となる通過特性を有する低域通過フイルタ（この
ようなフイルタは一般にガウス低域通過フイルタ
と称されている）が前置変調（プリモジユレーシ
ヨン）フイルタとして用いられている。
となる通過特性を有する低域通過フイルタ（この
ようなフイルタは一般にガウス低域通過フイルタ
と称されている）が前置変調（プリモジユレーシ
ヨン）フイルタとして用いられている。
送信機および受信機より成るシステムは通常、
受信機における後置変調（ポストモジユレーシヨ
ン）フイルタと一般に称するフイルタにより信号
対雑音比に関して最適化される。上述した文献に
おいてはガウスフイルタが後置変調フイルタとし
て用いられており、このフイルタは検波器の前に
接続されており、前置検波（プリデイテクシヨ
ン）フイルタとして示されている。
受信機における後置変調（ポストモジユレーシヨ
ン）フイルタと一般に称するフイルタにより信号
対雑音比に関して最適化される。上述した文献に
おいてはガウスフイルタが後置変調フイルタとし
て用いられており、このフイルタは検波器の前に
接続されており、前置検波（プリデイテクシヨ
ン）フイルタとして示されている。
本発明の目的は、帯域外パワースペクトルの抑
圧が少くとも既知の送信機の場合と等しく良好に
行なわれ、しかも送信機および受信機のシステム
において信号対雑音比の関数としての誤り率を可
成り改善しうるようにした前述した種類の送信機
を提供せんとするにある。
圧が少くとも既知の送信機の場合と等しく良好に
行なわれ、しかも送信機および受信機のシステム
において信号対雑音比の関数としての誤り率を可
成り改善しうるようにした前述した種類の送信機
を提供せんとするにある。
本発明は、同期２進信号用の入力端子を有する
角度変調信号用送信機であつて、前記の入力端子
が前置変調フイルタに接続されており、該前置変
調フイルタの出力端子が、入力信号電圧に応答し
てこの入力信号電圧に直線的に依存する周波数で
出力信号を生じる周波数変調装置の信号入力端子
に接続されている送信機において、ｇ（ｔ）をガ
ウス低域通過フイルタのパルス応答とし、Ｔを２
進信号エレメントの持続時間に等しい遅延時間と
し、ｎを整数とした場合に、前記の前置変調フイ
ルタが式 ｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）―N 〓n=1 α（ｎ）〔ｇ（ｔ−nT）＋ｇ
（ｔ＋nT）〕 に応じたパルス応答ｈ（ｔ）を有するようにした
ことを特徴とする。
角度変調信号用送信機であつて、前記の入力端子
が前置変調フイルタに接続されており、該前置変
調フイルタの出力端子が、入力信号電圧に応答し
てこの入力信号電圧に直線的に依存する周波数で
出力信号を生じる周波数変調装置の信号入力端子
に接続されている送信機において、ｇ（ｔ）をガ
ウス低域通過フイルタのパルス応答とし、Ｔを２
進信号エレメントの持続時間に等しい遅延時間と
し、ｎを整数とした場合に、前記の前置変調フイ
ルタが式 ｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）―N 〓n=1 α（ｎ）〔ｇ（ｔ−nT）＋ｇ
（ｔ＋nT）〕 に応じたパルス応答ｈ（ｔ）を有するようにした
ことを特徴とする。
実際の場合には、ｎの値をあまり大きくする必
要はなく、例えばｎ４とすることができる。
要はなく、例えばｎ４とすることができる。
最適な結果を得る為には、受信機において検波
段すなわち復調段の後に位置する後置変調フイル
タ（後置復調フイルタとも称する）が、任意に帯
域幅を大きくし因数α（ｎ）を他の値にした同じ
一般形状のパルス応答を有し、信号対雑音比を最
大にするようにする。
段すなわち復調段の後に位置する後置変調フイル
タ（後置復調フイルタとも称する）が、任意に帯
域幅を大きくし因数α（ｎ）を他の値にした同じ
一般形状のパルス応答を有し、信号対雑音比を最
大にするようにする。
以下図面につき説明する。
第１図は送信機TRおよび受信機RCを有する
従来の無線伝送システムを示す。
従来の無線伝送システムを示す。
送信機TRは同期２進データ信号に対する入力
端子１を有し、この入力端子１は低域通過前置変
調フイルタ２に接続されている。このフイルタ２
の出力端子は周波数変調装置３の信号入力端子に
接続されている。この装置３はその信号入力端子
における電圧の線形関数である周波数で出力信号
を生じる。この装置３はその最も簡単な形態のも
のでは電圧制御発振器（VCO）とすることがで
きる。実際には、中心周波数および周波数スイン
グを安定化する手段を既知のようにして設けるこ
とができる。変調装置３の出力信号は送信機の出
力部４に供給される。この出力部４は既知のよう
に１個以上の増幅器と周波数変換段との双方また
はいずれか一方を具えるようにすることができ
る。
端子１を有し、この入力端子１は低域通過前置変
調フイルタ２に接続されている。このフイルタ２
の出力端子は周波数変調装置３の信号入力端子に
接続されている。この装置３はその信号入力端子
における電圧の線形関数である周波数で出力信号
を生じる。この装置３はその最も簡単な形態のも
のでは電圧制御発振器（VCO）とすることがで
きる。実際には、中心周波数および周波数スイン
グを安定化する手段を既知のようにして設けるこ
とができる。変調装置３の出力信号は送信機の出
力部４に供給される。この出力部４は既知のよう
に１個以上の増幅器と周波数変換段との双方また
はいずれか一方を具えるようにすることができ
る。
受信機RCは入力部５を具えており、この入力
部５は既知のように１個以上の無線周波（RF）
および中間周波（IF）増幅段と復調段とを有す
るようにすることができる。この入力部の出力端
子は直交復調装置６に接続されており、この復調
装置６の出力端子はデータ再生器７に接続されて
いる。
部５は既知のように１個以上の無線周波（RF）
および中間周波（IF）増幅段と復調段とを有す
るようにすることができる。この入力部の出力端
子は直交復調装置６に接続されており、この復調
装置６の出力端子はデータ再生器７に接続されて
いる。
復調装置６は復調器６―１および６―２を有し
ており、これらの復調器は局部搬送波源６―３か
ら入力部５の出力信号の中心周波数に等しい周波
数で生ぜしめられる２つの直交信号により制御さ
れる。復調器６―１および６―２の出力端子には
低域通過後置復調フイルタ６―４および６―５が
それぞれ接続されている。これらフイルタの出力
端子は復調装置６の出力端子を構成する。
ており、これらの復調器は局部搬送波源６―３か
ら入力部５の出力信号の中心周波数に等しい周波
数で生ぜしめられる２つの直交信号により制御さ
れる。復調器６―１および６―２の出力端子には
低域通過後置復調フイルタ６―４および６―５が
それぞれ接続されている。これらフイルタの出力
端子は復調装置６の出力端子を構成する。
上述した種類の送信機および受信機は例えば明
細書前文に記載した文献から既知である。
細書前文に記載した文献から既知である。
この文献においては、周波数変調装置３の周波
数スイングΔfが周波数（Hz）で表わしたビツト
レイト（速度）fbの４分の１すなわちΔf＝fb／４
の場合が説明されている。この文献に記載されて
いるようにこの条件はMSK変調に対する条件に
相当し、位相は１記号周期中でπ／２に等しい量
だけ変化する。
数スイングΔfが周波数（Hz）で表わしたビツト
レイト（速度）fbの４分の１すなわちΔf＝fb／４
の場合が説明されている。この文献に記載されて
いるようにこの条件はMSK変調に対する条件に
相当し、位相は１記号周期中でπ／２に等しい量
だけ変化する。
更に前記の文献においては、前置変調フイルタ
２をガウス低域通過フイルタとし、その標準帯域
幅Bb・Ｔを種々の値にした場合が説明されてい
る。特に値Bb・Ｔ＝0.19の場合が記載されてお
り、この値で変調装置３の出力信号の帯域外パワ
ースペクトルが抑圧され、この抑圧はTFM変調
（Tamed Frequency Modulation；前記の文献
に参照符号２５で示されている）の場合に殆んど
等しい。
２をガウス低域通過フイルタとし、その標準帯域
幅Bb・Ｔを種々の値にした場合が説明されてい
る。特に値Bb・Ｔ＝0.19の場合が記載されてお
り、この値で変調装置３の出力信号の帯域外パワ
ースペクトルが抑圧され、この抑圧はTFM変調
（Tamed Frequency Modulation；前記の文献
に参照符号２５で示されている）の場合に殆んど
等しい。
復調装置６の出力端子における最適な信号対雑
音比は前置変調フイルタ２および後置復調フイル
タ６―４，６―５による信号の波形整形と後置復
調フイルタ６―４，６―５による雑音の波形整形
とに依存する。受信機RCにおける信号の波形整
形の一部或いは波形整形作動の全部を入力部５の
IF段で行なうこともできる。以下の説明におい
ては波形整形作動を後置復調フイルタ６―４およ
び６―５において集中して行なうものとする。
音比は前置変調フイルタ２および後置復調フイル
タ６―４，６―５による信号の波形整形と後置復
調フイルタ６―４，６―５による雑音の波形整形
とに依存する。受信機RCにおける信号の波形整
形の一部或いは波形整形作動の全部を入力部５の
IF段で行なうこともできる。以下の説明におい
ては波形整形作動を後置復調フイルタ６―４およ
び６―５において集中して行なうものとする。
また前記の文献においては、受信機における信
号の波形整形が前置検波ガウス低域通過フイル
タ、すなわち入力部５に設けたフイルタによつて
行なわれる場合が説明されている。この場合この
フイルタの帯域幅を等価な後置復調フイルタの帯
域幅の２倍としている。この文献では誤り率を最
小とする為にガウス帯域通過フイルタの相対帯域
幅をBb・Ｔ＝0.75にするという特別な考慮が払わ
れている。この帯域幅は後置復調フイルタ６―
４，６―５に対する相対帯域幅Bb・Ｔ＝0.375に
相当する。
号の波形整形が前置検波ガウス低域通過フイル
タ、すなわち入力部５に設けたフイルタによつて
行なわれる場合が説明されている。この場合この
フイルタの帯域幅を等価な後置復調フイルタの帯
域幅の２倍としている。この文献では誤り率を最
小とする為にガウス帯域通過フイルタの相対帯域
幅をBb・Ｔ＝0.75にするという特別な考慮が払わ
れている。この帯域幅は後置復調フイルタ６―
４，６―５に対する相対帯域幅Bb・Ｔ＝0.375に
相当する。
本発明によれば、前置変調フイルタ２を第２図
に示すように構成し、これに対応して後置復調フ
イルタ６―４，６―５を構成することにより帯域
外パワースペクトルの抑圧にいかなる悪影響をも
及ぼすことなく誤り率を可成り改善することがで
きるということを確かめた。
に示すように構成し、これに対応して後置復調フ
イルタ６―４，６―５を構成することにより帯域
外パワースペクトルの抑圧にいかなる悪影響をも
及ぼすことなく誤り率を可成り改善することがで
きるということを確かめた。
第２図に示す前置変調フイルタ２はガウス低域
通過フイルタ２―１および補正フイルタ２―２を
有する。補正フイルタ２―２は2n個の遅延区分
Dn′，……，Ｄ１′，Ｄ１……，Dnの縦続接続体
を有し、各遅延区分はＴ秒の遅延時間を有し、こ
のＴ秒は入力端子１における２進入力信号の１記
号周期の持続時間を表わす。遅延区分Dn′，…
…，Ｄ１′の入力信号および遅延区分Ｄ１，……，
Dnの出力信号は、乗算器Mn′，……，Ｍ１′およ
びＭ１，……，Mnにそれぞれ供給される正の因
数α（（ｎ），……，α(1)およびα(1)，……，α
（ｎ）が乗ぜられた後信号加算装置２―３に供給
される。これらの信号はこの加算装置２―３にお
いて、遅延区分Ｄ１′の出力端子からこの加算装
置に直接供給される信号から減算される。
通過フイルタ２―１および補正フイルタ２―２を
有する。補正フイルタ２―２は2n個の遅延区分
Dn′，……，Ｄ１′，Ｄ１……，Dnの縦続接続体
を有し、各遅延区分はＴ秒の遅延時間を有し、こ
のＴ秒は入力端子１における２進入力信号の１記
号周期の持続時間を表わす。遅延区分Dn′，…
…，Ｄ１′の入力信号および遅延区分Ｄ１，……，
Dnの出力信号は、乗算器Mn′，……，Ｍ１′およ
びＭ１，……，Mnにそれぞれ供給される正の因
数α（（ｎ），……，α(1)およびα(1)，……，α
（ｎ）が乗ぜられた後信号加算装置２―３に供給
される。これらの信号はこの加算装置２―３にお
いて、遅延区分Ｄ１′の出力端子からこの加算装
置に直接供給される信号から減算される。
第２図に示す前置変調フイルタのインパルス応
答ｈ（ｔ）は次式(1)によつて表わすことができる。
答ｈ（ｔ）は次式(1)によつて表わすことができる。
ｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）―N
〓n=1
α（ｎ）〔ｇ（ｔ−nT）＋ｇ
（ｔ＋nT）〕 ……(1) ここにｇ（ｔ）はガウス低域通過フイルタ２―
１のインパルス応答を示す。
（ｔ＋nT）〕 ……(1) ここにｇ（ｔ）はガウス低域通過フイルタ２―
１のインパルス応答を示す。
フイルタ２の簡単な実施例を第３図に示す。こ
の例はｎ＝２に対しα（ｎ）≠０とし、ｎ＝１お
よびｎ＞２に対しα（ｎ）＝０とした場合に相当す
る。
の例はｎ＝２に対しα（ｎ）≠０とし、ｎ＝１お
よびｎ＞２に対しα（ｎ）＝０とした場合に相当す
る。
第４図において曲線ＡはBb・Ｔ＝0.19を有する
ガウス低域通過フイルタ２―１のインパルス応答
を示し、曲線ＢはBb・Ｔ＝0.19を有する上記と同
じフイルタ２―１とα(2)＝0.02を有する第３図に
示す補正フイルタ２―２との組合せのパルス応答
を示す。
ガウス低域通過フイルタ２―１のインパルス応答
を示し、曲線ＢはBb・Ｔ＝0.19を有する上記と同
じフイルタ２―１とα(2)＝0.02を有する第３図に
示す補正フイルタ２―２との組合せのパルス応答
を示す。
第５図における曲線Ｃは、送信機中にBb・Ｔ
＝0.19としたガウス前置変調フイルタ２を有し受
信機中にBb・Ｔ＝0.375とした後置復調フイルタ
６―４，６―５を有する既知のシステムの信号対
雑音比Ｓ／Ｎの関数としての誤り率Peを示す。
前記の文献には、受信機中の上記のBb・Ｔの値
は送信機中のBb・Ｔの値にかかわらず最適値で
あるということが記載されていることに注意する
必要がある。曲線Ｄは、Bb・Ｔ＝0.19およびα(2)
＝0.02とした第３図に示す前置変調フイルタ２
と、Bb・Ｔ＝0.24およびα(2)＝0.07とした第３図
に示す後置復調フイルタ６―４，６―５とを用い
た場合の信号対雑音比の関数としての誤り率を示
す。信号対雑音比における利得は約1.3dBであ
る。
＝0.19としたガウス前置変調フイルタ２を有し受
信機中にBb・Ｔ＝0.375とした後置復調フイルタ
６―４，６―５を有する既知のシステムの信号対
雑音比Ｓ／Ｎの関数としての誤り率Peを示す。
前記の文献には、受信機中の上記のBb・Ｔの値
は送信機中のBb・Ｔの値にかかわらず最適値で
あるということが記載されていることに注意する
必要がある。曲線Ｄは、Bb・Ｔ＝0.19およびα(2)
＝0.02とした第３図に示す前置変調フイルタ２
と、Bb・Ｔ＝0.24およびα(2)＝0.07とした第３図
に示す後置復調フイルタ６―４，６―５とを用い
た場合の信号対雑音比の関数としての誤り率を示
す。信号対雑音比における利得は約1.3dBであ
る。
実際には、第２および３図に示すフイルタ２―
１および２―２の順序を変えることにより簡単な
前置変調フイルタ２を実現しうる。この場合、入
力信号の２進キヤラクタの点で、フイルタ２―２
をデジタル遅延区分を以つて構成することができ
る。
１および２―２の順序を変えることにより簡単な
前置変調フイルタ２を実現しうる。この場合、入
力信号の２進キヤラクタの点で、フイルタ２―２
をデジタル遅延区分を以つて構成することができ
る。
受信機における後置復調フイルタ６―４，６―
５として用いる第３図のフイルタの実施例を第６
図に示す。
５として用いる第３図のフイルタの実施例を第６
図に示す。
第６図に示すフイルタは、例えば次式(2)で示す
伝達関数Ｇ（jω）′を有するはしご型回路網の形
態で示す最小位相回路網８を有する。
伝達関数Ｇ（jω）′を有するはしご型回路網の形
態で示す最小位相回路網８を有する。
Ｇ（jω）′＝Ｇ（jω）・exp（−α(2)・e-j2〓T）
……(2) ここにＧ（jω）は第３図に示すガウス低域通過
フイルタ２―１の伝達関数を示す。
……(2) ここにＧ（jω）は第３図に示すガウス低域通過
フイルタ２―１の伝達関数を示す。
α(2)の値が小さい場合、回路網８のパルス応答
ｇ（ｔ）′は次式(3)によつて与えられる。
ｇ（ｔ）′は次式(3)によつて与えられる。
ｇ（ｔ）′＝ｇ（ｔ）−α(2)ｇ（ｔ−2T） ……(3)
第３図に示すフイルタを実現するのに必要な項
ｇ（ｔ）および−α(2)ｇ（ｔ−2T）は修正した伝
達関数Ｇ（jω）′を有する回路網８によつて実現
しうる。
ｇ（ｔ）および−α(2)ｇ（ｔ−2T）は修正した伝
達関数Ｇ（jω）′を有する回路網８によつて実現
しうる。
残りの項−α(2)ｇ（ｔ＋2T）は出力端子の前の
適当な点で回路網８からタツプを取出すことによ
り実現しうる。このことは並列インピーダンス１
０にタツプ９を設けることにより行なう。回路網
８の出力信号は差信号発生器１１によりタツプ９
における信号と合成し、この差信号発生器の出力
を以つて後置復調フイルタ６―４，６―５の出力
を構成する。
適当な点で回路網８からタツプを取出すことによ
り実現しうる。このことは並列インピーダンス１
０にタツプ９を設けることにより行なう。回路網
８の出力信号は差信号発生器１１によりタツプ９
における信号と合成し、この差信号発生器の出力
を以つて後置復調フイルタ６―４，６―５の出力
を構成する。
第６図に示すフイルタのパルス応答ｈ（ｔ）は
次式(4)により与えられる。
次式(4)により与えられる。
ｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）−α(2)ｇ（ｔ−2T）−α(2)ｇ（
ｔ
＋2T） ……(4) この式(4)はｎ＝１およびｎ＞２に対してα（ｎ）
＝０と仮定した式(1)と一致する。
ｔ
＋2T） ……(4) この式(4)はｎ＝１およびｎ＞２に対してα（ｎ）
＝０と仮定した式(1)と一致する。
第１図は従来の無線伝送システムを示すブロツ
ク線図、第２図は本発明による送信機に用いる前
置変調フイルタの一例を示すブロツク線図、第３
図は簡単化した前置変調フイルタの一例を示すブ
ロツク線図、第４図はガウス低域通過フイルタの
インパルス応答Ａと第３図に示す前置変調フイル
タのインパルス応答Ｂとを示す線図、第５図はガ
ウス前置変調および後置変調フイルタを有する第
１図に示すシステムにおける信号対雑音比の関数
としての誤り率Pe（曲線Ｃ）と、第３図に示す型
の前置変調および後置変調フイルタを有する場合
の誤り率（曲線Ｄ）とを示す線図、第６図は第１
図に示すシステムの受信機に用いる後置復調フイ
ルタの一例を示す回路図である。 １……入力端子、２……低域通過前置変調フイ
ルタ、２―１……ガウス低域通過フイルタ、２―
２……補正フイルタ、２―３……信号加算装置、
３……周波数変調装置、４……出力部、５……入
力部、６……直交復調装置、６―１，６―２……
復調器、６―３……搬送波源、６―４，６―５…
…低域通過後置復調フイルタ、７……データ再生
器、９……タツプ、１０……並列インピーダン
ス、１１……差信号発生器。
ク線図、第２図は本発明による送信機に用いる前
置変調フイルタの一例を示すブロツク線図、第３
図は簡単化した前置変調フイルタの一例を示すブ
ロツク線図、第４図はガウス低域通過フイルタの
インパルス応答Ａと第３図に示す前置変調フイル
タのインパルス応答Ｂとを示す線図、第５図はガ
ウス前置変調および後置変調フイルタを有する第
１図に示すシステムにおける信号対雑音比の関数
としての誤り率Pe（曲線Ｃ）と、第３図に示す型
の前置変調および後置変調フイルタを有する場合
の誤り率（曲線Ｄ）とを示す線図、第６図は第１
図に示すシステムの受信機に用いる後置復調フイ
ルタの一例を示す回路図である。 １……入力端子、２……低域通過前置変調フイ
ルタ、２―１……ガウス低域通過フイルタ、２―
２……補正フイルタ、２―３……信号加算装置、
３……周波数変調装置、４……出力部、５……入
力部、６……直交復調装置、６―１，６―２……
復調器、６―３……搬送波源、６―４，６―５…
…低域通過後置復調フイルタ、７……データ再生
器、９……タツプ、１０……並列インピーダン
ス、１１……差信号発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同期２進信号用の入力端子を有する角度変調
信号用送信機であつて、前記の入力端子が前置変
調フイルタに接続されており、該前置変調フイル
タの出力端子が、入力信号電圧に応答してこの入
力信号電圧に直線的に依存する周波数で出力信号
を生じる周波数変調装置の信号入力端子に接続さ
れている送信機において、 ｇ（ｔ）をガウス低域通過フイルタのパルス応
答とし、Ｔを２進信号エレメントの持続時間に等
しい遅延時間とし、ｎを整数とした場合に、 前記の前置変調フイルタが式 ｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）―N 〓n=1 α（ｎ）〔ｇ（ｔ−nT）＋ｇ
（ｔ＋nT）〕 に応じたパルス応答ｈ（ｔ）を有するようにした
ことを特徴とする角度変調信号用送信機。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NLAANVRAGE8101611,A NL189588C (nl) | 1981-04-01 | 1981-04-01 | Zender voor hoekgemoduleerde signalen. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57174966A JPS57174966A (en) | 1982-10-27 |
| JPS6347307B2 true JPS6347307B2 (ja) | 1988-09-21 |
Family
ID=19837270
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57050285A Granted JPS57174966A (en) | 1981-04-01 | 1982-03-30 | Angular modulation signal transmitter |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4477916A (ja) |
| JP (1) | JPS57174966A (ja) |
| DE (1) | DE3211812A1 (ja) |
| FR (1) | FR2503498A1 (ja) |
| GB (1) | GB2096424B (ja) |
| NL (1) | NL189588C (ja) |
Families Citing this family (13)
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|---|---|---|---|---|
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| GB8605518D0 (en) * | 1986-03-06 | 1986-04-09 | Gen Electric Co Plc | Transversal equaliser arrangements |
| CH670178A5 (ja) * | 1986-06-24 | 1989-05-12 | Bbc Brown Boveri & Cie | |
| JPH0646686B2 (ja) * | 1986-10-24 | 1994-06-15 | 日本電気株式会社 | Ｆｍ変調器 |
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| DE3838228A1 (de) * | 1988-11-11 | 1990-05-17 | Licentia Gmbh | Verfahren zur zusaetzlichen uebertragung von digitalen daten in bandbegrenzten uebertragungskanaelen |
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| DE19827028C2 (de) * | 1998-06-17 | 2003-06-18 | Siemens Ag | Verfahren und Gerät zur drahtlosen Übertragung von Daten gemäß einem FSK-Verfahren, insbesondere einem GFSK-Verfahren |
| US6665021B2 (en) * | 2001-02-05 | 2003-12-16 | Conexant Systems, Inc. | System and process for filtering single tone signals |
Family Cites Families (4)
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|---|---|---|---|---|
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-
1981
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-
1982
- 1982-03-11 US US06/357,245 patent/US4477916A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-03-29 GB GB8209159A patent/GB2096424B/en not_active Expired
- 1982-03-29 FR FR8205311A patent/FR2503498A1/fr active Granted
- 1982-03-30 JP JP57050285A patent/JPS57174966A/ja active Granted
- 1982-03-31 DE DE19823211812 patent/DE3211812A1/de active Granted
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| FR2503498B1 (ja) | 1984-03-23 |
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| DE3211812A1 (de) | 1982-11-04 |
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| NL189588B (nl) | 1992-12-16 |
| GB2096424B (en) | 1984-10-10 |
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